JP3991450B2 - 高周波交流電源装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流放電を利用してレーザ発振を行い加工等に用いる、レーザ用電源装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
図26は従来のレーザ装置の構成を示す図であり、図において、1は放電を形成する電極、2は電極表面に形成された誘電体、3は高周波電源、4はレーザ発振を起こすための部分反射ミラー、5はレーザ発振を起こすための全反射ミラー、6はレーザ光である。図27は誘電体2と放電部との等価回路を示す図であり、図において、7は誘電体コンデンサ、8は放電抵抗である。図28は高周波電源3の詳細を示す図であり、図において、9は高速半導体スイッチ、10は直流電源、11は高周波トランス、12は出力リアクトルである。
【0003】
次に動作について説明する。図28において、9−1〜4の高速半導体スイッチはフルブリッジインバータを構成しており、たとえば図29に示されるような制御信号によって駆動されており、インバータの出力Voutには矩形の高周波電圧が発生する。Voutは高周波トランス11によって昇圧され出力リアクトル12を通して負荷に供給される。出力リアクトル12と誘電体コンデンサ7によって、出力電流の高周波成分はなくなり、ほぼ正弦波の電流が負荷に流れ、放電を形成する。放電が形成されると放電空間に封入されているガスが励起され、外部に設けられたミラーによってレーザ発振を得る。レーザ発振で得られた光6は加工などに用いられる。なお、ここで出力リアクトル12は高周波トランス11の漏れインダクタンスを利用する場合が多い。
【0004】
加工対象によるものの、微細な精度を要求される場合には、図30に示すようにエネルギー強度が高くて短いパルス幅のレーザ光6を求められることが多い。エネルギー強度の高いレーザ光6を得るためには、放電空間に大きな電流を流す必要が生ずる。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
放電負荷のインピーダンスは容量性であるため放電空間に大きな電流を流す場合、図31に示すように周波数が高いほど誘電体コンデンサ7に印加される電圧は小さくなる。図31(a),(b)に示すように、同じ電流Idを流すために必要な電圧Vcは、同図(b),(d)に示すように周波数が高いほど小さい。今、誘電体2の厚みが一定の場合には、誘電体2に印加される電圧が耐圧以下となるよう設計されるから、大きな電流を流そうとすれば、周波数を上げざるを得ない。一方、周波数を増加すると負荷に流れる電流は放電抵抗8よりむしろ出力リアクトル12の大きさによって制限を受ける。出力リアクトル12が大きい場合、電流が十分たちあがらないうちにたち下がるから結果的に大きな電流を流せない。先にも述べたように出力リアクトル12は高周波トランス11の漏れインダクタンスで形成することが多いため、トランスの構造上漏れインダクタンスをゼロにすることはできないから必然的に、出力リアクトル12の最小値も決まり、その結果流しうる電流の大きさも制限される。トランスの漏れインダクタンスは巻き数比の2乗に比例するため、2次側が高圧の場合には、出力リアクトル12の大きさも大きくなる。その結果、周波数にも上限が発生し、ひいては誘電体コンデンサ7の耐圧の面から、レーザ光6のエネルギー強度にも上限が生ずる。そのため、高周波トランス11を用いた従来のレーザ用電源装置では、レーザ光のエネルギー強度を高くすることができず、微細加工に不向きとなる。
【0006】
本発明は上記のような課題を解消するためになされたもので、レーザ光のエネルギー強度を高くするため、最大出力を決める電源リアクトルを小さくし、微細加工に適したレーザ用電源装置を提供することを目的とする。
【0007】
【課題を解決するための手段】
本発明の第1の構成である高周波交流電源装置は、直流電圧が入力され、その交流出力を一対の誘電体を介してガス空間に導き、ガス空間に高周波放電を形成させてガスを励起してレーザ発振を得る高周波交流電源装置において、
上記高周波交流電源装置は、4つのアームによるフルブリッジインバータ装置を備え、
上記1つのアームはそれぞれ直列に接続された複数のMOSFETと、
該複数のMOSFETに対応して設けられ、コアを共通とし複数の異なる2次巻線を有するトランスから上記2次巻線に対応して供給される交流電圧を、該MOSFETを駆動するための直流電圧に変換する複数のドライブ回路とを備え、
上記複数の異なる2次巻線のうち上記コアとの耐圧の小さい巻線ほど、フルブリッジインバータ装置を構成する1のアームの中で上記直流電圧の入力される入力端子側に配置されたMOSFETに対応したドライブ回路に接続したものである。
【0008】
また、本発明の第2の構成である高周波交流電源装置は、直流電圧が入力され、その交流出力を一対の誘電体を介してガス空間に導き、ガス空間に高周波放電を形成させてガスを励起してレーザ発振を得る高周波交流電源装置において、
上記高周波交流電源装置は、4つのアームによるフルブリッジインバータ装置を備え、
上記1つのアームはそれぞれ複数のMOSFETが直列に接続されかつ上記複数のMOSFETには並列に異なる分圧コンデンサが接続され、
上記複数のMOSFETに対応して設けられ、コアを共通とし複数の2次巻線を有するトランスから上記2次巻線に対応して供給される交流電圧を、該MOSFETを駆動するための直流電圧に変換する複数のドライブ回路を備え、
上記MOSFETに並列接続された分圧コンデンサは上記フルブリッジインバータ装置を構成するアームの中でそれぞれ出力端子に近いMOSFETに接続されたものほど上記分圧コンデンサの容量値を大きくしたものである。
【0009】
また、本発明の第3の構成である高周波交流電源装置は、直流電圧が入力され、その交流出力を一対の誘電体を介してガス空間に導き、ガス空間に高周波放電を形成させてガスを励起してレーザ発振を得る高周波交流電源装置において、
上記高周波交流電源装置は、4つのアームによるフルブリッジインバータ装置を備え、
上記1つのアームはそれぞれ複数のMOSFETが直列に接続されかつ上記複数のMOSFETには並列に異なる分圧抵抗が接続され、
上記複数のMOSFETに対応して設けられ、コアを共通とし複数の2次巻線を有するトランスから上記2次巻線に対応して供給される交流電圧を、該MOSFETを駆動するための直流電圧に変換する複数のドライブ回路を備え、
