JP5221203B2

JP5221203B2 - 高周波交流電源装置

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Publication number: JP5221203B2
Application number: JP2008130963A
Authority: JP
Inventors: 弘五十嵐; 隆熊谷; 明彦岩田; 寛康岩蕗; 宏久留島; 真人松原
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2008-05-19
Filing date: 2008-05-19
Publication date: 2013-06-26
Anticipated expiration: 2028-05-19
Also published as: JP2009284562A

Description

本発明は、インバータ等を構成する複数の半導体スイッチを有し、これらの半導体スイッチをスイッチング動作させ、高周波交流電力を供給する高周波交流電源装置に関するものである。

従来のこの種の高周波交流電源装置において、直流電圧を高速でスイッチングする複数の半導体スイッチにゲート駆動用電力を供給する方法として、例えば特許文献１に示されるように、トランスコアを共通とし複数の異なる２次巻線を有するトランスを備え、各２次巻線を、半導体スイッチを駆動する複数のゲートドライブ回路にそれぞれ接続することが行われていた。

特許第３９９１４５０号公報

このような方法において、例えば、半導体スイッチで構成され数kVの高電圧をスイッチングするインバータ回路のハイサイドのゲートに、絶縁トランスを用いたゲート用電源により駆動用電力を供給するような場合、絶縁トランスの２次巻線はGND（グランド）に対してフローティングしているため、絶縁トランスの１次巻線と２次巻線間の電位差は数kVの高電圧になる。
この場合、絶縁トランスの１次巻線と２次巻線間を絶縁する絶縁材料中にボイドがあると、ボイド部分に局部的に高電界が印加され部分放電が発生する。
そして、半導体スイッチのスイッチング周波数が高いほど部分放電の発生頻度が高くなり、時間経過と共にトリーイングによってやがて絶縁破壊に至る確率が高まり信頼性が低下するため、通常はモールドトランスと呼ばれる樹脂封止型のトランスを使用しなければならず、コスト高となる問題があった。
また、このようなモールドトランスは内部が見えないので、劣化や汚損の状態が把握し難くメンテナンス周期を短くする必要があった。また劣化や汚損が生じた場合でも絶縁部がモールドされているので、清掃など簡便な方法によって機能を回復できないため、トランスを交換する必要がありメンテナンスコストが高くなるという問題があった。

一方、絶縁材料を用いて１次巻線と２次巻線間を絶縁したトランスは、絶縁材料の誘電率が大きいので、１次巻線と２次巻線間の浮遊容量は通常数百〜数千pFと大きい。
このようなトランスを用いて半導体スイッチを高いスイッチング周波数で動作させると、浮遊容量を介してコモンモード電流が流れる。
このようなコモンモード電流は、ノイズ輻射の原因になる他、ノイズ電流による装置の誤動作や発熱などの原因となるため、コモンモード電流を抑制する部品としてチョークコイルやフィルタを挿入する必要がありコスト高となる問題があった。

さらに、半導体スイッチのスイッチング周波数が高くなると、前記チョークコイルやフィルタを構成する回路基板の外形も大きくなり装置が大型化する他、回路基板自体とアース間の浮遊容量が増加するため高周波化が難しいという問題があった。
また、前記ノイズ輻射を抑制するためにトランスを金属シャーシでシールドする必要があり、このためコスト高になるだけでなく、トランスの外形サイズ・重量が大きくなり装置への取り付け作業が困難となる。

前記のようにトランスコアを共通とし複数の異なる２次巻線を有するトランスから、各２次巻線の電圧を直流電圧に変換する整流回路とゲートドライブ回路を介して、各２次巻線に対応して直列に接続された複数の半導体スイッチを駆動する場合、複数のゲートドライブ回路のうち１つが故障しトランスの出力がショートすると、トランス１次側が短絡状態となり、トランス1次側の回路も連鎖的に故障してしまう。
これを防ぐため従来は各トランスの出力に短絡状態を検出するための保護回路を設けるなどの対策が必要であった。
また、トランスコアを共通としたトランスは、各２次巻線を離して絶縁するために大きなトランスコアを使う必要がありトランスが重く大型化してしまう。
前記問題を解決するためにトランスをエポキシ樹脂でモールドしたり絶縁性能の高い絶縁線を使用したりする必要がありコスト高となっていた。

