TW201711363A

TW201711363A - 電壓轉換器

Info

Publication number: TW201711363A
Application number: TW104130209A
Authority: TW
Inventors: 林天麒; 陳佑民; 鄭榮霈; 徐永傳; 于岳平; 王偉庭; 黃培倫
Original assignee: 萬國半導體（開曼）股份有限公司
Priority date: 2015-09-11
Filing date: 2015-09-11
Publication date: 2017-03-16
Also published as: TWI542135B

Abstract

本發明主要是關於電壓轉換的電子裝置，是利用一個第二控制器即時感測用作功率切換的變壓器的次級側的輸出電壓或輸出電流，而產生瞬態回應的控制信號，並利用耦合元件將第二控制器產生的控制信號傳輸到初級側的第一控制器，藉由第一控制器產生用於功率切換的第一脈衝信號，來控制初級側繞組的關斷或導通。

Description

電壓轉換器

本發明主要是關於電壓轉換的電子裝置，更確切地說，是即時感測用作功率切換的變壓器的次級側的輸出電壓或輸出電流，而產生瞬態回應的控制信號，並利用耦合元件將控制信號傳輸到用於功率切換的變壓器的初級側，來控制初級側繞組的關斷或導通。

在現有的電壓轉換器中，無一不是採集負載側的電壓或電流，並利用回饋網路將採集到的負載側的回饋信號回饋到電壓轉換器的驅動元件，例如典型的脈衝脈寬調製方式或脈衝頻率調製方式等，驅動元件利用回饋信號來決定電壓轉換器中在導通與關斷之間切換的主開關的占空比，從而尺度化電壓轉換器在負載側的輸出電壓的多寡。業界具有本領域通常知識者皆知道，電壓轉換器的驅動元件用來驅動主開關，但是驅動元件並不會直接從負載側擷取即時變化的負載電壓，反而依賴回饋網路來感知負載電壓，這種回饋方式必然會產生延遲效應，不良後果是，驅動元件因為該延時而無法與負載電壓的變化狀態保持同步來即時切換主開關，所以會造成輸出給負載的當前輸出電壓值與負載所需的實際電壓值之間存在偏差，這種滯後給輸出電壓帶來潛在的不穩定性。

在一個可選實施例中，披露了一種電壓轉換器，其中一個變壓器的一次側繞組和一個主開關串聯在一個輸入電壓和一個接地端之間，該變壓器的二次側繞組連接在向負載提供輸出電壓的一個輸出節點和一個參考地電位之間；以及一個第一控制器，用於產生第一脈衝信號來驅動主開關在導通與關斷之間切換；一個第二控制器，將一個表徵輸出電壓大小和/或表徵負載電流大小的偵測電壓和一個第一參考電壓比較，藉由比較結果決定其所產生的一個控制信號的邏輯狀態；一個耦合元件，連接在第一、第二控制器之間，其將控制信號的邏輯狀態傳遞到第一控制器，使第一控制器依據控制信號的邏輯狀態判定第一脈衝信號的邏輯狀態。

上述的電壓轉換器，在第二控制器的第一比較器的反相輸入端輸入偵測電壓而在同相輸入端輸入第一參考電壓；偵測電壓低於第一參考電壓時，第一比較器的高電平比較結果置位第二控制器的RS觸發器，使RS觸發器輸出的控制信號從低電平翻轉到高電平；第二控制器的導通時間產生器從控制信號自低電平翻轉到高電平的上升沿的時刻開始計時，至預設導通時間結束的時刻完成計時，計時完成時導通時間產生器輸出的信號由低電平翻轉到高電平並復位RS觸發器，使控制信號從高電平翻轉到低電平。

上述的電壓轉換器，第二控制器中的一個偏壓電路和參考地電位之間串聯有第一、第二開關，其中第一、第二開關互連於一個公共節點，第一開關由控制信號驅動，而第二開關由控制信號的反相信號驅動；第一控制器中的第二比較器的正相輸入端和該公共節點之間連接有屬於耦合元件的一個第一電容，第二比較器的反相輸入端輸入第二參考電壓，第二比較器正相輸入端和接地端之間連接有一個電阻，屬於耦合元件的一個第二電容連接在接地端和參考地電位之間。

上述的電壓轉換器，控制信號為高電平時第一開關導通而第二開關關斷，偏壓電路提供的電壓施加在公共節點處，由耦合元件拉高第二比較器正相輸入端的電壓至大於第二參考電壓，第二比較器輸出高電平的第一脈衝信號；控制信號為低電平時第一開關關斷而第二開關接通，將該公共節點處的電位鉗制到參考地電位，由耦合元件拉低第二比較器正相輸入端的電壓至低於第二參考電壓，第二比較器輸出為低電平的第一脈衝信號。

上述的電壓轉換器，耦合元件為脈衝變壓器，控制信號通過第二控制器中的一個耦合電容傳輸到脈衝變壓器的初級側繞組的一端，初級側繞組的另一端連接到參考地電位；第一控制器中的一個信號產生節點與脈衝變壓器的次級側繞組的一端之間連接有一個耦合電容，次級側繞組的相對另一端連接到接地端，從而在該信號產生節點產生與控制信號的邏輯狀態保持一致的第一脈衝信號。

上述的電壓轉換器，在該信號產生節點和接地端之間連接有並聯設置的一個電阻和一個二極體，該二極體的陰極連接在信號產生節點而陽極則連接在接地端。

上述的電壓轉換器，整流二極體的陽極連接到變壓器的二次側繞組的一端，整流二極體的陰極連接到輸出節點，變壓器的二次側繞組的相對另一端則直接連接到參考地電位。

上述的電壓轉換器，變壓器的二次側繞組的一端直接連接到輸出節點，變壓器的二次側繞組的相對另一端和參考地電位之間連接有一個同步開關，同步開關受由第二控制器產生的與第一脈衝信號互為反相信號的一個第二脈衝信號的驅動，在主開關導通時關斷該同步開關及在主開關關斷時接通該同步開關。或者，仍然使同步開關受由第二控制器產生的一個第二脈衝信號的驅動，此時在第一脈衝信號（例如處於低電平）控制將主開關關斷的階段，由第二脈衝信號（例如也處於低電平）控制將該同步開關也予以關斷，也就是主開關和同步開關都斷開而進入死區時間。

上述的電壓轉換器，導通時間產生器中的一個採樣保持器在主開關接通但同步開關關斷的階段，採樣和保持變壓器的二次側繞組的與同步開關相連的一端的電壓值，導通時間產生器的一個電壓電流轉換器將採樣的電壓值轉換成電流而給導通時間產生器中的一個充電電容進行充電；導通時間產生器中的一個第三開關和充電電容並聯在一個充電節點和接地端之間，將充電節點處的電壓輸入到導通時間產生器中的第三比較器的正相輸入端而在第三比較器的反相輸入端輸入一個第三參考電壓；以及由控制信號的上升沿觸發第二控制器的一個單穩態觸發器產生高電平的時鐘信號，該時鐘信號除了在控制信號的上升沿的時刻為高電平之外而在其餘時間均為低電平，從而由時鐘信號在控制信號的上升沿的時刻接通第三開關對充電電容瞬態放電；充電電容在瞬態放電後開始進行充電時段的計時，直至充電節點的電壓大於第三參考電壓導致第三比較器的比較結果由低電平翻轉到高電平計時才結束，第三比較器的高電平比較結果觸發RS觸發器復位，該計時的時間段作為接通主開關的預設導通時間。

上述電壓轉換器，輸入電壓趨於增大導致採樣的電壓值隨之增大時，預設導通時間趨於減小；或輸入電壓趨於減少導致採樣的電壓值隨之減少時，預設導通時間趨於增大。

上述的電壓轉換器，導通時間產生器中的第三開關和充電電容並聯連接在一個充電節點和接地端之間，將充電節點處的電壓輸入到導通時間產生器中的第三比較器的正相輸入端並在反相輸入端輸入第三參考電壓；導通時間產生器包括一個固定電流源和多個附加電流源用於為充電電容進行充電，每個附加電流源的電流輸出端和充電節點之間均連接有一個電子開關；由控制信號的上升沿觸發第二控制器中的一個單穩態觸發器產生高電平的時鐘信號，該時鐘信號除了在控制信號的上升沿的時刻為高電平以外在其餘時間均為低電平，從而由時鐘信號在控制信號的上升沿接通第三開關對充電電容瞬態放電；充電電容在瞬態放電後開始進行充電時段的計時，直至充電節點的電壓大於第三參考電壓導致第三比較器的比較結果由低電平翻轉到高電平計時才結束，第三比較器的高電平比較結果觸發RS觸發器復位，該計時的時間段作為接通主開關的預設導通時間。

上述的電壓轉換器，偵測電壓波動時，設定在預設時段的起始時刻該偵測電壓低於第一參考電壓，並通過第一脈衝信號驅動主開關的一個或多個開關週期後使偵測電壓在預設時段結束時被調製至超過第一參考電壓；預設時段內的一個或多個時鐘信號各自的頻率值按出現的先後時間順序，由導通時間產生器的一個頻率比較器分別與上頻率臨界值、下頻率臨界值進行比較，當任意一個頻率值大於上頻率臨界值時使導通時間產生器的一個計數器設置的二進位初始計數值減去1，或者當任意一個頻率值小於下頻率臨界值時使計數器設置的初始計數值加上1，所有頻率值比較完後計數器計算得到一個總計數值；總計數值大於計數器設置的上臨界計數值時定義總計數值等於上臨界計數值，或總計數值小於計數器設置的下臨界計數值時定義總計數值等於下臨界計數值，二進位的總計數值中的每一個表徵了高電平或低電平的碼元相應用來接通或關斷一個電子開關。

上述的電壓轉換器，在任意相鄰的兩個預設時段中，前一個預設時間段內的總計數值大於初始計數值，使後一個預設時間段內被接通的電子開關的數量要比前一個預設時間段內被接通的電子開關的數量多，則後一個預設時間段內的預設導通時間小於前一個預設時段內的預設導通時間；或前一個預設時間段內的總計數值小於初始計數值，使後一個預設時間段內被接通的電子開關的數量要比前一個預設時間段內被接通的電子開關的數量少，則後一個預設時間段內的預設導通時間大於前一個預設時段內的預設導通時間；或前一個預設時間段內的總計數值等於初始計數值，使後一個預設時間段內被接通的電子開關的數量和前一個預設時間段內被接通的電子開關的數量相等，則後一個預設時間段內的預設導通時間等於前一個預設時段內的預設導通時間。

上述的電壓轉換器，該變壓器還包括一個與二次側繞組繞向相同的輔助繞組，輔助繞組的一端與一個輔助電容的一端之間連接有一個二極體，輔助繞組和輔助電容各自的另一端連接到接地端，當二次側繞組有電流通過時其與輔助電容之間的二極體正嚮導通並且流經輔助繞組的電流向該輔助電容充電，由輔助電容為第一控制器提供電源電壓。

上述的電壓轉換器，第一控制器中的一個上電啟動模組具有一個結型場效應電晶體和一個控制開關，控制開關連接在結型場效應電晶體的控制端和接地端之間，且控制開關在輔助電容的電壓未達到一個啟動電壓水準時是接通的但在達到啟動電壓水準時是關斷的；在該電壓轉換器開始接入交流電壓的上電階段，交流電壓經由一個整流電路整流後輸入到該結型場效應電晶體的汲極，使自結型場效應電晶體源極流出的電流通過一個二極體為該輔助電容充電，直至輔助電容的電壓達到啟動電壓水準以完成上電啟動程式，上電啟動程式完成後關斷控制開關並在輔助繞組導通的階段由輔助繞組向該輔助電容充電。

上述電壓轉換器，包括分壓器，偵測電壓是分壓器在輸出節點對輸出電壓擷取的分壓值並表徵了輸出電壓的大小。包括感測電阻，感測電阻與負載串聯在輸出節點和參考地電位之間，偵測電壓是感測電阻兩端的壓降並表徵了流經負載的負載電流的大小。

上述的電壓轉換器，包括一個分壓器，藉由該分壓器在輸出節點對帶有紋波的輸出電壓擷取一個分壓值作為回饋電壓；還包括一個感測電阻，感測電阻與負載串聯在輸出節點和參考地電位之間，藉由感測電阻兩端的壓降作為表徵了負載電流大小的感測電壓；以及還包括濾波器、放大器及加法器，濾波器用於濾除回饋電壓中的直流成分但保留交流成分的電壓值，放大器用於放大感測電壓，濾波器輸出的屬交流成分的電壓值和放大器輸出的感測電壓的放大電壓值由加法器相加後作為該偵測電壓。

在一個可選實施例中，披露了一種脈衝變壓器，包括一個帶有平行延伸的一組側臂部的U形的第一磁芯骨架，和包括一個條形的第二磁芯骨架，在用於安裝脈衝變壓器的一個印刷電路板上設置有貫穿印刷電路板厚度的且相鄰的第一、第二通孔，從印刷電路板的第一側將第一磁芯骨架的一組側臂部分別插入第一通孔和第二通孔，且該一組側臂部各自的前端面在印刷電路板的第二側均直接抵壓在第二磁芯骨架的一個表面上。

上述的脈衝變壓器，在印刷電路板的第一側表面或第二側表面設置有平面化的第一、第二螺旋狀線圈，第一螺旋狀線圈中的一系列同心線圈環繞著第一通孔佈置，第二螺旋狀線圈中的一系列同心線圈環繞著第二通孔佈置。印刷電路板上的位於第一、第二通孔之間的區域設置有一個貫穿印刷電路板厚度的條狀的縫隙，第一、第二通孔以該縫隙作為中心對稱線而對稱分佈在該縫隙的兩側。

上述脈衝變壓器，第一、第二螺旋狀線圈呈現為方形或圓形的螺旋狀線圈。還包括塗覆在印刷電路板上的絕緣膠用來將第一、第二磁芯骨架黏附固持在印刷電路板上。

上述脈衝變壓器，在印刷電路板內部設置有多層第一螺旋狀線圈與印刷電路板的第一側表面或第二側表面的第一螺旋狀線圈對準重合，設置於印刷電路板內部的多個第一螺旋狀線圈均環繞著第一通孔佈置；任意該上一個第一螺旋狀線圈的第二端和相鄰下一個第一螺旋狀線圈的第一端互連，藉此將所有的第一螺旋狀線圈串聯，在串接的多個第一螺旋狀線圈中首個第一螺旋狀線圈的第一端用作等效同名端或等效異名端兩者中的一者，末尾的一個第一螺旋狀線圈的第二端用作等效同名端或等效異名端兩者中的另一者。例如，在上下相鄰的兩個第一螺旋狀線圈中，任意該上一個第一螺旋狀線圈和相鄰下一個第一螺旋狀線圈之間設置有屬於電路板的絕緣層將它們間隔開。還例如，位於印刷電路板第一側表面的首個第一螺旋狀線圈的第一端用作多個第一螺旋狀線圈串接結構的等效同名端（或異名端），及位於印刷電路板的第二側表面的末尾的一個第一螺旋狀線圈的第二端用作多個第一螺旋狀線圈串接結構的等效異名端（或同名端）。

上述脈衝變壓器，在印刷電路板內部設置有多層第二螺旋狀線圈與印刷電路板的第一側表面或第二側表面的第二螺旋狀線圈對準重合，設置於印刷電路板內部的多個第二螺旋狀線圈均環繞著第二通孔佈置；任意該上一個第二螺旋狀線圈的第二端和相鄰下一個第二螺旋狀線圈的第一端互連，藉此將所有的第二螺旋狀線圈串聯，在串接的多個第二螺旋狀線圈中首個第二螺旋狀線圈的第一端用作等效同名端或等效異名端兩者中的一者，末尾的一個第二螺旋狀線圈的第二端用作等效同名端或等效異名端兩者中的另一者。例如，位於印刷電路板第一側表面的首個第二螺旋狀線圈的第一端用作多個第二螺旋狀線圈串接結構的等效同名端（或異名端），及位於印刷電路板的第二側表面的末尾的第一螺旋狀線圈的第二端用作多個第二螺旋狀線圈串接結構的等效異名端（或同名端）。

上述脈衝變壓器，印刷電路板上還安裝有功率級的主變壓器，主變壓器的一次側繞組接收輸入電壓並且在二次側繞組為負載提供輸出電壓，且主變壓器的一次側繞組和一個主開關串聯；一個帶有第一控制器的晶片安裝在印刷電路板上，用於產生第一脈衝信號來驅動主開關在導通與關斷之間切換；一個帶有第二控制器的晶片安裝在印刷電路板上，將一個表徵輸出電壓大小和/或表徵負載電流大小的偵測電壓和一個第一參考電壓比較，藉由比較結果決定其所產生的一個控制信號的邏輯狀態；其中該脈衝變壓器將控制信號的邏輯狀態傳遞到第一控制器，使第一控制器依據控制信號的邏輯狀態判定第一脈衝信號的邏輯狀態，藉此來決定主開關導通或關斷。

在一個可選實施例中，披露了一種脈衝變壓器，包括一個帶有平行延伸的一組側臂部的U形的第一磁芯骨架，和包括一個條形的第二磁芯骨架，在用於安裝脈衝變壓器的一個印刷電路板上設置有貫穿印刷電路板厚度的且相鄰的第一、第二通孔；以及帶有第一中心孔的第一晶片和帶有第二中心孔的第二晶片，第一、第二晶片安裝在印刷電路板上，第一中心孔和第一通孔對準重合且第二中心孔和第二通孔對準重合；從印刷電路板的第一側將第一磁芯骨架的一組側臂部中的一者同時插入第一中心孔、第一通孔而另一者同時插入第二中心孔、第二通孔，且該一組側臂部各自的前端面在印刷電路板的第二側均直接抵壓在第二磁芯骨架的一個表面上。