上記MOSFETに並列接続された分圧抵抗は上記フルブリッジインバータ装置を構成するアームの中でそれぞれ出力端子に近いMOSFETに接続されたものほど上記分圧抵抗の値が小さいものである。
【0010】
また、本発明の第4の構成である高周波交流電源装置は、直流電圧が入力され、その交流出力を一対の誘電体を介してガス空間に導き、ガス空間に高周波放電を形成させてガスを励起してレーザ発振を得る高周波交流電源装置において、
上記高周波交流電源装置は、4つのアームによるフルブリッジインバータ装置を備え、
上記1つのアームはそれぞれ複数のMOSFETが直列に接続されかつ上記複数のMOSFETにはそれぞれスナバコンデンサとスナバ抵抗を並列接続したものをダイオードに直列接続したスナバ回路が並列に接続され、
上記複数のMOSFETに対応して設けられ、コアを共通とし複数の2次巻線を有するトランスから上記2次巻線に対応して供給される交流電圧を、該MOSFETを駆動するための直流電圧に変換する複数のドライブ回路を備え、
上記MOSFETに並列接続された上記スナバ回路のスナバ抵抗は上記アームの中でそれぞれ出力端子に近いMOSFETに接続されたものほど上記スナバ抵抗の値が小さいものである。
【0011】
また、本発明の第5の構成である高周波交流電源装置は、第4の構成において、それぞれスナバコンデンサには、ゼナダイオードのアノードをMOSFETのゲートに、上記ゼナダイオードのカソードをMOSFETのドレインに接続し、上記MOSFETのゲートとソースとの間に抵抗を接続した回路に抵抗を直列に接続したクランパ回路を並列に接続したものである。
【0012】
また、本発明の第6の構成である高周波交流電源装置は、第4の構成において、フルブリッジインバータ装置の交流電圧出力の休止期間に、上記フルブリッジインバータ装置を構成する4つのアームのうち並列に接続されるアームの組のうち高電圧側のアーム同士が導通する期間と低電圧側のアーム同士が導通する期間とが交互に一定周期で繰り返されるスナバ回路の充電モードを備えたものである。
【0013】
また、本発明の第7の構成である高周波交流電源装置は、第1〜4の構成において、複数のMOSFETに対応して設けられた複数のドライブ回路に対し、アーム毎に制御信号を送信する制御回路をさらに備え、上記信号はそれぞれのアームの導通時間の位相をずらしかつフルブリッジインバータ装置を構成する4つのアームのうち並列に接続されるアームの組のうちそれぞれ高電圧側のアームと低電圧側のアームとが周期的に入れ替わる制御信号である。
【0014】
また、本発明の第8の構成である高周波交流電源装置は、第1〜4の構成において、間に、上記フルブリッジインバータ装置から出力される上記レーザ発振用の交流周波数よりも低い周波数の交流出力を上記フルブリッジインバータ装置より出力するものである。ことを特徴とする請求項1〜4のいずれか1項に記載の高周波交流電源装置。
【0027】
【発明の実施の形態】
実施の形態1.
図1、図2によって第1の実施の形態について説明する。図1は本発明の基本的な構成を示す図であり、図において、13は高電圧スイッチ、14は高電圧スイッチ13を駆動するゲート回路、15はゲート回路14に電源を供給するゲート用電源、16は高圧電源、17は制御回路、18はゲート回路14にオンオフ信号を供給する光発振器、20は信号伝送用光ファイバ、19は電流センサーである。レーザ制御回路17から出力されるオンオフ信号を光発振器18で光に変換し光ファイバ20を用いてゲート回路14に伝送する。ゲート回路14にはあらかじめゲート用電源15から電源が供給されている。ゲート回路14は高電圧スイッチ13にゲート信号を供給する。高圧電源16は2つに分けられ中点を接地されている。本構成では、高電圧スイッチ13が直接高電圧をスイッチングするため、昇圧トランスは不要となる。そのため、高電圧スイッチ13で構成されるフルブリッジインバータの出力端から負荷までのインダクタンスは、ほぼ挿入する出力リアクトル12によって決まる。出力リアクトル12は十分に小さく選定できるから、インバータの周波数を高くすることができ、放電電力を大きくすることができ、結果的にレーザ出力強度も大きくできる。
【0028】
図3はゲート用電源15、高電圧スイッチ13、ゲート回路14、高電圧スイッチ13部分の詳細を示しており、図では2アーム分(たとえばS1、S4)を示している。図において、21は商用電源、22はトランスの一次巻線、24はトランスの2次巻線、23はトランスの鉄心、25は分圧用コンデンサ、26はドライブ回路、27は高電圧スイッチ13の各ステージの高速半導体スイッチ、28は2次巻線24とトランスの鉄心との浮遊容量CpxおよびCpxo、29は2次巻線間の浮遊容量である。商用電源21によって一次巻線22に電圧が印加されると、トランスの2次巻線にはそれぞれ電圧が発生する。トランスの2次巻線に発生した電圧はドライブ回路26に供給され、各ドライブ回路には光ファイバ20を通してオンオフ信号が伝送されており、ドライブ回路26から高速半導体スイッチ27を駆動する電圧が発生する。高速半導体スイッチはそれぞれ直列に接続されているため、一つの耐圧が小さくても全体としては、高電圧仕様を満足し得る。このように、高速半導体を直列に接続することにより、先に述べたように高周波トランス11が不要となり、高電圧スイッチ13で構成されるフルブリッジインバータの出力端から負荷までのインダクタンスは、ほぼ挿入する出力リアクトル12のみによって決まる。出力リアクトル12は十分に小さく選定できるから、インバータの周波数を高くすることができ、放電電力を大きくすることができ、結果的にレーザ出力強度も大きくできる。
【0029】
図4は高電圧スイッチ13に用いられている高速半導体スイッチ27の1ステージ分を示したものであり、図において、30はMOSFET、33はスナバダイオード、34はスナバコンデンサ、35はスナバ抵抗、36はゼナダイオード、37はクランパゲート抵抗、38はクランパ抵抗、39はクランパFETである。ここで、MOSFET30は1個だけを示しているが、並列に接続されていても構わない。図からわかるように、高速半導体スイッチ27が直列に接続されることにより、MOSFET30が直列に接続され、またドライブ回路26はそれぞれのMOSFET30をドライブするから、高速半導体スイッチ27のうち1〜6ステージまでを同時に動作させ、また7〜12ステージまでを同時に動作させるようにすれば、高圧のインバータ動作を実現できる。
【0030】
実施の形態2.
