TWI545867B

TWI545867B - 電源供應裝置

Info

Publication number: TWI545867B
Application number: TW104135155A
Authority: TW
Inventors: 林天麒; 陳佑民; 鄭榮霈; 徐永傳; 于岳平; 王偉庭; 黃培倫
Original assignee: 萬國半導體（開曼）股份有限公司
Priority date: 2015-10-26
Filing date: 2015-10-26
Publication date: 2016-08-11
Also published as: TW201715812A

Description

電源供應裝置

本發明主要是關於電壓轉換的電子裝置，更確切地說，是即時感測用作功率切換的變壓器的次級側的輸出電壓或輸出電流，而產生瞬態回應的控制信號，並利用耦合元件將控制信號傳輸到用於功率切換的變壓器的初級側，來控制初級側繞組的關斷或導通。

在現有的電壓轉換器中，無一不是採集負載側的電壓或電流，並利用回饋網路將採集到的負載側的回饋信號回饋到電壓轉換器的驅動元件，例如典型的脈衝脈寬調製方式或脈衝頻率調製方式等，驅動元件利用回饋信號來決定電壓轉換器中在導通與關斷之間切換的主開關的占空比，從而尺度化電壓轉換器在負載側的輸出電壓的多寡。業界具有本領域通常知識者皆知道，電壓轉換器的驅動元件用來驅動主開關，但是驅動元件並不會直接從負載側擷取即時變化的負載電壓，反而依賴回饋網路來感知負載電壓，這種回饋方式必然會產生延遲效應，不良後果是，驅動元件因為該延時而無法與負載電壓的變化狀態保持同步來即時切換主開關，所以會造成輸出給負載的當前輸出電壓值與負載所需的實際電壓值之間存在偏差，這種滯後給輸出電壓帶來潛在的不穩定性。為了克服該問題，由本發明後續的詳細說明和所附的權利要求中，在結合本發明伴隨著的圖式和先前技術的基礎之上，本發明揭示的特徵和方案將變得清晰。

在一個可選實施例中，披露了一種電源供應裝置，其中一個變壓器的一次側繞組和一個主開關串聯在一個輸入電壓和一個接地端之間，該變壓器的二次側繞組連接在向負載提供輸出電壓的一個輸出節點和一個參考地電位之間；以及一個第一控制器，用於產生第一脈衝信號來驅動主開關在導通與關斷之間切換；一個第二控制器，將一個表徵輸出電壓大小和/或表徵負載電流大小的偵測電壓和一個第一參考電壓比較，藉由比較結果決定其所產生的一個控制信號的邏輯狀態；一個耦合元件，連接在第一、第二控制器之間，其將控制信號的邏輯狀態傳遞到第一控制器，使第一控制器依據控制信號的邏輯狀態判定第一脈衝信號的邏輯狀態。其中，第二控制器包括用於產生第二控制信號的一個驅動模組，驅動模組還用於檢測變壓器的二次側繞組和同步開關互連處的一個節點的電位，當第一脈衝信號關斷主開關使變壓器的二次側繞組和同步開關互連處的節點的電位跌落至低於第一閾值電壓時，第二脈衝信號從第二邏輯狀態（低電平）翻轉到第一邏輯狀態（高電平）接通同步開關，直至變壓器的二次側繞組和同步開關互連處的節點的電位變化至大於第二閾值電壓時，第二脈衝信號從第一邏輯狀態翻轉到第二邏輯狀態藉此關斷同步開關。

上述電源供應裝置，在驅動模組中，第一感測比較器的反相輸入端和第二感測比較器的正相輸入端耦合到變壓器的二次側繞組和同步開關互連處的節點，在第一感測比較器的正相輸入端輸入該第一閾值電壓而在第二感測比較器的反相輸入端輸入該第二閾值電壓；第一感測比較器的比較結果、一個第一RS觸發器輸出的信號、一個第二RS觸發器產生的第二脈衝信號的互補信號分別輸入到一個第一及閘的數個輸入端；第二感測比較器的比較結果、控制信號的反相信號、第二RS觸發器產生的第二脈衝信號分別輸入到一個第二及閘的數個輸入端；控制信號輸入到第一RS觸發器的置位端而第二RS觸發器產生的第二脈衝信號的延時信號輸入到第一RS觸發器的復位端，以及第一、第二及閘各自的輸出端對應分別連接到第二RS觸發器的置位端和復位端。

上述電源供應裝置，在每個開關週期內，當第一脈衝信號從低電平翻轉到高電平接通主開關時還使第一RS觸發器輸出的信號從低電平翻轉到高電平，第一脈衝信號的高電平狀態結束並翻轉到低電平關斷主開關時，使變壓器的二次側繞組和同步開關互連處的節點的電位跌落至低於第一閾值電壓，則第一及閘的數個輸入端均為高電平從而置位第二RS觸發器使第二脈衝信號開始從低電平的第二邏輯狀態翻轉到高電平的第一邏輯狀態以接通同步開關；高電平的第二脈衝信號經過延時後輸入到第一RS觸發器的復位端使得第一RS觸發器輸出的信號從高電平翻轉到低電平，以及同步開關接通後當變壓器的二次側繞組和同步開關互連處的節點的電位抬升到大於第二閾值電壓時，則第二及閘的數個輸入端均為高電平並復位第二RS觸發器使得第二脈衝信號翻轉到低電平。第二RS觸發器產生的第二脈衝信號的互補信號經過延時後再輸入到第一及閘的一個輸入端；和/或第二RS觸發器產生的第二脈衝信號經過延時後再輸入到第二及閘的一個輸入端。

上述的電源供應裝置，在第二控制器的第一比較器的反相輸入端輸入偵測電壓而在同相輸入端輸入第一參考電壓；偵測電壓低於第一參考電壓時，第一比較器的高電平比較結果置位第二控制器的第三RS觸發器，使第三RS觸發器輸出的控制信號從低電平翻轉到高電平；第二控制器的導通時間產生器從控制信號自低電平翻轉到高電平的上升沿的時刻開始計時，至預設導通時間結束的時刻完成計時，計時完成時導通時間產生器輸出的信號由低電平翻轉到高電平並復位第三RS觸發器，使控制信號從高電平翻轉到低電平。

上述的電源供應裝置，第二控制器中的一個偏壓電路和參考地電位之間串聯有第一、第二開關，其中第一、第二開關互連於一個公共節點，第一開關由控制信號驅動，而第二開關由控制信號的反相信號驅動；第一控制器中的第二比較器的正相輸入端和該公共節點之間連接有屬於耦合元件的一個第一電容，第二比較器的反相輸入端輸入第二參考電壓，第二比較器正相輸入端和接地端之間連接有一個電阻，屬於耦合元件的一個第二電容連接在接地端和參考地電位之間。