また、直列に接続された複数の半導体スイッチでスイッチングを行った場合、スイッチング電圧は、半導体スイッチを駆動するゲートドライブ回路に駆動用電力を供給するゲート用電源の絶縁トランスの１次巻線と２次巻線間の浮遊容量によるトランス結合容量と半導体スイッチの出力容量とで分圧され、出力端子に近い半導体スイッチほど分担電圧が高くなり、分担電圧が高い半導体スイッチの出力容量の充放電に伴う損失が増大する問題があった。
前記の問題を解決するため、従来は各半導体スイッチにコンデンサが並列に接続され電圧が均等に分担するように出力端子に近い半導体スイッチほど大容量のコンデンサが接続されていた。そのため部品点数が多くなり、コスト高となっていた。

本発明は、前記のような問題を解決するためになされたもので、ゲート用電源の構成を改善し、インバータ等を構成する複数の半導体スイッチのスイッチング周波数とスイッチング電圧を向上できる高周波交流電源装置を提供することを目的としている。

本発明の高周波交流電源装置は、直列に接続された複数の半導体スイッチと、これらの半導体スイッチをそれぞれ駆動する複数のゲートドライブ回路と、これらのゲートドライブ回路にそれぞれ電圧源を供給する多出力ゲート用電源とを備え、前記多出力ゲート用電源は、前記各ゲートドライブ回路に相互に、絶縁された電圧源を供給する複数のトランスと、これらのトランスに駆動電力を供給するトランスドライブ回路を含み、前記トランスは、閉じた磁路を形成するトランスコアと、このトランスコアに巻回された２次巻線と、前記トランスコアの中空部を貫通する１次巻線とで構成され、前記２次巻線は前記各ゲートドライブ回路に接続され、前記複数のトランスの１次巻線は直列に接続され、前記直列１次巻線と２次巻線が空間距離を設けて配置されており、前記複数のトランスコアの中空部が一列に連なるようにプリント基板上に取り付けられると共に、前記直列１次巻線は全てのトランスコアの中空部を貫通するように配置され、その両端が前記プリント基板上に支持され、前記各２次巻線はその両端が前記プリント基板上の配線を介して対応する前記各ゲートドライブ回路に接続されている。

本発明に係る高周波交流電源装置は、トランスの１次巻線と２次巻線間の絶縁性能を向上させると共に浮遊容量を低減し、巻線間の絶縁が容易に取れ、かつ小型・軽量、低コストのゲート用電源を構成でき、直列多段接続されたインバータ等の半導体スイッチのスイッチング周波数とスイッチング電圧を高めることができる。

実施の形態１．
図１は高周波交流電源装置に接続する負荷としてレーザ出力を得る放電管を接続した場合の基本的な構成を示す回路構成図である。
図１において、負荷である放電管１は、誘電体コンデンサ２と放電抵抗３を含んでいる。フルブリッジインバータの４つのアームA1〜A4を構成する複数の高電圧スイッチ５は、中点を接地された直流高圧電源８の直流電圧Ea/2を高速でスイッチングして高周波交流電圧に変換し出力リアクトル４を介して放電管１に供給する。各高電圧スイッチ５は直列接続された複数のＦＥＴ等の半導体スイッチで構成され、各半導体スイッチは各ゲート回路６によって駆動される。各ゲート回路６はゲート用電源７から駆動用電力を供給されると共に、制御回路９から光発振器１０、光ファイバ１１を介してオン・オフ用の制御信号を供給される。

制御回路９は、フルブリッジインバータを制御する一般的なPWMジェネレータである。
図２に制御回路９から出力される制御信号S1〜S4と出力電圧Voutのタイミングチャートの一例を示す。
制御信号S1〜S4はオン時間がオフ時間よりも2t_d短いオン・オフ信号で、制御信号S3、S4は制御信号S1、S2よりも位相が90度進みまたは遅れたオン・オフ信号である。
前記のようにオン時間をオフ時間よりも2t_d短くすることで制御信号S1、S2と制御信号S3、S4の立ち上がり、立下りのタイミングが同じにならないようにデッドタイムtdが設けられる。
制御信号S1,S2がオンのときに、出力電圧Voutは+Ea、制御信号S3,S4がオンのときに、出力電圧Voutは-Eaとなり±Eaの高周波交流電圧が出力される。
前記S1〜S4のオン・オフ信号を光発振器１０で光に変換し光ファイバ１１を介してゲート回路６に伝送する。

前記の構成では、高電圧スイッチ５が直接高電圧をスイッチングするため、昇圧トランスは不要となる。そのため、高電圧スイッチ５で構成されるフルブリッジインバータの出力端から負荷までのインダクタンスは、ほぼ挿入する出力リアクトル４によって決まる。負荷としてレーザ出力を得る放電管１を接続した場合には出力リアクトル４は十分に小さく選定できるから、インバータの周波数を高くすることができ、放電電力を大きくすることができ、結果的にレーザ出力強度も大きくできる。

