KR102583398B1 - 스위칭 전력 변환기를 위한 예비기동 제어 회로 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 스위칭 전력 변환기의 1차 측에서 반사 전압을 측정하는 예비기동 제어 회로를 제공한다. 예비기동 제어 회로는 동기 정류기 스위치 열기 및 닫기를 펄싱 하여 스위칭 전력 변환기의 1차 측에서 반사 전압을 측정할 수 있다. 반사 전압은 스위칭 전력 변환기의 출력 전압에 비례한다. 예비기동 제어 회로는 반사 전압을 사용하여 스위칭 전력 변환기의 초기 듀티 사이클을 설정한다. 스위칭 전력 변환기는 단일 종단, 이중 종단 및/또는 다중 위상 구성에서 플라이백 변환기 또는 순방향 변환기와 같은 동기 정류기를 포함하는 임의의 변환기일 수 있다.

Description

스위칭 전력 변환기를 위한 예비기동 제어 회로
본 발명은 스위칭 전력 변환기(switching power converter)의 출력 전압에 비례하는 스위칭 전력 변환기의 1차 측(primary side) 반사 전압(reflected voltage)을 측정하는 스위칭 전력 변환기 및 스위칭 전력 변환기의 동작 동안 반사 전압을 사용하는 것에 관한 것이다.
스위칭 전력 변환기는 현재 전력 시스템의 수많은 응용 분야에서 사용된다. 이러한 변환기는 직류(DC) 입력 전압을 미리 정해진 직류(DC) 출력 전압으로 변환하는 장치이다. 일반적인 스위칭 전력 변환기는 에너지 저장 섹션(energy storage section), 펄스폭 변조(Pulse Width Modulator)(PWM)와 같은 스위칭 제어 회로, 1차 스위치(primary switch) 및 정류기(rectifier)로 구성된다. 에너지 저장 섹션은 전류와 출력 전압을 생성하기 위해 입력 전압의 선택적인 적용에 응답한다. 스위칭 제어 회로, 1차 스위치 및 정류기는 출력 전압 값을 설정하기 위해 에너지 저장 섹션에 대한 입력 전압 인가를 제어한다. 전력 변환기의 입력 전압 측을 일반적으로 1차 측(primary side)이라고 하고 전력 변환기의 출력 전압 측을 일반적으로 2차 측(secondary side)이라고 한다.
절연 스위칭 전력 변환기에는 입력 전압과 출력 전압 사이에 절연 장벽(isolation barrier)이 있다. 절연 장벽은 입력 전압과 출력 전압 사이에 직접적인 전도 경로가 없음을 의미하는 전기적 절연(electrical isolation)을 나타낸다. 전기적 절연은 안전, 접지 또는 노이즈 문제를 포함하여 절연된 스위칭 전력 변환기에 대해 요구될 수 있다. 절연 장벽으로 인해, 출력 전압은 직접 측정할 수 없고 추가 회로가 추가되지 않는 한 1차 측에서 알 수 없다.
동기 정류(Synchronous rectification)는 적어도 부분적으로 감소된 전력 손실 및 더 높은 밀도로 인한 증가된 전력 변환 효율(power conversion efficiency)로 인해 전력 변환기에서 수동 정류기(passive rectifier)에 대한 바람직한 대안이 되었다. 그러나 다이오드는 한 방향으로만 전류가 흐르도록 허용하지만 MOSFET 또는 기타 동등한 반도체 스위치와 같은 동기 정류기는 어느 방향으로든 전류가 흐를 수 있도록 한다. 스위칭 제어 신호가 절연 장벽을 통과하기 때문에 전력 변환기의 2차 측에 동기 정류 기능이 있는 절연형 스위칭 전력 변환기에 대한 추가 고려 사항을 해결해야 한다. 동기 정류를 위한 스위칭 제어 신호의 절연은 장벽을 가로질러 통신하기 위한 광커플러(optocoupler) 또는 펄스 플라이백 변압기(pulse flyback transformer)와 같은 다양한 방법으로 수행할 수 있다.
플라이백 토폴로지(flyback topology)를 갖는 일반적인 절연 스위칭 전력 변환기는 주로 플라이백 변압기라고 하는 적어도 하나의 결합 인덕터(coupled inductor)를 포함한다. 플라이백 변압기는 적어도 2개의 절연 자기적으로 결합된 권선(isolated magnetically coupled winding)이 있는 인덕터이다. 플라이백 변압기의 권선은 전기적으로 절연되어 있으며 절연 장벽을 제공한다. 인덕터는 갭이 있는 소프트 페라이트 또는 기타 분산된 갭 재료를 기반으로 하는 에어 코어(air core)일 수 있다. 코어가 사용되는 경우 자속(magnetic flux)을 지시하는 수단을 제공했다. 전형적인 절연 스위칭 전력 변환기는 또한 1차 측에 적어도 하나의 1차 스위치와 2차 측에 적어도 하나의 동기 정류기를 포함한다. 정상 작동 중에, 1차 스위치가 닫히고(CLOSED) 동기 정류기가 열리면(OPEN) 플라이백 변압기의 1차 측이 입력 전압에 직접 연결된다. 1차 측 전류와 플라이백 변압기의 자속이 증가하여 코어의 에어 갭에 에너지가 저장되는 자기장을 설정하여 플라이백 변압기에 에너지를 저장한다. 동기 정류기가 열리므로, 플라이백 변압기에서 2차 측으로 전류가 흐르지 않고 출력 커패시터가 출력 전압에 에너지를 공급한다. 1차 스위치가 열리면, 자기장이 떨어지고, 에너지가 2차 권선으로 전달되고, 이제 동기 정류기가 닫히면 에너지가 커패시터를 재충전하고 출력 전압을 공급한다.