上述的脈衝變壓器，第一晶片包括：第一襯底，在第一襯底的一個表面上設置有第一螺旋狀佈線：設置在第一襯底附近的兩個引腳，第一螺旋狀佈線的兩端通過引線分別對應連接到該兩個引腳上；一個第一塑封體，包覆住第一襯底、第一螺旋狀布、引線，其中引腳用於承接引線的一部分被第一塑封體包覆住，但引腳的另一部分延伸到第一塑封體之外用於與印刷電路板上的焊盤進行焊接；第一中心孔貫穿第一塑封體和第一襯底，並使第一螺旋狀佈線中的一系列同心螺旋狀佈線環繞著第一中心孔佈置。如果還設置有承載第一襯底的第一基板，則第一基板和第一晶片的兩個引腳設置成相互鄰近，而且第一基板也被第一塑封體包覆，及第一中心孔也還貫穿第一基板。

上述的脈衝變壓器，在第一襯底上設置有多層第一螺旋狀佈線並且它們彼此之間互相上下對準重合，上下相鄰的兩個第一螺旋狀佈線之間設置有絕緣介質層，任意一個第一螺旋狀佈線中的一系列同心螺旋狀佈線環繞著第一中心孔佈置；任意該上一個第一螺旋狀佈線的第二端和相鄰下一個第一螺旋狀佈線的第一端互連，藉此將所有的第一螺旋狀佈線串聯，在串接的多個第一螺旋狀佈線中首個第一螺旋狀佈線的第一端用作等效同名端或等效異名端兩者中的一者，末尾的一個第一螺旋狀佈線的第二端用作等效同名端或等效異名端兩者中的另一者。例如，在上下相鄰的兩個第一螺旋狀佈線中，任意該上一個第一螺旋狀佈線和相鄰下一個第一螺旋狀佈線之間設置有絕緣介質層將它們間隔開。還例如，襯底上的位於最頂層的一個第一螺旋狀佈線的第一端用作多個第一螺旋狀佈線串接結構的等效同名端（或異名端），及襯底上的位於最底層的一個第一螺旋狀佈線的第二端用作多個第一螺旋狀佈線串接結構的等效異名端（或同名端）。

上述的脈衝變壓器，第二晶片包括：第二襯底，在第二襯底的一個表面上設置有第二螺旋狀佈線：設置在第二襯底附近的兩個引腳，第二螺旋狀佈線的兩端通過引線分別對應連接到該兩個引腳上；一個第二塑封體，包覆住第二襯底、第二螺旋狀布、引線，其中引腳用於承接引線的一部分被第二塑封體包覆住，但引腳的另一部分延伸到第二塑封體之外用於與印刷電路板上的焊盤進行焊接；第二中心孔貫穿第二塑封體和第二襯底，並使第二螺旋狀佈線中的一系列同心螺旋狀佈線環繞著第二中心孔佈置。如果還設置有承載第二襯底的第二基板，則第二基板和第二晶片的兩個引腳設置成相互鄰近，而且第二基板也被第二塑封體包覆，及該第二中心孔也還貫穿第二基板。

上述的脈衝變壓器，在第二襯底上設置有多層第二螺旋狀佈線並且它們彼此之間上下對準重合，上下相鄰的兩個第二螺旋狀佈線之間設置有絕緣介質層，任意一個第二螺旋狀佈線中的一系列同心螺旋狀佈線環繞著第二中心孔佈置；任意該上一個第二螺旋狀佈線的第二端和相鄰下一個第二螺旋狀佈線的第一端互連，藉此將所有的第二螺旋狀佈線串聯，在串接的多個第二螺旋狀佈線中首個第二螺旋狀佈線的第一端用作等效同名端或等效異名端兩者中的一者，末尾的一個第二螺旋狀佈線的第二端用作等效同名端或等效異名端兩者中的另一者。例如，在上下相鄰的兩個第二螺旋狀佈線中，任意該上一個第二螺旋狀佈線和相鄰下一個第二螺旋狀佈線之間設置有絕緣介質層將它們間隔開。還例如，襯底上的位於最頂層的一個第二螺旋狀佈線的第一端用作多個第一螺旋狀佈線串接結構的等效同名端（或異名端），及襯底上的位於最底層的一個第二螺旋狀佈線的第二端用作多個第二螺旋狀佈線串接結構的等效異名端（或同名端）。

上述的脈衝變壓器，還包括塗覆在印刷電路板上的絕緣膠用來將第一、第二磁芯骨架黏附固持在印刷電路板上。第一晶片和第二晶片之間通過一個或多個連接部彼此連接而使它們成為共面的一體化結構，以便第一晶片和第二晶片同步安裝到印刷電路板上。

在一個可選實施例中，公開了一種脈衝變壓器，包括第一和第二晶片，第一晶片具有一個U形的第一磁芯骨架和具有將第一磁芯骨架予以塑封的第一塑封體，第二晶片具有一個U形的第二磁芯骨架和具有將第二磁芯骨架予以塑封的第二塑封體；第一和第二磁芯骨架各自均帶有平行延伸的一組側臂部，第一磁芯骨架的一組側臂部各自的前端面均從第一塑封體的一個側緣面裸露出來，第二磁芯骨架的一組側臂部各自的前端面均從第二塑封體的一個側緣面裸露出來，使第一塑封體的露出第一磁芯骨架的側臂部的側緣面面向第二塑封體的露出第二磁芯骨架的側臂部的側緣面，並設置第一磁芯骨架的中任意一個側臂部的前端面對應和第二磁芯骨架中的一個側臂部的前端面對準。

上述的脈衝變壓器，第一磁芯骨架的一組側臂部之間連接有一個中段部分，第一晶片具有的第一線圈繞組纏繞在第一磁芯骨架的中段部分上，第一線圈繞組的兩端對應分別連接到第一晶片的兩個引腳上，引腳用於承接第一線圈繞組的一部分被第一塑封體包覆在內，引腳的另一部分延伸到第一塑封體之外用於與印刷電路板上的焊盤進行對接焊接。

上述的脈衝變壓器，第二磁芯骨架的一組側臂部之間連接有一個中段部分，第二晶片具有的第二線圈繞組纏繞在第二磁芯骨架的中段部分上，第二線圈繞組的兩端對應分別連接到第二晶片的兩個引腳上，引腳用於承接第二線圈繞組的一部分被第二塑封體包覆在內，引腳的另一部分延伸到第二塑封體之外用於與印刷電路板上的焊盤進行對接焊接。

上述的脈衝變壓器，第一和第二晶片並排安裝到印刷電路板上時，設置第一塑封體和第二塑封體間隔開，第一磁芯骨架的側臂部的前端面和第二磁芯骨架中的側臂部的前端面以間隔開的方式一對一地對準。

上述的脈衝變壓器，第一和第二晶片並排安裝到印刷電路板上時，設置第一塑封體和第二塑封體緊密貼合起來，使第一塑封體的露出第一磁芯骨架的側臂部的側緣面和第二塑封體的露出第二磁芯骨架的側臂部的側緣面無縫貼合，第一磁芯骨架的側臂部的前端面和第二磁芯骨架中的側臂部的前端面以相互抵壓住的方式一對一地對準。

上述的脈衝變壓器，第一塑封體和第二塑封體間隔開並在它們之間的縫隙中填充絕緣材料，第一磁芯骨架的側臂部的前端面和第二磁芯骨架中的側臂部的前端面以被絕緣材料間隔開的方式一對一地對準。

下面將結合各實施例，對本發明的技術方案進行清楚完整的闡述，但所描述的實施例僅是本發明用作敍述說明所用的實施例而非全部的實施例，基於該等實施例，本領域的技術人員在沒有做出創造性勞動的前提下所獲得的方案都屬於本發明的保護範圍。

參見圖1，以交流轉直流的反激FLYBACK電壓轉換器（Voltage Converter）為例來闡明本發明的發明精神，電壓轉換器包括用於電壓轉換的功率級變壓器T，該變壓器T主要具有初級側或稱一次側繞組L_P 和具有次級側或稱二次側繞組L_S ，初級側繞組L_P 的第一端如同名端在輸入節點N₁₀ 處接收輸入電壓V_IN 而初級側繞組L_P 相對的第二端如異名端則與接地端GND之間連接有一個主開關Q1。基本的工作機制體現在，主開關Q1受到初級側控制器或稱第一控制器104的驅動而在導通和關斷之間切換，當主開關Q1接通時，初級側的電流流經初級側繞組L_P 和主開關Q1並流向接地端GND，但是此階段次級側繞組L_S 沒有電流流過，並且初級側繞組L_P 開始儲存能量；一旦主開關Q1被關斷，初級側的電流停止，所有的繞組的極性都反向，並且變壓器T開始將能量傳遞到次級側繞組L_S ，使得次級側繞組L_S 在主開關Q1關斷的階段向負載18提供工作電壓和電流，並在輸出節點N₂₀ 處向輸出電容C_OUT 充電和儲存電荷，在次級側繞組L_S 沒有電流流過無法直接向負載18提供工作電流時輸出電容C_OUT 可以繼續向負載18提供工作電壓。在一些實施例中變壓器T還具有一個輔助繞組L_AUX ，輔助繞組L_AUX 的線圈繞向和次級側繞組L_S 的繞向相同，也就是說，一旦主開關Q1被關斷，產生流經輔助繞組L_AUX 的電流實質上可以向一個電容C_AUX 進行充電並作為第一驅動器104的工作電壓源。

參見圖1，先行利用整流器101整流交流電，橋式整流器101包括圖示的二極體D11至D14等四個二極體。通常是在一對輸入線也即母線12、14上輸入常規市電的正弦交流電壓V_AC ，橋式整流器101充分利用原始交流電正弦波形的正半周、負半周這兩部份，將交流電完整的正弦波形轉換成同一極性來輸出。當該正弦交流電壓V_AC 經過橋式整流器101的全波整流後，被整流轉化為帶有交流成分的脈動電壓，為了進一步減小脈動電壓的紋波，交流電被整流後還進一步利用一個CLC型濾波器來濾除整流後電壓的紋波而得到輸入電壓V_IN 。在圖1中可以觀察到，CLC型濾波器的電感L₁ 的一端連接於整流器101的二極體D₁₁ 、D₁₃ 各自的陰極，電感L₁ 的相對另一端在節點N₁₀ 處耦合到初級側繞組L_P 的第一端，而CLC濾波器的一個電容C₁₁ 連接在電感L₁ 的一端和接地端GND之間，CLC濾波器的另一個電容C₁₂ 連接在電感L₁ 的另一端和接地端GND之間。橋式整流器101的二極體D₁₂ 、D₁₄ 各自的陽極連接到接地端GND，其中母線12連接到二極體D₁₁ 的陽極和D₁₂ 的陰極以及母線14連接到二極體D₁₃ 的陽極和D₁₄ 的陰極。

參見圖1，電壓轉換器還包括與初級側繞組L_P 並聯的一個RCD箝位元電路或關斷緩衝電路103。關斷緩衝電路103中包括相互並聯的電容和電阻，該兩者各自的一端連接到節點N₁₀ 而它們各自的另一端連接到關斷緩衝電路103中的一個二極體的陰極，該二極體的陽極則連接到初級側繞組L_P 的第二端。關斷緩衝電路103的作用是限制主開關Q1在關斷時高頻變壓器漏感的能量引起的尖峰電壓和次級線圈反射電壓的疊加，疊加電壓產生的時機是在主開關Q1由飽和狀態轉向關斷的過程中，漏感中的能量可通過關斷緩衝電路103的二極體向它的電容充電，而該電容上的電壓可能沖到反電動勢與漏感電壓的疊加值，電容的作用則是將該部分的能量吸收掉。在初級側繞組L_P 和主開關Q1由截止狀態再次進入導通階段時，關斷緩衝電路103的電容上的能量經關斷緩衝電路103的電阻來釋放，直到電容上的電壓達到下次主開關Q1關斷之前的反電動勢。

參見圖1，次級側繞組L_S 的第一端如異名端連接到輸出節點N₂₀ 而次級側繞組L_S 的相對第二端如同名端則連接到一個同步開關Q2的第一端，並且該同步開關Q2的第二端連接到參考地電位VSS。輸出電容C_OUT 連接於輸出節點N₂₀ 和參考地電位VSS之間，在輸出節點N₂₀ 處可以為負載18提供輸出電壓V_O 作為負載18的工作電壓。需要注意的是限制開關Q1、Q2中一者接通另一者必須斷開，如初級側的主開關Q1在接通階段要求次級側的同步開關Q2被關斷，反之亦然，初級側的主開關Q1在關斷的階段要求次級側的同步開關Q2被接通。主開關Q1和同步開關Q2各自均具有第一、第二端和一個控制端，它們作為電子開關，由施加在控制端的信號的高低邏輯電平決定第一端和第二端之間是導通的還是斷開的。在電壓轉換器的正常工作階段，初級側的第一控制器104產生的第一脈衝信號S₁ 用於驅動主開關Q1在關斷和導通狀態之間切換，次級側的第二控制器105產生的第二脈衝信號S₂ 用於驅動同步開關Q2在關斷和導通狀態之間切換。另外在同步開關Q2受由第二控制器105產生的第二脈衝信號S₂ 的驅動階段，主開關Q1和同步開關Q2之間還存在著死區時間（dead time），所以也可能發生在第一脈衝信號S₁ 控制主開關Q1關斷的階段第二脈衝信號S₂ 控制將同步開關Q2予以關斷的情況。

參見圖1，除了次級側繞組L_S 外，一個額外設置的輔助繞組L_AUX 的第一端如異名端連接到一個二極體D_AUX 的陽極，該二極體D_AUX 的陰極對應連接到電容C_AUX 的一端，並且該電容C_AUX 的另一端連接到接地端GND，以及輔助繞組L_AUX 的相對第二端如同名端連接到接地端GND。在主開關Q1導通時，次級側繞組L_S 和輔助繞組L_AUX 它們的異名端相對同名端為負並且無電流流通，輸出電容C_OUT 給負載18供電。反之，在主開關Q1關斷時，次級側繞組L_S 和輔助繞組L_AUX 的極性反向，它們各自的異名端相對同名端為正並且均有電流流通，初級側繞組L_P 的能量傳送到次級側繞組L_S 和輔助繞組L_AUX ，換言之，在主開關Q1關斷時不僅次級側繞組L_S 向負載18提供負載電流還給輸出電容C_OUT 充電，輔助繞組L_AUX 也還給充當電源的輔助電容C_AUX 充電。在圖1中，電容C_AUX 一端保持的電壓V_CC 即作為第一控制器104的電源電壓。電容C_Y 是連接於初級側接地端GND和次級側參照地電位VSS之間的安全電容，可濾除初級側和次級側繞組間的分佈電容產生的雜訊電壓，或說濾除初級側和次級側繞組間耦合電容產生的共模干擾。

參見圖1，次級側的第二控制器105即時擷取節點N₂₀ 處輸出電壓V_O 變化狀況或者即時感測流經負載18的負載電流I_O （即輸出電流）變化狀況，並藉此產生控制信號SQ，而初級側的第一控制器104需要利用控制信號SQ的高低邏輯電平的狀態來進一步產生一路第一脈衝信號S1，並據此藉由第一脈衝信號S₁ 決定主開關Q1是需要導通還是需要關斷。因為第二控制器105產生控制信號SQ相對於電壓V_O 或電流I_O 的變化幾乎是瞬態響應的，第一控制器104產生第一脈衝信號S1即時回應於控制信號SQ的變化，則第一脈衝信號S1相當於也是即時跟蹤電壓V_O 或電流I_O 的變化。至於第二控制器105是如何來產生一個控制信號SQ，以及第二控制器105、第一控制器104之間是如何利用耦合元件106來交互傳遞資訊等內容在後續的下文中將詳細介紹。

參見圖2，在TL431回饋網路中，電阻R₁ 和R₂ 對輸出電壓V_O 分壓取樣，電阻R₃ 用作環路增益調整，電容C₁ 和C₂ 是補償電容以及電阻R₅ 是補償電阻。大體工作原理是：輸出電壓V_O 升高時，TL431中三端可編程並聯穩壓二極體的控制端（相當於一個電壓誤差放大器的反向輸入端）由於輸入了電阻R₁ 和R₂ 的分壓值，所以也隨著輸出電壓V_O 上升而增大，但是三端可編程並聯穩壓二極體的陰極（相當於電壓誤差放大器的輸出端）的電壓會下降，導致流經光耦合器17中連接於並聯穩壓二極體的陰極和電阻R₃ 之間的發光元件的原邊電流I_D 增大，連帶著光耦合器17中另一側的接收光強的電晶體中流過的輸出電流也隨之增大，所以初級側控制器16的回饋埠COMP的電壓下降從而促使控制主開關Q1的脈衝信號的占空比減小，來實現輸出電壓V_O 的減小。反之亦然，當輸出電壓V_O 降低時，調節過程相類似但是各個對應的回應狀態的趨勢相反，最終促使控制主開關Q1的脈衝信號的占空比增大，來實現輸出電壓V_O 的抬升。電阻R₄ 的作用是對TL431額外注入一個電流，避免TL431因注入電流過小而不能正常工作，如果電阻值R₃ 適當選取阻值則電阻R₄ 可以省略。圖2的回饋網路必須預留足夠的增益和相位裕度和來保障整個系統的穩定性，例如開環增益至少留出45°的相位裕度，通常允許的範圍是45°到75°。顯而易見，這種補償形式存在的最大問題是控制方式複雜而且延遲效應非常明顯，初級側控制器16無法即時檢測次級側的情況，而本發明則主張摒棄這種回饋網路。