図３は高電圧スイッチ５、ゲート回路６、ゲート用電源７の詳細を示しており、図はフルブリッジインバータの１アーム分を示している。
高電圧スイッチ５は、直列多段接続された６個の半導体スイッチ２０で構成され、ゲート回路６は、各半導体スイッチ２０にゲート信号を供給する６個のゲートドライブ回路１９で構成されている。ゲート用電源７は、商用電源１２、AC/DCコンバータ１３、ゲートドライブ回路１９、６個のトランス１５、６個の整流回路２７で構成されている。トランスドライブ回路１４はフルブリッジ回路といった一般的なスイッチング回路でAC/DCコンバータ１３からの出力電圧をスイッチングする。
各トランス１５は、閉じた磁路を形成する複数のトランスコア１８、これらのトランスコアを貫通する直列接続された１次巻線（以下直列１次巻線という）１６、及びこの直列１次巻線と空間距離を設けて各トランスコアに巻回された複数の２次巻線１７を有し、直列1次巻線１６はトランスドライブ回路１４に接続されると共に、各２次巻線１７は対応す
る各ゲートドライブ回路１９に整流回路２７を介して接続されている。

前記の構成において、商用電源１２がAC/DCコンバータ１３に入力されるとAC/DCコンバータ１３からはトランスドライブ回路１４を駆動する直流電圧が出力される。トランスドライブ回路１４がスイッチング動作し、各トランス１５で直列1次巻線１６に交流信号が流れ、各２次巻線１７に発生した交流電圧は整流回路２７を介して直流電圧に変換されて各ゲートドライブ回路１９に供給される。
各ゲートドライブ回路１９には光ファイバ１１を通してオン・オフ信号が伝送されており、ゲートドライブ回路１９から各半導体スイッチ２０にスイッチング信号が供給される。半導体スイッチ２０はそれぞれ直列に接続されているため、１つの耐圧が小さくても全体としては、高電圧仕様を満足し得る。

図４はゲート用電源７のトランス部分（図３のＡ−Ｂ間）の詳細構造を示す斜視図である。
図４において、複数（図では６個）のトランス１５は、それぞれ閉じた磁路を形成するように円環状のトランスコア１８と、トランスコアに巻回された２次巻線１７と、全てのトランスコア１８を貫通し全ての２次巻線１７に対して直列1次巻線１６とを有し、プリント基板２１上に配設されている。
即ち、図４に示すように、複数のトランスコア１８が、それらの中空部が一列に連なるように台座２３を介してプリント基板２１上に取り付けられた状態で、直列1次巻線１６は、全てのトランスコア１８の中空部を直線状に貫通するように配置され、その両端が端子台２２を介してプリント基板２１上に支持され、端子台２２を介して１次電流が供給され、各２次巻線１７は、その両端がプリント基板２１上の配線（図示せず）に接続され、整流回路２７を介して対応する各ゲートドライブ回路１９に直流電圧を供給する。
そして、このトランス構造においては、各トランス１５の１次巻線１６と２次巻線１７間は空間距離によって一様な雰囲気で絶縁される。このため、部分放電が発生し難く、部分放電が発生したとしても絶縁材料の劣化による絶縁破壊がないため信頼性・安全性が大幅に向上する。

トランスの1次巻線と２次巻線の間が固体絶縁材料によって絶縁された一般的な絶縁トランスは絶縁物中にボイドや不純物が存在する場合があり、ボイドや不純物のある箇所では局部的に電界強度が高くなる。
図５に絶縁物中にボイドが１個ある場合の等価回路を示す。図中、Cvはボイド２５の静電容量、C1〜C4は右図の位置に対応した絶縁物の静電容量を示している。
通常、絶縁物２６中のボイド２５は空気等の気体でできていて、その大きさは非常に小さい。絶縁物２６の電極２４間に電圧を印加すると静電容量の小さいボイド２５に高い電圧が印加され、ボイド部の電界強度が局部的に高くなる。電界強度が局部的に高くなると部分放電の発生確率が高まり、さらに半導体スイッチのスイッチング周波数が高くなるとその確率はより高まる。部分放電が発生すると絶縁物が炭化し侵食され時間経過と共に侵食された部位が発展して局部破壊を起こす。これが更に樹枝状に発達して全路破壊に至るトリーイング現象が起こる。