第2の実施の形態を説明する。図3に示されているように、各ドライブ回路26には各々独立の2次巻線24から交流電圧が供給され、ドライブ回路26の内部で直流化されて、光ファイバ20からの信号処理用の電源として用いられる。図5はゲート用電源15のトランスの詳細構造を示す図である。図において、40は鉄心、41は巻線間の絶縁を保つための絶縁物である。1次巻線22を共通として、2次巻線24は順番に重ねて巻かれており、1次巻線22との耐圧を考えると例えば7Wと6Wが最も大きくなる。また、12Wと1Wが最も小さくなる。さらに、1Wと12Wは1次巻線22や鉄心40との間に大きな浮遊容量をもちやすい。そのため、1Wや12Wと一次巻線22や鉄心40との間の電圧が変化すると、上記浮遊容量を充電するための過大な電流が流れ、それによる発熱などが増加してしまう。一般に鉄心40はアース電位に接地されているから、やはり一次巻線22の電位もおおよそアース電位付近に固定される。図3に示されるように1Wと12Wとは、インバータを構成するアームのうち、下側のアームでは最低圧側に、上側のアームでは最高圧側に接続されている。図2に示されているように、高圧電源16の中間電位をアース電位に接地しているので、結局1Wと12Wの一次巻線22および鉄心40に対する電位の変化は、高圧電源16の負極端子と正極端子の電位の変化に対応する。すなわち、このような2次巻線の配置構成にすることにより、1Wと12Wの一次巻線22および鉄心40に対する電位の変化は最小となり、上記の充電電流も小さくなり、トランスとしての負担も最も小さくなる。その結果、装置の信頼性が大幅に向上する。
【0031】
図3に示されているように、ステージ2〜11までにはそれぞれC2〜C11のコンデンサが接続されている。これは、各ステージ両端に印加される電圧の分担を均等化するためのものである。図6はC2〜C11が接続されていない場合の分担電圧を求めるための図である。高圧電源16に±3kV印加し、各ステージの出力容量を400pF、2次巻線間の浮遊容量29を100pF、トランスの鉄心と2次巻線との浮遊容量Cpx28を10pFとすると各部分の容量値は図6の通りであり、ステージ12とステージ6の等価並列容量は2次巻線間の浮遊容量29分だけ他より小さくなる。すなわち、ステージ6とステージ12のドレイン側には、2次巻線が接続されないため、上記ステージ間には2次巻線間同士の浮遊容量100PFは接続されない。なお、ステージ1と12と鉄心との間の浮遊容量Cpxoはアース電位に近い1次巻線22に隣接してW12とW1が巻かれているため、他の浮遊容量Cpxより大きく、ほぼ巻線間容量29に近い値となる。そのため、図6で対ア−ス間容量が100pFとなっている。図6(a)では、ステージ7〜12がオン、ステージ1〜6がオフの状態から、ステージ7〜12がオフ、ステージ1〜6がオンの状態に変化する場合の、各接続点の電位が図のようになった場合の、各部分の移動電荷を求めたものである(実際は各接続点の電位は分圧状態によって異なるので少し電荷も異なってくる)。図6(b)では、ステージ7〜12がオフ、ステージ1〜6がオンの状態から、ステージ7〜12がオン、ステージ1〜6がオフの状態に変化する場合の、各接続点の電位が図のようになった場合の、各部分の移動電荷を求めたものである。各部分の移動電荷を各ステージの等価並列容量で除したものが分担電圧を等価的に表し、それを示したものが図7である。図から、いずれのアームにおいても出力端子に近いステージ (例えば、ステージ6やステージ7)が最も分担電圧が高くなっている。すなわち、これを改善するには、各ステージに図中に示すような相対値をもつ並列容量が必要である。つまり、ステージ1は最も必要ステージ容量が小さいため、追加容量を接続しなくてもよい。またステージ12も同様である。つまり、C2〜C11は図7の関係を得るために追加される並列容量を示している。結局、出力端子側に近いステージほど多くの容量をつければよいことになる。このように出力端子側に近いステージにより多くの容量を接続することにより、電圧の均等分担化が実現でき、装置の信頼性が大幅に増加する。
【0032】
図8は、各ステージの両端に接続されていた分圧用コンデンサCs2〜11を分圧抵抗250に置き換えたものである。図7で示したように出力端子に近いほど分担電圧が高くなることから、出力端に近いステージほど抵抗250の値を小さくするように設定することにより、分圧の均等化を実現できる。つまり、R6<R5<R4<R3<R2<R1、および、R7<R8<R9<R10<R11<R12と設定する。このように、出力端子に近いステージほど分圧抵抗250の値を小さくすることにより分圧が均等化され装置の信頼性が大幅に上昇する。
【0033】
実施の形態3.
第3の実施の形態を説明する。図4を詳細に説明する。スナバダイオード33とスナバコンデンサ34とスナバ抵抗35とは各ステージのターンオンやターンオフ時の同期ずれ不良によって発生する過電圧を吸収するものである。図9に効果が示されている。詳細には、文献電気学会論文誌D−113巻1号を参照のこと。まず、スナバコンデンサ34とスナバ抵抗35との積は、パルス周波数に対して十分に大きく選定しているから、スナバコンデンサ34の電圧はおおよそ直流電圧が印加されている。(a)はスナバ回路がない場合であり、例えばステージQnのみがターンオンが遅れたとするとQnの電圧Vqnには過電圧が発生する。(b)はスナバ回路がある場合であり、Qnが遅れても、スナバコンデンサ34が電圧を吸収するため、電圧上昇ΔVはわずかとなる。電圧上昇はスナバコンデンサ34の容量値を大きく選んでおくことにより小さくできる。上昇したスナバコンデンサ34の電圧ΔVは、出力パルスの休止期間でスナバ抵抗35を通して放電し、やがて元に戻る。この構成では、スナバコンデンサ34の放電はスナバ抵抗35でしか行われないため、スナバコンデンサ34の容量値を大きくしても、損失が増加することはない。このような構成の場合、スナバ抵抗35は先の上昇電圧を放電する役目の他に、電圧均等化の役目も果たす。先のΔVがない場合でも、スナバ抵抗35には常に分担電圧が印加されているから、スナバ抵抗35が小さければ、そのステージの分担電圧は小さくなろうとする。図8で示したように、出力端子に近いほど分担電圧が大きくなるから、スナバ抵抗35の値を出力端子に近いステージほど小さく設定しておくことで、電圧の均等分担化が図れる。例えば、ステージ1〜12のスナバ抵抗35をRp1〜Rp12とすれば、Rp6<Rp5<Rp4<Rp3<Rp2<Rp1、および、Rp7<Rp8<Rp9<Rp10<Rp11<Rp12と設定する。上記のように、出力端に近いステージほどスナバ抵抗35の大きさを小さく設定しておくことで、各ステージの電圧分担が均等化され、装置の信頼性が大幅に向上する。
【0034】
実施の形態4.