參見圖3，圖1中的耦合元件106具體採用了耦合電容，參見圖4，圖1中的耦合元件106具體採用了脈衝變壓器。除此之外，其他的壓電元件或光耦合元件等也適用於作為耦合元件106，只要能夠在初級側控制器或稱第一控制器104和次級側控制器或稱第二控制器105之間交互資料資訊即可。

參見圖5，輸入線12、14之間連接有一個安全電容C_X ，可用來抑制差模型干擾並濾除高頻雜波信號，在該減省示意圖中，一個輸入電容C_IN 連接在輸入節點和接地端GND之間，輸入給該一組輸入線12、14的交流電壓V_AC 藉由上文介紹的橋式整流器101整流後再由輸入電容C_IN 進行濾波，得到輸入電壓V_IN 。電壓轉換器將輸入電壓V_IN 經過功率級的電壓轉換後在一組輸出線22、24上向負載提供輸出電壓V_O 。本發明中另外還設置有一個整流電路連接在輸入線12、14上，整流電路的一個整流二極體D₂₁ 的陽極連接到輸入線12上，整流電路的另一個整流二極體D₂₂ 的陽極則連接到輸入線14上。此外二極體D₂₁ 和D₂₂ 各自的陰極互連並都連接到屬於第一控制器104的一個高壓啟動元件JFET的汲極端，也可以在JFET的汲極端和二極體D₂₁ 和D₂₂ 各自的陰極之間連接一個如圖1所示的限流電阻R₂₁ ，結型場效應電晶體JFET的源極端連接到一個二極體D₃₁ 的陽極，二極體D₃₁ 的陰極連接到上文提及的作為電源的輔助電容C_AUX 的未接地的一端，而JFET的閘極控制端和源極端之間連接有一個限流電阻R₃₁ ，以及JFET的閘極和接地端GND之間連接有一個控制開關SW₃₁ ，控制開關SW₃₁ 的第一端連接到JFET的閘極而第二端連接到接地端GND。當輸入線12、14插上市電而接入交流電時，施加在控制開關SW₃₁ 的閘極上切換信號CTRL開始驅動控制開關SW₃₁ 進入導通狀態，所以控制開關SW₃₁ 的閘極會接到地電位GND而接通負臨界電壓的JFET，因此產生的電流自JFET的汲極流向源極通過二極體D₃₁ 對電容C_AUX 的未接地的一端充電。電阻R₃₁ 兩端的正向壓降會上升，但JFET閘極到源極間的電壓下降，最終JFET源極和閘極間的電壓大約會平衡於一個JFET的夾斷電壓（Pinch off）的電壓值，相當於由JFET閘極G到源極S方向的實際壓降等於這個夾斷值的負數。當JFET對電容C_AUX 充電直至其儲存的電壓V_CC 上升達到啟動電壓水準時，一個未示意出的驅動控制模組被觸發進入工作狀態，驅動控制模組用於產生初始脈衝信號，並使得主開關Q1被該初始脈衝信號驅動在導通和關斷之間切換而開始工作，至此則電壓轉換器完成啟動Start-Up程式。啟動程式結束之後，依靠輔助繞組L_AUX 通過連接於它的第一端的二極體D_AUX 對電容C_AUX 進行充電。另外，雖然圖1沒有示意出，應當認識到，還可以在輔助繞組L_AUX 的第一端和接地端GND之間連接一個分壓器，將分壓器採樣的分壓輸入給第一控制器104，從而第一控制器104利用該分壓器來實施次級側繞組的電流過零（ZCD）檢測或者是對次級側的輸出電壓進行過壓檢測。以及主開關Q1的第一端如汲極連接到初級側繞組L_P 的一個第二端，主開關Q1的第二端如源極與接地端GND之間還連接有一個感應電阻R_S ，流經初級側繞組L_P 的電流值乘以感應電阻R_S 的電阻值便可得到表示流經初級側的電流大小的電壓V_S ，如果將該電壓V_S 輸入給第一控制器104，第一控制器104將這個電壓V_S 限定在一個預設的限制電壓V_LIMIT 範圍內，就可以對初級側的電流進行監控並實現過流保護。

參見圖1，在完成啟動程式使主開關Q1首次在導通和關斷之間切換後，一旦當主開關Q1被關斷，次級側繞組L_S 的第一端即異名端極性為正，則在次級側繞組L_S 的第一端擷取的電壓可以作為啟動電壓ST來開啟次級側的第二控制器105。第二控制器105即時監測次級側的輸出電壓V_O 和即時監測流經負載18的電流I_O ，具體的方式例如，利用由串聯在輸出節點N₂₀ 和次級側的參考地電位VSS之間的電阻R_D1 和R_D2 構成的分壓器來獲取的一個分壓值，這個分壓值實質上產生於電阻R_D1 和R_D2 兩者互連處的節點並作為一個回饋電壓V_FB 回饋到第二控制器105。以及在輸出節點N₂₀ 和次級側的參考地電位VSS之間串聯設置負載18和一個感測電阻R_C ，則流經負載18的電流I_O 可以用感測電阻R_C 上的感測壓降V_CS 除以感測電阻R_C 的阻值來表示，換言之，感測壓降V_CS 可用來表徵流經負載18和感測電阻R_C 的負載電流值的大小。

參見圖6A，展示了第一控制器104和第二控制器105的部分元件，來達成上文提及的由感測壓降V_CS 和回饋電壓V_FB 的變化來即時控制主開關Q1的導通或關斷的目的。第一控制器104和第二控制器105依靠耦合元件106進行資料的交互，耦合元件106包括兩個耦合電容C₂₁ 和C₂₂ ，下文將介紹第一、第二控制器104、105的工作機理。先行申明，第一控制器104和第二控制器105在以下內容作為範例的拓撲結構僅僅是用於解釋本發明的發明精神，該等實施例有多種等價的變形形式，任何基於該等實施例而在沒有做出創造性勞動的前提下所獲得的方案都屬於本發明的保護範圍。

在第二控制器105中，具有一個第一開關SW₄₁ 和一個第二開關SW₄₂ ，它們各自均包括第一端和第二端及控制端，作為電子開關，控制端所施加的信號的高低邏輯狀態決定了第一端和第二端之間是關斷的還是導通的。該兩者串聯在偏壓電路105d和參照地電位VSS之間，例如第一開關SW₄₁ 的第一端連接到偏壓電路105d而第二端連接到第二開關SW₄₂ 的第一端，第二開關SW₄₂ 的第二端則連接到參照地電位VSS，第一開關SW₄₁ 和第二開關SW₄₂ 受控於一個RS觸發器105a的Q輸出端產生的控制信號SQ，例如控制信號SQ耦合到第一開關SW₄₁ 的控制端，控制信號SQ通過反相器105e產生的反相信號耦合到第二開關SW₄₂ 的控制端，當然控制信號SQ也還可以通過一個緩衝器後再耦合到第一開關SW₄₁ 的控制端。也就是說，第一開關SW₄₁ 接通時第二開關SW₄₂ 應當關斷或者第一開關SW₄₁ 關斷時第二開關SW₄₂ 應當接通。

針對第二控制器105而言，由分壓器的電阻R_D1 和R_D2 分壓擷取到輸出電壓V_O 的一個分壓值即回饋電壓V_FB ，將回饋電壓V_FB 輸入到第二控制器105中的一個第一比較器A1的反相輸入端，而在第一比較器A1的同相輸入端輸入一個第一參考電壓V_REF 。或者作為取代回饋電壓V_FB 的方式，由與負載18串聯的感測電阻R_C 擷取到表徵流經負載18大小的感測電壓V_CS ，將感測電壓V_CS 輸入到第二控制器105中的第一比較器A1的反相輸入端。此外第一比較器A1的輸出端則連接到RS觸發器105a的置位端S，第二控制器105中的一個導通時間產生器105c輸出的信號S_ON 輸入到RS觸發器105a的復位端R，而一個單穩態觸發器（One-Shot）或單擊電路105b則連接在RS觸發器105a的Q輸出端和導通時間產生器105c之間。在第二控制器105中位於第一開關SW₄₁ 和第二開關SW₄₂ 到參照地電位VSS的一個支路上，該節點N₂ 是第一開關SW₄₁ 的第二端和第二開關SW₄₂ 的第一端互連處的一個公共節點，節點N₄ 連接到參照地電位VSS，並且節點N₄ 是第二開關SW₄₂ 的第二端處的一個節點。

針對第一控制器104而言，包括一個第二比較器A2，還具有與第二比較器A2的正相輸入端相連的一個節點N₁ ，和具有一個連接於接地端GND的節點N₃ ，還設置有連接在節點N₁ 和節點N₃ 之間的一個電阻R₄₁ 。在第二比較器A2的反相輸入端輸入一個第二參考電壓V_TH 。其中第一控制器104的節點N₁ 和第二控制器105的節點N₂ 之間連接有屬於耦合元件106的一個電容C₂₁ ，在第一控制器104的節點N₃ 和第二控制器105的節點N₄ 之間連接有屬於耦合元件106的一個電容C₂₂ 。雖然耦合元件106和乙太網的雙絞線結構完全不同，但是它們有著相類似的資料傳輸功效，譬如節點N₁ 實質上可以視作第一控制器104的接收介面RX1＋，節點N₃ 可以視作第一控制器104的接收介面RX2－，與之相對應的是，節點N₂ 實質上可以視作第二控制器105的發送介面TX1＋，節點N₄ 可以視作第二控制器105的發送介面TX2－。

現在從系統的角度來討論第一控制器104和第二控制器105之間的相互配合來產生控制主開關Q1的第一脈衝信號S₁ 的實施方式，這需要借助圖6A和圖6B來解釋。當第二控制器105中第一比較器A1反相端單獨輸入回饋電壓V_FB 或單獨輸入感測電壓V_CS 時，其中當回饋電壓V_FB 或是感測電壓V_CS 開始比正相端的第一參考電壓V_REF 低時，也即圖6B中發生於T₁ 時刻的事件，第一比較器A1的輸出結果為邏輯高電平，所以RS觸發器105a被置位，使輸出端Q輸出的控制信號SQ跳轉到邏輯高電平，從而控制信號SQ接通圖6A中的第一開關SW₄₁ ，但是控制信號SQ通過反相器105e反相後的信號為邏輯低電平所以會關斷第二開關SW₄₂ 。由於第一開關SW₄₁ 接通時第二開關SW₄₂ 關斷，參照地電位VSS電位可低於接地端GND電位，所以從第二控制器105到第一控制器104之間傳遞信號，會在沿著由偏壓電路105d、第一開關SW₄₁ 、節點N₂ 、電容C₂₁ 、節點N₁ 、電阻R₄₁ 、節點N₃ 、電容C₂₂ 、節點N₄ 、參照地電位VSS這樣的一個回路LOOP1上形成電流通路，此時偏壓電路105d提供的正電壓源開始沿著通過導通的第一開關SW₄₁ 和節點N₂ 給耦合元件106中的電容C₂₁ 充電，那麼節點N₂ 處也即發送介面TX1＋處的充電電壓V_TX1 的變化狀況如圖6B所示，逐步上升。以及節點N₁ 處也即接收介面RX1＋處的充電電壓V_RX1 的變化狀況也如圖6B所示，由於電容C₂₁ 兩端的電壓不能突變，所以T₁ 時刻電壓V_RX1 幾乎具有最大值，而隨著電容C₂₁ 的極板間電壓逐步抬升所以接收介面RX1＋處的電壓V_RX1 逐步降低。此階段因為節點N₁ 處也即接收介面RX1＋處的充電電壓V_RX1 大於第二參考電壓V_TH ，導致第二比較器A2的輸出結果也即產生的第一脈衝信號S₁ 為邏輯高電平，從而由第一脈衝信號S₁ 耦合到主開關Q1的控制端來接通主開關Q1。需要注意的是，因為第一脈衝信號S₁ 已經開始來控制主開關Q1，所以在電壓轉換器的啟動（Start-Up）階段，第一控制器104中的驅動控制電路所輸出的用來控制主開關Q1的初始脈衝信號便停止產生，而開始完全由第一脈衝信號S₁ 控制主開關Q1，除非是電壓轉換器重新啟動上電而再次需要利用初始脈衝信號來啟動主開關Q1。

參見圖6B，T₁ 時刻導致的第一脈衝信號S₁ 這種狀態持續到T₂ 時刻，到了T₂ 時刻，導通時間產生器105c設定的導通時間T_ON 結束，使得導通時間產生器105c會產生一個邏輯高電平的信號S_ON 作為重定信號輸送到RS觸發器105a的復位端S，以至於RS觸發器105a的Q輸出端輸出的控制信號SQ翻轉成邏輯低電平，從而控制信號SQ關斷圖6A中的第一開關SW₄₁ ，但是控制信號SQ通過反相器105e反相後的信號為邏輯高電平所以會接通第二開關SW₄₂ 。由於第一開關SW₄₁ 關斷時第二開關SW₄₂ 接通，從第二控制器105到第一控制器104，會在沿著由節點N₂ 、第二開關SW₄₂ 、節點N₄ 、電容C₂₂ 、節點N₃ 、電阻R₄₁ 、節點N₁ 、電容C₂₁ 回到節點N₂ 形成閉合的回路LOOP2，電容C₂₁ 和電容C₂₂ 充電儲存的一部分電荷會抵消中和以及被電阻R₄₁ 消耗。所以從T₂ 時刻開始，電容C₂₁ 釋放電荷導致節點N₂ 處也即發送介面TX1＋處的充電電壓V_TX1 逐步減小，在T₂ 時刻因為電容C₂₁ 的電壓不能突變所以導致節點N₁ 處也即接收介面RX1＋處的電壓V_RX1 被拉低到短暫出現的負值，隨著電容C₂₁ 和電容C₂₂ 釋放電荷導致接收介面RX1＋處的電壓V_RX1 接近T₃ 時刻靜態的零電位，而且節點N₂ 處也即發送介面TX1＋處的電壓V_TX1 也接近T₃ 時刻靜態的零電位，此階段由於節點N₁ 處也即接收介面RX1＋處的電壓V_RX1 小於例如接近零電位的第二參考電壓V_TH ，導致第二比較器A2的輸出結果也即產生的第一脈衝信號S₁ 為邏輯低電平，從而由第一脈衝信號S₁ 來關斷主開關Q1。從圖6B中觀察，T₁ 時刻到T₂ 時刻之間的導通時間T_ON 是主開關Q1接通的階段，T₂ 時刻到T₃ 時刻之間的關斷時間T_OFF 是主開關Q1關斷的階段，再參見圖1，上文已經交代第二脈衝信號S₂ 是第一脈衝信號S₁ 或者說是控制信號SQ的反相信號，所以第二脈衝信號S₂ 在導通時間T_ON 和在關斷時間T_OFF 的邏輯狀態和第一脈衝信號S₁ 相反，可以由第二控制器件105來產生該第二脈衝信號S₂ 用於控制次級側的同步開關Q2。

在主開關Q1導通的階段，初級側電流流經初級側繞組L_P 進行儲能，此時由於同步開關Q2被關斷所以次級側繞組L_S 沒有電流通過，輸出電容C_OUT 給負載18供電。在主開關Q1關斷的階段，初級側電流降低到零初級側繞組L_P 釋放能量，初級側繞組L_P 的能量傳送到次級側繞組L_S 和輔助繞組L_AUX ，此時同步開關Q2導通所以次級側繞組L_S 以及同步開關Q2中有電流通過，次級側繞組L_S 向負載18提供負載電流還給輸出電容C_OUT 充電，輔助繞組L_AUX 也給充當電源的電容C_AUX 充電。關於導通時間產生器105c決定該導通時間T_ON 延時量度的方式，結合圖6A和圖6B，例如可以由RS觸發器105a輸出的控制信號SQ在T₁ 時刻的上升沿Rising-edge來觸發一個單穩態觸發器105b產生一個持續納秒級別的窄時鐘脈衝CLK1，需要注意的是，窄時鐘脈衝CLK1僅僅是在控制信號SQ的上升沿為高電平，其他時間是低電平。時鐘脈衝CLK1通知導通時間產生器105c開始計時，導通時間產生器105c在計時恰好到預設的導通時間T_ON 結束的時刻，由導通時間產生器105c發送一個高電平信號S_ON 來重定RS觸發器105a，因此這種控制模式實質上可以認為是恒定導通時間Constantly On Time的控制模式，基於本發明的發明精神，每個開關週期內，預設的恒定導通時間T_ON 所持續的時長也可以調節，例如我們可以設計出符合要求的最小恒定導通時間T_ON-MIN 或最大恒定導通時間T_ON-MAX 。