前記トランス１５のように１次巻線１６を全てのトランスコア１８に貫通させて１次巻線１６を直列とし、１次巻線１６と２次巻線１７間を空間距離によって絶縁する構造にすることで、１次巻線１６と２次巻線１７間の浮遊容量が小さくなり、高周波領域での容量性リアクタンスXcが増加する。これにより高周波領域でのインピーダンスが増加しコモンモード電流が流れるのを抑えることができる。
部分放電による絶縁破壊を防ぐため、一般的にはモールドトランスと呼ばれる樹脂封止型のトランスが使用される。モールドトランスは、１次巻線と２次巻線間を絶縁するため絶縁テープなどの絶縁材料を挟み込んでトランスコアに巻線を巻きつけた後、巻線間の隙間・ボイドを減らすためエポキシ樹脂などの絶縁材料でモールドしている。
トランスの絶縁に用いられる代表的な絶縁材料であるエポキシ樹脂の比誘電率は2.5〜6.0なのに対し空気は1.0である。静電容量CはC=(ε₀ε_s・S)/dから計算でき、静電容量Cは比誘電率ε_sに比例する。比誘電率の小さな空気で絶縁することで、エポキシ樹脂を用いた場合と比較して１次巻線と２次巻線間の浮遊容量を1/2.5〜1/6.0に抑えることができる。また静電容量Cは距離dに反比例するので１次巻線と２次巻線間に十分な空間距離を設けることでさらに浮遊容量を小さくすることができる。
各トランス１５の1次巻線１６と２次巻線１７間の浮遊容量を小さくできれば、浮遊容量を介して流れるコモンモード電流が減少し、チョークコイルやフィルタ等のノイズ対策部品が必要なくなる。また、ノイズ輻射も抑制されるため金属シャーシを必要とせずトランスが軽量化され、トランスの装置への取り付けが容易となる。

図３に示すような直列に接続された複数の半導体スイッチ２０を用いてスイッチング動作を行った場合、スイッチング電圧はゲート用電源７における各トランス１５の１次巻線１６と２次巻線１７間の浮遊容量によるトランス結合容量と半導体スイッチの出力容量Coesとで分圧され、出力端子に近い半導体スイッチほど分担電圧が高くなる。
半導体スイッチの出力容量Coesでの充放電損失Wcは、分担電圧をVc、スイッチング周波数をfとすると、1/2・Coes・Vc^2・ｆで求めることができ、上式より分担電圧Vcが高くなると出力容量Coesでの損失Wcは分担電圧Vcの２乗に比例して増加する。そのため分担電圧Vcが高い一部の半導体スイッチで損失Wcが大きくなるといった問題があった。
かかる問題を解決するため従来は各半導体スイッチにコンデンサが並列に接続され、電圧が均等に分担するように出力端子に近い半導体スイッチほど大容量のコンデンサが接続されていた。そのため部品点数が多くなり、コスト高となっていた。

図６は図１のフルブリッジインバータを構成する４つのアームA1〜A4のうちA1を例にとって、各接続点の電位が図のようになった場合の、各部分の移動電荷、分担電圧を求めたものである(実際は各接続点の電位は分圧状態によって異なるので少し電荷も異なってくる)。直流高圧電源８としてEa=±3kVを印加し、アームA1を構成する半導体スイッチQ1〜Q6の出力容量を400pF、トランスの結合容量を10pFとすると各部分の容量値は図６の通りである。
図６(a)に示すようにアームA1を構成する半導体スイッチQ1〜Q6全てがオン、A2がオン、A3,A4がオフの時、各出力容量の両端電圧は0V、各接続点の電位は+3kVとなりトランス結合容量10pFが充電される。
図６(b)に示すようにアームA1を構成する半導体スイッチQ1〜Q6全てがオフ、A2がオフ、A3,A4がオンで、各接続点の電位が図のようになった場合、トランス結合容量10pFから各半導体スイッチの出力容量に移動電荷が流れ込む。
図６(b)中の10nC〜60nCは、図６(a)中のQ1〜Q6がオンからオフに切り替わった際、トランス結合容量10pFにかかる電圧が図６(b)のように仮に+2kV〜-3kVである場合に移動する電荷を表している。
また、図６(b)中の400nC〜550nCは、各出力容量400pFに流れる電荷を表しており、最初に図６(b)中、左端の出力容量400pFに1kVが印加され、400nC(=400pF/1kV)の電荷が流れ、その後、接続点に流れ込んでくる上記トランス結合容量10pFからの移動電荷が加算され、各出力容量に400nC〜550nCの電荷が流れる。
出力アームに近い半導体スイッチの出力容量ほど多くの移動電荷が流れ、この各部の移動電荷を出力容量で除したものが半導体スイッチの分担電圧を等価的に表し、出力アームに近い半導体スイッチほど分担電圧が高くなる。
従来は分担電圧を均等化させるため半導体スイッチQ1〜Q6にコンデンサを並列に接続し出力アームに近い半導体スイッチほど大容量コンデンサが接続されていた。