上述的電源供應裝置，控制信號為高電平時第一開關導通而第二開關關斷，偏壓電路提供的電壓施加在公共節點處，由耦合元件拉高第二比較器正相輸入端的電壓至大於第二參考電壓，第二比較器輸出高電平的第一脈衝信號；控制信號為低電平時第一開關關斷而第二開關接通，將該公共節點處的電位鉗制到參考地電位，由耦合元件拉低第二比較器正相輸入端的電壓至低於第二參考電壓，第二比較器輸出為低電平的第一脈衝信號。

上述的電源供應裝置，耦合元件為脈衝變壓器，控制信號通過第二控制器中的一個耦合電容傳輸到脈衝變壓器的初級側繞組的一端，初級側繞組的另一端連接到參考地電位；第一控制器中的一個信號產生節點與脈衝變壓器的次級側繞組的一端之間連接有一個耦合電容，次級側繞組的相對另一端連接到接地端，從而在該信號產生節點產生與控制信號的邏輯狀態保持一致的第一脈衝信號。

上述的電源供應裝置，在該信號產生節點和接地端之間連接有並聯設置的一個電阻和一個二極體，該二極體的陰極連接在信號產生節點而陽極則連接在接地端。

上述電源供應裝置，整流二極體的陽極連接到變壓器的二次側繞組的一端，整流二極體的陰極連接到輸出節點，變壓器的二次側繞組的相對另一端則直接連接到參考地電位。

上述的電源供應裝置，變壓器的二次側繞組的一端直接連接到輸出節點，變壓器的二次側繞組的相對另一端和參考地電位之間連接有一個同步開關，同步開關受由第二控制器產生的與第一脈衝信號互為反相信號的一個第二脈衝信號的驅動，在主開關導通時關斷該同步開關及在主開關關斷時接通該同步開關。或者，仍然使同步開關受由第二控制器產生的一個第二脈衝信號的驅動，此時在第一脈衝信號（例如處於低電平）控制將主開關關斷的階段，由第二脈衝信號（例如也處於低電平）控制將該同步開關也予以關斷，也就是主開關和同步開關都斷開而進入死區時間。

上述的電源供應裝置，導通時間產生器中的一個採樣保持器在主開關接通但同步開關關斷的階段，採樣和保持變壓器的二次側繞組的與同步開關相連的一端的電壓值，導通時間產生器的一個電壓電流轉換器將採樣的電壓值轉換成電流而給導通時間產生器中的一個充電電容進行充電；導通時間產生器中的一個第三開關和充電電容並聯在一個充電節點和接地端之間，將充電節點處的電壓輸入到導通時間產生器中的第三比較器的正相輸入端而在第三比較器的反相輸入端輸入一個第三參考電壓；以及由控制信號的上升沿觸發第二控制器的一個單穩態觸發器產生高電平的暫態脈衝信號，該暫態脈衝信號除了在控制信號的上升沿的時刻為高電平之外而在其餘時間均為低電平，從而由暫態脈衝信號在控制信號的上升沿的時刻接通第三開關對充電電容瞬態放電；充電電容在瞬態放電後開始進行充電時段的計時，直至充電節點的電壓大於第三參考電壓導致第三比較器的比較結果由低電平翻轉到高電平計時才結束，第三比較器的高電平比較結果觸發第三RS觸發器復位，該計時的時間段作為接通主開關的預設導通時間。

上述電源供應裝置，輸入電壓趨於增大導致採樣的電壓值隨之增大時，預設導通時間趨於減小；或輸入電壓趨於減少導致採樣的電壓值隨之減少時，預設導通時間趨於增大。

上述的電源供應裝置，導通時間產生器中的第三開關和充電電容並聯連接在一個充電節點和接地端之間，將充電節點處的電壓輸入到導通時間產生器中的第三比較器的正相輸入端並在反相輸入端輸入第三參考電壓；導通時間產生器包括一個固定電流源和多個附加電流源用於為充電電容進行充電，每個附加電流源的電流輸出端和充電節點之間均連接有一個電子開關；由控制信號的上升沿觸發第二控制器中的一個單穩態觸發器產生高電平的暫態脈衝信號，該暫態脈衝信號除了在控制信號的上升沿的時刻為高電平以外在其餘時間均為低電平，從而由暫態脈衝信號在控制信號的上升沿接通第三開關對充電電容瞬態放電；充電電容在瞬態放電後開始進行充電時段的計時，直至充電節點的電壓大於第三參考電壓導致第三比較器的比較結果由低電平翻轉到高電平計時才結束，第三比較器的高電平比較結果觸發第三RS觸發器復位，該計時的時間段作為接通主開關的預設導通時間。

上述的電源供應裝置，偵測電壓波動時，設定在預設時段的起始時刻該偵測電壓低於第一參考電壓，並通過第一脈衝信號驅動主開關的一個或多個開關週期後使偵測電壓在預設時段結束時被調製至超過第一參考電壓；預設時段內的一個或多個暫態脈衝信號各自的頻率值按出現的先後時間順序，由導通時間產生器的一個頻率比較器分別與上頻率臨界值、下頻率臨界值進行比較，當任意一個頻率值大於上頻率臨界值時使導通時間產生器的一個計數器設置的二進位初始計數值減去1，或者當任意一個頻率值小於下頻率臨界值時使計數器設置的初始計數值加上1，所有頻率值比較完後計數器計算得到一個總計數值；總計數值大於計數器設置的上臨界計數值時定義總計數值等於上臨界計數值，或總計數值小於計數器設置的下臨界計數值時定義總計數值等於下臨界計數值，二進位的總計數值中的每一個表徵了高電平或低電平的碼元相應用來接通或關斷一個電子開關。

上述的電源供應裝置，在任意相鄰的兩個預設時段中，前一個預設時間段內的總計數值大於初始計數值，使後一個預設時間段內被接通的電子開關的數量要比前一個預設時間段內被接通的電子開關的數量多，則後一個預設時間段內的預設導通時間小於前一個預設時段內的預設導通時間；或前一個預設時間段內的總計數值小於初始計數值，使後一個預設時間段內被接通的電子開關的數量要比前一個預設時間段內被接通的電子開關的數量少，則後一個預設時間段內的預設導通時間大於前一個預設時段內的預設導通時間；或前一個預設時間段內的總計數值等於初始計數值，使後一個預設時間段內被接通的電子開關的數量和前一個預設時間段內被接通的電子開關的數量相等，則後一個預設時間段內的預設導通時間等於前一個預設時段內的預設導通時間。

上述電源供應裝置，該變壓器還包括一個與二次側繞組繞向相同的輔助繞組，輔助繞組的一端與一個輔助電容的一端之間連接有一個二極體，輔助繞組和輔助電容各自的另一端連接到接地端，當二次側繞組有電流通過時其與輔助電容之間的二極體正嚮導通並且流經輔助繞組的電流向該輔助電容充電，由輔助電容為第一控制器提供電源電壓。