參見圖6C，是一種基於圖6A的可選實施方式。考慮到主開關Q1的開關頻率f隨著輸入電壓V_IN 增大而減小或隨著輸入電壓V_IN 減小而增大，且頻率f隨著導通時間T_ON 增大而減小或隨著導通時間T_ON 減小而增大，如果開關頻率f過小就會導致變壓器T的磁芯磁通發生無法恢復到磁滯回線的起始點使得磁芯過度飽和，例如輸入電壓V_IN 增大引起開關頻率f過小就會導致變壓器T飽和，此時一旦磁芯無法承受電壓就容易燒毀。在該實施例中，我們將克服這個問題。在主開關Q1接通但是同步開關Q2關斷的時候，次級側繞組L_S 沒有電流通過，但是可以從次級側繞組L_S 的第二端如同名端和同步開關Q2的第一端互連的一個節點處擷取這個節點的電壓採樣量V_SAM ，而次級側繞組L_S 的第二端在該時段的電壓V_SAM 大約是等於次級側繞組L_S 的匝數NS比上初級側繞組L_P 的匝數NP再將比值NS/NP乘以輸入電壓V_IN 所得到的計算結果，也就是說電壓V_SAM 與輸入電壓V_IN 的大小存在著關聯性。基於這種關聯性，導通時間產生器105c感知電壓V_SAM 的大小，藉此作為依據，來產生合適的導通時間T_ON 用以抑制開關頻率f減小到異常狀態所引起的磁芯飽和。正如圖6C、6D所示，感測壓降V_CS 或回饋電壓V_FB 比第一參考電壓V_REF 小就會導致第一比較器A1輸出高電平給RS觸發器105a的置位端S，RS觸發器105a的Q輸出端產生的控制信號SQ由低電平翻轉為高電平，控制信號SQ輸出給單穩態觸發器105b就會促使單穩態觸發器105b在控制信號SQ由低電平翻轉為高電平的上升沿的時刻產生時鐘信號CLK1。導通時間產生器105c包括一個採樣保持器（S/H）105c-1和一個電壓電流轉換器105c-2，還包括一個第三開關SW₅₁ 以及一個電容C_T ，其中採樣保持器105c-1的輸入端連接到次級側繞組L_S 的第二端如同名端，採樣保持器105c-1的輸出端連接到電壓電流轉換器105c-2的電壓輸入端，電源電壓V_DD 為電壓電流轉換器105c-2提供工作電壓，電壓電流轉換器105c-2的電流輸出端與電容C_T 的一端連接到節點N_T ，電容C_T 的相對另一端連接到接地端GND。第三開關SW₅₁ 的第一端連接到節點N_T 而第二端連接到接地端GND從而使得第三開關SW₅₁ 與電容C_T 是關係並聯，第三開關SW₅₁ 的控制端輸入單穩態觸發器105b產生的時鐘信號CLK1。導通時間產生器105c還包括一個第三比較器A3，將第三比較器A3的正相輸入端連接到電容C_T 的一端也即充電節點N_T ，而在第三比較器A3的反相輸入端輸入一個第三參考電壓V_P 。

參見圖6C，導通時間產生器105c調節導通時間T_ON 的工作機制在於，利用採樣保持器105c-1採樣次級側繞組L_S 的第二端如同名端的電壓V_SAM ，其採樣的時機例如是可以是主開關Q1導通而同步開關Q2關斷的時間，如果輸入電壓V_IN 越大則採樣保持器105c-1保持的電壓值就越大，導致電壓電流轉換器105c-2輸出的電流就越大。反之亦然，輸入電壓V_IN 越小則採樣保持器105c-1保持的電壓值就越小，導致電壓電流轉換器105c-2輸出的電流就越小。由於用於驅動第三開關SW₅₁ 的時鐘信號CLK1僅僅在RS觸發器105a產生的控制信號SQ的上升沿的時刻為高電平，其他時間為低電平，以至於控制信號SQ的上升沿的時刻第三開關SW₅₁ 被瞬態接通，則電容C_T 存儲在其一端也即節點N_T 處的電荷在第三開關SW₅₁ 被接通的這個時刻釋放掉，所以第三比較器A3的輸出端在此時會產生和輸出為低電平的信號S_ON 。在圖6D中，控制信號SQ的上升沿的時刻，是一個預設時段T_SET 開始的時刻。控制信號SQ的上升沿這一動作結束之後時鐘信號CLK1又翻轉到低電平，只要第三開關SW₅₁ 接通後被斷開，電容C_T 再次利用電壓電流轉換器105c-2輸出的電流進行充電。一旦電容C_T 在導通時段T_ON 內持續充電，在導通時段T_ON 結束後的關斷時段T_OFF 內使節點N_T 處的電壓開始比第三參考電壓V_P 大。最終的結果是，使第三比較器A3的輸出端產生的信號S_ON 由導通時段T_ON 內的低電平抬升到關斷時段T_OFF 內的高電平，而信號S_ON 又被輸入到RS觸發器105a的復位端R，所以高電平的信號S_ON 會重定RS觸發器105a，讓其Q輸出端產生的控制信號SQ由導通時段T_ON 內的高電平跌落到關斷時段T_OFF 內的低電平。控制信號SQ在關斷時段T_OFF 內持續為低電平，一直到關斷時段T_OFF 結束後還延續為低電平，除非下一次感測壓降V_CS 或回饋電壓V_FB 比第一參考電壓V_REF 小，第一比較器A1再次發出高電平來置位RS觸發器105a輸出高電平。而第三比較器A3的輸出端產生的信號S_ON 在關斷時段T_OFF 內持續為高電平，一直到關斷時段T_OFF 結束後還延續為高電平，除非直到下一次控制信號SQ具有上升沿，從而使時鐘信號CLK1出現高電平來接通第三開關SW₅₁ ，以至讓電容C_T 的節點N_T 瞬態放電，第三比較器A3才會再次產生低電平的信號S_ON 。

參見圖6C，輸入電壓V_IN 越大則採樣保持器105c-1保持的電壓值也就越大，並導致電壓電流轉換器105c-2輸出的電流值就越大，從而減少充電時間，很快讓電容C_T 一端的節點N_T 處的電壓超過第三參考電壓V_P ，相當於在整個開關週期內縮短時段T_ON 的時長，而該時段T_ON 內控制信號SQ是高電平且是主開關Q1的接通時間，所以當輸入電壓V_IN 越大時導通時間T_ON 卻被縮短，與之對應，時段T_OFF 內控制信號SQ是低電平且是主開關Q1的關斷時間。換言之，雖然輸入電壓V_IN 增大意欲降低開關頻率f，但是接通時間T_ON 被縮短的效果是抑制了開關頻率f的降低程度。反之亦然，一旦輸入電壓V_IN 越小，則採樣保持器105c-1保持的電壓值就越小，導致電壓電流轉換器105c-2輸出的電流值就越小，而拖延充電時間，最後以比較慢的速度才讓電容C_T 一端的節點N_T 處的電壓超過第三參考電壓V_P ，相當於在整個開關週期內是適當地延長了時段T_ON 的時間長度，所以輸入電壓V_IN 越小而導致主開關的導通時間T_ON 卻被延長。換言之，雖然輸入電壓V_IN 降低意欲增大開關頻率f，但是接通時間T_ON 被延長的效果是抑制了開關頻率f的增大程度。顯然，本發明的這種實施例能夠極佳的保障開關頻率f的相對穩態。

例如非連續DCM模式下開關頻率f=（2×I_O ×L×V_O ）÷{（V_IN ）² ×（T_ON ）² }，其中L是變壓器T的等效電感值，按照本發明上文提供的方案，顯然無論是輸入電壓V_IN 降低還是增加，函數關係中的（V_IN ）² ×（T_ON ）² 這一項計算值的變化尺度並不大，都可以抑制開關頻率f的變化量/幅度從而避免變壓器T進入飽和被損壞。

參見圖7A，較之圖6A的實施例，最主要的區別是改變了耦合元件106的元件類型而其他的特徵則基本相同。耦合元件106是脈衝變壓器PT，其中第二控制器105的電路和產生控制信號SQ的方式在上文中已經解釋，不再贅述。在這個實施例中，該脈衝變壓器PT作為第一控制器104和第二控制器105之間進行資料信號交互的傳輸媒介，具有初級側或稱一次測繞組L_PT1 和次級側或稱二次側繞組L_PT2 ，初級側繞組L_PT1 連接到第二控制器105，次級側繞組L_PT2 連接到第一控制器104。初級側繞組L_PT1 具備的第一端如同名端用來接收RS觸發器105a所產的控制信號SQ以及第二端如異名端耦合到參照地電位VSS，次級側繞組L_PT2 具備的第一端如同名端可以產生用於驅動主開關Q1的第一脈衝信號S₁ 以及第二端如異名端用來耦合到接地端GND。雖然在初級側繞組L_PT1 的第一端直接輸入控制信號SQ，而將次級側繞組L_PT2 的第一端的輸出結果直接作為第一脈衝信號S₁ 在理論上是可行的，但是為了保障信號不傳錯，本發明提供了圖7A的實施例。控制信號SQ可以傳輸到給一個緩衝器A4的輸入端，緩衝器A4的輸出端即節點N₅ 處和初級側繞組L_PT1 的第一端之間連接一個電容C₅₂ ，初級側繞組L_PT1 的第二端在節點N₇ 處連接到一個較低的電位或說是參照地電位VSS。次級側繞組L_PT2 的第一端和一個用於輸出第一脈衝信號S₁ 的信號產生節點N_S 之間連接一個電容C₅₁ ，次級側繞組L_PT2 的第二端在一個節點N₆ 處連接到接地端GND。並且可選的將一個二極體D₅₁ 的陰極連接到節點N_S 而陽極在節點N₆ 處連接到接地端GND，以及可選的還可以在節點N_S 和節點N₆ 之間連接一個電阻R₅₁ 。脈衝變壓器PT的工作機制體現在，電容C₅₂ 隔離直流電，當控制信號SQ翻轉為高電平時給電容C₅₂ 充電，也會抬升初級側繞組L_PT1 的第一端如同名端的電位。如圖7B的位於初級側繞組L_PT1 第一端節點處的發送介面TX1＋的電壓V_TX1 的粗略波形，初級側繞組L_PT1 第二端的節點處視為發送介面TX2－，脈衝變壓器PT將控制信號SQ傳遞到次級側繞組L_PT2 ，次級側繞組L_PT2 的第一端如同名端的電位也抬升，如圖7B的位於次級側繞組L_PT2 第一端節點處的接收介面RX1＋的電壓V_RX1 的粗略波形，次級側繞組L_PT2 第二端的節點處視為接收介面RX2－。該過程中由於電容C₅₁ 的耦合作用也會將節點N_S 的電位同步抬升起來，如果採用肖特基二極體D₅₁ 則二極體D₅₁ 的箝位效應還可以使得節點N_S 的電位迅速增大，從而在節點N_S 處輸出高電平的第一脈衝信號S₁ 。與之相反的是，一旦當控制信號SQ翻轉為低電平時電容C₅₂ 就會通過初級側繞組L_PT1 放電，電容C₅₁ 也通過次級側繞組L_PT2 和電阻R₅₁ 放電，使得信號產生節點N_S 的電位迅速跌落，從而在信號產生節點N_S 處產生低電平的第一脈衝信號S₁ ，第一脈衝信號S₁ 隨著控制信號SQ的邏輯狀態翻轉而同步變化。第二脈衝信號S₂ 是第一脈衝信號S₁ 的反相信號，波形圖如圖7B。

參見圖7C，該實施例與圖7A略有區別，在圖7A的實施例中第二控制器105中的第一比較器A1的反相輸入端被輸入了回饋電壓V_FB 或者感測電壓V_CS 其中之一，但圖7C的實施例中濾波器105g的輸出和放大器105h的輸出通過一個加法器105i相加後再送入到第一比較器A1的反相輸入端。在圖1中輸出節點N₂₀ 處或者是在後文即將詳細介紹的如圖8所示的實施例的輸出節點N₂₀ 處的實際紋波電壓Ripple的波形帶有交流成分和直流成分，紋波電壓的平均電壓值相當於直流成分的電壓水準，而總的紋波電壓減去直流成分的電壓值實質上就等於交流成分的電壓值。回饋電壓V_FB 因為是輸出節點N₂₀ 處擷取的分壓值，所以其本質上也是實際紋波電壓的一個分壓。另外感測電壓V_CS 表徵的是負載電流I_O 的大小，呈現出交直流特性的負載電流I_O 帶有的直流電流成分遠大於它帶有的交流電流成分，所以感測電壓V_CS 也是交直流信號，它的平均電壓值等於它的直流成分的電壓值。在圖7C中，實際紋波電壓被輸送至一個濾波器105g，該濾波器用於濾除實際紋波電壓的直流成分而僅僅保留和輸出交流成分，可認為濾波器105g將回饋電壓V_FB 的的總電壓值減去它當中直流成分的電壓值便得到它當中的交流成分的電壓值。在圖7C中，負載電流I_O 在感測電阻R_C 上產生的壓降即感測電壓V_CS 被輸送至一個放大器105h，感測電壓V_CS 由放大器105h放大後輸出。濾波器105g將濾除回饋電壓V_FB 的直流成分而得到的交流成分的信號輸出給加法器105i，放大器105h將感測電壓V_CS 處理放大的帶有交流成分和直流成分的信號輸出給加法器105i，加法器105i將濾波器105g輸出的信號和放大器105h輸出的信號相加後再送入到第一比較器A1的反相輸入端。圖7C的實施例除了第一比較器A1的反相輸入端不是直接的回饋電壓V_FB 或感測電壓V_CS 之外，其他的與圖7A完全相同。並且加法器105i將濾波器105g輸出的信號和放大器105h輸出的信號相加後輸入到第一比較器A1的反相輸入端這種方案，來取代第一比較器A1的反相輸入端的回饋電壓V_FB 或感測電壓V_CS ，還適用於圖6A和圖6C的實施例。

參見圖8，該實施例與圖1的最大區別是次級側繞組L_S 的第一端如異名端通過一個整流二極體D_REC 連接到輸出節點N₂₀ 。並且圖1中的同步開關Q2也可以被摒棄，此時次級側繞組L_S 的第二端如同名端可以直接耦合到參照地電位VSS。整流二極體D_REC 的陽極連接到次級側繞組L_S 的第一端而陰極連接到輸出節點N₂₀ ，啟動電壓ST可以從整流二極體D_REC 的陰極處擷取。如果同步開關Q2被取消則無需再產生第二脈衝信號S₂ ，除此之外，圖8的運作工作機制與圖1相同，這裏不予贅述。

在電壓轉換器中，如果負載18變輕或空載時，負載電流I_O 就會顯著降低，這同樣也會導致主開關Q1的開關頻率f降低，這裏提及的負載18的輕載Light load情況或者是空載Empty load是相對它的重載Heavy load情況而言。而且開關頻率f與電壓轉換器是否進入音頻區息息相關，如果開關頻率f過低會產生寄生振盪，例如電器使用者如果聽到變壓器發出的嘯叫聲可能就是開關頻率f降低到20Hz左右。

參見圖9，在該實施例中將會介紹電壓轉換器自適應的決解開關頻率f降低引起的音頻不適感。無論是圖6A還是圖7A或是圖7C的實施例，將回饋電壓V_FB 或感測電壓V_CS 或加法器105i輸出的信號其中之一視為偵測信號DE，因此偵測信號DE可以用於表徵提供給負載18的輸出電壓V_O 和/或負載電流I_O 的即時大小情況。此偵測信號DE輸入到第一比較器A1的反相輸入端，第一參考電壓值V_REF 輸入到第一比較器A1的正相輸入端，當偵測信號DE低於第一參考電壓值V_REF 時，第一比較器A1輸出的高電平使RS觸發器105a的置位端S置位，RS觸發器105a開始輸出高電平的控制信號SQ，當導通時間產生器105c產生高電平的信號S_ON 輸送到RS觸發器105a的復位端R時RS觸發器105a開始輸出低電平的控制信號SQ，這在上文中已經詳細介紹，不予贅述。在圖9的實施例中，僅僅示意出了電壓轉換器的一部分元件，同時還特意展示了導通時間產生器105c的一種可選但非必須的實施例。在圖9和圖10中，一旦當偵測信號DE低於第一參考電壓值V_REF ，控制信號SQ從低電平跳變到高電平的上升沿的時刻觸發單穩態觸發器105b發出時鐘信號CLK。在圖10的實施例中，以偵測信號DE低於第一參考電壓值V_REF 的兩個相鄰時段為例進行闡明，譬如，在一個第一時段TIME1發生了偵測信號DE（例如某一個偵測信號DE1）低於第一參考電壓值V_REF 的情況，此時刻電壓轉換器會通過產生控制信號SQ1接通主開關Q1來調製增大輸出電壓V_O 和/或負載電流I_O ，從而藉由電壓調製使得第一時段TIME1結束點偵測信號DE恰好回歸到大於第一參考電壓值V_REF 的狀態，後來在一個第二時段TIME2又發生了偵測信號DE（例如某一個偵測信號DE2）再次低於第一參考電壓值V_REF 的情況，電壓轉換器需要再次通過產生控制信號SQ2控制接通主開關Q1來調製增大輸出電壓V_O 和/或負載電流I_O ，經電壓調製使得第二時段TIME2結束點偵測信號DE恰好回歸到大於第一參考電壓值V_REF ，如此迴圈。