本実施の形態１によれば、各トランス１５の１次巻線１６と２次巻線１７間が空気によって絶縁されるので、１次巻線と２次巻線間の浮遊容量、つまりトランス結合容量は数pF以下と小さく、トランス結合容量から出力容量への移動電荷が少ない。
このため半導体スイッチ２０の分担電圧のアンバランスが小さくなり、出力容量の充放電に伴う損失を均一化できると共に、半導体スイッチにコンデンサを並列に接続する必要がなくなり部品点数・コストを抑えることができる。

更に、従来は、直列多段に接続された半導体スイッチに絶縁トランスを用いて各ゲート回路に駆動用電力を供給する方法として、複数個の絶縁トランスの１次側を並列に接続し、各トランスの２次巻線に整流回路を介して該ゲート回路が接続され駆動用電力が供給されていた。
この場合、複数のゲート回路のうち１つでも故障しトランスの出力がショートするとトランス１次側が短絡状態となり、トランス１次側のトランスドライブ回路も連鎖的に故障してしまうため、各トランスの出力(２次側)に短絡電流検出のための保護回路を設けるなどの対策を行っていた。
本実施の形態１によれば、複数のゲートドライブ回路１９のうち１つが故障しトランス１５の出力がショートした場合でも、トランス１次側が短絡状態にならずトランス１５は継続して他のゲートドライブ回路に駆動用電力を供給することができる。

即ち、入力電圧Vinで巻数比N、インダクタンスL1のトランスをn個直列に接続した場合の総インダクタンスLはn・L1、インダクタンス導通時間をｔとするとこの場合の励磁電流IlはVin・t/(n・L1)である。
n個のトランスのうち１個の出力がショートした場合、ショートしたトランスは磁気飽和
を起こし１次側インダクタンスはゼロとなる。
これによりトランスの１次電圧がV1'=Vin/(n-1)に上昇するため、他の２次側の出力電圧(即ちゲートドライブ回路の出力電圧＝ゲート電圧)もV2'=Vin・N/(n-1)に上昇する。
また１次側の総インダクタンスＬ=n・L1はL'=(n-1)・L1に減少し、
励磁電流ＩlがVin・t/((n-1)・L1)に増加する。
1次電流I1は2次電流I2と励磁電流との和なので、
１次電流I1はI2+ Vin・t/(n・L1)からI2+ Vin・t/((n-1)・L1)に増加する。
つまり、n個のトランスのうち１個の出力がショートすると、２次側出力電圧(ゲート電圧)はV2'=Vin・N/(n-1)に増加またはゼロとなり、１次電流I1も増加するが、nが十分に大きければ２次側出力電圧及び１次電流の増加分もわずかである。

１次巻線を直列に接続しない従来の絶縁トランスは、少なくとも１つの２次巻線がショートすると、トランスドライブ回路が故障し、他の２次巻線の電圧が低下するため継続動作が不可能であった。
１次巻線を直列に接続した本実施の形態によれば、必要耐圧に対して十分なマージンを有する半導体スイッチを用いれば、ゲート電圧がV2'=Vin・N/(n-1)に上昇するが、装置が停止することなく継続して動作可能である。
また半導体スイッチとして絶縁ゲート素子を用いた場合では、ゲート電圧が上がるとオン抵抗が下がり、損失増加が低減されるので、
半導体スイッチの分担電圧増加に伴う発熱の増加が緩和され、故障箇所のメンテナンスを行うまでの期間、装置を停止させること無く、継続動作させることが可能となり、非常に高い信頼性を確保できる。

更に、従来はゲートドライブ回路１９の故障を検出するには、トランスの各出力(２次
側)を監視する必要があった。本実施の形態１においては、１次巻線が直列である複数の
トランスのうち少なくとも１つのトランスの２次側がショートすると、他のトランスの２次側の出力電圧はVin・N/nからVin・N/(n-1)に増加する。
上記のように２次側の出力電圧はVin・N/(n-1)に増加するが、必要耐圧に対して十分なマージンを有する半導体スイッチを使用することで複数のトランスのうち少なくとも１つのトランスの２次側がショートしても装置のメンテナンスを行うまでの期間、装置を停止することなく継続して動作が可能であるため高い信頼性が得られる。
また、複数のトランスのうち少なくとも１つのトランスの２次側電圧を監視し、２次側電圧が所定のしきい値を超えた場合にゲートドライブ回路１９の動作を停止させる保護回路を備えることにより、ゲートドライブ回路１９の故障に対して容易に対処することができる。