第4の実施の形態を説明する。図1に示したように、高圧電源16を2つに分離し中点を接地しているから、回路各部アースとの最大電圧は高圧電源16の起電力の半分に抑えられる。それによって、装置の耐圧設計が容易となり、小型化が図れる。また、出力リアクトル12は放電負荷に対して2つに分離され、同じインダクタンス値を有するよう設定されている。この結果、放電負荷の両端の電位は、アースに対して、同じ絶対電圧を有するようになるから、装置の耐圧設計が容易となり、小形化が図れる。
【0035】
実施の形態5.
第5の実施の形態を説明する。図4において、ゼナダイオード36、クランパゲート抵抗37、クランパ抵抗38、クランパFET39は、スナバコンデンサ34の電圧の最大値を抑えるように働くクランプ回路である。すなわち、先に述べたようにスナバコンデンサ34には同期ずれ不良が生じた場合の過電圧を吸収する電流が流れ込み、スナバコンデンサ34の電圧が上昇する。この電圧上昇分はスナバ抵抗35で放電するから、当然ながらスナバコンデンサ34が小さければ放電能力も高いため、スナバコンデンサ34の電圧上昇が大きくても、すぐにもとに戻り、復帰できる。つまり、スナバコンデンサ34の放電能力が高ければスナバコンデンサ34の電圧上昇が何回も数多く発生しても、また、ひどい同期ずれが発生してもスナバコンデンサ34の電圧が定常的には上昇せず、MOSFET30の電圧破壊が防止される。このような機能をもたらすのがクランプ回路である。図10は、スナバ抵抗35に流れる電流isz、クランパ抵抗38に流れる電流iz1、スナバコンデンサ34から放電する電流ixをスナバコンデンサ34の電圧に対して示したものである。ここで先に述べたように、スナバコンデンサ34の電圧はほぼ直流である。電圧が増加し、ゼナダイオード36の降伏電圧と一致すると、クランパFET39のゲートに電圧が印加されるから、クランパ抵抗38とクランパFET39の直列回路に電流が急激に流れ始め(クランパFET39が電圧増幅器の役目を果たす)るため、スナバコンデンサ34からの放電電流が増加する。例えば、Vzの値を本来各ステージに均等に分圧されるべき電圧(Ea/直列数)より少し小さく選定しておくと、Ea/直列数の少し手前でスナバコンデンサ34に放電電流が急激にながれ始め、Ea/直列数辺りでは、大きな放電電流が得られる。つまり、Ea/直列数において、スナバコンデンサ34の放電能力が大きくなるため、同期ずれが繰り返し生じても、またひどい同期ずれが発生しても、スナバコンデンサ34の電圧が定常的に上昇しなくなり、MOSFET30の破壊が防止できる。たとえ、相当ひどい同期ずれが発生した場合を考えると、スナバコンデンサ34の電圧が定常的に上昇しようとするが、上昇すればするほどスナバコンデンサ34の電流が増加するため、結果的にはそれほど上昇しないですむ。この上昇の特性はクランパ抵抗38に依存することは明らかである。もし、クランパ抵抗38をゼロとし、ゼナダイオード36の降伏電圧をEa/直列数に合せれば、確実にスナバコンデンサ34の放電能力が高くなるが、クランパFET39にEa/直列数だけの電圧が印加されることになる。このように、クランパFET39にクランパ抵抗38を直列に接続することにより、クランパFET39の耐圧を小さく設定できるにも係わらず、スナバコンデンサ34の放電能力をEa/直列数以上で高めることができるから、装置の信頼性が増加すると共に、低コストが実現できる。
【0036】
図4に示された回路は上記のように、各ステージの同期ずれによる過電圧を吸収し、高速半導体30を電圧破壊から防止するものである。スナバコンデンサ34には、通常動作中は各ステ−ジへの分担電圧が充電されている。すなわち、電源Eaの電圧値Eaを各アームの直列数で除した付近の値(以下、Ea/n,nは直列数)に充電されている。つまり、インバータが比較的速い繰り返しで、出力を出している場合には、その繰り返し周期Tpより(図11参照)十分に長い時定数にスナバコンデンサ34とスナバ抵抗35の値が選定されているから、スナバコンデンサ34の電圧は、Ea/nになっている。しかし、Tpが上記時定数より長くなると、スナバコンデンサ34の電圧がEa/nを下回ってくる。そうすると、次にインバータ動作を始めるとき、例えば、上側のアームが導通すると、下側のアームのスナバコンデンサ34の低下した電圧を充電するための過大な電流が流れることになる。Tpの周期が非常にながくなった場合や、Tpが無限大(パルスを単発的に出力する場合)には、スナバコンデンサ34の電圧はほとんどゼロであるから、この充電電流はほとんどアーム短絡と同じ程度の電流値に匹敵することになる。これによって高速半導体30が破壊することになる。これを防止するための動作を図11に示している。インバータ動作の休止期間であるTpoffにも、G1とG3が同時にオンする期間とG2とG4とが同時にオンする期間とを交互に繰り返すようになる。これにより、出力は発生することはない。一方、G1とG3がオンすることにより、G2とG4との各ステージに設けられているスナバコンデンサ34の充電がなされ(G1とG3のスナバコンデンサも同様)、つまり、スナバコンデンサ34の充電周期を、スナバ回路の放電時定数より十分に短く選定することができる。この様に、インバータ動作の休止期間中にスナバ回路の充電モードを設けることにより、スナバコンデンサ34の両端の電圧は、Tpの周期の大小によらず、常にEa/n付近に設定しておくことができるから、過大な充電電流を流すこともなく、高速半導体30を破壊に至らしめることもない。これにより大幅に信頼性が向上する。
【0037】
実施の形態6.