따라서, 동기 정류를 사용하는 많은 스위칭 전력 변환기에서 공통적인 문제는 시작(startup) 또는 종료(shutdown) 조건과 같은 특정 시퀀스 동안, 역 바이어스(reverse bias) 또는 백 바이어스(back bias)라고도 하는 기존 전압(pre-existing voltage) 또는 사전 바이어스된 출력 전압(pre-biased output voltage)에서 전류를 끌어오는 것이다. 사전 바이어스된 전압은 비절연 시스템(non-isolated system)의 다른 전원에서 올 수도 있고 부하에서 올 수도 있다. 소프트 시작 조건에서, 동기 정류기는 전원 공급 장치의 출력 전압 상승 시간 동안 높은 듀티 비율(high duty ratio)을 가질 수 있다. 사전 바이어스된 전압이 존재하는 경우, 역전류(reverse current)가 존재할 수 있고, 이는 출력 전압을 떨어뜨리고 이에 따라 시스템의 다른 요소를 방해할 수 있다. 또한 절연된 스위칭 전력 변환기에는 사전 바이어스된 전압을 검출하기 위한 스위칭 전력 변환기를 통한 전도 경로가 없다. 광 커플러 또는 신호 변압기와 같은 추가 회로는 전력 변환기에 추가되어야 하고, 이 추가는 필요한 회로의 실용성 크기 및 공간 또는 전력 변환기의 기능적 파라미터와 같은 잠재적인 문제로 인해 항상 옵션이 아니다.
"DC/DC 변환기 출력에서 역전류 흐름을 제거하는 동기 정류기 제어기"라는 제목의 미국 특허 번호 6,618,274는 동기 정류기를 비활성화하지 않고 모든 작동 모드에서 실질적인 역전류 흐름을 방지하는 동기 정류기 변환기에 대한 제어 방식을 개시한다. 경부하, 시작 또는 종료 조건에서 역전류의 흐름을 중지하기 위해 동기 정류기를 완전히 비활성화하는 대신, 2차 동기 정류기가 항상 활성화되어, 완전 동기 모드 또는 부분 동기 모드에서 작동한다. 두 작동 모드 간의 전환은 시스템 파라미터를 감지하여 결정된다. 예를 들어, 이 파라미터는 변환기 출력이 연결된 버스를 방해하는 역전류의 양을 기반으로 하거나, 열 발산(heat dissipation)이 우려되는 경우 전력 변환기의 역전류 흐름에 의해 생성된 열을 기반으로 할 수 있다. 부분 동기 모드에서, 동기 정류기 스위치의 듀티 사이클은 출력 전류가 음이 되기 전에 동기 정류기를 끄도록 수정된다. 제어 방식은 상당한 역전류 흐름을 효과적으로 제한하는 동시에 개별 다이오드의 필요성을 제거함으로써 효율성을 개선하면서도 변환기의 작동 범위 전체에 걸쳐 동기 정류의 이점을 유지한다.
"동기 정류기 제어 회로"라는 명칭의 미국 특허 제6,912,138호는 전력 변환기의 동기 정류기를 제어하기 위한 동기 정류기 제어 회로를 개시하고 있다. 일 실시예에서, 동기 정류기의 전도는 미분된 출력 전압에 비례하여 제어된다. 이 실시예는 동기 정류기에 대한 제어 신호의 전압 레벨의 비율을 증가시키는 것을 포함한다.
"시작 시 동기 정류기를 사전 바이어스 출력 전압으로 제어하기 위한 회로"라는 제목의 미국 특허 번호 8,373,403에는 사전 바이어스된 전원 공급 장치 출력에서 전류를 끌어오지 않고 시작 조건 동안 정류기를 점진적으로 활성화하기 위한 회로를 포함하는 전원 공급 장치가 개시되어 있다. 드라이버(driver)는 동기 정류기에 제어 신호를 제공한다. 드라이버 공급 회로(driver supply circuit)는 드라이버 양단에 연결되고 펄스 변조 제어기(pulse modulation controller)에 의해 제공되는 제1 입력 수신 펄스 신호(first input receiving pulse signal), 드라이버에 공급 전압을 제공하는 출력, 드라이버 공급 입력 전압을 수신하는 제2 입력, 및 시상수를 정의하는 회로를 갖는다. 회로는 펄스 신호가 제공될 때 켜지는 제1 스위칭 요소(first switching element)와 출력에 연결된 제2 스위칭 요소(second switching element)를 포함한다. 시간 상수(time constant)는 전원 공급 장치의 상승 시간과 연관되며 선택된 구성 요소 값에 의해 정의되므로, 제2 스위칭 요소는 시간 상수가 경과한 후에만 완전히 전도성이 된다.
"절연된 플라이백 변환기를 위한 1차 측 감지"라는 제목의 미국 특허 번호 8,213,192는 스위칭 전압 조정기의 1차 측에서 보조 권선(auxiliary winding)의 플라이백 전압에 해당하는 신호를 샘플링 하는 스위칭 전압 조정기(switching voltage regulator)를 개시한다. 플라이백 전압은 2차 측 출력 전압의 피드백으로 기능한다. 플라이백 전압이 검출되면 플라이백 전압이 임계 전압 아래로 떨어질 때까지 플라이백 전압에 해당하는 샘플을 저장한다. 따라서 플라이백 전압의 N 샘플 이력이 유지된다. 가장 최근에 저장된 샘플보다 오래된 샘플은 스위칭 전압 조정기의 출력 전압 생성을 위한 제어를 생성하는 데 사용된다. 이전 샘플을 사용하면 사용된 플라이백 전압 샘플이 2차 권선의 전류가 0에 가깝지만 0이 되기 전의 샘플이 되도록 한다.
다음은 본 발명의 일부 측면에 대한 기본적인 이해를 제공하기 위한 본 발명의 요약이다. 이 요약은 본 발명의 핵심 또는 중요한 요소를 식별하거나 본 발명의 범위를 설명하기 위한 것이 아니다. 그 유일한 목적은 본 발명의 일부 개념을 나중에 제시되는 보다 상세한 설명 및 정의하는 청구범위에 대한 서문으로서 단순화된 형태로 제시하는 것이다.