また、前記のように２次側の出力電圧を監視する場合は、保護回路のある１次側と２次側をフォトカプラなどで絶縁する必要がある。本実施の形態１によれば、故障により出力がショートになると、１次電流はI1=I2+ Vin・ｔ/((n-1)・L1)に、
１次電圧はV1'=Vin/(n-1)に増加する。従って、直列1次巻線における１次電流または１次電圧を監視し、１次電流または１次電圧が所定のしきい値を超えた場合に、ゲートドライブ回路１９の動作を停止させる保護回路を備えるようにしても、ゲートドライブ回路１９の故障に対して容易に対処することができる。
本実施の形態によれば保護回路と監視電圧を絶縁することなく保護をかけられるので、複雑な回路を必要とせず、回路調整などに時間を割かれることがなくなり、設計時間の短縮とコスト削減の両方が図れる。

本実施の形態１によれば、ゲート用電源７を構成する複数のトランス１５の１次巻線１６が複数のトランスコア２０を貫通する構造としたことで、各トランスコアに１次巻線を巻きつける必要がなくなり簡単に組み立てることができ、組み立て工数も減るためコストを削減できる。
また、本実施の形態１によれば、独立した複数のトランスコア１８に２次巻線１７が巻かれるため、２次巻線１７間は空間距離を設けて絶縁され、トランスコアを小型・軽量化できると共にエポキシ樹脂でモールドする必要がないためコストを抑えることができる。
また、本実施の形態１によれば、各トランス１５は広く流通している部材を用いて構成可能なため汎用性に優れ、構成部材は極めて安価であるため、モールドトランスを用いた従来の装置と比較して安価な高周波交流電源装置が得られる。
また、本実施の形態１によれば、各トランス１５を樹脂で封止する必要が無く、汚損状態を目で見て確認できるためメンテナンス時期を容易に確認できるほか、ハケなどでトランスコア周辺を清掃することによって簡便に機能を回復することができるためメンテナンスコストを抑えることができる。

更に、トランスが小型・軽量化されることで、複数のトランス１５をプリント基板２１上に実装可能となり、取り付け性が向上すると共に、トランスがはんだ付けによって固定されるため耐振動性が向上する。またプリント基板上の配線パターンのノイズシールド効果により、トランス裏面方向へのトランスからの輻射ノイズがシールドされる。
このようにプリント基板上にトランスを実装することで、配線部材、トランスや端子台といった構造体とシールド板とを兼ね備えたゲート用電源が構成でき、トランスの１次巻線と２次巻線間の距離と位置、空間・沿面距離といった絶縁距離を、プリント基板の製造精度で極めて高精度に制御可能であると共に、配線が簡便な低ノイズ高周波交流電源装置が得られる。

以上のように本発明の実施の形態１に係る高周波交流電源装置によれば、直列に接続された複数の半導体スイッチと、これらの半導体スイッチをそれぞれ駆動する複数のゲートドライブ回路と、これらのゲートドライブ回路にそれぞれ電圧源を供給する多出力ゲート用電源とを備え、前記多出力ゲート用電源は、前記各ゲートドライブ回路に相互に、絶縁された電圧源を供給する複数のトランスと、これらのトランスに駆動電力を供給するトランスドライブ回路を含み、前記トランスは、閉じた磁路を形成するトランスコアと、このトランスコアに巻回された２次巻線と、前記トランスコアの中空部を貫通する１次巻線とで構成され、前記２次巻線は前記各ゲートドライブ回路に接続され、前記複数のトランスの１次巻線は直列に接続され、前記直列１次巻線と２次巻線が空間距離を設けて配置されているので、トランスの１次巻線と２次巻線間の絶縁性能を向上させると共に浮遊容量を低減し、巻線間の絶縁が容易に取れ、かつ小型・軽量、低コストのゲート用電源を構成でき、直列多段接続されたインバータ等の半導体スイッチのスイッチング周波数とスイッチング電圧を高めることができる。

なお、本実施の形態ではトロイダル状(環状)のトランスコアを例に説明したが、トロイダル状(環状)のトランスコア以外でも閉じた磁路が形成されるため、図７に示すような角型のトランスコアでも、トロイダル状(環状)のトランスコアと同様に本実施の形態で説明したような効果が得られることは言うまでも無い。
この場合、トランスコアが角型であることで、トロイダル状(環状)のトランスコアと比較して、トランスコアとトランスコア取り付け面の接触面積が広いので、安定してトランスコアを基板に固定できるため台座を必要とせず、耐振動性が向上するとともに信頼性が向上し、コストと組み立て工数が削減される。
また一般的に角型のトランスコアには、トランスコアを分割できるものがあり、１次巻線を配線後に、トランスコアを組み立てることで、トランスコア中空部に１次巻線を配置することができ、組み立て性が向上する。