上述電源供應裝置，第一控制器中的一個上電啟動模組具有一個結型場效應電晶體和一個控制開關，控制開關連接在結型場效應電晶體的控制端和接地端之間，且控制開關在輔助電容的電壓未達到一個啟動電壓水準時是接通的但在達到啟動電壓水準時是關斷的；在該電源供應裝置開始接入交流電壓的上電階段，交流電壓經由一個整流電路整流後輸入到該結型場效應電晶體的漏極，使自結型場效應電晶體源極流出的電流通過一個二極體為該輔助電容充電，直至輔助電容的電壓達到啟動電壓水準以完成上電啟動程式，上電啟動程式完成後關斷控制開關並在輔助繞組導通的階段由輔助繞組向該輔助電容充電。

上述電源供應裝置，包括分壓器，偵測電壓是分壓器在輸出節點對輸出電壓擷取的分壓值並表徵了輸出電壓的大小。包括感測電阻，感測電阻與負載串聯在輸出節點和參考地電位之間，偵測電壓是感測電阻兩端的壓降並表徵了流經負載的負載電流的大小。

上述的電源供應裝置，包括一個分壓器，藉由該分壓器在輸出節點對帶有紋波的輸出電壓擷取一個分壓值作為回饋電壓；還包括一個感測電阻，感測電阻與負載串聯在輸出節點和參考地電位之間，藉由感測電阻兩端的壓降作為表徵了負載電流大小的感測電壓；以及還包括濾波器、放大器及加法器，濾波器用於濾除回饋電壓中的直流成分但保留交流成分的電壓值，放大器用於放大感測電壓，濾波器輸出的屬交流成分的電壓值和放大器輸出的感測電壓的放大電壓值由加法器相加後作為該偵測電壓。

下面將結合各實施例，對本發明的技術方案進行清楚完整的闡述，但所描述的實施例僅是本發明用作敍述說明所用的實施例而非全部的實施例，基於該等實施例，本領域的技術人員在沒有做出創造性勞動的前提下所獲得的方案都屬於本發明的保護範圍。

參見圖1，以交流轉直流的反激FLYBACK電壓轉換器（Voltage Converter）為例來闡明本發明的發明精神，電壓轉換器包括用於電壓轉換的功率級變壓器T，該變壓器T主要具有初級側或稱一次側繞組L _P和具有次級側或稱二次側繞組L _S，初級側繞組L _P的第一端如同名端在輸入節點N ₁₀處接收輸入電壓V _IN而初級側繞組L _P相對的第二端如異名端則與接地端GND之間連接有一個主開關Q1。基本的工作機制體現在，主開關Q1受到初級側控制器或稱第一控制器104的驅動而在導通和關斷之間切換，當主開關Q1接通時，初級側的電流流經初級側繞組L _P和主開關Q1並流向接地端GND，但是此階段次級側繞組L _S沒有電流流過，並且初級側繞組L _P開始儲存能量；一旦主開關Q1被關斷，初級側的電流停止，所有的繞組的極性都反向，並且變壓器T開始將能量傳遞到次級側繞組L _S，使得次級側繞組L _S在主開關Q1關斷的階段向負載18提供工作電壓和電流，並在輸出節點N ₂₀處向輸出電容C _OUT充電和儲存電荷，在次級側繞組L _S沒有電流流過無法直接向負載18提供工作電流時輸出電容C _OUT可以繼續向負載18提供工作電壓。在一些實施例中變壓器T還具有一個輔助繞組L _AUX，輔助繞組L _AUX的線圈繞向和次級側繞組L _S的繞向相同，也就是說，一旦主開關Q1被關斷，產生流經輔助繞組L _AUX的電流實質上可以向一個電容C _AUX進行充電並作為第一驅動器104的工作電壓源。

參見圖1，先行利用整流器101整流交流電，橋式整流器101包括圖示的二極體D11至D14等四個二極體。通常是在一對輸入線也即母線12、14上輸入常規市電的正弦交流電壓V _AC，橋式整流器101充分利用原始交流電正弦波形的正半周、負半周這兩部份，將交流電完整的正弦波形轉換成同一極性來輸出。當該正弦交流電壓V _AC經過橋式整流器101的全波整流後，被整流轉化為帶有交流成分的脈動電壓，為了進一步減小脈動電壓的紋波，交流電被整流後還進一步利用一個CLC型濾波器來濾除整流後電壓的紋波而得到輸入電壓V _IN。在圖1中可以觀察到，CLC型濾波器的電感L ₁的一端連接於整流器101的二極體D ₁₁、D ₁₃各自的陰極，電感L ₁的相對另一端在節點N ₁₀處耦合到初級側繞組L _P的第一端，而CLC濾波器的一個電容C ₁₁連接在電感L ₁的一端和接地端GND之間，CLC濾波器的另一個電容C ₁₂連接在電感L ₁的另一端和接地端GND之間。橋式整流器101的二極體D ₁₂、D ₁₄各自的陽極連接到接地端GND，其中母線12連接到二極體D ₁₁的陽極和D ₁₂的陰極以及母線14連接到二極體D ₁₃的陽極和D ₁₄的陰極。

參見圖1，電壓轉換器還包括與初級側繞組L _P並聯的一個RCD箝位元電路或關斷緩衝電路103。關斷緩衝電路103中包括相互並聯的電容和電阻，該兩者各自的一端連接到節點N ₁₀而它們各自的另一端連接到關斷緩衝電路103中的一個二極體的陰極，該二極體的陽極則連接到初級側繞組L _P的第二端。關斷緩衝電路103的作用是限制主開關Q1在關斷時高頻變壓器漏感的能量引起的尖峰電壓和次級線圈反射電壓的疊加，疊加電壓產生的時機是在主開關Q1由飽和狀態轉向關斷的過程中，漏感中的能量可通過關斷緩衝電路103的二極體向它的電容充電，而該電容上的電壓可能沖到反電動勢與漏感電壓的疊加值，電容的作用則是將該部分的能量吸收掉。在初級側繞組L _P和主開關Q1由截止狀態再次進入導通階段時，關斷緩衝電路103的電容上的能量經關斷緩衝電路103的電阻來釋放，直到電容上的電壓達到下次主開關Q1關斷之前的反電動勢。