본 발명은 스위칭 전력 변환기의 1차 측에서 반사 전압을 측정하는 예비기동 제어 회로(prestart control circuit)를 제공한다. 예비기동 제어 회로는 동기 정류기 스위치 열기(OPEN) 및 닫기(CLOSED)를 펄스화 하여 스위칭 전력 변환기의 1차 측에서 반사 전압을 측정할 수 있다. 반사 전압은 스위칭 전력 변환기의 출력 전압에 비례한다.
일 실시예에서, 스위칭 전력 변환기의 1차 측은 1차 권선을 갖고 반사 전압은 1차 권선에 걸쳐 측정된다.
일 실시예에서, 스위칭 전력 변환기의 1차 측은 1차 권선 및 보조 권선을 갖고 반사 전압은 보조 권선에 걸쳐 측정된다.
일 실시예에서, 반사 전압은 스위칭 제어 회로의 초기 듀티 사이클 값을 설정하는데 사용된다.
스위칭 전력 변환기는 단일 종단(single-ended), 이중 종단(double-ended) 및/또는 다중 위상 구성(multi-phased configuration)에서, 벅 변환기(buck converter), 부스트 변환기(boost converter), 플라이백 변환기(flyback converter) 및 순방향 변환기(forward converter)와 같은 동기 정류기를 포함하는 모든 변환기일 수 있다.
본 발명의 이들 및 기타 특징 및 이점은 첨부 도면과 함께 바람직한 실시예에 대한 다음의 상세한 설명으로부터 당업자에게 명백할 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 스위칭 전력 변환기의 도면이다;
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 예비기동 제어 회로 및 스위칭 제어 회로를 갖는 스위칭 전력 변환기의 도면이다;
도 3a 및 도 3b는 본 발명의 일 실시예에 따른 도 2의 스위칭 전력 변환기의 정상 동작을 나타내는 파형도이다;
도 4a 내지 도 4c는 본 발명의 일 실시예에 따른 도 2의 스위칭 전력 변환기의 예비기동(PRESTART) 동작을 나타내는 파형도이다; 및
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 스위칭 전력 변환기를 도시한 도면이다.
본 발명은 스위칭 전력 변환기(switching power converter)의 1차 측에서 반사 전압(reflected voltage)을 측정하는 예비기동 제어 회로(prestart control circuit)를 제공한다. 예비기동 제어 회로는 동기 정류기 스위치 열기 및 닫기를 펄싱 하여 스위칭 전력 변환기의 1차 측에서 반사 전압을 측정할 수 있다. 반사 전압은 스위칭 전력 변환기의 출력 전압에 비례한다. 일 실시예에서, 반사 전압은 스위칭 제어 회로의 초기 듀티 사이클 값(initial duty cycle value)을 설정하는데 사용된다.
본 발명의 도면 및 설명은 본 발명의 명확한 이해와 관련된 요소를 예시하기 위해 단순화되었으며 명료함을 위해 종래의 스위칭 전력 변환기의 다른 요소를 제거한 것으로 이해되어야 한다. 예를 들어, 특정 스위칭 전력 변환기에는 변압기 재설정 메커니즘(reset mechanism)이 필요하다. 그러나 이러한 재설정 메커니즘은 여기에서 설명되지 않는다. 그러나, 당업자는 이들 및 다른 요소가 전형적인 스위칭 전력 변환기에서 바람직할 수 있음을 인식할 것이다. 그러나, 그러한 요소는 당업계에 잘 알려져 있고, 본 발명의 더 나은 이해를 용이하게 하지 않기 때문에, 그러한 요소에 대한 논의는 여기에서 제공되지 않는다.
모든 회로 구성요소는 본 발명을 설명하는 목적에 이상적인 것으로 가정된다. 또한, 본 명세서에서 "열기(ON)"은 "닫기(CLOSED)"와 동의어로 사용되고, "끄기(OFF)"는 반도체 스위치의 상태를 언급할 때 "열기(OPEN)"과 동의어로 사용된다. 또한, 본 명세서에서 사용되는 바와 같이, 반도체 스위치는 스위치에 대한 제어 신호가 스위치의 턴온을 개시하기에 적합한 전압 레벨에 도달한 후 스위치가 저임피던스 상태에 도달할 때 "켜기(ON)"이다. 유사하게, 제어 신호가 스위치의 턴오프를 시작하기에 적합한 레벨에 도달한 후 스위치가 하이 임피던스 상태에 도달하면 스위치는 "끄기(OFF)"이다. 추가적으로, 본 명세서에서 사용된 바와 같이, "예비기동(PRESTART)" 동작은 사전 바이어스 전압(pre-bias voltage)에 대한 전위를 포함하지만 이에 제한되지 않는 알려지지 않은 조건에서 스위칭 전력 변환기(100)를 시작하는 것이다. 또한, 본 명세서에서 사용된 바와 같이, 신호가 켜기(ON)이거나 로직 "1"을 생성할 때 파형은 "높음(HIGH)"이다. 유사하게, 신호 또는 파형은 신호가 끄기(OFF)이거나 논리 "0"을 생성할 때 "낮음(LOW)"이다.
일반성을 잃지 않으면서, 본 발명은 이제 절연된 스위칭 전력 변환기(isolated switching power converter)와 관련하여 설명될 것이다; 그러나 비절연 스위칭 전력 변환기(non-isolated switching power converter)에도 동일한 원칙이 적용된다. 정상 동작 동안, 입력 전압(Vin)에서 원하는 출력 전압(Vout)을 생성하기 위하여 1차 스위치와 동기 정류기 스위치는 서로 반대로 동작하여 에너지 저장 섹션을 충방전한다. 그러나, 사전 바이어스 조건에서, 변환기로 다시 흐르는 제어되지 않은 전류를 갖는 스위칭 전력 변환기의 구성 요소를 방해하거나 손상시킬 가능성이 있다. 잠재적인 사전 바이어스 조건으로 인해 스위칭 전력 변환기로 다시 흐르는 전류와 같은 손상을 제한하기 위해 스위칭 전력 변환기는 정상 작동을 시작하기 전에 예비기동(PRESTART)이라는 추가 동작을 구현한다. 예비기동(PRESTART) 동작 동안, 예비기동 제어 회로는 스위칭 전력 변환기의 출력 전압에 비례하여 1차 측에 나타나는 반사 전압을 측정하여 스위칭 제어 회로의 듀티 사이클에 대한 초기값을 설정한다.