第6の実施の形態を説明する。図12は各アームに流れる電流の詳細を示す図であり、各アームは1つのパワーMOSFETG1〜G2で示されている。D1〜D2は環流ダイオード、C1〜C4は、パワーMOSFETの出力容量や分圧を均等化するために接続される接続される分圧用コンデンサ25やゲート電源用トランス24の巻き線間容量29などの等価並列容量110を表している。図において、各スイッチのオン・オフタイミングt1〜t4に注目すると、t1では、スイッチG2が導通する時刻であり、それ以前には、G1とD3とがオンしているから、G2のオンと同時に、G2にはC3を充電するための電流とC2を放電するための電流とが流れる。そのとき、G2にて損失が発生する。このときの損失は、負荷電流のスイッチング損失とC2およびC3の充放電損失である。同様に時刻t3では、G3にて同様の損失が発生する。次に、t2では、G1がオフすると、C1は負荷電流ioutによって徐々に充電され、それと同時に、C4はioutに電荷を徐々に放電し、C1の充電とC4との放電とが互いの電荷変動を補償するように動作するから、このとき両者の損失はG1では発生しない。また、時刻t4でも同様である。つまり、インバータ動作の1周期間において、G3とG2とは、C2およびC3の充放電損失を負担する必要があるため、G1およびG4よりも損失が大きくなってしまう。これにより、冷却構造の設計が複雑になってしまう。これを防止するための制御回路を図13、動作チャートを図14に示している。図13において、51は高周波パルス発生回路、52は位相制御回路、53はD−フリップフロップ、54は切替器、55はアンド回路である。高周波パルス発生回路51から出力された信号Kpは、外部から入力される値に従って、位相をずらすよう構成された位相制御回路52によって、インバータ出力幅を決定するパルス信号Q1〜Q4を出力する。パルスクロック信号Veの立ち上がりでD−FF53が反転し、切替器54に入力されるため、パルスクロック信号毎に、例えばP1の信号はQ1とQ3とが切り換えられ、またP3の信号はQ3とQ1とが切り換えられる。同様にP2、P4の信号もQ2、Q4が交互に切り換えられる。そして、このP1〜P4の信号はパルスクロック信号Veとのアンド論理をとったあと、S1〜S4信号となる。例えば、図14のチャートで動作を説明する。Ve毎に信号が切り換えられることによって、Ta期間中には、図12に示したt1では、G2が導通することになり、またt3ではG3が導通することになる。次に、Tb期間中には、t1では、G1が導通し、t3ではG4が導通することになる。すなわち、パルスクロック信号Ve毎に、G1〜G4に並列に等価接続されているコンデンサC1〜C4の充放電損失を負担するパワーMOSFETが左右アームで切り換えられ、トータルでは損失が左右アーム共に同じになる。このように、4つの信号のうち高電圧側アーム同士および低電圧側アーム同士の信号を一定周期で入れ替えることにより、各アームの損失が均等化され、冷却系の設計が極めて容易となる。
【0038】
実施の形態7.
本発明の第7の実施の形態を図15を用いて説明する。本実施の形態の目的は、インバータの電源投入時にスナバコンデンサの急激な充電にともなう過大電流を避け、半導体スイッチング素子の破壊を防ぐものである。図15(a)は、インバータの電源10を投入した時に高周波スイッチング回路に与えられる電圧の上昇速度を制限する回路構成を示す。電源10の出力電圧Eaを電源投入スイッチ56で投入した時にスイッチング回路に与えられる電圧Ea’の上昇速度を、電源10の出力インピーダンスRoと平滑コンデンサ95の容量Coによる遅延回路の時定数Teo(=RoCo)で制限し、徐々に上昇させる。図15(b)は、インバータ動作のオン―オフシーケンスを制御するクロックVeの周期Tpと、前記の遅延時定数Teoの関係を示すものである。クロックパルスVeのオン期間中には、図11に示すようにインバータの高圧側アームG1,G3がともに導通する期間と、低圧側アームGz,G4がともに導通する期間があり、この期間にスナバコンデンサの充電が行なわれる。図15(b)に示すように電源の印加遅延時間TeoをクロックパルスVeの周期Tpより長く設定することにより、スナバコンデンサの充電は複数回にわたって徐々に行なわれる。これにより、スナバコンデンサの急激な充電にともなう過大電流が避けられ、半導体スイッチング素子の破壊を防ぐことができる。
【0039】
図15(c)は、図11に示すようにインバータ動作の休止期間中にスナバコンデンサの充電モードを設けた場合の充電モードパルス周期Tsとスイッチング回路に与えられるEa’の遅延時間Teoの関係を示す。電圧Ea’の遅延時間Teoを充電パルス周期Tsより長く設定することにより、スナバコンデンサの充電を複数にわたって徐々に行なうことができる。この方法によれば、インバータの電源電圧が正規の電圧に収束した後にインバータの動作を開始することができるので、電源投入直後の不完全なインバータ出力を避けることができる。
【0040】
図16は電源投入時のスイッチング回路への印加電圧Ea’を遅延させる他の方法を示す。平滑用リアクトル92、出力コンデンサ95、還流用ダイオード93からなる電圧平滑回路に電源94の電圧を印加する制御用トランジスタ91をインバータのオン―オフクロックパルスVeに同期した制御信号Vαで間歇制御する。電源投入時には、制御信号Vαのデューティー(オン期間の時間率)を徐々に増加することによって出力コンデンサ95の電圧を期間Teoわたって徐々に上昇させる。電圧の上昇期間TeoをクロックパルスVeの周期Teより長くすることによってスナバコンデンサの充電を複数回にわたって徐々に行なうことができる。また、電源投入時のインバータのスイッチング制御信号を、図11に示すようなスナバコンデンサの充電モードとしておき、電圧上昇期間Teoを充電モードのパルス周期Tsより長くしてもよい。
【0041】
前記のいずれの方法においても、電源10の電圧Eaの上昇を遅延させた電圧Ea’をインバータのスイッチング回路に与え、電圧上昇の遅延時間Teoをインバータのオン―オフ制御信号の周期Tp、またはスナバコンデンサの充電モードのパルス周期Tsより長く設定すればスナバコンデンサの充電が複数回にわたって徐々に行なわれる。これにより、スナバコンデンサの急激な充電にともなう過大電流が避けられ、半導体スイッチング素子の破壊を防ぐことができる。
【0042】
実施の形態8.
第8の実施の形態を説明する。図17,図18はレーザ出力の安定性を高めるための波形出力図である。放電の周期Tpが長くなると、放電空間のイオンや電子がほとんどなくなるため、高周波の放電の開始がしにくくなり、放電空間への投入電力量が変化し、その結果レーザ出力が変動するようになる。一般にこれを防止するために、予備的な放電を主放電の少し前に設けることが行われる。これを図19に示している。従来のトランスを用いた構成では、予備放電のための周波数はトランスの磁束の関係から、やはり主放電の周波数と同じもしくは多くなければならなかった。放電を確実に発生させるためには、できるだけ長時間に渡って電圧を印加する必要がある。図17は、主放電の前に設ける予備放電の周波数を低下させ、放電空間に印加される同一極性の電圧の時間を長くしたものである。これにより、放電が徐々に増大し、やがて、確実に成長したあと、主放電に移行するため、主放電の投入電力量はTsの長さによらず一定となり、安定したレーザ出力が得られる。図18は、さらに休止期間中に一定の周期で、持続放電を挿入したものである。持続放電は放電を持続し、放電空間にイオンや電子を常に滞留させるため、主放電が確実に発生し、上記と同様にレーザ出力が安定化する。図18では、持続放電の周波数は、放電を確実に発生できるように、周波数を低く設定している。このように、インバータは、不特定の幅を有する交流出力パルスの直前に周波数の異なる交流出力を発生し、また休止期間に周波数の異なる交流出力を発生するため主放電の発生が安定となり、レーザ出力の安定なレーザ装置が得られる。
【0043】
実施の形態9.