參見圖10，在第一時段TIME1內偵測信號DE1低於第一參考電壓值V_REF ，在第一時段TIME1起始時刻，第一比較器A1的高電平比較結果使RS觸發器105a置位產生高電平的控制信號SQ1，此一時刻，控制信號SQ1由之前的低電平翻轉到高電平的上升沿使得單穩態觸發器105b被單擊發出高電平的窄脈衝也即時鐘信號CKL1，該過程可以結合圖6A和圖7A或圖7C來理解。由單穩態觸發器105b產生的時鐘信號CKL1觸發導通時間產生器105c開始進行導通時間T_ON1 的計時，在主開關Q1接通的導通時間T_ON1 內第三比較器A3發出的信號S_ON1 持續為低電平。至導通時間T_ON1 結束後，導通時間產生器105c中的第三比較器A3發出高電平的信號S_ON1 作為重定信號，讓RS觸發器105a重定並使控制信號SQ1翻轉到低電平狀態。在第一時段TIME1內，主開關Q1可以有多個開關週期而不止圖示的數量，一個預設時段T_SET -A從第一時段TIME1的起始時間點開始計時，經過一個或多個開關週期直至在該預設時段T_SET -A結束時，偵測電壓DE按照預期的設想要大於第一參考電壓V_REF ，此時控制信號SQ1為低電平，而且該時刻又因為時鐘信號CLK1後續的下一個高電平的窄時鐘信號還沒出現，所以電容C_T 還沒有瞬態放電，則第三比較器A3輸出的信號S_ON1 維持在高電平。

參見圖10，在第一時段TIME1結束之後，由於電壓轉換器的電壓調製效果，使得偵測信號DE回歸到大於第一參考電壓值V_REF 的狀態，此時第一比較器A1的比較結果為低電平。間隔一段時間後，後來在一個第二時段TIME2偵測信號DE2再次低於第一參考電壓值V_REF ，在第二時段TIME2起始時刻，第一比較器A1的高電平比較結果使RS觸發器105a置位產生高電平的控制信號SQ2，此一時刻，控制信號SQ2由之前的低電平翻轉到高電平的上升沿，使得單穩態觸發器105b被單擊而發出高電平的窄脈衝也即時鐘信號CKL2。由單穩態觸發器105b產生的時鐘信號CKL2觸發電容C_T 放電而低於第三參考電壓V_P ，此時導通時間產生器105c開始進行導通時間T_ON2 的計時，在主開關Q1接通的導通時間T_ON2 內第三比較器A3發出的信號S_ON2 持續為低電平。至導通時間T_ON2 結束後，電容C_T 充電至超過第三參考電壓V_P ，導通時間產生器105c中的第三比較器A3發出高電平的信號S_ON2 作為重定信號，讓RS觸發器105a重定並使控制信號SQ2翻轉到低電平狀態。同樣在第二時段TIME2內，主開關Q1也可以有多個開關週期而不止圖示的數量，一個預設時段T_SET -B從第二時段TIME2的起始時間點開始計時，經過一個或多個開關週期直至在該預設時段T_SET -B結束時，偵測電壓DE按照預期的設想會大於第一參考電壓V_REF 來滿足負載需求，此時控制信號SQ2為低電平，而且該時刻又因為時鐘信號CLK2後續的下一個高電平的窄時鐘信號還沒出現，所以電容C_T 還沒有瞬態放電，則第三比較器A3輸出的信號S_ON2 維持在高電平。

參見圖9，下文將以相鄰的前一個預設時段T_SET -A和後一個預設時段T_SET -B所發生的回饋電壓V_FB 或感測電壓V_CS 或加法器105i的輸出信號低於第一參考電壓V_REF 的情況為例，來闡明在開關頻率f過低時，本發明是如何避免變壓器T嘯叫並引導開關頻率f脫離音頻區的。其中回饋電壓V_FB 或感測電壓V_CS 或加法器105i的輸出信號任意之一視為偵測信號DE。在圖9和圖10中，前一個預設時段T_SET -A內控制信號SQ1時刻產生的時鐘信號CLK1具有頻率值F，因為該時間段內時鐘信號CLK1的高電平窄脈衝的數量可能不止一次，所以頻率值F也可能會存在著一個或多個的情況。在圖9中，提供的一個時鐘產生器113至少包括振盪器113a和分頻器113b，振盪器113a產生振盪信號並且輸出給分頻器113b，而分頻器113b則改變振盪信號的頻率來提供一個上頻率臨界值F_H 和一個下頻率臨界值F_L 輸出給頻率比較器114作為參考頻率，藉此該頻率比較器114可將控制信號SQ1上升沿觸發的時鐘信號CLK1所具有的頻率值F與上頻率臨界值F_H 和該下頻率臨界值F_L 進行比較。計數器115帶有加法計算器和減法計數器，並且計數器115的初始計數值可以預先賦值，在某一個頻率值F大於上頻率臨界值F_H 時限定計數器115在被賦值的計數初始值的基礎上減1，在某一個頻率值F低於下頻率臨界值F_L 時限定計數器115在被賦值的計數初始值的基礎上加1，至於是執行加運算還是執行減運算全由頻率比較器114的比較結果決定，比較結果傳遞至計數器115，計數器115藉由該結果執行先前定義的運算規則。在預設時段T_SET -A內，按照每一個高電平窄脈衝時鐘信號CLK1的所對應的頻率值F的大小與參考頻率的比對結果，使得計數器115依序要麼加1要麼減1，而且基於頻率值F對應的種類數目（譬如5個不同的頻率值）而使計數器115執行的相同數目（譬如計數5次）的計數次數，最終計數器115會產生一個總計數值。此外計數器115還有定義有計數條件，也即給計數器115限定一個上臨界計數值和一個下臨界計數值，一旦當總計數值超過上臨界計數值時則定義總計數值等於上臨界計數值，或者當總計數值低於下臨界計數值時則定義總計數值等於下臨界計數值。或當總計數值等於上臨界計數值或下臨界計數值其中之一時，定義總計數值無需改變。

為了方便理解，假定在示範性但非限制性的實施例中，在預設時段T_SET -A內數個高電平窄脈衝時鐘信號CLK1對應具有五種不同的頻率，也可以認為時鐘信號CLK1的頻率值F的總數目為五。在這種情況下，計數器115的計數初始值以體現為兩位元的二進位的碼元BIT[00]為例，下臨界計數值被定義為兩位元的二進位的碼元BIT[00]，而上臨界計數值被定義為兩位元的二進位的碼元BIT[11]。時鐘信號CLK1的頻率值F的總數目為五時，每個頻率值按照出現的時間節點先後跟上頻率臨界值F_H 和該下頻率臨界值F_L 進行比較，由頻率比較器114來執行，前後比較得到的結果假定分別是：第一個頻率值低於下頻率臨界值F_L 、第二個頻率值高於上頻率臨界值F_H 、第三個頻率值低於下頻率臨界值F_L 、第四個頻率值高於上頻率臨界值F_H 、第五個頻率值低於下頻率臨界值F_L ，按照上文定義的計數規則，計數器115對數個高電平窄脈衝時鐘信號CLK1的數目計數，計數器115在計數初始值BIT[00]的基礎上前後五次執行的計數步驟體現在：第一個頻率值低於下頻率臨界值F_L 時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的加法計數器有效並加1、第二個頻率值高於上頻率臨界值F_H 時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的減法計數器有效並減1、第三個頻率值低於下頻率臨界值F_L 時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的加法計數器有效並加1、第四個頻率值高於上頻率臨界值F_H 時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的減法計數器有效並減1、第五個頻率值低於下頻率臨界值F_L 時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的加法計數器有效並加1，所以計數初始值BIT[00] 逢二進一經過依序前後合計五次計數後得到的總計數值是BIT[01]。在另外一個範例中，假定上文提及的計數初始值BIT[00]和下臨界計數值BIT[00]和上臨界計數值BIT[11]不變，但是五個頻率值的範圍發生了改變，計數器115在計數初始值BIT[00]的基礎上前後五次執行的計數步驟體現在：第一個頻率值高於上頻率臨界值F_H 時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的減法計數器有效並減1、第二個頻率值高於上頻率臨界值F_H 時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的減法計數器有效並減1、第三個頻率值高於上頻率臨界值F_H 時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的減法計數器有效並減1、第四個頻率值高於上頻率臨界值F_H 時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的減法計數器有效並減1、第五個頻率值高於上頻率臨界值F_H 時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的減法計數器有效並減1，在這種情況下總計數值小於下臨界計數值BIT[00]，所以被賦值的下臨界計數值BIT[00] 最終就視為總計數值。在另外一個相反的範例中，假定計數初始值BIT[00]和下臨界計數值BIT[00]和上臨界計數值BIT[11]不變，但是五個頻率值的範圍發生了改變，計數器115在計數初始值BIT[00]的基礎上前後五次執行的計數步驟體現在：第一個頻率值低於下頻率臨界值F_L 時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的加法計數器有效並加1、第二個頻率值低於下頻率臨界值F_L 時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的加法計數器有效並加1、第三個頻率值低於下頻率臨界值F_L 時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的加法計數器有效並加1、第四個頻率值低於下頻率臨界值F_L 時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的加法計數器有效並加1、第五個頻率值低於下頻率臨界值F_L 時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的加法計數器有效並加1，在這種情況下五次計數後的總計數值大於上臨界計數值BIT[11]，所以被賦值的上臨界計數值BIT[11] 最終就視為總計數值。

參見圖9和圖10，上文介紹的計數器115對時鐘信號CLK1的頻率值F的計數發生在上一個預設時段T_SET -A內，而且總計數值最後被計數器115傳輸和編碼/燒錄到一個寄存器116中儲存。在上一個預設時段T_SET -A內計數頻率值F的意義在於，使相鄰的下一個預設時段T_SET -A內的導通時間T_ON2 相對預設時段T_SET -A內導通時間T_ON1 被調整，而實施調整的依據就是頻率值F所對應的總計數值。調整導通時間T_ON2 的方式參見圖9，在圖9的導通時間產生器105c中，主要包括一個固定電流源110和兩個可選的附加電流源111、112，還包括一個第三開關SW₅₁ 以及一個電容C_T ，電源電壓V_DD 為固定電流源110和兩個附加電流源111、112提供工作電壓。其中固定電流源110輸出的電流I₀ 直接輸送到C_T 的一端節點N_T 處而可以持續為電容C_T 充電，電容C_T 的相對另一端連接到接地端GND。但是附加電流源111與電容C_T 一端的節點N_T 之間連接到一個第四開關SW₆₁ ，第四開關SW₆₁ 的第一端接收附加電流源111輸出的電流I₁ 而第二端連接到節點N_T ，只有第四開關SW₆₁ 的控制端在接收到高電平而使得該第四開關SW₆₁ 導通時，附加電流源111輸出的電流I₁ 才會從節點N_T 處為電容C_T 充電。同理，另一個附加電流源112與電容C_T 一端的節點N_T 之間連接到另一個第五開關SW₆₂ ，第五開關SW₆₂ 的第一端接收附加電流源112輸出的電流I₂ 而第二端連接到節點N_T ，只有第五開關SW₆₂ 的控制端在接收到高電平使得該第五開關SW₆₂ 導通時，附加電流源112輸出的電流I₂ 才會從節點N_T 處為電容C_T 充電。電壓電流轉換器105c-2中的一個第三開關SW₅₁ 的第一端連接到節點N_T 而第二端連接到接地端GND從而使得第三開關SW₅₁ 與電容C_T 是關係並聯，第三開關SW₅₁ 的控制端輸入單穩態觸發器105b在上一個預設時段T_SET -A內由控制信號SQ1的上升沿來形成的高電平時鐘信號CLK1，第三開關SW₅₁ 被瞬態接通，則電容C_T 存儲在其一端也即節點N_T 處的電荷在第三開關SW₅₁ 被接通的這個時刻釋放掉，所以第三比較器A3的輸出端在此時會產生低電平的信號S_ON1 。控制信號SQ1的上升沿之後時鐘信號CLK1的高電平窄脈衝回落到低電平，固定電流源110開始向電容C_T 的節點N_T 充電，如果第四開關SW₆₁ 被接通則附加電流源111和固定電流源110一起向電容C_T 的節點N_T 充電，如果第五開關SW₆₂ 被接通則附加電流源112也和固定電流源110一起向電容C_T 的節點N_T 充電。由單穩態觸發器105b產生的時鐘信號CKL1觸發導通時間產生器105c開始進行導通時間T_ON1 的計時，在主開關Q1接通的導通時間T_ON1 內第三比較器A3發出的信號S_ON1 持續為低電平。一旦電容C_T 在導通時段T_ON1 內持續充電，在導通時段T_ON1 結束後電容C_T 的節點N_T 處的電壓開始比第三參考電壓V_P 大使得第三比較器A3的輸出端產生的信號S_ON1 在導通時段T_ON1 結束時翻轉到關斷時段T_OFF1 內的高電平，而信號S_ON1 又被輸入到RS觸發器105a的復位端R，所以高電平的信號S_ON1 會重定RS觸發器105a，讓Q輸出端產生的控制信號SQ1由導通時段T_ON1 內的高電平跌落到關斷時段T_OFF1 內的低電平，從而關斷主開關Q1。如果主開關Q1在第一個開關週期之後偵測電壓DE仍然低於第一參考電壓V_REF ，則主開關Q1將開始執行第二個開關週期，以此類推，直至預設時段T_SET -A結束時偵測電壓DE按照預期的設想要大於第一參考電壓V_REF 。按照這種開關模式，主開關Q1在導通時段T_ON1 內被接通而在關斷時段T_OFF1 內被關斷的動作，在整個預設時段T_SET -A內可以迴圈多次。

第二控制器105根據上一個預設時段T_SET -A內計數器115的總計數值，來產生下一個預設時段T_SET -B內的控制信號SQ2及其上升沿的時刻的高電平窄脈衝CLK2。這種工作機制體現在：如果上一個預設時段T_SET -A內開關頻率f過低導致變壓器T進入嘯叫的音頻區，使得計數器115最終的總計數值因為累加的演算法而大於預設的初始計數值，該總計數值被存儲在寄存器116中，並且寄存器116所寫入的二進位碼元被作為控制電子開關也即第四開關SW₆₁ 和第五開關SW₆₂ 是否接通的控制信號，一旦開關頻率f過低使總計數值大於初始計數值，例如寄存器116寫入的總計數值是比特BIT[01]，或寫入視為總計數值的上臨界計數值BIT[11]，它們比計數初始值碼元BIT[00]大。

按照上文介紹的例子，總計數值BIT[01] 被作為第四開關SW₆₁ 和第五開關SW₆₂ 的控制信號，較高位元的0控制第四開關SW₆₁ 關斷，較低位元的1控制第五開關SW₆₂ 接通。或總計數值BIT[11] 被作為第四開關SW₆₁ 和第五開關SW₆₂ 的控制信號，較高位元的1控制第四開關SW₆₁ 接通，較低位元的1控制第五開關SW₆₂ 接通。值得注意的是，圖9中導通時間產生器105c僅僅是展示了模型化的示意圖，有些常識性的內容並沒有展示，例如本領域的技術人員熟知，寄存器的控制信號資料在某些實施例中需要先行通過解碼器解碼後再利用一組解碼信號來有效接通或關斷相應的開關。

在下一個預設時段T_SET -B內發生偵測電壓DE低於第一參考電壓V_REF 時，這個預設時段T_SET -B內的控制信號SQ2的上升沿觸發的高電平窄脈衝的時鐘信號CLK2一旦讓第三開關SW₅₁ 被瞬態接通，電容C_T 存儲在節點N_T 處的電荷藉由第三開關SW₅₁ 釋放掉，所以第三比較器A3的輸出端在此時會產生低電平的信號S_ON2 。控制信號SQ2的上升沿之後時鐘信號CLK2的高電平窄脈衝回落到低電平，固定電流源110開始向電容C_T 的節點N_T 充電，如果第四開關SW₆₁ 被接通則附加電流源111也和固定電流源110一起向電容C_T 的節點N_T 充電，如果第五開關SW₆₂ 被接通則附加電流源112也和固定電流源110一起向電容C_T 的節點N_T 充電。寄存器116的總計數值BIT[01] 控制第四開關SW₆₁ 關斷而控制第五開關SW₆₂ 接通，所以附加電流源112輸出的電流I₂ 和固定電流源110輸出的電流I₀ 直接輸送到電容C_T 的一端節點N_T 處為電容C_T 充電，顯然電流之和（I₀ ＋I₂ ）相對於單純的電流I₀ 充電速度更快，所以下一個預設時段T_SET -B內相對於上一個預設時段T_SET -A可以很快就將電容C_T 充滿，速度更快。相同的道理，寄存器116的總計數值BIT[11] 控制第四開關SW₆₁ 、第五開關SW₆₂ 接通，所以附加電流源111輸出的電流I₁ 、附加電流源112輸出的電流I₂ 和固定電流源110輸出的電流I₀ 直接輸送到電容C_T 的一端節點N_T 處為電容C_T 充電，顯然電流之和（I₀ ＋I₁ ＋I₂ ）相對於單純的電流I₀ 充電速度更快，所以下一個預設時段T_SET -B內相對於上一個預設時段T_SET -A可以很快就將電容C_T 充滿，速度更快。由單穩態觸發器105b產生的時鐘信號CKL2觸發導通時間產生器105c開始進行導通時間T_ON2 的計時，在主開關Q1接通的導通時間T_ON2 內第三比較器A3發出的信號S_ON2 持續為低電平。一旦電容C_T 在導通時段T_ON2 內持續充電，在導通時段T_ON2 結束後電容C_T 的節點N_T 處的電壓開始比第三參考電壓V_P 大使得第三比較器A3的輸出端產生的信號S_ON2 在導通時段T_ON2 結束時翻轉到關斷時段T_OFF2 內的高電平，而信號S_ON2 又被輸入到RS觸發器105a的復位端R，所以高電平的信號S_ON2 會重定RS觸發器105a，讓其Q輸出端產生的控制信號SQ2由導通時段T_ON2 內的高電平跌落到關斷時段T_OFF2 內的低電平，從而關斷主開關Q1。如果主開關Q1在第一個開關週期之後偵測電壓DE仍然低於第一參考電壓V_REF ，則主開關Q1將開始執行第二個開關週期，以此類推，直至預設時段T_SET -B結束時偵測電壓DE按照預期的設想要大於第一參考電壓V_REF 。按照這種開關模式，主開關Q1在導通時段T_ON2 內被接通而在關斷時段T_OFF2 內被關斷的動作，在整個預設時段T_SET -B內可以迴圈多次。