도 1을 참조하면, 스위칭 전력 변환기(switching power converter)(100)의 일 실시예는 종종 플라이백 변환기(flyback converter)(105)로 불리는 플라이백 토폴로지를 갖는 스위칭 전력 변환기(100), 스위칭 제어 회로(switching control circuit)(250) 및 예비기동 제어 회로(prestart control circuit)(200)를 포함한다.
스위칭 제어 회로(250)는 스위칭 전력 변환기(100)의 스위칭 주파수를 제어하는 파형(waveform)(222, 252, 256)을 생성한다. 파형(222, 252, 256)은 주기(period)(224, 254, 258) 및 듀티 사이클(duty cycle)(223, 253, 257)을 갖는 직사각형이다. 스위칭 전력 변환기(100)의 주파수는 주기(224, 254, 258)의 역수와 동일하다. 도시된 스위칭 제어 회로(250)는 입력(input)(259) 및 3개의 출력(output)(221, 251, 255)을 갖는다. 스위칭 제어 회로(250)의 입력(259)은 예비기동 제어 회로(200)의 출력(202)에 연결된다. 예비기동 제어 회로(200)는 파형(222, 252, 256)의 듀티 사이클(223, 253, 257) 및 주기(224, 254, 258)를 설정한다. 예비기동 제어 회로(200)의 기능을 이하에 설명한다. 스위칭 제어 회로(250)의 출력은 하나 이상의 1차 스위치(primary switch)(190), 하나 이상의 동기 정류기 스위치(synchronous rectifier switch)(195) 및 예비기동 제어 회로에 의해 사용되는 임의의 파형(222)을 제어할 수 있다. 일 실시예에서, 스위칭 제어 회로(250)는 펄스 폭 변조기(PWM) 집적 칩을 포함하도록 구성될 수 있다. 다른 실시예에서, 스위칭 제어 회로(250)는 스위칭 전력 변환기(100)의 정상 동작 듀티 사이클 또는 동작 주파수를 설정하는 내부 클록(internal clock)을 포함할 수 있다. 다른 실시예에서, 스위칭 제어 회로(250)는 PWM 집적 칩과 조합된 에러 증폭기(error amplifier)를 포함할 수 있다. 다른 실시예에서, 스위칭 제어 회로는 예비기동 제어 회로에 아날로그-디지털 변환기 또는 대체 샘플링 회로를 제어하기 위한 파형을 제공한다.
도 1은 플라이백 토폴로지(flyback topology)를 갖는 스위칭 전력 변환기(100)를 도시하고 종종 플라이백 변환기(105)로 불린다. 도시된 플라이백 변환기(105)는 1차 스위치(190), 동기 정류기 스위치(195) 및 에너지 저장 섹션(energy storage section)(160)을 포함한다. 플라이백 변환기(105)의 에너지 저장 섹션(160)은 플라이백 변압기(flyback transformer)(165) 및 출력 커패시터(output capacitor)(185)를 포함한다. 플라이백 변압기(165)는 1차 권선(primary winding)(170) 및 2차 권선(secondary winding)(175)을 포함하는 결합된 인덕터(coupled inductor)(165)이고, 둘 다(170, 175)는 공통 코어(180) 주위에 감겨진다. 플라이백 변압기(165)의 1차 측(172)은 1차 권선(170)이고 플라이백 변압기(165)의 2차 측(176)은 2차 권선(175)이다. 도시된 플라이백 변압기(165)에서, 1차 권선(170) 및 2차 권선(175)은 위상이 다르게 배선되어 1차(140) 및 2차 전류(150)가 동시에 흐르지 않는다. 권선비가 Np인 1차 권선(170)과 권선비가 Ns인 2차 권선(175)은 각각의 전도 기간 동안 1차 전류(Ip)(140)를 갖는 1차 인덕터(170(Lp)) 및 2차 전류(Is)(150)를 갖는 2차 인덕터(175(Ls))로 볼 수 있다. 1차 스위치(primary switch)(190)는 입력(191), 출력(192) 및 제어부(control)(193)를 갖는다. 1차 스위치(190)의 입력(191)은 입력 전압(110)에 결합되고, 출력(192)은 1차 권선(170)에 결합되고, 제어부(193)는 스위칭 제어 회로(250)의 출력(251)에 결합된다. 동기 정류기 스위치(195)는 입력(196), 출력(197) 및 제어부(198)를 갖는다. 동기 정류기 스위치(195)의 입력(196)은 2차 권선(175)에 결합되고, 출력(197)은 출력 커패시터(output capacitor)(185)에 연결되고, 제어부(198)는 스위칭 제어 회로(250)의 출력(255)에 연결된다. 도시된 예비기동 제어 회로(200)는 2개의 입력(201, 204) 및 출력(202)을 갖는다. 예비기동 제어 회로(200)의 하나의 입력(201)은 1차 측 전압 측정 위치(primary-side-voltage-measure location)(130)에 연결되고 예비기동 제어 회로(200)의 다른 입력(204)은 스위칭 제어 회로(250)의 출력(221)에 연결된다. 예비기동 제어 회로(200)의 출력(202)은 스위칭 제어 회로(250)의 입력(259)에 결합된다. 다른 실시예에서, 1차 측(172)은 보조 권선을 가질 수 있다.
예비기동 제어 회로(200)는 스위칭 전력 변환기(100)가 정상 동작하기 전에 스위칭 전력 변환기(100)가 예비기동(PRESTART) 동작을 실행하도록 함으로써 스위칭 전력 변환기(100)의 동작을 제어한다. 예비기동(PRESTART) 동작은 아래에 설명되어 있다.