第9の実施の形態を説明する。説明を図1に戻る。19は電源電流検出器である。レーザ制御回路の詳細を示したものが、図20である。電源電流を検出した信号は、積分器61に入力され、その出力Vioとレーザエネルギー設定電圧Vrefとが比較器62に入力される。Vioはおおよそ放電エネルギー量を示すから、所定のエネルギー量に達した時刻teにて、VoffにHが発生し、あらかじめ、VclによってF/F63によって、Hが出力されていた信号VeがLに落とされる。すなわち、時刻teで、放電は停止し、レーザ出力も停止する。このように、電源電流の積分値が一定の値に達したら、放電を停止するように構成することにより、Vrefに比例したレーザエネルギーを放電に供給することができ、安定したレーザ出力を得ることができる。これにより、放電がたとえ不安定な場合でも、1パルス内の放電エネルギー量は一定となり、一定のレーザ出力を得ることができる。図2では、放電電流を検出してレーザ制御回路に入力している。放電電流は交流であるから、図21に示すように、一旦整流器65を介して、レーザ制御回路64に入力する。このように、放電電流を直接検出することにより、インバータの損失を含まない、より正確な放電電力エネルギーを設定することが可能となる。
【0044】
実施の形態10.
第10の実施の形態を説明する。図22はインバータの損失を低減する構成を示す図である。図において、70は回収用スイッチ、71は1対の磁束結合を持ったリアクトルである。先に述べたように、インバータ動作のうち、時刻t1とt3では、容量110の充放電損失が発生する。これを軽減するものが、図22である。時刻t1の少し前に、SR70を導通すると、G1の容量110に蓄えられていた電荷は、1対のリアクトル71を通って、G4の容量110に移行される。移行が終わると、SR70はオフし、G1がオンする。これにより、これまで、G1を通って、充放電されていた、G1とG4の容量110の電荷が、互いに交換されるため、損失が発生しなくなる。同様にt3でも損失が発生しなくなる。この結果、インバータの損失が低減され、効率の高いレーザ電源を供給することができる。図では、S1とS4とにSR70およびリアクトル71を設けているが、t1とt3での損失がG3とG4とで発生するような駆動の場合には、G3とG2とにSR70とリアクトル71を設ければ、同様の効果をもたらす。
【0045】
図23はインバータの損失を低減する構成の他の例を示す図である。図22では、アームに1つのスイッチSR70によって、電荷を移行させていたが、スイッチの耐圧が大きくなる。図23では、各ステージに1つ、スイッチSR70を設けているので、スイッチ耐圧が低くても効率良く電荷を移行できる。
【0046】
実施の形態11.
第11の実施の形態を説明する。図24はゲート回路部分のロジック構成の詳細を示す図である。一般にO/E変換器は、高速領域では、ジッタ(スイッチング時間の変動)が無視できなくなる。このジッタは立ち下がり部分ほど著しいという特性を持つ。これは、O/E変換器内に用いられている光トランジスタの蓄積時間によるものである。このジッタが大きいと、各ステージの同期ずれを生ずる原因となり、各直列段に過電圧を発生してしまう。図24はこれを改善するものであり、O/E変換器80の後段に単安定マルチ回路81を挿入している。それによって、オフ時の立ち下がりのジッタを少なくすることができる。これによりステージ間の同期ずれがなくなり、過電圧が発生しなくなり、信頼性の高い電源が構成できる。
【0047】
図25は異常検出回路の構成を示す図である。直列半導体スイッチ30の各段に設けたフォトカプラ96は、異常検出をすると同時に下段のフォトカプラに異常の検出を伝達する。正常動作時のスナバコンデンサ34には、電源電圧Eaを半導体スイッチのアームの直列数で除した電圧にほぼ等しい電圧Vdetが充電されているが、短絡検出用ゼナーダイオード91のゼナー電圧V91はVdetより小さく、過電圧検出用ゼナーダイオード92のゼナー電圧V92はVdetより大きく設定されている。このため、正常動作時はフォトカプラ96―1が導通状態にある。ここで、Vdetが短絡検出用ゼナー電圧V91より小さくなるとフォトカプラ96―1のb点の電位が下がり、フォトカプラ96ー1はオフとなる。また、Vdetが過電圧検出用ゼナー電圧V92より大きくなるとトランジスタ94がオンとなるため、やはりフォトカプラ96ー1がオフとなる。従って、VdetがV91とV92の中間の電圧にある場合(正常動作)に限り、フォトカプラ96―1がオンとなる。
【0048】
フォトカプラ96―1がオンであることは下段のフォトカプラ96―2(検出回路97)がオンとなるために必要であり、この関係は順に最下段のフォトカプラ96―6まで繰り返される。結局、すべてのステージが正常動作である場合に限り、最下段のフォトカプラ96―6がオンとなりa6点が低電位となる。
【0049】
一般に、MOSFETが破壊すると、短絡状態になる場合が多く、Vdetはゼナー電圧V91より小さくなる。また、直列接続の分圧が不均等な場合や、ひどい同期ずれが発生した場合には、Vdetはゼナー電圧V92より大きくなる。従って、a6点の電位を監視することによって両者の異常状態を把握することができる。a6点の電圧は、制御回路に入力され、Highの場合には、インバータの動作を停止することが可能となる。このように、各ステージに設けられたスナバコンデンサの電圧を2種類のゼナダイオードに接続し、異常を検出することにより、インバータ回路の異常はいち早く検出し、対策を講じることができるため、信頼性の高い電源を供給することができる。
【0050】
【発明の効果】
本発明の第1の構成である高周波交流電源装置によれば、直流電圧が入力され、その交流出力を一対の誘電体を介してガス空間に導き、ガス空間に高周波放電を形成させてガスを励起してレーザ発振を得る高周波交流電源装置において、
上記高周波交流電源装置は、4つのアームによるフルブリッジインバータ装置を備え、
上記1つのアームはそれぞれ直列に接続された複数のMOSFETと、
該複数のMOSFETに対応して設けられ、コアを共通とし複数の異なる2次巻線を有するトランスから上記2次巻線に対応して供給される交流電圧を、該MOSFETを駆動するための直流電圧に変換する複数のドライブ回路とを備え、