毫無疑慮，在預設時段T_SET -A先行不引入額外的電流源111和/或電流源112，但在預設時段T_SET -B內引入了額外的電流源111和/或電流源112，使得預設時段T_SET -B內導通時段T_ON2 因為充電電流更大，電容C_T 的充電時間速度相對於導通時段T_ON1 更快而很快讓節點N_T 處的電壓比第三參考電壓V_P 大，其結果就是導致後面的導通時段T_ON2 小於導通時段T_ON1 。考慮到主開關Q1的開關頻率f隨著導通時段T_ON 增大而減小或隨著導通時段T_ON 減小而增大，當負載18為輕載或空載，導通時段T_ON1 階段的開關頻率f因為過小而讓變壓器T進入嘯叫音頻區時，因為後來的導通時段T_ON2 變小了，也即適當增加了開關頻率f的值，讓變壓器T脫離嘯叫音頻區。

實質上導通時段T_ON1 和導通時段T_ON2 的相對大小關係與計數器115的計數初始值非常相關。假如在示範性但非限制性的實施例中，在預設時段T_SET -A階段計數器115的計數初始值是BIT[01]或BIT[10]，則第四開關SW₆₁ 或第五開關SW₆₂ 其中之一會被接通而另一者被關閉，那麼附加電流源111輸出的電流I₁ 或者附加電流源112輸出的電流I₂ 會和固定電流源110的電流I₀ 一起在導通時段T_ON1 階段為電容C_T 充電，合計的總充電電流值是（I₁ ＋I₀ ）或（I₂ ＋I₀ ），以其中的計數初始值是BIT[01]為例，在計數初始值BIT[01]的基礎上，按不同頻率出現的先後時間順序前後五次執行的計數步驟為：第一個頻率值＞上頻率臨界值F_H 時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的減法計數器有效並減1、第二個頻率值＜下頻率臨界值F_L 時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的加法計數器有效並加1、第三個頻率值＞上頻率臨界值F_H 時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的減法計數器有效並減1、第四個頻率值＜下頻率臨界值F_L 時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的加法計數器有效並加1、第五個頻率值＞上頻率臨界值F_H 時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的減法計數器有效並減1，在這種情況下最終的總計數值為BIT[00]，也就是導通時段T_ON2 階段為電容C_T 充電合計的總充電電流值是I₀ ，所以電容C_T 在導通時段T_ON2 階段充電需要的總時間要大於電容C_T 在導通時段T_ON1 階段充電的時間，相當於導通時段T_ON2 被調整到大於導通時段T_ON1 ，從而導致開關頻率f從預設時段T_SET -A的較大值調整到預設時段T_SET -B的較小值。

綜上所述，在圖10中的前一個預設時段T_SET -A，次級側的第二控制器105的控制信號SQ1通過耦合元件106傳遞到初級側的第一控制器104，使得第一控制器104產生的第一脈衝信號S₁ 控制主開關Q1在開關週期中具有導通時間T_ON1 。在圖10中的後一個預設時段T_SET -B，次級側的第二控制器105的控制信號SQ2通過耦合元件106傳遞到初級側的第一控制器104，使得第一控制器104產生的第一脈衝信號S₁ 控制主開關Q1在開關週期中具有導通時間T_ON2 。當預設時段T_SET -A內計數器115對控制信號SQ1的上升沿觸發的CLK1的頻率值F的數目按照計數規則，所計算得到最終的總計數值大於初始計數值時，使得後一個預設時段T_SET -B內的導通時間T_ON2 ＜導通時間T_ON1 。反之亦然，當所計算得到最終的總計數值小於初始計數值時，使得後一個預設時段T_SET -B內的導通時間T_ON2 ＞導通時間T_ON1 。當所計算得到最終的總計數值等於初始計數值時，使得後一個預設時段T_SET -B內的導通時間T_ON2 ＝導通時間T_ON1 。其緣由在於，每經歷一次偵測電壓DE低於第一參考電壓V_REF 的事件時，總計數值都會被更新一次，而總計數值中的碼元直接決定著開關SW₆₁ 、SW₆₂ 的接通與否。也即當下一次發生偵測電壓DE低於第一參考電壓V_REF 的事件時，上一次偵測電壓DE低於第一參考電壓V_REF 的階段計算出的總計數值決定了下一次發生偵測電壓DE低於第一參考電壓V_REF 的階段的導通時間。值得注意的是，雖然本發明是以兩位碼元和兩個額外的附加電流源111、112作為範例來解釋本發明的發明精神，但是在實際的拓撲當中，計數初始值和上下計數臨界值其實並不受兩位碼元數量的限制，同時附加電流源的數量也不受兩個支路這樣數量的限制。

在上文披露的內容中，第一和第二控制器104、105之間的資料傳輸媒介也即本發明涉及到的耦合元件106所採用的脈衝變壓器PT的架構非常重要，在下文對應的圖11A至圖13C中，將會詳細介紹脈衝變壓器PT的結構。

參見圖11A，考慮到電壓轉換器的整個系統中所有的電子元器件都會表面安裝或貼片到PCB電路板上，而在該實施例中將主張利用電路板200作為脈衝變壓器PT物理結構的一部分。需要強調的是，圖11A中電路板200並不是PCB的全貌，僅僅展示了需要用到的局部區域。在電路板200上以鑽孔或刻蝕或鐳射切割等所有可能的方式，預先製備有相鄰的一個第一通孔201和一個第二通孔202，它們貫穿電路板200的厚度。作為可選項而非必須項，還可以在電路板200位於第一通孔201和第二通孔202之間的區域製備一個長條狀的縫隙203，該縫隙203也貫穿電路板200的厚度。作為可選項而非必須項，第一通孔201和第二通孔202以縫隙203為中心對稱線而分別對稱地佈置在該縫隙203的相對兩側。作為可選項而非必須項，第一通孔201和第二通孔202為方形。在電路板200的表面繞著第一通孔201形成有螺旋狀線圈202a，例如作為脈衝變壓器PT的初級側繞組，螺旋狀線圈202a具有多圈同心的方形狀的導電環，該一系列同心方形導電環環繞著第一通孔201，各圈的導電環在電路板200上被設置位於同一平面。螺旋狀線圈202a的中心位置和第一通孔201的中心位置大致重合。同樣，在電路板200的同一表面繞著第二通孔202形成有另一螺旋狀線圈202b，例如作為脈衝變壓器PT的次級側繞組，螺旋狀線圈202b具有多圈同心的方形狀的導電環，該一系列同心方形導電環環繞著第二通孔202，各圈的導電環在電路板200上被設置位於同一平面。螺旋狀線圈202b的中心位置和第二通孔202的中心位置大致重合。螺旋狀線圈202a具有一個首端的線頭作為同名端及具有相對的另一個尾端的線頭作為異名端。同樣螺旋狀線圈202b具有的一個首端的線頭作為同名端及具有相對的另一個尾端的線頭作為異名端。螺旋狀線圈202a和202b的形貌或結構有多種，例如在電路板200的上表面或者是下表面繞著第一通孔201形成螺旋狀的回形淺溝槽，包括由內至外的多個同心方形溝槽，當在這些同心方形溝槽內填充或鑲嵌導電材料例如金屬銅等，便可形成多圈同心的方形狀的導電環來作為螺旋狀線圈202a。同樣，在電路板200的上表面或者是下表面繞著第二通孔202形成螺旋狀的淺溝槽，當在這些同心方形溝槽內填充或鑲嵌導電材料時，便可形成多圈同心的方形狀的導電環作為螺旋狀線圈202b。在其他的各種可選實施例中，螺旋狀線圈202a或202b直接就是例如以黏附、沉積、濺射、電鍍等方式安裝到電路板200的上表面，包括一系列的多圈同心方形金屬線圈，例如它們是與電路板200上的其他金屬佈線或線徑TRACE同時由金屬材料鍍制而成。雖然圖中是以方形的螺旋狀線圈202a或202b為例，但在未示意的其他實施例中，螺旋狀線圈202a或202b的各線圈還可以被設置成一系列同心圓環或各種多邊形形狀等。雖然圖11A僅僅繪製了單層的螺旋狀線圈202a或202b，但在其他的可選實施例中，針對螺旋狀線圈202a而言，還可以在電路板200內部設置多層未示意出的螺旋狀線圈來與頂層或底層的螺旋狀線圈202a在垂直於電路板200的方向上對準重合，使不同層次的螺旋狀線圈之間相互以面平行的方式設置，此時電路板200內部的這些額外添加的螺旋狀線圈（未示意出）和螺旋狀線圈202a一樣環繞著第一通孔201佈置。同樣針對螺旋狀線圈202b而言，還可以在電路板200內部設置多層未示意出的螺旋狀線圈來與頂層或底層的螺旋狀線圈202b在垂直於電路板200的方向上對準重合，使不同層次的螺旋狀線圈之間相互以面平行的方式設置，此時電路板200內部的這些額外的螺旋狀線圈（未示意出）和螺旋狀線圈202b一樣環繞著第二通孔202佈置。在多層螺旋狀線圈架構中，不同層次的螺旋狀線圈之間間隔開且它們間層壓有屬於印刷電路板200的絕緣層而被電絕緣，但任意上下相鄰的兩個螺旋狀線圈須滿足一個互連的條件：上一個螺旋狀線圈的第二端（或第一端）須和相鄰的下一個螺旋狀線圈的第一端（或第二端）通過內置於電路板200中的互聯線來電性連接，將這些多層螺旋狀線圈予以串聯起來。例如在多層螺旋狀線圈中，頂層或底層的首個螺旋狀線圈的第一端（或第二端）作為多個螺旋狀線圈串接結構的等效同名端（或異名端），及底層或頂層的一個末尾的螺旋狀線圈的第二端（或第一端）用作多個螺旋狀線圈串接結構的等效異名端（或同名端）。

參見圖11A，脈衝變壓器PT至少包括U形（或說是馬鞍形）的磁芯骨架210和包括一個條狀的磁芯骨架211，磁芯骨架210包括沿著相同方向平行延伸的側臂部210a和側臂部210b，還包括與側臂部210a、210b基本垂直的中段部分210c，側臂部210a和210b分別連接在中段部分210c的兩側，實質上側臂部210a和210b兩者與中段部分210c是一體化結構。當U形磁芯骨架210的一個側臂部210a穿插至第一通孔201內而該U形磁芯骨架210的相對另一個側臂部210b則對應穿插至第二通孔202內，從而使得磁芯骨架210被安裝到電路板200上，並且為了形成閉合的磁路環路，還需要將磁芯骨架211與磁芯骨架210結合起來。在圖11B中，磁芯骨架210從電路板200的正面一側插入，而磁芯骨架210的兩個側臂部210a、210b各自的前端面（或斷截面或切割面）在電路板200的相對反面一側與磁芯骨架211的一個表面緊密貼合在一起，從而構建磁路。值得注意的是，為了避免因為用語或術語的不同而帶來理解上的偏差，本文上下文提及的側臂部的前端面END FACE是相對側臂部的四周側面SIDE FACE而言的。磁芯骨架210的一個側臂部210a的側面與第一通孔201的側壁之間預留有縫隙204，同樣，磁芯骨架210的另一個側臂部210b的側面與第二通孔202的側壁之間也預留有縫隙204。在圖11B中，鑒於磁芯骨架210和磁芯骨架211是以可分離的形式聚合在一起，如果內置有該脈衝變壓器PT的電子設備被震動或者跌落都有可能造成磁芯骨架崩離，較佳的在電路板200上點一些絕緣膠將該兩者黏接或固持在電路板200上而不至晃動移位。注意這裏的印刷電路板200的主要功效是安裝上文的變壓器T及集成有第一控制器104的封裝晶片和集成有第二控制器105的封裝晶片等各個元器件，只不過在PCB電路板200上的某一個角部區域或者某一個貼片元件相對較為稀少的區域來預留一個位置進行穿孔，製備第一通孔201和第二通孔202，從而在這個預留位置安裝脈衝變壓器PT。其中主開關Q1和同步開關Q2可既可以單獨安裝到PCB電路板200上，也可以將主開關Q1和第一控制器104集成在一個封裝晶片中再安裝到PCB電路板200上，和/或將同步開關Q2和第二控制器105集成在一個封裝晶片中再安裝到PCB電路板200上。

參見圖12A，是脈衝變壓器PT的另一種結構，仍然包括U形的磁芯骨架210和長方體或正方體狀的磁芯骨架211，但是作為替代螺旋狀線圈202a和202b的方案，還具有一個第一晶片301和一個第二晶片302。扁平方形狀的第一晶片301的相對靠近中心位置處設置有一個貫穿第一晶片301厚度的第一中心孔314，而且第一晶片301還具有至少兩個引腳312和313，該引腳312和313用於和電路板200上的焊盤對接焊接，譬如藉由表面貼片技術利用焊錫料進行焊接。扁平方形狀的第二晶片302的靠近中心位置處設置有一個貫穿第二晶片302厚度的第二中心孔324，而且第二晶片302還具有至少兩個引腳322和323，引腳322和323用於和電路板200上的焊盤對接焊接。此時，電路板200上依然形成有相鄰的第一通孔201和第二通孔202。當第一晶片301安裝到電路板200上時，它的如方形的第一中心孔314應當與電路板200的方形的第一通孔201對準，當第二晶片302安裝到電路板200上時，它的如方形的第二中心孔324應當與電路板200的方形的第二通孔202對準。由於第一中心孔314和第一通孔201交疊所以U形磁芯骨架210的一個側臂部210a很容易同時穿插過該兩者，U形磁芯骨架210的相對另一個側臂部210b則對應同時穿插過交疊的第二中心孔324和第二通孔202。在圖12B中，將磁芯骨架211與磁芯骨架210結合起來，磁芯骨架210從電路板200的正面一側插入，而磁芯骨架210的兩個側臂部210a、210b各自的前端面在電路板200的相對反面的另一側與磁芯骨架211的一個表面精密貼合在一起，從而構建磁路。參見圖12B所示，磁芯骨架210的一個側臂部210a的側面與第一通孔201、第一中心孔314各自的側壁之間預留有縫隙204，磁芯骨架210的另一個側臂部210b的側面與第二通孔202、第二中心孔324各自的側壁之間也預留有縫隙204。

參見圖12C-1，在圖12A的基礎上改動了第一晶片301和第二晶片302的關係，在圖12A的實施例中第一晶片301和第二晶片302各自都是獨立的晶片，它們需要單獨地往電路板200上貼片，但在圖12C-1的可行實施例中，第一晶片301和第二晶片302連接在一體作為一個整體，可以將第一晶片301和第二晶片302同步貼片安裝在電路板200上。在圖12C-2的俯視圖中，第一晶片301和第二晶片302並排設置，其中第一晶片301的一個角部311a和第二晶片302的一個角部321a之間相互靠近，並且該兩者通過一個連接部331連接在一起。第一晶片301的另一個角部311b和第二晶片302的另一個角部321b之間相互靠近，該兩者通過連接部332連接在一起。連接部331、332除了佈置在晶片的角部外還可移動到第一和第二晶片兩者間的縫隙的其他位置，只要保障互連的第一晶片301和第二晶片302基本共面，能夠同步安裝到電路板200上即可。