정상 작동 동안, 1차 스위치(190) 및 동기 정류기 스위치(195)는, 1차 스위치(190)가 닫히고(CLOSED) 동기 정류기 스위치(195)가 열릴(OPEN) 때, 플라이백 변압기(165)는 입력 전압(110)의 인가에 응답하여 충전되도록, 스위칭 제어 회로(250)의 출력(251, 255)에 응답하여 서로 반대로 동작한다. 1차 스위치(190)가 닫히고(CLOSED) 동기 정류기 스위치(195)가 열리는(OPEN) 경우, 플라이백 변압기(165)의 1차 측(172)은 입력 전압(110)에 직접 연결된다. 1차 측 전류(140) 및 플라이백 변압기(165)의 자속이 증가하여 플라이백 변압기(165)에 에너지를 저장한다. 동기 정류기 스위치(195)가 개방되어 있기 때문에, 플라이백 변압기(165)에서 2차 측(176)으로 전류가 흐르지 않고 출력 커패시터(185)는 출력 전압(120)에 에너지를 공급한다. 그러나 1차 스위치(190)가 열려(OPEN) 있고 동기 스위치가 닫혀(CLOSED) 있을 때 플라이백 변압기의 전류에 대한 유일한 경로는 플라이백 변압기(165)의 1차 측(172)을 통하는 것이다. 이는 스위칭 전력 변환기(100)의 출력 전압(120)에 비례하는 반사 전압(135)이 1차 측(172)에 나타나게 한다. 전환(transition) 이후, 권선의 상호 인덕턴스(mutual inductance)는 전류가 2차 측(176)으로 에너지를 전달하도록 하고 이제 동기 정류기 스위치(195)가 닫히면(CLOSED) 에너지가 출력 커패시터(185)를 재충전하고 출력 전압(120)을 공급한다.
그러나, 예비기동 작동 동안, 예비기동 제어 회로(200)는 스위칭 제어 회로(250)에 명령하여 1차 스위치(190)와 동기 정류기 스위치(195)를 서로 독립적으로 구동하는 파형(252, 256)을 생성하여 플라이백 변압기(165)에서 과도한 전류를 유도하지 않고 1차 측(172)에서 반사 전압(135)을 측정할 수 있도록 한다. 반사 전압(135)은 스위칭 전력 변환기(100)의 출력 전압(120)에 비례한다. 1차 스위치(190)는 플라이백 변압기(165)의 추가 충전을 제한하기 위해 열기(OPEN)로 유지된다. 동기 정류기 스위치(195)는 동기 정류기 스위치(195)가 열기(OPEN) 일 때 결합된 인덕터(165)에서 자속을 0으로 재설정 하도록 설정된 듀티 사이클(257)로 열기(OPEN)와 닫기(CLOSED) 사이에서 펄싱 된다. 동기 정류기 스위치(195)가 열기(OPEN) 일 때, 이차 인덕터(175)에 축적된 이차 전류(150)는 동기 정류기 스위치(195) 상의 전압이 음의 전압으로 플라이백 되게 한다. 이 예의 경우, 전도되는 1차 스위치(190)의 바디 다이오드로 인해 1차 측(172)을 참조할 때 음의 전압은 입력 전압(110)(Vin)으로 제한된다. 동기 정류기 스위치(195)가 닫혀 있는 기간은 2차 전류(150)가 2차 인덕터(175)에 2차 전류(150)를 축적하거나 출력 커패시터(185)로부터 에너지를 추출하는 것을 방지하기 위해 제한된다. 결합된 인덕터(165)가 펄스 사이에서 재설정 되도록 하면, 피크 전류는 반사 전압(135)에 동기 정류기 스위치(195)가 닫히는 시간을 곱한 값을 2차 인덕터(175)의 자화 인덕턴스(magnetizing inductance)로 나눈 값과 같다.
스위칭 제어 회로(250)가 1차 스위치(190)를 열린(OPEN) 상태로 유지하고 동기 정류기 스위치(195)가 닫힌(CLOSED) 동안, 예비기동 제어 회로(200)는 1차 측 전압 측정 위치(130)에서 1차 측(172)의 반사 전압(135)을 측정한다. 반사 전압(135)(Vreflected)은 다음 식에 표시된 것처럼 출력 전압(120)에 비례한다:
예비기동 제어 회로(200)는 반사 전압(135)을 사용하여 식으로부터 스위칭 전력 변환기(100)의 초기 듀티 사이클 값(Dinitial)을 결정한다:
일단 설정되면, 예비기동 제어 회로(200)는 스위칭 전력 변환기(100)가 정상 동작을 시작하도록 스위칭 제어 회로(250)에 초기 듀티 사이클을 제공한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 예비기동 제어 회로(200) 및 스위칭 제어 회로(250)를 포함하는 도 1의 스위칭 전력 변환기(100)를 도시한다. 예비기동 제어 회로(200)는 스위칭 전력 변환기(100)의 하나 이상의 스위칭 제어 회로(250)에 주기 및 듀티 사이클 값을 제공할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에서, 예비기동 제어 회로(200)는 2개의 아날로그-디지털 변환기(analog to digital converter)(220, 230) 및 마이크로프로세서(microprocessor)(210)를 포함한다. 제1 아날로그-디지털 변환기(220)는 1차 측 전압 측정 위치(130)에서 반사 전압(135)을 측정한다. 제1 아날로그-디지털 변환(220)은 스위칭 제어 회로(250)에 의해 지정된 특정 시간에 반사 전압(135)을 측정하는 능력에 기초하여 선택된다. 동기 정류기 스위치(195)가 닫힌(CLOSED) 것에 대응하는 스위칭 제어 회로(250)에 의해 생성된 트리거 펄스(trigger pulse)(222)는 제1 아날로그-디지털 변환기(220)가 반사 전압(135)을 측정할 때 제어한다. 제2 아날로그-디지털 변환기(230)는 초기 듀티 사이클 계산에 사용하기 위해 입력 전압(110)을 측정한다. 마이크로프로세서(210)는 스위칭 제어 회로(250)에 1차 스위치(190) 및 동기 정류기 스위치(195)에 대한 듀티 사이클 및 주기 및 제1 아날로그-디지털 변환기(220)에 대한 트리거 펄스 타이밍(trigger pulse timing)(222)을 제공한다. 본 발명의 일 실시예에서, 스위칭 제어 회로(250)는 타이밍 생성기(timing generator)(260) 및 절연부(isolation)(270)를 포함한다. 타이밍 생성기(260)는 예비기동 제어 회로(200)에 의해 제공된 듀티 사이클 및 기간을 사용하여 1차 스위치(190)를 제어하는 파형을 생성하고 제1 아날로그-디지털 변환기(220)를 트리거(222)한다. 스위칭 제어 회로(250)는 스위칭 전력 변환기(100)에 필요한 동기 정류기 스위치(195)를 제어하기 위해 파형을 추가로 분리한다. 일 실시예에서, 파형의 주기는 에너지 저장 섹션에 대한 손상을 방지하기 위해 동기 정류기 스위치가 닫히는 시간을 제한하도록 설정된다. 다른 실시예에서, 파형의 주기는 에너지 저장 전류를 최대값으로 제한하도록 설정된다. 이 최대값은 에너지 저장 섹션 또는 주변 회로 부품의 손상을 방지하기 위해 설정될 수 있다.