また、本実施の形態ではギャップ(スリット)がないトランスコアを例に説明したが、トランスコアに軽微なギャップ(スリット)がある場合でも、ギャップ(スリット)間でも磁束が連続しており、閉じた磁路が形成されるため、ギャップ(スリット)がないトランスコアと同様な効果が得られる。
またギャップ(スリット)を設けることで、トランスコアを基板に固定した後、１次巻線をトランスコアに貫通させることなく、ギャップ(スリット)を通して１次巻線をトランスコア中空部に配置することができるので組み立て性が向上する。

本実施の形態では部分放電が発生しても１次巻線と２次巻線間は空気によって絶縁されているため従来のモールドトランスのように部分放電が発生することで起きるトリーイング現象による絶縁破壊が起こらず、装置を停止させること無く継続して運転を行うことができる。
従って、本実施の形態と異なり１次巻線と２次巻線間の距離が短い場合やトランスが汚損した場合は部分放電を発生しやすいが、部分放電発生時に生成されるオゾンによって装置内部への害虫やネズミ等の侵入を防止することができる（オゾンにはハエやゴキブリ等の害虫やネズミ等の忌避効果、殺虫や害虫の活動の抑制効果がある）。
上記のように１次巻線と２次巻線間に部分放電が発生する場合はオゾンが生成されオゾンによって害虫やネズミ等が装置に侵入することで起きる故障、短絡事故などを防止できるため装置の信頼性が高まる。

実施の形態２．
図８、図９及び図１０は、ゲート用電源７におけるトランス部分の他の構成例を示す斜視図及び要部平面図である。
図８において、複数のトランスコア１８が、それらの中空部が一列に連なるように台座２３を介してプリント基板２１上に取り付けられた状態で、直列1次巻線１６は、全てのトランスコア１８の中空部を直線状に貫通するように配置され、その両端が端子台２２を介してプリント基板２１上に支持され、端子台２２を介して１次電流が供給され、各２次巻線１７は、その両端がプリント基板２１上の配線に接続され、整流回路２７を介して対応する各ゲートドライブ回路１９に直流電圧を供給する。
以上の構成は実施の形態１と同じであるが、本実施の形態２においては、図８に詳細を示すように、複数のトランス１５は、２次巻線１７が各トランスコア１８の中心よりトランスコアのプリント基板取り付け部側（台座２３側）に偏って巻かれ、直列1次巻線１６が各トランスコア１８に対する２次巻線の偏りとは反対側に偏って複数のトランスコア１８を貫通するように端子台２３で支持されている。
更に、図９に示すように直列1次巻線１６の断面形状は1次巻線１６の中心よりトランスコアのプリント基板取り付け部側が円形となっている。

一般的にトランスの巻線はトランスコア全体に均一に起磁力を発生させるためトランスコア全周に均一に巻かれるが、２次巻線をコア全周に均一に巻いた場合は、１次巻線がトランスコアの中心を通るときに１次巻線と２次巻線間の空間距離、つまり絶縁性能が最大になると共に浮遊容量が最小となる。従って、図９に示されるように、２次巻線１７をトランスコア１８の中心より下のトランスコア取り付け部側に偏らせて巻き、1次巻線１６を２次巻線１７の偏りとは反対側に
偏らせて複数のトランスコア１８に貫通させることで、1次巻線１６がトランスコア１８
の中心を通るときよりも1次巻線１６と２次巻線１７間の空間距離を容易に大きくできるため、所望の絶縁距離を取りやすくトランスコアを小型・軽量化できる。
また１次巻線１６と２次巻線１７の間の浮遊容量は距離に反比例するので、前記のように１次巻線１６と２次巻線１７間の空間距離を大きくすることで、１次巻線と２次巻線間の浮遊容量が小さくなり、浮遊容量を介して流れるコモンモード電流を抑制できる。

本実施の形態において1次巻線１６の断面形状は、図１０に示されるように、少なくとも1次巻線１６の中心より下のトランスコア取り付け部側が円形となっている。
１次巻線１６の断面形状が円形ではなく、角がある断面形状の場合、角部に電界が集中し部分放電の発生確率が高まり、放射ノイズが多く発生する。
部分放電による放射ノイズを抑えたい場合は、本実施の形態２に示すように1次巻線１６の断面形状を少なくとも1次巻線１６の中心より下のトランスコア取り付け部側が円形とすることで低ノイズ化が図れる。