參見圖12D，是基於圖12A所展示的第一晶片301和第二晶片302的透視圖。第一晶片301包括螺旋狀佈線315而第二晶片302包括螺旋狀佈線325，關於螺旋狀佈線315和325的形貌在圖12E中單獨展現。可選的，在圖12E中，一個基板317用於承載一個矽襯底316，襯底316也可以單獨使用，基板317和襯底316各自的中心位置開設有孔，在襯底316的上表面上繞著它的中心位置的孔佈置有螺旋狀佈線315，螺旋狀佈線315的中心位置和基板317、襯底316各自的中心位置大致重合，因為螺旋狀佈線315是導體所以通過襯底316上表面的絕緣層與襯底316絕緣。與襯底316並排設置的另一個襯底326被一個基板327承載著，襯底326可單獨使用，基板327和襯底326各自的中心位置開設有孔，在襯底326的上表面上繞著它的中心位置的孔佈置有螺旋狀佈線325，其中螺旋狀佈線325的中心位置和基板327、襯底326各自的中心位置大致重合，因為螺旋狀佈線325是導體所以需要通過襯底326上表面的絕緣介質層與襯底326絕緣。這裏的基板317、327有多種選擇方式來保障本發明的實施，除了絕緣基板以外還可以採用典型的金屬材質的引線框架（Lead-frame）等替代方式。雖然圖12E僅僅繪製了單層的螺旋狀佈線315或325，但在其他的可選實施例中，針對襯底316而言還可以在它之上設置多層未示意出的螺旋狀佈線來與螺旋狀佈線315在垂直於襯底316的方向上對準重合，使不同層次的螺旋狀佈線之間相互以面平行的方式設置，此時襯底316之上的這些額外添加的螺旋狀佈線（未示意出）和螺旋狀佈線315一樣環繞著第一中心孔314佈置。同樣針對襯底326而言還可以在它之上設置多層未示意出的螺旋狀佈線來與螺旋狀佈線325在垂直於襯底316的方向上對準重合，使不同層次的螺旋狀佈線之間相互以面平行的方式設置，此時襯底326之上的這些額外添加的螺旋狀佈線（未示意出）和螺旋狀佈線315一樣環繞著第二中心孔324佈置。在多層螺旋狀佈線的架構中，不同層次的螺旋狀佈線之間間隔開且它們之間設置有絕緣介質層（例如二氧化矽等）而使得彼此之間被電絕緣，但任意上下相鄰的兩個螺旋狀佈線卻須滿足一個互連的條件：上一個螺旋狀佈線的第二端（或第一端）須和相鄰的下一個螺旋狀佈線的第一端（或第二端）通過內置於絕緣介質層中的互聯線來電性連接，以這種方式將這些多層螺旋狀佈線予以串聯起來。例如在多層螺旋狀佈線中，位於頂層或底層的首個螺旋狀佈線的第一端（或第二端）作為多個螺旋狀佈線串接結構的等效同名端（或異名端），及位於底層或頂層的一個末尾的螺旋狀佈線的第二端（或第一端）用作多個螺旋狀佈線串接結構的等效異名端（或同名端）。

參見圖12D和圖12A，第一晶片301具有一個塑封體311，第二晶片302具有一個塑封體321。在第一晶片301中，塑封體311將襯底316和它上表面形成的螺旋狀佈線315包覆在內，如果還設有基板317則其也被塑封體311包覆在內。螺旋狀佈線315的一端（如同名端）藉由引線鍵合WIRE BONDING所形成的引線318連接到鄰近基板317、襯底316的引腳312上，螺旋狀佈線315的相對另一端（如異名端）利用引線鍵合WIRE BONDING所形成的其他引線318連接到鄰近基板317、襯底316的引腳313上，同樣引線318也需要被塑封體311包覆在內。引腳312用於承接引線318的部分被塑封體311包覆在內，但是引腳312還有一部分延伸到塑封體311之外以便用於與電路板200上的焊盤對接焊接，同樣引腳313用於承接引線318的部分被塑封體311包覆在內，但是引腳313還有一部分延伸到塑封體311之外以便用於與電路板200上的焊盤對接焊接。相類似的，在第二晶片302中，塑封體321將襯底326和它上表面形成的螺旋狀佈線325包覆在內，如果還設有基板327則它也被塑封體321包覆在內。其中螺旋狀佈線325的一端（如同名端）藉由引線鍵合WIRE BONDING所形成的引線328連接到鄰近基板327、襯底326的引腳322上，螺旋狀佈線325的相對另一端（如異名端）利用引線鍵合WIRE BONDING所形成的其他引線328連接到鄰近基板327、襯底326的引腳323上，同樣引線328也被塑封體321包覆在內，塑封體例如是由環氧樹脂類的材料製備。引腳322和323用於承接引線318的部分被塑封體311包覆在內，但是引腳322和323各自還有一部分延伸到塑封體311之外以便用於與電路板200上的焊盤對接焊接。

參見圖12D和圖12A，在第一晶片301中，一個方形的第一中心孔314同時貫穿塑封體311、襯底316、基板317（如果被選用）各自的厚度，並且第一中心孔314基本上位於塑封體311、襯底316、基板317各自的中心位置，螺旋狀佈線315作為脈衝變壓器PT的初級側繞組，它當中的一系列同心方形導電環環繞著第一中心孔314，而且螺旋狀佈線315的中心位置和第一中心孔314的中心位置基本重合。相對應的，在第二晶片302中，一個方形的第二中心孔324同時貫穿塑封體321、襯底326、基板327（如果被選用）各自的厚度，並且第二中心孔324基本上位於塑封體321、襯底326、基板327各自的中心位置，其中螺旋狀佈線325作為脈衝變壓器PT的次級側繞組，它當中的一系列同心方形導電環環繞著第二中心孔324，而且螺旋狀佈線325的中心位置和第二中心孔324的中心位置基本重合。針對圖12C-1和圖12C-2的實施例，在塑封工序MOLDING步驟中，第一晶片301的塑封體311和第二晶片302的塑封體321同步一體化塑封成型，塑封體311的一個角部311a和塑封體321的一個角部321a相鄰、在位置上彼此靠近，並藉由它們之間的連接部331（也是塑封體材料）將兩者橋接起來，塑封體311的另一個角部311b和塑封體321的一個角部321b相鄰、在位置上彼此靠近，並藉由它們之間的連接部332（也是塑封體材料）將兩者橋接起來。在圖12B的實施例中，電路板200上的第一通孔201和第二通孔202間的區域可以製備條狀的狹窄縫隙203也可以不製備。在圖12A至12E的實施例中，在位置關係上，磁芯骨架210的中段部分210c和磁芯骨架211均與扁平的第一晶片301、第二晶片302各自所在的平面平行，也與電路板200平行，但磁芯骨架210的連接在其中段部分210c兩端的側臂部210a和側臂部210b均與第一晶片301、第二晶片302各自所在的平面垂直，也與電路板200相垂直。當第一晶片301和第二晶片302被安裝到電路板200上時，襯底316和基板317、襯底326和基板327及用於塑封它們的扁平狀塑封體311、321均和電路板200相平行。

參見圖13A，是脈衝變壓器PT的另一種結構，具有一個第一晶片401和一個第二晶片402，第一晶片401包括一個U形或馬鞍形的磁芯骨架410，第二晶片402包括一個U形或馬鞍形的磁芯骨架420。在第一晶片401中，如圖13B所示，磁芯骨架410包括平行延伸的側臂部410a和側臂部410c還包括與側臂部410a、410c基本垂直的中段部分410b，中段部分410b連接在側臂部410a、410c兩者之間。一個第一線圈繞組415纏繞在中段部分410b上，第一線圈繞組415的一端（如同名端）直接以焊接或以其他各種連接方式與引腳412電性連接，第一線圈繞組415的相對另一端（如異名端）直接以焊接或以其他各種連接方式與引腳413電性連接，引腳412、413鄰近磁芯骨架410。塑封體411將磁芯骨架410、第一線圈繞組415塑封包覆在內，引腳412用於承接第一線圈繞組415的那一部分被塑封體411包覆在內，但是引腳412還有一部分延伸到塑封體411之外以便用於與電路板200上的焊盤對接焊接，同樣引腳413用於承接第一線圈繞組415的那一部分被塑封體411包覆在內，但是引腳413還有一部分延伸到塑封體411之外以便用於與電路板200上的焊盤對接焊接。在第二晶片402中，如圖13B所示，磁芯骨架420包括平行延伸的側臂部420a和側臂部420c還包括與側臂部420a、420c基本垂直的中段部分420b，中段部分420b連接在側臂部420a、420c兩者之間。一個第二線圈繞組425纏繞在中段部分420b上，第二線圈繞組425的一端（例如同名端）直接以焊接或以其他各種連接方式與引腳422電性連接，而第二線圈繞組425的相對另一端（如異名端）直接以焊接或以其他各種連接方式與引腳423電性連接，引腳422、423鄰近磁芯骨架420。塑封體421將磁芯骨架420、第二線圈繞組425塑封包覆在內，引腳422用於承接第二線圈繞組425的那一部分被塑封體421包覆在內，但是引腳422還有一部分延伸到塑封體411之外以便用於與電路板200上的焊盤對接焊接，同樣引腳423用於承接第二線圈繞組425的那一部分被塑封體421包覆在內，但是引腳423還有一部分延伸到塑封體421之外以便用於與電路板200上的焊盤對接焊接。在圖13A至13C的實施例中，在位置關係上，磁芯骨架410的中段部分410b、側臂部410a、410c共面且和扁平的第一晶片401所在的平面平行，磁芯骨架420的中段部分420b和側臂部420a、420c共面且和扁平的第二晶片402所在的平面平行。並且當第一晶片401和第二晶片402被並排安裝到電路板200上的時候，該磁芯骨架410、磁芯骨架420及對應用於塑封它們的扁平狀塑封體411、421均和電路板200相平行。

參見圖13A，針對磁芯骨架410和磁芯骨架420，要求磁芯骨架410的側臂部410a的前端面410a-1從塑封體411的一個側面411a中裸露出來，該前端面410a-1其實是屬於側臂部410a的與側臂部410a的長度方向相垂直的一個切割面或斷截面，還要求磁芯骨架410的側臂部410c的前端面410c-1從塑封體411的一個側面411a中裸露出來，該前端面410c-1其實是屬於側臂部410c的與側臂部410c的長度方向相垂直的一個切割面或斷截面。以及要求磁芯骨架420的側臂部420a的前端面420a-1從塑封體421的一個側面421a中裸露出來，該前端面420a-1其實是屬於側臂部420a的與側臂部420a的長度方向相垂直的一個切割面或斷截面，還要求要求磁芯骨架420的側臂部420c的前端面420c-1從塑封體421的一個側面421a中裸露出來，該前端面420c-1其實是屬於側臂部420c的與側臂部420c的長度方向相垂直的一個切割面或斷截面。其中還限定使用脈衝變壓器PT時塑封體411的側面411a必須朝向塑封體421的側面421a，其中限制側面411a和側面421a面對面的相向設置是為了讓磁芯骨架410的側臂部410a的前端面410a-1能夠和磁芯骨架420的側臂部420a的前端面420a-1對準，同時還可以讓磁芯骨架410的側臂部410c的前端面410c-1能夠和磁芯骨架420的側臂部420c的前端面420c-1對準，從而可以沿著磁芯骨架410的側臂部410a到磁芯骨架420的側臂部420a，以及沿著從磁芯骨架420的側臂部420c到磁芯骨架410的側臂部410c，在兩塊磁芯骨架410和420之間搭建閉合的磁芯磁路。

參見圖13B，是脈衝變壓器PT的一種使用方法，將第一晶片401和第二晶片402安裝到電路板200上的時候，使第一晶片401和第二晶片402相互靠近，直至第一晶片401的塑封體411的側面411a觸及第二晶片402的塑封體421的一個側面421a，並且側面411a和側面421a無縫隙地貼合在一起。此時磁芯骨架410的側臂部410a的前端面410a-1和磁芯骨架420的側臂部420a的前端面420a-1無縫隙地貼合在一起，磁芯骨架410的側臂部410c的前端面410c-1和磁芯骨架420的側臂部420c的前端面420c-1無縫隙地貼合在一起。相當於在位置關係上讓磁芯骨架410的側臂部410a和磁芯骨架420的側臂部420a對接，磁芯骨架410的側臂部410c和磁芯骨架420的側臂部420c對接，從而磁芯骨架410和磁芯骨架420可以拼接構成預期的環形磁芯結構。

參見圖13C，該實施例與圖13B略有差異，圖13B限制塑封體411的側面411a與塑封體421的側面421a完全無縫緊密貼合，但是在圖13C當中，將第一晶片401和第二晶片402並排安裝到電路板200上的時候，使第一晶片401和第二晶片402相互靠近，但是塑封體411的側面411a與塑封體421的側面421a之間保留一個縫隙430，此時仍然要求直至第一晶片401的塑封體411的側面411a觸及第二晶片402的塑封體421的側面421a相互面對面的對準，並且磁芯骨架410的側臂部410a的前端面410a-1和磁芯骨架420的側臂部420a的前端面420a-1相互面對面的對準，磁芯骨架410的側臂部410c的前端面410c-1和磁芯骨架420的側臂部420c的前端面420c-1相互面對面的對準。相當於在位置關係上，讓磁芯骨架410的側臂部410a和磁芯骨架420的側臂部420a之間以存在縫隙的方式而相互對接，相類似的，磁芯骨架410的側臂部410c和磁芯骨架420的側臂部420c之間以存在縫隙的方式而相互對接，從而磁芯骨架410和磁芯骨架420可以拼接構成預期的環形磁芯結構，只不過磁芯骨架410的側臂部410a和磁芯骨架420的側臂部420a之間斷開而且在斷開的位置形成氣隙，以及磁芯骨架410的側臂部410c和磁芯骨架420的側臂部420c之間斷開而且在斷開的位置形成氣隙，前端面410a-1和前端面420a-1之間的氣隙及前端面410c-1和前端面420c-1之間的氣隙用於防止磁飽和。當在脈衝變壓器PT的磁芯中留有氣隙時，由於空氣的導磁率只有例如鐵芯導磁率的幾千分之一，磁動勢幾乎都降在氣隙上面，因此留有氣隙的磁芯其平均導磁率將會大大下降，不單單剩餘磁通密度會降低，而且最大磁通密度還可以達到飽和磁通密度，從而使磁通增量增大，變壓器磁芯不再容易出現磁飽和。在該實施例中，可選的還在塑封體411的側面411a與塑封體421的側面421a之間保留的縫隙430之中填充絕緣材料450，絕緣材料450不僅僅可實現電氣隔離，另一方面還可以有效地增強第一晶片401和第二晶片402固持在電路板200上的結合強度。

以上，通過說明和附圖，給出了具體實施方式的特定結構的典型實施例，上述發明提出了現有的較佳實施例，但這些內容並不作為局限。對於本領域的技術人員而言，閱讀上述說明後，各種變化和修正無疑將顯而易見。因此，所附的權利要求書應看作是涵蓋本發明的真實意圖和範圍的全部變化和修正。在權利要求書範圍內任何和所有等價的範圍與內容，都應認為仍屬本發明的意圖和範圍內。

T‧‧‧功率級變壓器
L_P‧‧‧初級側繞組
L_PT1‧‧‧初級側繞組
L_PT2‧‧‧次級側繞組
L_S‧‧‧次級側繞組
N₁‧‧‧節點
N₁₀‧‧‧輸入節點
N₂‧‧‧節點
N₂₀‧‧‧輸出節點
N₃‧‧‧節點
N₄‧‧‧節點
N₅‧‧‧節點
N₆‧‧‧節點
N₇‧‧‧節點
N_T‧‧‧節點
N_S‧‧‧節點
V_IN‧‧‧輸入電壓
GND‧‧‧接地端
Q‧‧‧輸出端
Q1‧‧‧主開關
Q2‧‧‧同步開關
C_OUT‧‧‧輸出電容
L_AUX‧‧‧輔助繞組
C_AUX‧‧‧電容
D11至D14‧‧‧二極體
D_AUX‧‧‧二極體
D₅₁‧‧‧肖特基二極體
D_REC‧‧‧整流二極體
V_AC‧‧‧正弦交流電壓
V_IN‧‧‧輸入電壓
V_O‧‧‧輸出電壓
I_O‧‧‧負載電流
I_D‧‧‧原邊電流
L₁‧‧‧電感
D₁₁、D₁₂、D₁₃、D₁₄、D₂₁、D₂₂、D₃₁‧‧‧二極體
C₁和C₂‧‧‧電容
C₁₁‧‧‧電容
C₁₂‧‧‧電容
C_OUT‧‧‧輸出電容
C_Y‧‧‧電容
C_X‧‧‧安全電容
C_IN‧‧‧輸入電容
C_AUX‧‧‧輔助電容
C₂₁和C₂₂‧‧‧耦合電容
C_T‧‧‧電容
C₅₁‧‧‧電容
C₅₂‧‧‧電容
VSS‧‧‧參考地電位
V_CC‧‧‧電壓
V_S‧‧‧電壓
V_LIMIT‧‧‧限制電壓
V_FB‧‧‧回饋電壓
V_CS‧‧‧感測壓降
V_REF‧‧‧第一參考電壓
V_TH‧‧‧第二參考電壓
V_TX1‧‧‧充電電壓
V_RX1‧‧‧電壓
V_SAM‧‧‧電壓採樣量
V_DD‧‧‧電源電壓
V_P‧‧‧第三參考電壓
S₁‧‧‧第一脈衝信號
S₂‧‧‧第二脈衝信號
SQ‧‧‧控制信號
SQ2‧‧‧控制信號
S_ON‧‧‧信號
R₁、R₂、R₃、R₄和R₅‧‧‧電阻
R₂₁、R₃₁‧‧‧限流電阻
R₄₁‧‧‧電阻
R_S‧‧‧感應電阻
R_D1和R_D2‧‧‧電阻
R_C‧‧‧感測電阻
CTRL‧‧‧信號
JFET‧‧‧高壓啟動元件
SW₃₁‧‧‧控制開關
SW₄₁‧‧‧第一開關
SW₄₂‧‧‧第二開關
SW₅₁‧‧‧第三開關
SW₆₁‧‧‧第四開關
SW₆₂‧‧‧第五開關
G‧‧‧閘極
S‧‧‧源極
ST‧‧‧啟動電壓
A1‧‧‧第一比較器
A2‧‧‧第二比較器
A3‧‧‧第三比較器
A4‧‧‧緩衝器
R‧‧‧復位端
RX1＋‧‧‧接收介面
RX2－‧‧‧接收介面
TX1＋‧‧‧發送介面
TX2－‧‧‧發送介面
LOOP1‧‧‧回路
LOOP2‧‧‧回路
T_ON‧‧‧導通時間
T_OFF‧‧‧關斷時間
CLK1‧‧‧窄時鐘脈衝
CKL2‧‧‧時鐘信號
T_ON-MIN‧‧‧最小恒定導通時間
T_ON-MAX‧‧‧最大恒定導通時間
T_SET‧‧‧預設時段
f‧‧‧開關頻率
NS‧‧‧次級側繞組L_S的匝數
NP‧‧‧初級側繞組L_P的匝數
PT‧‧‧脈衝變壓器
DE‧‧‧偵測信號
TIME1‧‧‧第一時段
T_SET-A‧‧‧預設時段
T_ON2‧‧‧導通時間
F_H‧‧‧上頻率臨界值
F_L‧‧‧下頻率臨界值
101‧‧‧整流器
103‧‧‧關斷緩衝電路
104‧‧‧第一控制器
105‧‧‧第二控制器
105a‧‧‧RS觸發器
105b‧‧‧單擊電路
105c‧‧‧導通時間產生器
105c-1‧‧‧採樣保持器（S/H）
105c-2‧‧‧電壓電流轉換器
105d‧‧‧偏壓電路
105e‧‧‧反相器
105g‧‧‧濾波器
105h‧‧‧放大器
105i‧‧‧加法器
106‧‧‧耦合元件
111、112‧‧‧附加電流源
113‧‧‧時鐘產生器
113a‧‧‧振盪器
113b‧‧‧分頻器
114‧‧‧頻率比較器
115‧‧‧計數器
116‧‧‧寄存器
12、14‧‧‧母線
16‧‧‧初級側控制器
17‧‧‧光耦合器
18‧‧‧負載
200‧‧‧電路板
201‧‧‧第一通孔
202‧‧‧第二通孔
202a、202b‧‧‧螺旋狀線圈
203‧‧‧縫隙
210‧‧‧磁芯骨架
210a、210b‧‧‧側臂部
210c‧‧‧中段部分
211‧‧‧磁芯骨架
22、24‧‧‧輸出線
301‧‧‧第一晶片
302‧‧‧第二晶片
311‧‧‧塑封體
312和313‧‧‧引腳
314‧‧‧第一中心孔
315‧‧‧螺旋狀佈線
316‧‧‧襯底
317‧‧‧基板
318‧‧‧承接引線
321‧‧‧塑封體
321b‧‧‧角部
322和323‧‧‧引腳
324‧‧‧第二中心孔
325‧‧‧螺旋狀佈線
326‧‧‧襯底
327‧‧‧基板
328‧‧‧引線
332‧‧‧連接部
401‧‧‧第一晶片
402‧‧‧第二晶片
410‧‧‧磁芯骨架
410a、410c‧‧‧側臂部
410b‧‧‧中段部分
411‧‧‧塑封體
411a‧‧‧側面
412、413‧‧‧引腳
415‧‧‧第一線圈繞組
420‧‧‧磁芯骨架
420a、420c‧‧‧側臂部
420c-1‧‧‧前端面
420b‧‧‧中段部分
421‧‧‧扁平狀塑封體
421a‧‧‧側面
422、423‧‧‧引腳
425‧‧‧第二線圈繞組
430‧‧‧縫隙
450‧‧‧絕緣材料