또한, 도 2에서, 예비기동 동작 동안, 예비기동 제어 회로(200)는 1차 스위치(190)를 열게(OPEN) 구동하도록 스위칭 제어 회로(250)에 명령하고; 스위칭 제어 회로(250)는 동기 정류기 스위치(195)를 닫도록(CLOSED) 펄싱 하여 반사 전압(135)이 1차 측 전압 측정 위치(130)에 잠깐 나타나도록 한다. 반사 전압(135)은 동기 정류기 스위치(195)가 닫힐(CLOSED) 때 1차 측 전압 측정 위치(130)에만 존재하기 때문에, 제1 아날로그-디지털 변환기(220)는 동기 정류기 스위치(195)가 닫혀 있는 특정 시간에 반사 전압(135)을 측정한다. 동기 정류기 스위치(195)의 닫혀 있는(CLOSED) 시간은 과도한 이차 전류(150)가 이차 인덕터(secondary inductor)(175)에 축적되는 것을 방지하기 위해 제한된다. 제2 아날로그-디지털 변환기(230)는 입력 전압(110)을 측정한다. 반사 전압(135) 및 입력 전압(110)이 측정되면, 초기 듀티 사이클이 계산될 수 있다. 도시된 플라이백 변환기(105)에서, 1차 측 전압 측정 위치(130)는 1차 권선을 가로질러 위치된다. 스위칭 전력 변환기의 다른 실시예에서, 1차 측 전압 측정 위치(130)는 보조 권선을 가로질러 있을 수 있다.
도 3a는 정상 동작 동안 스위칭 제어 회로로부터 1차 스위치에 제공되는 파형(310)을 나타낸다. 도 3b는 정상 동작 동안 스위칭 제어 회로로부터 동기 정류기 스위치에 제공되는 파형(350)을 나타낸다. 도 3a 및 도 3b에 도시된 바와 같이, 정상 작동 중에 1차 스위치와 동기 정류기 스위치는 1차 스위치가 닫혀(CLOSED) 있을 때 동기 정류기 스위치가 열리게(OPEN) 되도록 스위칭 제어 회로의 출력에 응답하여 서로 반대로 작동한다.
도 2의 예비기동 제어 회로(200)의 구현 및 그 안의 참조 번호를 고려하여, 스위칭 전력 변환기(100)의 예비기동 동작이 이제 도 4a, 4b 및 4c를 참조하여 설명된다. 도 4a는 예비기동 동작 동안 스위칭 제어 회로(250)에 의해 1차 스위치(190)에 제공되는 파형(400)을 나타낸다. 도 4b는 예비기동 동작 동안 스위칭 제어 회로(250)에 의해 동기 정류기 스위치(195)에 제공되는 파형(410)을 나타낸다. 도 4c는 1차 측 전압 측정 위치(130)에 나타나는 파형(420)을 나타내고 반사 전압(135)을 예시한다. 도 4a에 도시된 바와 같이, 예비기동 동작 동안 1차 스위치(190)는 그것이 열려 있음(OPEN)을 나타내는 논리 '0'이다. 도 4b에 도시된 바와 같이, 하나의 예비기동 제어 회로 사이클(Tsr_per)(430)은 동기 정류기 스위치(195)가 닫힌(CLOSED) 시간(Tsr_on)(435)와 동기 정류기 스위치(195)가 열린(OPEN) 시간(Tsr_off)(440)의 두 부분으로 분할된다. 도 4b에 도시된 바와 같이, Tsr_on(435)은 스위칭 제어 회로(250)가 동기 정류기 스위치(195)에 로직 1 "닫힘(CLOSED)"를 명령할 때 시작된다. 동기 정류기 스위치(195)의 Tsr_on(435)은 결합된 이차 인덕터(175)의 인덕턴스에 과도한 이차 전류(150)가 축적되는 것을 방지하기 위해 제한된다. 도 4c에 도시된 바와 같이, 1차 측 전압 측정 위치(130)에서 반사 전압(135)은 로직 1(logic 1)(445)에서 동기 정류기 스위치(195)가 닫힐 때 측정(460)된다. 도 4b 및 도 4c에 도시된 바와 같이, 동기 정류기 스위치(195)가 열려(455) 있을 때, 결합된 이차 인덕터(175)에 축적된 이차 전류(secondary current)(150)는 동기 정류기 스위치(195)의 전압이 음의 전압(450)으로 플라이백 되게 한다. 이 예의 경우, 전압은 전도되는 1차 스위치(190)의 바디 다이오드로 인해 1차로 지칭될 때 입력 전압으로 제한될 것이다.