參見圖1，次級側繞組L _S的第一端如異名端連接到輸出節點N ₂₀而次級側繞組L _S的相對第二端如同名端則連接到一個同步開關Q2的第一端，並且該同步開關Q2的第二端連接到參考地電位VSS。輸出電容C _OUT連接於輸出節點N ₂₀和參考地電位VSS之間，在輸出節點N ₂₀處可以為負載18提供輸出電壓V _O作為負載18的工作電壓。需要注意的是限制開關Q1、Q2中一者接通另一者必須斷開，如初級側的主開關Q1在接通階段要求次級側的同步開關Q2被關斷，反之亦然，初級側的主開關Q1在關斷的階段要求次級側的同步開關Q2被接通。主開關Q1和同步開關Q2各自均具有第一、第二端和一個控制端，它們作為電子開關，由施加在控制端的信號的高低邏輯電平決定第一端和第二端之間是導通的還是斷開的。在電壓轉換器的正常工作階段，初級側的第一控制器104產生的第一脈衝信號S ₁用於驅動主開關Q1在關斷和導通狀態之間切換，次級側的第二控制器105產生的第二脈衝信號S ₂用於驅動同步開關Q2在關斷和導通狀態之間切換。另外在同步開關Q2受由第二控制器105產生的第二脈衝信號S ₂的驅動階段，主開關Q1和同步開關Q2之間還存在著死區時間（dead time），所以也可能發生在第一脈衝信號S ₁控制主開關Q1關斷的階段第二脈衝信號S ₂控制將同步開關Q2予以關斷的情況。

參見圖1，除了次級側繞組L _S外，一個額外設置的輔助繞組L _AUX的第一端如異名端連接到一個二極體D _AUX的陽極，該二極體D _AUX的陰極對應連接到電容C _AUX的一端，並且該電容C _AUX的另一端連接到接地端GND，以及輔助繞組L _AUX的相對第二端如同名端連接到接地端GND。在主開關Q1導通時，次級側繞組L _S和輔助繞組L _AUX它們的異名端相對同名端為負並且無電流流通，輸出電容C _OUT給負載18供電。反之，在主開關Q1關斷時，次級側繞組L _S和輔助繞組L _AUX的極性反向，它們各自的異名端相對同名端為正並且均有電流流通，初級側繞組L _P的能量傳送到次級側繞組L _S和輔助繞組L _AUX，換言之，在主開關Q1關斷時不僅次級側繞組L _S向負載18提供負載電流還給輸出電容C _OUT充電，輔助繞組L _AUX也還給充當電源的輔助電容C _AUX充電。在圖1中，電容C _AUX一端保持的電壓V _CC即作為第一控制器104的電源電壓。電容C _Y是連接於初級側接地端GND和次級側參照地電位VSS之間的安全電容，可濾除初級側和次級側繞組間的分佈電容產生的雜訊電壓，或說濾除初級側和次級側繞組間耦合電容產生的共模干擾。

參見圖1，次級側的第二控制器105即時擷取節點N ₂₀處輸出電壓V _O變化狀況或者即時感測流經負載18的負載電流I _O（即輸出電流）變化狀況，並藉此產生控制信號SQ，而初級側的第一控制器104需要利用控制信號SQ的高低邏輯電平的狀態來進一步產生一路第一脈衝信號S1，並據此藉由第一脈衝信號S ₁決定主開關Q1是需要導通還是需要關斷。因為第二控制器105產生控制信號SQ相對於電壓V _O或電流I _O的變化幾乎是瞬態響應的，第一控制器104產生第一脈衝信號S1即時回應於控制信號SQ的變化，則第一脈衝信號S1相當於也是即時跟蹤電壓V _O或電流I _O的變化。至於第二控制器105是如何來產生一個控制信號SQ，以及第二控制器105、第一控制器104之間是如何利用耦合元件106來交互傳遞資訊等內容在後續的下文中將詳細介紹。

參見圖2，在TL431回饋網路中，電阻R ₁和R ₂對輸出電壓V _O分壓取樣，電阻R ₃用作環路增益調整，電容C ₁和C ₂是補償電容以及電阻R ₅是補償電阻。大體工作原理是：輸出電壓V _O升高時，TL431中三端可編程並聯穩壓二極體的控制端（相當於一個電壓誤差放大器的反向輸入端）由於輸入了電阻R ₁和R ₂的分壓值，所以也隨著輸出電壓V _O上升而增大，但是三端可編程並聯穩壓二極體的陰極（相當於電壓誤差放大器的輸出端）的電壓會下降，導致流經光耦合器17中連接于並聯穩壓二極體的陰極和電阻R ₃之間的發光元件的原邊電流I _D增大，連帶著光耦合器17中另一側的接收光強的電晶體中流過的輸出電流也隨之增大，所以初級側控制器16的回饋埠COMP的電壓下降從而促使控制主開關Q1的脈衝信號的占空比減小，來實現輸出電壓V _O的減小。反之亦然，當輸出電壓V _O降低時，調節過程相類似但是各個對應的回應狀態的趨勢相反，最終促使控制主開關Q1的脈衝信號的占空比增大，來實現輸出電壓V _O的抬升。電阻R ₄的作用是對TL431額外注入一個電流，避免TL431因注入電流過小而不能正常工作，如果電阻值R ₃適當選取阻值則電阻R ₄可以省略。圖2的回饋網路必須預留足夠的增益和相位裕度和來保障整個系統的穩定性，例如開環增益至少留出45°的相位裕度，通常允許的範圍是45°到75°。顯而易見，這種補償形式存在的最大問題是控制方式複雜而且延遲效應非常明顯，初級側控制器16無法即時檢測次級側的情況，而本發明則主張摒棄這種回饋網路。

參見圖3，圖1中的耦合元件106具體採用了耦合電容，參見圖4，圖1中的耦合元件106具體採用了脈衝變壓器。除此之外，其他的壓電元件或光耦合元件等也適用于作為耦合元件106，只要能夠在初級側控制器或稱第一控制器104和次級側控制器或稱第二控制器105之間交互資料資訊即可。