更に、一般的に振動などによって巻線が動くと巻線とトランスコアが擦れて巻線の絶縁皮膜が剥がれる恐れがあるため、巻線をトランスコアに接着剤で固定するなどの対策が施されるが、巻線をコア全周に均一に巻いた場合は、コア全周に接着剤を塗布する必要があり組み立て工数、加工時間が長くなるためコスト高となる。
本実施の形態２のように、２次巻線１７をトランスコア１８の中心より、トランスコア取り付け部の方向に偏らせて巻くことで、コアと取り付け面との接着の際に巻線も同時に接着固定できるので、組み立て性・加工時間が改善されるだけでなく巻線の配線長を短くでき、コストを抑えることができる。

本発明の実施の形態１に係る高周波交流電源装置の基本的な構成を示す回路構成図である。実施の形態１における制御回路の出力信号の一例を示す波形図である。実施の形態１におけるゲート用電源を含む要部の構成を示す回路構成図である。実施の形態１におけるゲート用電源のトランス部分の構成を示す斜視図である。絶縁物中にボイドが存在する場合の等価回路図である。インバータの１アームを構成する半導体スイッチの分担電圧を示す説明図である。本発明の実施の形態１におけるゲート用電源のトランス部分の他の構成例を示す斜視図である。本発明の実施の形態２におけるゲート用電源のトランス部分の構成を示す斜視図である。実施の形態２におけるトランスの詳細を示す要部平面図である。実施の形態２におけるトランスの１次巻線の他の例を示す要部平面図である。

符号の説明

１放電管、２誘電体コンデンサ、３放電抵抗、４出力リアクトル、５高電圧スイッチ、６ゲート回路、７ゲート用電源、８直流高圧電源、９制御回路、１０
光発振器、１１光ファイバ、１２商用電源、１３ AC/DCコンバータ、１４トランスゲートドライブ回路、１５トランス、１６１次巻線、１７２次巻線、１８トランスコア、１９ゲートドライブ回路、２０半導体スイッチ、２１プリント基板、２２端子台、２３台座、２４電極、２５ボイド、２６絶縁物
２７整流回路

Claims

直列に接続された複数の半導体スイッチと、これらの半導体スイッチをそれぞれ駆動する複数のゲートドライブ回路と、これらのゲートドライブ回路にそれぞれ電圧源を供給する多出力ゲート用電源とを備え、
前記多出力ゲート用電源は、前記各ゲートドライブ回路に相互に、絶縁された電圧源を供給する複数のトランスと、これらのトランスに駆動電力を供給するトランスドライブ回路を含み、
前記トランスは、閉じた磁路を形成するトランスコアと、このトランスコアに巻回された２次巻線と、前記トランスコアの中空部を貫通する１次巻線とで構成され、
前記２次巻線は前記各ゲートドライブ回路に接続され、
前記複数のトランスの１次巻線は直列に接続され、
前記直列１次巻線と２次巻線が空間距離を設けて配置されており、
前記複数のトランスコアの中空部が一列に連なるようにプリント基板上に取り付けられると共に、
前記直列１次巻線は全てのトランスコアの中空部を貫通するように配置され、その両端が前記プリント基板上に支持され、
前記各２次巻線はその両端が前記プリント基板上の配線を介して対応する前記各ゲートドライブ回路に接続されている
ことを特徴とする高周波交流電源装置。
前記各トランスコアにギャップ（スリット）を形成したことを特徴とする請求項１記載の高周波交流電源装置。
前記各２次巻線が、前記各トランスコアのプリント基板取り付け部側に偏って巻かれていることを特徴とする請求項１または２記載の高周波交流電源装置。
前記直列1次巻線が、前記各トランスコアの２次巻線の偏りとは反対側に偏って前記複数のトランスコアを貫通するように位置していることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一つに記載の高周波交流電源装置。
前記直列1次巻線の断面の形状が、少なくとも１次巻線の中心より前記各トランスコアのプリント基板取り付け側が円形となっている請求項１乃至４のいずれか一つに記載の高周波交流電源装置。
前記直列1次巻線における１次電流または１次電圧を監視し、前記１次電流または１次電圧が所定のしきい値を超えた場合に、前記ゲートドライブ回路の動作が停止することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一つに記載の高周波交流電源装置。
前記複数のトランスのうち少なくとも１つのトランスの２次側電圧を監視し、前記２次側電圧が所定のしきい値を超えた場合に、前記ゲートドライブ回路の動作が停止することを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一つに記載の高周波交流電源装置。
前記複数のトランスの１次巻線と２次巻線間に部分放電が発生し、オゾンが生成されることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか一つに記載の高周波交流電源装置。