예비기동 제어 회로(200)는 동기 정류기를 사용하는 임의의 스위칭 전력 변환기 토폴로지에 사용될 수 있다. 예를 들어, 도 5는 예비기동 제어 회로(200)를 포함하는 순방향 변환기(forward converter)(505)로 일반적으로 지칭되는 스위칭 전력 변환기(500) 토폴로지의 개략도이다. 도 5의 순방향 변환기(505)는 순방향 정류기 스위치(forward rectifier switch)(595a) 및 동기 정류기 스위치(595b)를 포함한다. 순방향 정류기 스위치(595a)는 2차 권선(575) 양단의 전압을 정류하고 동기 정류기 스위치(595b)는 프리휠링 정류기(freewheeling rectifier)로서 작용한다. 출력 커패시터(585) 및 결합된 인덕터(565)를 포함하는 출력 필터(output filter)(588)는 출력 전압(520)을 필터링한다. 예비기동 작동 중, 예비기동 제어 회로(200)는 스위칭 전력 변환기(500)의 출력 전압(520)에 비례하는 1차 측(572)에 나타나는 반사 전압(535)을 측정하고 스위칭 제어 회로(250)의 듀티 사이클에 대한 초기 값을 설정한다. 순방향 변환기(505)에서, 에너지는 1차 스위치(590)의 닫힌(CLOSED) 기간 동안 변압기(566)의 1차 권선(570)에서 2차 권선(575)으로 전달된다. 순방향 변환기의 동작은 당업계에 공지되어 있으므로 여기에서는 설명하지 않는다.
이전에 도시된 플라이백 변환기 및 순방향 변환기는 본 발명의 예비기동 제어 회로 및 관련 방법을 사용할 수 있는 절연 스위칭 전력 변환기의 유형의 예이다. 앞서 언급했듯이 동기 정류를 사용하는 모든 스위칭 전력 변환기 토폴로지는 예비기동 제어 회로 방법을 사용할 수 있다. 여기에는 다음이 포함되지만 이에 국한되지는 않는다: 벅 변환기, 부스트 변환기, 단일 종단 및 이중 종단 변환기, 하프 브리지 및 풀 브리지 변환기, 통합 순방향/플라이백 변환기 등. 예를 들어, 도 5에서 순방향 변환기 회로 부품은 벅 변환기 회로 부품으로 교체될 수 있으며 스위칭 전력 변환기는 예비기동 제어 회로가 있는 비절연 전력 변환기가 된다. 또한, 예비기동 제어 회로는 예를 들어 인터리브 또는 다중 위상 변환기에서 다중 동기 정류기 스위치를 제어하는 데 사용될 수 있다.
스위칭 전력 변환기의 출력 전압에 비례하는 1차 측 반사 전압을 측정하고 반사 전압을 사용하여 정상 작동을 위한 스위칭 제어 회로의 초기 듀티 사이클 값을 설정하는 예비기동 제어 회로를 구현하는 위의 단락은 측정된 반사 전압의 한 가지 가능한 사용법이다. 추가적으로, 반사 전압은 오류 검사, 과전압 보호, 부하 클록과의 주파수 동기화, 여러 공급 장치 간의 전원 시퀀싱, 병렬 출력 작동을 위한 부하 공유, 출력 전류의 평균 전류 모드 제어, 부하 전류 제한 및 추가 동기 정류기 스위치 구동 또는 1차 스위치를 포함한 여러 가지에 사용될 수 있다.
본 발명의 몇몇 예시적인 실시예가 도시되고 설명되었지만, 많은 변형 및 대안적인 실시예가 당업자에게 일어날 것이다. 이러한 변형 및 대안적인 실시예가 고려되고, 첨부된 청구범위에 정의된 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않고 이루어질 수 있다.

Claims (24)

  1. 스위칭 전력 변환기에 있어서,
    서로 절연된(isolated) 1차 측과 2차 측이 있는 에너지 저장 섹션 - 상기 에너지 저장 섹션은 상기 스위칭 전력 변환기의 2차 측 상에 출력 전압을 제공하는 에너지를 생성하기 위해 상기 스위칭 전력 변환기의 1차 측으로 입력 전압의 선택적인 인가에 응답함 -;
    주기 및 듀티 사이클을 갖는 파형을 생성하도록 구성된 스위칭 제어 회로 - 상기 듀티 사이클은 상기 출력 전압, 상기 입력 전압 또는 상기 에너지 저장 섹션에 의해 생성된 에너지의 값에 기초하여 설정됨 -;
    1차 스위치가 닫히고 동기 정류기 스위치가 열릴 때 상기 에너지 저장 섹션이 충전되고 상기 1차 스위치가 열리고 상기 동기 정류기 스위치가 닫힐 때 상기 에너지 저장 섹션이 방전되도록, 정상 작동 중에 상기 파형에 응답하여 서로 반대로 스위치 하는 1차 스위치와 동기 정류기 스위치 - 상기 1차 스위치가 열린 상태로 유지되고 상기 동기 정류기 스위치가 열리고 닫히는 사이에서 펄싱 되도록 예비기동 동작 동안 상기 1차 스위치와 상기 동기 정류기 스위치는 상기 파형에 응답함 -; 및
    예비기동 작동 중에 상기 동기 정류기 스위치가 닫힐 때 상기 스위칭 전력 변환기의 상기 2차 측의 출력 전압에 비례하는 상기 스위칭 전력 변환기의 상기 1차 측에서 반사 전압을 측정하고, 및 상기 반사 전압을 사용하여 정상 작동을 위한 상기 스위칭 제어 회로의 초기 듀티 사이클 값을 설정하는 예비기동 제어 회로
    를 포함하는
    스위칭 전력 변환기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 제어 회로는 펄스 폭 변조기를 포함하는
    스위칭 전력 변환기.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 1차 스위치, 상기 동기 정류기 스위치 및 상기 에너지 저장 섹션은 순방향 변환기로 구성되는
    스위칭 전력 변환기.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 1차 스위치, 상기 동기 정류기 스위치 및 상기 에너지 저장 섹션은 플라이백 변환기로 구성되는
    스위칭 전력 변환기.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 1차 스위치, 상기 동기 정류기 스위치 및 상기 에너지 저장 섹션은 벅 변환기로 구성되는
    스위칭 전력 변환기.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 1차 스위치, 상기 동기 정류기 스위치 및 상기 에너지 저장 섹션은 부스트 변환기로 구성되는
    스위칭 전력 변환기.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 파형의 주기는 상기 에너지 저장 섹션의 손상을 방지하기 위해 상기 동기 정류기 스위치가 닫히는 시간을 제한하도록 설정되는
    스위칭 전력 변환기.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 에너지 저장 섹션은 에너지 저장 전류를 가지고 상기 파형의 주기는 상기 에너지 저장 전류를 최대값으로 제한하도록 설정되는
    스위칭 전력 변환기.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 1차 측은 1차 권선을 갖고 상기 예비기동 제어 회로는 상기 1차 권선을 가로질러 상기 반사 전압을 측정하는
    스위칭 전력 변환기.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 1차 측은 1차 권선과 보조 권선을 갖고 상기 예비기동 제어 회로는 상기 보조 권선을 가로질러 상기 반사 전압을 측정하는
    스위칭 전력 변환기.