參見圖5，輸入線12、14之間連接有一個安全電容C _X，可用來抑制差模型干擾並濾除高頻雜波信號，在該減省示意圖中，一個輸入電容C _IN連接在輸入節點和接地端GND之間，輸入給該一組輸入線12、14的交流電壓V _AC藉由上文介紹的橋式整流器101整流後再由輸入電容C _IN進行濾波，得到輸入電壓V _IN。電壓轉換器將輸入電壓V _IN經過功率級的電壓轉換後在一組輸出線22、24上向負載提供輸出電壓V _O。本發明中另外還設置有一個整流電路連接在輸入線12、14上，整流電路的一個整流二極體D ₂₁的陽極連接到輸入線12上，整流電路的另一個整流二極體D ₂₂的陽極則連接到輸入線14上。此外二極體D ₂₁和D ₂₂各自的陰極互連並都連接到屬於第一控制器104的一個高壓啟動元件JFET的漏極端，也可以在JFET的漏極端和二極體D ₂₁和D ₂₂各自的陰極之間連接一個如圖1所示的限流電阻R ₂₁，結型場效應電晶體JFET的源極端連接到一個二極體D ₃₁的陽極，二極體D ₃₁的陰極連接到上文提及的作為電源的輔助電容C _AUX的未接地的一端，而JFET的柵極控制端和源極端之間連接有一個限流電阻R ₃₁，以及JFET的柵極和接地端GND之間連接有一個控制開關SW ₃₁，控制開關SW ₃₁的第一端連接到JFET的柵極而第二端連接到接地端GND。當輸入線12、14插上市電而接入交流電時，施加在控制開關SW ₃₁的柵極上切換信號CTRL開始驅動控制開關SW ₃₁進入導通狀態，所以控制開關SW ₃₁的柵極會接到地電位GND而接通負臨界電壓的JFET，因此產生的電流自JFET的漏極流向源極通過二極體D ₃₁對電容C _AUX的未接地的一端充電。電阻R ₃₁兩端的正向壓降會上升，但JFET柵極到源極間的電壓下降，最終JFET源極和柵極間的電壓大約會平衡於一個JFET的夾斷電壓（Pinch off）的電壓值，相當於由JFET柵極G到源極S方向的實際壓降等於這個夾斷值的負數。當JFET對電容C _AUX充電直至其儲存的電壓V _CC上升達到啟動電壓水準時，一個未示意出的驅動控制模組被觸發進入工作狀態，驅動控制模組用於產生初始脈衝信號，並使得主開關Q1被該初始脈衝信號驅動在導通和關斷之間切換而開始工作，至此則電壓轉換器完成啟動Start-Up程式。啟動程式結束之後，依靠輔助繞組L _AUX通過連接於它的第一端的二極體D _AUX對電容C _AUX進行充電。另外，雖然圖1沒有示意出，應當認識到，還可以在輔助繞組L _AUX的第一端和接地端GND之間連接一個分壓器，將分壓器採樣的分壓輸入給第一控制器104，從而第一控制器104利用該分壓器來實施次級側繞組的電流過零（ZCD）檢測或者是對次級側的輸出電壓進行過壓檢測。以及主開關Q1的第一端如漏極連接到初級側繞組L _P的一個第二端，主開關Q1的第二端如源極與接地端GND之間還連接有一個感應電阻R _S，流經初級側繞組L _P的電流值乘以感應電阻R _S的電阻值便可得到表示流經初級側的電流大小的電壓V _S，如果將該電壓V _S輸入給第一控制器104，第一控制器104將這個電壓V _S限定在一個預設的限制電壓V _LIMIT範圍內，就可以對初級側的電流進行監控並實現過流保護。

參見圖1，在完成啟動程式使主開關Q1首次在導通和關斷之間切換後，一旦當主開關Q1被關斷，次級側繞組L _S的第一端即異名端極性為正，則在次級側繞組L _S的第一端擷取的電壓可以作為啟動電壓ST來開啟次級側的第二控制器105。第二控制器105即時監測次級側的輸出電壓V _O和即時監測流經負載18的電流I _O，具體的方式例如，利用由串聯在輸出節點N ₂₀和次級側的參考地電位VSS之間的電阻R _D1和R _D2構成的分壓器來獲取的一個分壓值，這個分壓值實質上產生於電阻R _D1和R _D2兩者互連處的節點並作為一個回饋電壓V _FB回饋到第二控制器105。以及在輸出節點N ₂₀和次級側的參考地電位VSS之間串聯設置負載18和一個感測電阻R _C，則流經負載18的電流I _O可以用感測電阻R _C上的感測壓降V _CS除以感測電阻R _C的阻值來表示，換言之，感測壓降V _CS可用來表徵流經負載18和感測電阻R _C的負載電流值的大小。

參見圖6A，展示了第一控制器104和第二控制器105的部分元件，來達成上文提及的由感測壓降V _CS和回饋電壓V _FB的變化來即時控制主開關Q1的導通或關斷的目的。第一控制器104和第二控制器105依靠耦合元件106進行資料的交互，耦合元件106包括兩個耦合電容C ₂₁和C ₂₂，下文將介紹第一、第二控制器104、105的工作機理。先行申明，第一控制器104和第二控制器105在以下內容作為範例的拓撲結構僅僅是用於解釋本發明的發明精神，該等實施例有多種等價的變形形式，任何基於該等實施例而在沒有做出創造性勞動的前提下所獲得的方案都屬於本發明的保護範圍。

在第二控制器105中，具有一個第一開關SW ₄₁和一個第二開關SW ₄₂，它們各自均包括第一端和第二端及控制端，作為電子開關，控制端所施加的信號的高低邏輯狀態決定了第一端和第二端之間是關斷的還是導通的。該兩者串聯在偏壓電路105d和參照地電位VSS之間，例如第一開關SW ₄₁的第一端連接到偏壓電路105d而第二端連接到第二開關SW ₄₂的第一端，第二開關SW ₄₂的第二端則連接到參照地電位VSS，第一開關SW ₄₁和第二開關SW ₄₂受控於一個RS觸發器105a的Q輸出端（其中該RS觸發器的Q埠定義為輸出端、QN埠定義為Q非端或互補輸出端）產生的控制信號SQ，例如控制信號SQ耦合到第一開關SW ₄₁的控制端，控制信號SQ通過反相器105e產生的反相信號耦合到第二開關SW ₄₂的控制端，當然控制信號SQ也還可以通過一個緩衝器後再耦合到第一開關SW ₄₁的控制端。也就是說，第一開關SW ₄₁接通時第二開關SW ₄₂應當關斷或者第一開關SW ₄₁關斷時第二開關SW ₄₂應當接通。

針對第二控制器105而言，由分壓器的電阻R _D1和R _D2分壓擷取到輸出電壓V _O的一個分壓值即回饋電壓V _FB，將回饋電壓V _FB輸入到第二控制器105中的一個第一比較器A1的反相輸入端，而在第一比較器A1的同相輸入端輸入一個第一參考電壓V _REF。或者作為取代回饋電壓V _FB的方式，由與負載18串聯的感測電阻R _C擷取到表徵流經負載18大小的感測電壓V _CS，將感測電壓V _CS輸入到第二控制器105中的第一比較器A1的反相輸入端。此外第一比較器A1的輸出端則連接到RS觸發器105a的置位端S，第二控制器105中的一個導通時間產生器105c輸出的信號S _ON輸入到RS觸發器105a的復位端R，而一個單穩態觸發器（One-Shot）或單擊電路105b則連接在RS觸發器105a的Q輸出端和導通時間產生器105c之間。在第二控制器105中位於第一開關SW ₄₁和第二開關SW ₄₂到參照地電位VSS的一個支路上，該節點N ₂是第一開關SW ₄₁的第二端和第二開關SW ₄₂的第一端互連處的一個公共節點，節點N ₄連接到參照地電位VSS，並且節點N ₄是第二開關SW ₄₂的第二端處的一個節點。