閱讀以下詳細說明並參照以下附圖之後，本發明的特徵和優勢將顯而易見：圖1是本發明涉及到的電壓轉換器的基本架構。圖2是電壓轉換器採用TL431進行回饋的回饋網路。圖3~4是耦合元件分別採用電容和脈衝變壓器的示意圖。圖5是初級側的第一驅動器帶有的啟動模組。圖6A是次級側的第二控制器用電容耦合元件向第一驅動器傳輸控制信號的方式。圖6B是基於圖6A隨著輸出電壓或電流大小變化而產生第一、第二脈衝信號。圖6C是基於圖6A在第二控制器中實現主開關的導通時間可調節的模式。圖6D是基於圖6C調節導通時間的波形圖。圖7A是次級側的第二控制器用脈衝變壓器向第一驅動器傳輸控制信號的方式。圖7B是基於圖7A隨著輸出電壓或電流大小變化而產生第一、第二脈衝信號。圖7C是基於圖7A將引入的濾波器和放大器的輸出結果疊加後再與參考電壓比較。圖8是以次級側的整流二極體代替次級側的同步開關。圖9是當負載變輕時調節主開關的導通時間的方式。圖10是基於圖9由前一個控制信號鉗制後一個控制信號所決定的主開關導通時間。圖11A~11B是脈衝變壓器在它的一個第一實施例中的結構。圖12A~12E是脈衝變壓器在它的一個第二實施例中的結構。圖13A~13C是脈衝變壓器在它的一個第三實施例中的結構。

T‧‧‧功率級變壓器

L_P‧‧‧初級側繞組

L_S‧‧‧次級側繞組

N₁₀‧‧‧輸入節點

N₂₀‧‧‧輸出節點

V_IN‧‧‧輸入電壓

GND‧‧‧接地端

Q1‧‧‧主開關

Q2‧‧‧同步開關

C_OUT‧‧‧輸出電容

L_AUX‧‧‧輔助繞組

C_AUX‧‧‧電容

D_AUX‧‧‧二極體

V_AC‧‧‧正弦交流電壓

V_IN‧‧‧輸入電壓

V_O‧‧‧輸出電壓

I_O‧‧‧負載電流

L₁‧‧‧電感

D₁₁、D₁₂、D₁₃、D₁₄、D₂₁、D₂₂‧‧‧二極體

C₁₁‧‧‧電容

C₁₂‧‧‧電容

C_OUT‧‧‧輸出電容

C_AUX‧‧‧輔助電容

VSS‧‧‧參考地電位

V_FB‧‧‧回饋電壓

V_CS‧‧‧感測壓降

S₁‧‧‧第一脈衝信號

S₂‧‧‧第二脈衝信號

R₂₁‧‧‧限流電阻

R_S‧‧‧感應電阻

R_D1和R_D2‧‧‧電阻

R_C‧‧‧感測電阻

ST‧‧‧啟動電壓

RX1+‧‧‧接收介面

RX2-‧‧‧接收介面

TX1+‧‧‧發送介面

TX2-‧‧‧發送介面

101‧‧‧整流器

103‧‧‧關斷緩衝電路

104‧‧‧第一控制器

105‧‧‧第二控制器

106‧‧‧耦合元件

12、14‧‧‧母線

18‧‧‧負載

Claims

一種電壓轉換器，包括一個變壓器的一次側繞組和一個主開關串聯在一個輸入電壓和一個接地端之間，該變壓器的二次側繞組連接在向負載提供輸出電壓的一個輸出節點和一個參考地電位之間；以及一個第一控制器，用於產生第一脈衝信號來驅動主開關在導通與關斷之間切換；一個第二控制器，將一個表徵輸出電壓大小和/或表徵負載電流大小的偵測電壓和一個第一參考電壓比較，藉由比較結果決定其所產生的一個控制信號的邏輯狀態；一個耦合元件，連接在第一、第二控制器之間，其將控制信號的邏輯狀態傳遞到第一控制器，使第一控制器依據控制信號的邏輯狀態判定第一脈衝信號的邏輯狀態。
如申請專利範圍第1項所述的電壓轉換器，其中，在第二控制器的第一比較器的反相輸入端輸入偵測電壓而在同相輸入端輸入第一參考電壓；偵測電壓低於第一參考電壓時，第一比較器的高電平比較結果置位第二控制器的RS觸發器，使RS觸發器輸出的控制信號從低電平翻轉到高電平；第二控制器的導通時間產生器從控制信號自低電平翻轉到高電平的上升沿的時刻開始計時，至預設導通時間結束的時刻完成計時，計時完成時導通時間產生器輸出的信號由低電平翻轉到高電平並復位RS觸發器，使控制信號從高電平翻轉到低電平。
如申請專利範圍第2項所述的電壓轉換器，其中，第二控制器中的一個偏壓電路和參考地電位之間串聯有第一、第二開關，第一、第二開關互連於一個公共節點，第一開關由控制信號驅動而第二開關由控制信號的反相信號驅動；第一控制器中的第二比較器的正相輸入端和該公共節點之間連接有屬於耦合元件的第一電容，第二比較器的反相輸入端輸入第二參考電壓，第二比較器正相輸入端和接地端之間連接有一個電阻，屬於耦合元件的第二電容連接在接地端和參考地電位之間。
如申請專利範圍第3項所述的電壓轉換器，其中，控制信號為高電平時第一開關導通而第二開關關斷，偏壓電路提供的電壓施加在公共節點處，由耦合元件拉高第二比較器正相輸入端的電壓至大於第二參考電壓，第二比較器輸出高電平的第一脈衝信號；控制信號為低電平時第一開關關斷而第二開關接通，將該公共節點處的電位鉗制到參考地電位，由耦合元件拉低第二比較器正相輸入端的電壓至低於第二參考電壓，第二比較器輸出為低電平的第一脈衝信號。
如申請專利範圍第2項所述的電壓轉換器，其中，耦合元件為脈衝變壓器，控制信號通過第二控制器中的一個耦合電容傳輸到脈衝變壓器的初級側繞組的一端，初級側繞組的另一端連接到參考地電位；第一控制器中的一個信號產生節點與脈衝變壓器的次級側繞組的一端之間連接有一個耦合電容，次級側繞組的相對另一端連接到接地端，從而在該信號產生節點產生與控制信號的邏輯狀態保持一致的第一脈衝信號。
如申請專利範圍第5項所述的電壓轉換器，其中，在該信號產生節點和接地端之間連接有並聯設置的一個電阻和一個二極體，該二極體的陰極連接在信號產生節點而陽極則連接在接地端。
如申請專利範圍第2項所述的電壓轉換器，其中，一個整流二極體的陽極連接到變壓器的二次側繞組的一端，整流二極體的陰極連接到輸出節點，變壓器的二次側繞組的相對另一端則直接連接到參考地電位。
如申請專利範圍第2項所述的電壓轉換器，其中，變壓器的二次側繞組的一端直接連接到輸出節點，變壓器的二次側繞組的相對另一端和參考地電位之間連接有一個同步開關，其中：同步開關受由第二控制器產生的與第一脈衝信號互為反相信號的一個第二脈衝信號的驅動，在主開關導通時關斷該同步開關及在主開關關斷時接通該同步開關；或者同步開關受由第二控制器產生的一個第二脈衝信號的驅動，在第一脈衝信號控制主開關關斷的階段由第二脈衝信號控制將該同步開關予以關斷。
如申請專利範圍第8項所述的電壓轉換器，其中，導通時間產生器中的一個採樣保持器在主開關接通但同步開關關斷的階段，採樣和保持變壓器的二次側繞組的與同步開關相連的一端的電壓值，導通時間產生器的一個電壓電流轉換器將採樣的電壓值轉換成電流而給導通時間產生器中的一個充電電容進行充電；導通時間產生器中的一個第三開關和充電電容並聯在一個充電節點和接地端之間，將充電節點處的電壓輸入到導通時間產生器中的第三比較器的正相輸入端而在第三比較器的反相輸入端輸入一個第三參考電壓；以及由控制信號的上升沿觸發第二控制器的一個單穩態觸發器產生高電平的時鐘信號，該時鐘信號除了在控制信號的上升沿的時刻為高電平之外而在其餘時間均為低電平，從而由時鐘信號在控制信號的上升沿的時刻接通第三開關對充電電容瞬態放電；充電電容在瞬態放電後開始進行充電時段的計時，直至充電節點的電壓大於第三參考電壓導致第三比較器的比較結果由低電平翻轉到高電平計時才結束，第三比較器的高電平比較結果觸發RS觸發器復位，該計時的時間段作為接通主開關的預設導通時間。
如申請專利範圍第9項所述的電壓轉換器，其中，輸入電壓趨於增大導致採樣的電壓值隨之增大時，預設導通時間趨於減小；或者輸入電壓趨於減少導致採樣的電壓值隨之減少時，預設導通時間趨於增大。
如申請專利範圍第2項所述的電壓轉換器，其中，導通時間產生器中的第三開關和充電電容並聯連接在一個充電節點和接地端之間，將充電節點處的電壓輸入到導通時間產生器中的第三比較器的正相輸入端並在反相輸入端輸入第三參考電壓；導通時間產生器包括一個電流源和多個附加電流源用於為充電電容進行充電，每個附加電流源的電流輸出端和充電節點之間均連接有一個電子開關；由控制信號的上升沿觸發第二控制器中的一個單穩態觸發器產生高電平的時鐘信號，該時鐘信號除了在控制信號的上升沿的時刻為高電平以外在其餘時間均為低電平，從而由時鐘信號在控制信號的上升沿接通第三開關對充電電容瞬態放電；充電電容在瞬態放電後開始進行充電時段的計時，直至充電節點的電壓大於第三參考電壓導致第三比較器的比較結果由低電平翻轉到高電平計時才結束，第三比較器的高電平比較結果觸發RS觸發器復位，該計時的時間段作為接通主開關的預設導通時間。
如申請專利範圍第11項所述的電壓轉換器，其中，偵測電壓波動時，設定在預設時段的起始時刻該偵測電壓低於第一參考電壓，並通過第一脈衝信號驅動主開關的一個或多個開關週期後使偵測電壓在預設時段結束時被調製至超過第一參考電壓；預設時段內的一個或多個時鐘信號各自的頻率值按出現的先後時間順序，由導通時間產生器的一個頻率比較器分別與上頻率臨界值、下頻率臨界值進行比較，當任意一個頻率值大於上頻率臨界值時使導通時間產生器的一個計數器設置的二進位初始計數值減去1，或者當任意一個頻率值小於下頻率臨界值時使計數器設置的初始計數值加上1，所有頻率值比較完後計數器計算得到一個總計數值；總計數值大於計數器設置的上臨界計數值時定義總計數值等於上臨界計數值，或總計數值小於計數器設置的下臨界計數值時定義總計數值等於下臨界計數值，二進位的總計數值中的每一個表徵了高電平或低電平的碼元相應用來接通或關斷一個電子開關。
如申請專利範圍第12項所述的電壓轉換器，其中，在任意相鄰的兩個預設時段中，前一個預設時間段內的總計數值大於初始計數值，使後一個預設時間段內被接通的電子開關的數量要比前一個預設時間段內被接通的電子開關的數量多，則後一個預設時間段內的預設導通時間小於前一個預設時段內的預設導通時間；或前一個預設時間段內的總計數值小於初始計數值，使後一個預設時間段內被接通的電子開關的數量要比前一個預設時間段內被接通的電子開關的數量少，則後一個預設時間段內的預設導通時間大於前一個預設時段內的預設導通時間；或前一個預設時間段內的總計數值等於初始計數值，使後一個預設時間段內被接通的電子開關的數量和前一個預設時間段內被接通的電子開關的數量相等，則後一個預設時間段內的預設導通時間等於前一個預設時段內的預設導通時間。
如申請專利範圍第1項所述的電壓轉換器，其中，該變壓器還包括一個與二次側繞組繞向相同的輔助繞組，輔助繞組的一端與一個輔助電容的一端之間連接有一個二極體，輔助繞組和輔助電容各自的另一端連接到接地端，當二次側繞組有電流通過時其與輔助電容之間的二極體正嚮導通並且流經輔助繞組的電流向該輔助電容充電，由輔助電容為第一控制器提供電源電壓。
如申請專利範圍第14項所述的電壓轉換器，其中，第一控制器中的一個上電啟動模組具有一個結型場效應電晶體和一個控制開關，控制開關連接在結型場效應電晶體的控制端和接地端之間，且控制開關在輔助電容的電壓未達到一個啟動電壓水準時是接通的但在達到啟動電壓水準時是關斷的；在該電壓轉換器開始接入交流電壓的上電階段，交流電壓經由一個整流電路整流後輸入到該結型場效應電晶體的汲極，使自結型場效應電晶體源極流出的電流通過一個二極體為該輔助電容充電，直至輔助電容的電壓達到啟動電壓水準以完成上電啟動程式，上電啟動程式完成後關斷控制開關並在輔助繞組導通的階段由輔助繞組向該輔助電容充電。
如申請專利範圍第1項所述的電壓轉換器，其中，還包括一個分壓器，偵測電壓是該分壓器在輸出節點對輸出電壓擷取一個分壓值並表徵了輸出電壓的大小。
如申請專利範圍第1項所述的電壓轉換器，其中，還包括一個感測電阻，感測電阻與負載串聯在輸出節點和參考地電位之間，偵測電壓是感測電阻兩端的壓降並表徵了流經負載的負載電流的大小。
如申請專利範圍第1項所述的電壓轉換器，其中，包括一個分壓器，藉由該分壓器在輸出節點對帶有紋波的輸出電壓擷取一個分壓值作為回饋電壓；還包括一個感測電阻，感測電阻與負載串聯在輸出節點和參考地電位之間，藉由感測電阻兩端的壓降作為表徵了負載電流大小的感測電壓；以及還包括濾波器、放大器及加法器，濾波器用於濾除回饋電壓中的直流成分但保留交流成分的電壓值，放大器用於放大感測電壓，濾波器輸出的屬交流成分的電壓值和放大器輸出的感測電壓的放大電壓值由加法器相加後作為該偵測電壓。