  11. 서로 절연된(isolated) 1차 측 및 2차 측이 있는 에너지 저장 섹션을 갖는 스위칭 전력 변환기의 초기 듀티 사이클을 설정하는 방법에 있어서,
    상기 에너지 저장 섹션은 상기 2차 측에 출력 전압을 제공하는 에너지를 생성하기 위하여 상기 1차 측에 인가된 입력 전압에 응답하고,
    상기 방법은:
    예비기동 동작 동안, 주기와 듀티 사이클을 갖는 파형을 1차 스위치를 열고 열기와닫기 사이에서 동기 정류기 스위치를 펄싱 하기 위해 인가는 단계;
    상기 동기 정류기 스위치가 닫기 일 때, 상기 2차 측의 출력 전압에 비례하는 상기 1차 측의 반사 전압을 측정하는 단계; 및
    정상 작동 중에 상기 스위칭 전력 변환기를 구동하기 위해 초기 듀티 사이클 값을 설정하기 위해 상기 반사 전압을 사용하는 단계
    를 포함하는
    방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 스위칭 전력 변환기는 상기 1차 스위치를 더 포함하고,
    상기 동기 정류기 스위치 및 상기 에너지 저장 섹션이 있는 플라이백 컨버터로 구성된 상기 에너지 저장 섹션은 1차 전류를 갖는 상기 1차 측 및 2차 전류를 갖는 상기 2차 측이 있는 플라이백 변압기로 구성되는
    방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 파형의 듀티 사이클과 주기는 상기 동기 정류기 스위치가 열릴 때 상기 2차 전류를 0 암페어로 재설정하도록 설정되는
    방법.
  14. 제12항에 있어서,
    상기 2차 전류가 상기 플라이백 변압기를 손상시키는 것을 방지하기 위해, 상기 동기 정류기 스위치가 닫혀 있는 경우, 상기 파형의 주기는 펄스를 제한하도록 설정되는,
    방법.
  15. 제12항에 있어서,
    상기 에너지 저장 섹션은 상기 에너지 저장 전류를 가지고 상기 파형의 주기는 상기 에너지 저장 전류를 최대값으로 제한하도록 설정되는
    방법.
  16. 제11항에 있어서,
    상기 스위칭 전력 변환기는 상기 1차 스위치, 상기 동기 정류기 스위치 및 순방향 변환기로 구성된 상기 에너지 저장 섹션을 더 포함하는
    방법.
  17. 제11항에 있어서,
    상기 스위칭 전력 변환기는 상기 1차 스위치, 상기 동기 정류기 스위치 및 벅 변환기로 구성된 상기 에너지 저장 섹션을 더 포함하는
    방법.
  18. 제11항에 있어서,
    상기 스위칭 전력 변환기는 상기 1차 스위치, 상기 동기 정류기 스위치 및 부스트 변환기로 구성된 상기 에너지 저장 섹션을 더 포함하는
    방법.
  19. 서로 절연된(isolated) 1차 측 및 2차 측을 갖는 에너지 저장 섹션을 갖는 스위칭 전력 변환기의 출력 전압에 비례하는 반사 전압을 측정하는 방법에 있어서,
    상기 에너지 저장 섹션은 상기 2차 측에 출력 전압을 제공하는 에너지를 생성하기 위해 상기 1차 측에 인가된 입력 전압에 응답하고,
    상기 방법은:
    예비기동 동작 동안, 주기와 듀티 사이클을 갖는 파형을 1차 스위치를 열고 및 열기 및 닫기 사이에서 동기 정류기 스위치를 펄싱 하기 위해 인가하는 단계; 및
    상기 동기 정류기 스위치가 닫힐 때, 상기 2차 측의 출력 전압에 비례하는 상기 1차 측의 반사 전압을 측정하는 단계
    를 포함하는,
    방법.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 스위칭 전력 변환기의 출력 전압은 알 수 없는
    방법.
  21. 제19항에 있어서,
    상기 스위칭 전력 변환기에 대한 파라미터를 설정하기 위해 상기 반사 전압을 사용하는 단계를 더 포함하는
    방법.
  22. 제19항에 있어서,
    스위칭 제어 회로에 대한 파라미터를 설정하기 위해 상기 반사 전압을 사용하는 단계를 더 포함하는
    방법.
  23. 제19항에 있어서,
    예비기동 제어 회로에 대한 파라미터를 설정하기 위해 상기 반사 전압을 사용하는 단계를 더 포함하는
    방법.
  24. 제19항에 있어서,
    스위칭 전력 변환기 오류 검사, 과전압 보호, 부하 클럭과의 주파수 동기화, 여러 공급 장치 간의 전원 시퀀싱, 병렬 출력 작업을 위한 부하 공유, 출력 전류의 평균 전류 모드 제어, 부하 전류 제한 및 추가 동기 정류기 스위치 또는 1차 스위치의 구동을 위해 상기 반사 전압을 사용하는 단계를 더 포함하는
    방법.
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