針對第一控制器104而言，包括一個第二比較器A2，還具有與第二比較器A2的正相輸入端相連的一個節點N ₁，和具有一個連接於接地端GND的節點N ₃，還設置有連接在節點N ₁和節點N ₃之間的一個電阻R ₄₁。在第二比較器A2的反相輸入端輸入一個第二參考電壓V _TH。其中第一控制器104的節點N ₁和第二控制器105的節點N ₂之間連接有屬於耦合元件106的一個電容C ₂₁，在第一控制器104的節點N ₃和第二控制器105的節點N ₄之間連接有屬於耦合元件106的一個電容C ₂₂。雖然耦合元件106和乙太網的雙絞線結構完全不同，但是它們有著相類似的資料傳輸功效，譬如節點N ₁實質上可以視作第一控制器104的接收介面RX1＋，節點N ₃可以視作第一控制器104的接收介面RX2－，與之相對應的是，節點N ₂實質上可以視作第二控制器105的發送介面TX1＋，節點N ₄可以視作第二控制器105的發送介面TX2－。

現在從系統的角度來討論第一控制器104和第二控制器105之間的相互配合來產生控制主開關Q1的第一脈衝信號S ₁的實施方式，這需要借助圖6A和圖6B來解釋。當第二控制器105中第一比較器A1反相端單獨輸入回饋電壓V _FB或單獨輸入感測電壓V _CS時，其中當回饋電壓V _FB或是感測電壓V _CS開始比正相端的第一參考電壓V _REF低時，也即圖6B中發生於T ₁時刻的事件，第一比較器A1的輸出結果為邏輯高電平，所以RS觸發器105a被置位，使輸出端Q輸出的控制信號SQ跳轉到邏輯高電平，從而控制信號SQ接通圖6A中的第一開關SW ₄₁，但是控制信號SQ通過反相器105e反相後的信號為邏輯低電平所以會關斷第二開關SW ₄₂。由於第一開關SW ₄₁接通時第二開關SW ₄₂關斷，參照地電位VSS電位可低於接地端GND電位，所以從第二控制器105到第一控制器104之間傳遞信號，會在沿著由偏壓電路105d、第一開關SW ₄₁、節點N ₂、電容C ₂₁、節點N ₁、電阻R ₄₁、節點N ₃、電容C ₂₂、節點N ₄、參照地電位VSS這樣的一個回路LOOP1上形成電流通路，此時偏壓電路105d提供的正電壓源開始沿著通過導通的第一開關SW ₄₁和節點N ₂給耦合元件106中的電容C ₂₁充電，那麼節點N ₂處也即發送介面TX1＋處的充電電壓V _TX1的變化狀況如圖6B所示，逐步上升。以及節點N ₁處也即接收介面RX1＋處的充電電壓V _RX1的變化狀況也如圖6B所示，由於電容C ₂₁兩端的電壓不能突變，所以T ₁時刻電壓V _RX1幾乎具有最大值，而隨著電容C ₂₁的極板間電壓逐步抬升所以接收介面RX1＋處的電壓V _RX1逐步降低。此階段因為節點N ₁處也即接收介面RX1＋處的充電電壓V _RX1大於第二參考電壓V _TH，導致第二比較器A2的輸出結果也即產生的第一脈衝信號S ₁為邏輯高電平，從而由第一脈衝信號S ₁耦合到主開關Q1的控制端來接通主開關Q1。需要注意的是，因為第一脈衝信號S ₁已經開始來控制主開關Q1，所以在電壓轉換器的啟動（Start-Up）階段，第一控制器104中的驅動控制電路所輸出的用來控制主開關Q1的初始脈衝信號便停止產生，而開始完全由第一脈衝信號S ₁控制主開關Q1，除非是電壓轉換器重新啟動上電而再次需要利用初始脈衝信號來啟動主開關Q1。

參見圖6B，T ₁時刻導致的第一脈衝信號S ₁這種狀態持續到T ₂時刻，到了T ₂時刻，導通時間產生器105c設定的導通時間T _ON結束，使得導通時間產生器105c會產生一個邏輯高電平的信號S _ON作為重定信號輸送到RS觸發器105a的復位端S，以至於RS觸發器105a的Q輸出端輸出的控制信號SQ翻轉成邏輯低電平，從而控制信號SQ關斷圖6A中的第一開關SW ₄₁，但是控制信號SQ通過反相器105e反相後的信號為邏輯高電平所以會接通第二開關SW ₄₂。由於第一開關SW ₄₁關斷時第二開關SW ₄₂接通，從第二控制器105到第一控制器104，會在沿著由節點N ₂、第二開關SW ₄₂、節點N ₄、電容C ₂₂、節點N ₃、電阻R ₄₁、節點N ₁、電容C ₂₁回到節點N ₂形成閉合的回路LOOP2，電容C ₂₁和電容C ₂₂充電儲存的一部分電荷會抵消中和以及被電阻R ₄₁消耗。所以從T ₂時刻開始，電容C ₂₁釋放電荷導致節點N ₂處也即發送介面TX1＋處的充電電壓V _TX1逐步減小，在T ₂時刻因為電容C ₂₁的電壓不能突變所以導致節點N ₁處也即接收介面RX1＋處的電壓V _RX1被拉低到短暫出現的負值，隨著電容C ₂₁和電容C ₂₂釋放電荷導致接收介面RX1＋處的電壓V _RX1接近T ₃時刻靜態的零電位，而且節點N ₂處也即發送介面TX1＋處的電壓V _TX1也接近T ₃時刻靜態的零電位，此階段由於節點N ₁處也即接收介面RX1＋處的電壓V _RX1小於例如接近零電位的第二參考電壓V _TH，導致第二比較器A2的輸出結果也即產生的第一脈衝信號S ₁為邏輯低電平，從而由第一脈衝信號S ₁來關斷主開關Q1。從圖6B中觀察，T ₁時刻到T ₂時刻之間的導通時間T _ON是主開關Q1接通的階段，T ₂時刻到T ₃時刻之間的關斷時間T _OFF是主開關Q1關斷的階段，再參見圖1，上文已經交代第二脈衝信號S ₂是第一脈衝信號S ₁或者說是控制信號SQ的反相信號，所以第二脈衝信號S ₂在導通時間T _ON和在關斷時間T _OFF的邏輯狀態和第一脈衝信號S ₁相反，可以由第二控制器件105來產生該第二脈衝信號S ₂用於控制次級側的同步開關Q2。