上記複数の異なる2次巻線のうち上記コアとの耐圧の小さい巻線ほど、フルブリッジインバータ装置を構成する1のアームの中で上記直流電圧の入力される入力端子側に配置されたMOSFETに対応したドライブ回路に接続したので、昇圧トランスが不要となり、放電負荷に大きい高周波電流を供給できる。また、ドライブ回路に交流電圧を供給するトランスの負担が小さくなる。
【0051】
また、本発明の第2の構成である高周波交流電源装置によれば、直流電圧が入力され、その交流出力を一対の誘電体を介してガス空間に導き、ガス空間に高周波放電を形成させてガスを励起してレーザ発振を得る高周波交流電源装置において、
上記高周波交流電源装置は、4つのアームによるフルブリッジインバータ装置を備え、
上記1つのアームはそれぞれ複数のMOSFETが直列に接続されかつ上記複数のMOSFETには並列に異なる分圧コンデンサが接続され、
上記複数のMOSFETに対応して設けられ、コアを共通とし複数の2次巻線を有するトランスから上記2次巻線に対応して供給される交流電圧を、該MOSFETを駆動するための直流電圧に変換する複数のドライブ回路を備え、
上記MOSFETに並列接続された分圧コンデンサは上記フルブリッジインバータ装置を構成するアームの中でそれぞれ出力端子に近いMOSFETに接続されたものほど上記分圧コンデンサの容量値を大きくしたので、直列接続されたMOSFETの電圧の分圧が均等となる。また、昇圧トランスが不要となり、放電負荷に大きい高周波電流を供給できる。
【0052】
また、本発明の第3の構成である高周波交流電源装置によれば、直流電圧が入力され、その交流出力を一対の誘電体を介してガス空間に導き、ガス空間に高周波放電を形成させてガスを励起してレーザ発振を得る高周波交流電源装置において、
上記高周波交流電源装置は、4つのアームによるフルブリッジインバータ装置を備え、
上記1つのアームはそれぞれ複数のMOSFETが直列に接続されかつ上記複数のMOSFETには並列に異なる分圧抵抗が接続され、
上記複数のMOSFETに対応して設けられ、コアを共通とし複数の2次巻線を有するトランスから上記2次巻線に対応して供給される交流電圧を、該MOSFETを駆動するための直流電圧に変換する複数のドライブ回路を備え、
上記MOSFETに並列接続された分圧抵抗は上記フルブリッジインバータ装置を構成するアームの中でそれぞれ出力端子に近いMOSFETに接続されたものほど上記分圧抵抗の値が小さいので、直列接続されたMOSFETの電圧の分圧が均等となる。また、昇圧トランスが不要となり、放電負荷に大きい高周波電流を供給できる。
【0053】
また、本発明の第4の構成である高周波交流電源装置によれば、直流電圧が入力され、その交流出力を一対の誘電体を介してガス空間に導き、ガス空間に高周波放電を形成させてガスを励起してレーザ発振を得る高周波交流電源装置において、
上記高周波交流電源装置は、4つのアームによるフルブリッジインバータ装置を備え、
上記1つのアームはそれぞれ複数のMOSFETが直列に接続されかつ上記複数のMOSFETにはそれぞれスナバコンデンサとスナバ抵抗を並列接続したものをダイオードに直列接続したスナバ回路が並列に接続され、
上記複数のMOSFETに対応して設けられ、コアを共通とし複数の2次巻線を有するトランスから上記2次巻線に対応して供給される交流電圧を、該MOSFETを駆動するための直流電圧に変換する複数のドライブ回路を備え、
上記MOSFETに並列接続された上記スナバ回路のスナバ抵抗は上記アームの中でそれぞれ出力端子に近いMOSFETに接続されたものほど上記スナバ抵抗の値が小さいので、直列接続されたMOSFETの破壊を防ぐことができ、電圧の分担も均等となる。また、昇圧トランスが不要となり、放電負荷に大きい高周波電流を供給できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の基本的な構成を示す図である。
【図2】 本発明の基本的構成の他の例を示す図である。
【図3】 本発明のインバータのアーム部分の詳細図である。
【図4】 本発明のインバータを構成する直列段の詳細図である。
【図5】 本発明のインバータを駆動するためのゲート電源用トランスの構造を示す図である。
【図6】 インバータを構成する直列段の電圧分担を示す図である。
【図7】 インバータを構成する直列段の電圧分担均等化を説明する図である。
【図8】 インバータを構成する直列段の電圧分担均等化を説明する他の例を示す図である。
【図9】 インバータを構成する直列段のスナバ回路の動作原理を説明する図である。
【図10】 直列段に設けられたクランパ回路の動作を説明する図である。
【図11】 直列段に設けられたスナバ回路を充電するためのシーケンス図である。
【図12】 各アームに流れる電流の詳細を示す図である。
【図13】 インバータを構成するアームの動作を入れ替える発明を説明する構成図である。
【図14】 インバータを構成するアームの動作を入れ替える発明を説明する波形図である。
【図15】 インバータに入力する電源の投入を説明する図である。
【図16】 インバータに入力する電源の投入を説明する詳細図である。
【図17】 インバータの出力パルスの形態を説明する図である。
【図18】 インバータの出力パルスの形態の他の例を説明する図である。
【図19】 従来のインバータ出力波形図である。
【図20】 レーザエネルギーを一定に制御するための図である。
【図21】 レーザエネルギーを一定に制御するための他の例を示す図である。
【図22】 インバータの損失を低減する構成を示す図である。
【図23】 インバータの損失を低減する構成の他の例を示す図である。
【図24】 ゲート回路部分のロジック構成の詳細を示す図である。
【図25】 異常検出回路の構成を示す図である。
【図26】 従来のレーザ装置の構成を示す図である。
【図27】 誘電体と放電部との等価回路を示す図である。
【図28】 従来のレーザ電源の構成を示す図である。
【図29】 従来のレーザ電源の動作を示す図である。
【図30】 レーザ加工の特性を示す図である。
【図31】 放電部の容量にかかる電圧を表す図である。
【符号の説明】