在主開關Q1導通的階段，初級側電流流經初級側繞組L _P進行儲能，此時由於同步開關Q2被關斷所以次級側繞組L _S沒有電流通過，輸出電容C _OUT給負載18供電。在主開關Q1關斷的階段，初級側電流降低到零初級側繞組L _P釋放能量，初級側繞組L _P的能量傳送到次級側繞組L _S和輔助繞組L _AUX，此時同步開關Q2導通所以次級側繞組L _S以及同步開關Q2中有電流通過，次級側繞組L _S向負載18提供負載電流還給輸出電容C _OUT充電，輔助繞組L _AUX也給充當電源的電容C _AUX充電。關於導通時間產生器105c決定該導通時間T _ON延時量度的方式，結合圖6A和圖6B，例如可以由RS觸發器105a輸出的控制信號SQ在T ₁時刻的上升沿Rising-edge來觸發一個單穩態觸發器105b產生持續納秒級別的一個暫態脈衝信號CLK1，需要注意的是，單穩態觸發器或單擊電路輸出的脈衝信號CLK通常具有暫態（Temporary State）和穩態（Steady State）兩種邏輯狀態，窄暫態脈衝信號CLK1僅僅是在控制信號SQ的上升沿的時刻為高電平（暫態階段），其他時間（穩態階段）是低電平。高電平的暫態脈衝信號CLK1通知導通時間產生器105c開始計時，導通時間產生器105c在計時恰好到預設的導通時間T _ON結束的時刻，由導通時間產生器105c發送一個高電平信號S _ON來重定RS觸發器105a，因此這種控制模式實質上可以認為是恒定導通時間Constantly On Time的控制模式，基於本發明的發明精神，每個開關週期內，預設的恒定導通時間T _ON所持續的時長也可以調節，例如可以設計出符合要求的最小恒定導通時間T _ON-MIN或最大恒定導通時間T _ON-MAX。

參見圖6C，是一種基於圖6A的可選實施方式。考慮到主開關Q1的開關頻率f隨著輸入電壓V _IN增大而減小或隨著輸入電壓V _IN減小而增大，且頻率f隨著導通時間T _ON增大而減小或隨著導通時間T _ON減小而增大，如果開關頻率f過小就會導致變壓器T的磁芯磁通發生無法恢復到磁滯回線的起始點使得磁芯過度飽和，例如輸入電壓V _IN增大引起開關頻率f過小就會導致變壓器T飽和，此時一旦磁芯無法承受電壓就容易燒毀。在該實施例中，將克服這個問題。在主開關Q1接通但是同步開關Q2關斷的時候，次級側繞組L _S沒有電流通過，但是可以從次級側繞組L _S的第二端如同名端和同步開關Q2的第一端互連的一個節點處擷取這個節點的電壓採樣量V _SAM，而次級側繞組L _S的第二端在該時段的電壓V _SAM大約是等於次級側繞組L _S的匝數NS比上初級側繞組L _P的匝數NP再將比值NS/NP乘以輸入電壓V _IN所得到的計算結果，也就是說電壓V _SAM與輸入電壓V _IN的大小存在著關聯性。基於這種關聯性，導通時間產生器105c感知電壓V _SAM的大小，藉此作為依據，來產生合適的導通時間T _ON用以抑制開關頻率f減小到異常狀態所引起的磁芯飽和。正如圖6C、6D所示，感測壓降V _CS或回饋電壓V _FB比第一參考電壓V _REF小就會導致第一比較器A1輸出高電平給RS觸發器105a的置位端S，RS觸發器105a的Q輸出端產生的控制信號SQ由低電平翻轉為高電平，控制信號SQ輸出給單穩態觸發器105b就會促使單穩態觸發器105b在控制信號SQ由低電平翻轉為高電平的上升沿的時刻產生高電平暫態脈衝信號CLK1。導通時間產生器105c包括一個採樣保持器（S/H）105c-1和一個電壓電流轉換器105c-2，還包括一個第三開關SW ₅₁以及一個電容C _T，其中採樣保持器105c-1的輸入端連接到次級側繞組L _S的第二端如同名端，採樣保持器105c-1的輸出端連接到電壓電流轉換器105c-2的電壓輸入端，電源電壓V _DD為電壓電流轉換器105c-2提供工作電壓，電壓電流轉換器105c-2的電流輸出端與電容C _T的一端連接到節點N _T，電容C _T的相對另一端連接到接地端GND。第三開關SW ₅₁的第一端連接到節點N _T而第二端連接到接地端GND從而使得第三開關SW ₅₁與電容C _T是關係並聯，第三開關SW ₅₁的控制端輸入單穩態觸發器105b產生的暫態脈衝信號CLK1。導通時間產生器105c還包括一個第三比較器A3，將第三比較器A3的正相輸入端連接到電容C _T的一端也即充電節點N _T，而在第三比較器A3的反相輸入端輸入一個第三參考電壓V _P。

參見圖6C，導通時間產生器105c調節導通時間T _ON的工作機制在於，利用採樣保持器105c-1採樣次級側繞組L _S的第二端如同名端的電壓V _SAM，其採樣的時機例如是可以是主開關Q1導通而同步開關Q2關斷的時間，如果輸入電壓V _IN越大則採樣保持器105c-1保持的電壓值就越大，導致電壓電流轉換器105c-2輸出的電流就越大。反之亦然，輸入電壓V _IN越小則採樣保持器105c-1保持的電壓值就越小，導致電壓電流轉換器105c-2輸出的電流就越小。由於用於驅動第三開關SW ₅₁的暫態脈衝信號CLK1僅僅在RS觸發器105a產生的控制信號SQ的上升沿的時刻為高電平，其他時間為低電平，以至於控制信號SQ的上升沿的時刻第三開關SW ₅₁被瞬態接通，則電容C _T存儲在其一端也即節點N _T處的電荷在第三開關SW ₅₁被接通的這個時刻釋放掉，所以第三比較器A3的輸出端在此時會產生和輸出為低電平的信號S _ON。在圖6D中，控制信號SQ的上升沿的時刻，是一個預設時段T _SET開始的時刻。控制信號SQ的上升沿這一動作結束之後暫態脈衝信號CLK1又翻轉到低電平，只要第三開關SW ₅₁接通後被斷開，電容C _T再次利用電壓電流轉換器105c-2輸出的電流進行充電。一旦電容C _T在導通時段T _ON內持續充電，在導通時段T _ON結束後的關斷時段T _OFF內使節點N _T處的電壓開始比第三參考電壓V _P大。最終的結果是，使第三比較器A3的輸出端產生的信號S _ON由導通時段T _ON內的低電平抬升到關斷時段T _OFF內的高電平，而信號S _ON又被輸入到RS觸發器105a的復位端R，所以高電平的信號S _ON會重定RS觸發器105a，讓其Q輸出端產生的控制信號SQ由導通時段T _ON內的高電平跌落到關斷時段T _OFF內的低電平。控制信號SQ在關斷時段T _OFF內持續為低電平，一直到關斷時段T _OFF結束後還延續為低電平，除非下一次感測壓降V _CS或回饋電壓V _FB比第一參考電壓V _REF小，第一比較器A1再次發出高電平來置位RS觸發器105a輸出高電平。而第三比較器A3的輸出端產生的信號S _ON在關斷時段T _OFF內持續為高電平，一直到關斷時段T _OFF結束後還延續為高電平，除非直到下一次控制信號SQ具有上升沿，從而使暫態脈衝信號CLK1出現高電平來接通第三開關SW ₅₁，以至讓電容C _T的節點N _T瞬態放電，第三比較器A3才會再次產生低電平的信號S _ON。