1 電極、2 誘電体、3 高周波電源、4 部分反射ミラー、5 全反射ミラー、6 レーザ光、7 誘電体コンデンサ、8 放電抵抗、9 高速半導体、10 直流電源、11 高周波トランス、12 出力リアクトル、13 高電圧スイッチ、14 ゲート回路、15 ゲート電源用トランス、16 高圧電源、17 レーザ制御回路、18 光発振器、19 電流センサー、20 光ファイバ、21 商用電源、22 一次巻線、23 トランスの鉄心、24 2次巻線、25 分圧用コンデンサ、26 ドライブ回路、27 高速半導体スイッチ、28 トランスの鉄心と2次巻線との浮遊容量、29 2次巻線間の浮遊容量、30 MOSFET、33 スナバダイオード、34 スナバコンデンサ、35スナバ抵抗、36 ゼナダイオード、37 クランパゲート抵抗、38 クランパ抵抗、39 クランパFET、40 鉄心、41 巻線間の絶縁を保つための絶縁物、51 高周波パルス発生回路、52 位相制御回路、53 D/FF、54 切替え器、55 アンド回路、56 電源スイッチ、61 積分器、62 比較器、63 F/Fc、64 レーザ制御回路、65 整流器、70 スイッチ、71 一対のリアクトル、80 O/E変換器、81 単安定マルチ、82 バッファ、91,92 ゼナダイオード、93,99 抵抗、94 トランジスタ、95 制限抵抗、96 フォトカプラ、97 検出回路、110 容量、250 分圧抵抗。
Claims (8)
- 直流電圧が入力され、その交流出力を一対の誘電体を介してガス空間に導き、ガス空間に高周波放電を形成させてガスを励起してレーザ発振を得る高周波交流電源装置において、
上記高周波交流電源装置は、4つのアームによるフルブリッジインバータ装置を備え、
上記1つのアームはそれぞれ直列に接続された複数のMOSFETと、
該複数のMOSFETに対応して設けられ、コアを共通とし複数の異なる2次巻線を有するトランスから上記2次巻線に対応して供給される交流電圧を、該MOSFETを駆動するための直流電圧に変換する複数のドライブ回路とを備え、
上記複数の異なる2次巻線のうち上記コアとの耐圧の小さい巻線ほど、フルブリッジインバータ装置を構成する1のアームの中で上記直流電圧の入力される入力端子側に配置されたMOSFETに対応したドライブ回路に接続することを特徴とする高周波交流電源装置。 - 直流電圧が入力され、その交流出力を一対の誘電体を介してガス空間に導き、ガス空間に高周波放電を形成させてガスを励起してレーザ発振を得る高周波交流電源装置において、
上記高周波交流電源装置は、4つのアームによるフルブリッジインバータ装置を備え、
上記1つのアームはそれぞれ複数のMOSFETが直列に接続されかつ上記複数のMOSFETには並列に異なる分圧コンデンサが接続され、
上記複数のMOSFETに対応して設けられ、コアを共通とし複数の2次巻線を有するトランスから上記2次巻線に対応して供給される交流電圧を、該MOSFETを駆動するための直流電圧に変換する複数のドライブ回路を備え、
上記MOSFETに並列接続された分圧コンデンサは上記フルブリッジインバータ装置を構成するアームの中でそれぞれ出力端子に近いMOSFETに接続されたものほど上記分圧コンデンサの容量値が大きいことを特徴とする高周波交流電源装置。 - 直流電圧が入力され、その交流出力を一対の誘電体を介してガス空間に導き、ガス空間に高周波放電を形成させてガスを励起してレーザ発振を得る高周波交流電源装置において、
上記高周波交流電源装置は、4つのアームによるフルブリッジインバータ装置を備え、
上記1つのアームはそれぞれ複数のMOSFETが直列に接続されかつ上記複数のMOSFETには並列に異なる分圧抵抗が接続され、
上記複数のMOSFETに対応して設けられ、コアを共通とし複数の2次巻線を有するトランスから上記2次巻線に対応して供給される交流電圧を、該MOSFETを駆動するための直流電圧に変換する複数のドライブ回路を備え、
上記MOSFETに並列接続された分圧抵抗は上記フルブリッジインバータ装置を構成するアームの中でそれぞれ出力端子に近いMOSFETに接続されたものほど上記分圧抵抗の値が小さいことを特徴とする高周波交流電源装置。 - 直流電圧が入力され、その交流出力を一対の誘電体を介してガス空間に導き、ガス空間に高周波放電を形成させてガスを励起してレーザ発振を得る高周波交流電源装置において、
上記高周波交流電源装置は、4つのアームによるフルブリッジインバータ装置を備え、
上記1つのアームはそれぞれ複数のMOSFETが直列に接続されかつ上記複数のMOSFETにはそれぞれスナバコンデンサとスナバ抵抗を並列接続したものをダイオードに直列接続したスナバ回路が並列に接続され、
上記複数のMOSFETに対応して設けられ、コアを共通とし複数の2次巻線を有するトランスから上記2次巻線に対応して供給される交流電圧を、該MOSFETを駆動す るための直流電圧に変換する複数のドライブ回路を備え、
上記MOSFETに並列接続された上記スナバ回路のスナバ抵抗は上記アームの中でそれぞれ出力端子に近いMOSFETに接続されたものほど上記スナバ抵抗の値が小さいことを特徴とする高周波交流電源装置。 - それぞれスナバコンデンサには、ゼナダイオードのアノードをMOSFETのゲートに、上記ゼナダイオードのカソードをMOSFETのドレインに接続し、上記MOSFETのゲートとソースとの間に抵抗を接続した回路に抵抗を直列に接続したクランパ回路を並列に接続したことを特徴とする請求項4に記載の高周波交流電源装置。
- フルブリッジインバータ装置の交流電圧出力の休止期間に、上記フルブリッジインバータ装置を構成する4つのアームのうち並列に接続されるアームの組のうち高電圧側のアーム同士が導通する期間と低電圧側のアーム同士が導通する期間とが交互に一定周期で繰り返されるスナバ回路の充電モードを備えたことを特徴とする請求項4に記載の高周波交流電源装置。
- 複数のMOSFETに対応して設けられた複数のドライブ回路に対し、アーム毎に制御信号を送信する制御回路をさらに備え、上記信号はそれぞれのアームの導通時間の位相をずらしかつフルブリッジインバータ装置を構成する4つのアームのうち並列に接続されるアームの組のうちそれぞれ高電圧側のアームと低電圧側のアームとが周期的に入れ替わる制御信号であることを特徴とする請求項1〜4のいずれか1項に記載の高周波交流電源装置。
- フルブリッジインバータ装置からの交流出力によるレーザ発振用主放電の前または休止期間に、上記フルブリッジインバータ装置から出力される上記レーザ発振用の交流周波数よりも低い周波数の交流出力を上記フルブリッジインバータ装置より出力することを特徴とする請求項1〜4のいずれか1項に記載の高周波交流電源装置。
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