參見圖6C，輸入電壓V _IN越大則採樣保持器105c-1保持的電壓值也就越大，並導致電壓電流轉換器105c-2輸出的電流值就越大，從而減少充電時間，很快讓電容C _T一端的節點N _T處的電壓超過第三參考電壓V _P，相當於在整個開關週期內縮短時段T _ON的時長，而該時段T _ON內控制信號SQ是高電平且是主開關Q1的接通時間，所以當輸入電壓V _IN越大時導通時間T _ON卻被縮短，與之對應，時段T _OFF內控制信號SQ是低電平且是主開關Q1的關斷時間。換言之，雖然輸入電壓V _IN增大意欲降低開關頻率f，但是接通時間T _ON被縮短的效果是抑制了開關頻率f的降低程度。反之亦然，一旦輸入電壓V _IN越小，則採樣保持器105c-1保持的電壓值就越小，導致電壓電流轉換器105c-2輸出的電流值就越小，而拖延充電時間，最後以比較慢的速度才讓電容C _T一端的節點N _T處的電壓超過第三參考電壓V _P，相當於在整個開關週期內是適當地延長了時段T _ON的時間長度，所以輸入電壓V _IN越小而導致主開關的導通時間T _ON卻被延長。換言之，雖然輸入電壓V _IN降低意欲增大開關頻率f，但是接通時間T _ON被延長的效果是抑制了開關頻率f的增大程度。顯然，本發明的這種實施例能夠極佳的保障開關頻率f的相對穩態。

例如非連續DCM模式下開關頻率f=（2×I _O×L×V _O）÷{（V _IN） ²×（T _ON） ²}，其中L是變壓器T的等效電感值，按照本發明上文提供的方案，顯然無論是輸入電壓V _IN降低還是增加，函數關係中的（V _IN） ²×（T _ON） ²這一項計算值的變化尺度並不大，都可以抑制開關頻率f的變化量/幅度從而避免變壓器T進入飽和被損壞。

參見圖7A，較之圖6A的實施例，最主要的區別是改變了耦合元件106的元件類型而其他的特徵則基本相同。耦合元件106是脈衝變壓器PT，其中第二控制器105的電路和產生控制信號SQ的方式在上文中已經解釋，不再贅述。在這個實施例中，該脈衝變壓器PT作為第一控制器104和第二控制器105之間進行資料信號交互的傳輸媒介，具有初級側或稱一次測繞組L _PT1和次級側或稱二次側繞組L _PT2，初級側繞組L _PT1連接到第二控制器105，次級側繞組L _PT2連接到第一控制器104。初級側繞組L _PT1具備的第一端如同名端用來接收RS觸發器105a所產的控制信號SQ以及第二端如異名端耦合到參照地電位VSS，次級側繞組L _PT2具備的第一端如同名端可以產生用於驅動主開關Q1的第一脈衝信號S ₁以及第二端如異名端用來耦合到接地端GND。雖然在初級側繞組L _PT1的第一端直接輸入控制信號SQ，而將次級側繞組L _PT2的第一端的輸出結果直接作為第一脈衝信號S ₁在理論上是可行的，但是為了保障信號不傳錯，本發明提供了圖7A的實施例。控制信號SQ可以傳輸到給一個緩衝器A4的輸入端，緩衝器A4的輸出端即節點N ₅處和初級側繞組L _PT1的第一端之間連接一個電容C ₅₂，初級側繞組L _PT1的第二端在節點N ₇處連接到一個較低的電位或說是參照地電位VSS。次級側繞組L _PT2的第一端和一個用於輸出第一脈衝信號S ₁的信號產生節點N _S之間連接一個電容C ₅₁，次級側繞組L _PT2的第二端在一個節點N ₆處連接到接地端GND。並且可選的將一個二極體D ₅₁的陰極連接到節點N _S而陽極在節點N ₆處連接到接地端GND，以及可選的還可以在節點N _S和節點N ₆之間連接一個電阻R ₅₁。脈衝變壓器PT的工作機制體現在，電容C ₅₂隔離直流電，當控制信號SQ翻轉為高電平時給電容C ₅₂充電，也會抬升初級側繞組L _PT1的第一端如同名端的電位。如圖7B的位於初級側繞組L _PT1第一端節點處的發送介面TX1＋的電壓V _TX1的粗略波形，初級側繞組L _PT1第二端的節點處視為發送介面TX2－，脈衝變壓器PT將控制信號SQ傳遞到次級側繞組L _PT2，次級側繞組L _PT2的第一端如同名端的電位也抬升，如圖7B的位於次級側繞組L _PT2第一端節點處的接收介面RX1＋的電壓V _RX1的粗略波形，次級側繞組L _PT2第二端的節點處視為接收介面RX2－。該過程中由於電容C ₅₁的耦合作用也會將節點N _S的電位同步抬升起來，如果採用肖特基二極體D ₅₁則二極體D ₅₁的箝位效應還可以使得節點N _S的電位迅速增大，從而在節點N _S處輸出高電平的第一脈衝信號S ₁。與之相反的是，一旦當控制信號SQ翻轉為低電平時電容C ₅₂就會通過初級側繞組L _PT1放電，電容C ₅₁也通過次級側繞組L _PT2和電阻R ₅₁放電，使得信號產生節點N _S的電位迅速跌落，從而在信號產生節點N _S處產生低電平的第一脈衝信號S ₁，第一脈衝信號S ₁隨著控制信號SQ的邏輯狀態翻轉而同步變化。第二脈衝信號S ₂是第一脈衝信號S ₁的反相信號，波形圖如圖7B。

參見圖7C，該實施例與圖7A略有區別，在圖7A的實施例中第二控制器105中的第一比較器A1的反相輸入端被輸入了回饋電壓V _FB或者感測電壓V _CS其中之一，但圖7C的實施例中濾波器105g的輸出和放大器105h的輸出通過一個加法器105i相加後再送入到第一比較器A1的反相輸入端。在圖1中輸出節點N ₂₀處或者是在後文即將詳細介紹的如圖8所示的實施例的輸出節點N ₂₀處的實際紋波電壓Ripple的波形帶有交流成分和直流成分，紋波電壓的平均電壓值相當於直流成分的電壓水準，而總的紋波電壓減去直流成分的電壓值實質上就等於交流成分的電壓值。回饋電壓V _FB因為是輸出節點N ₂₀處擷取的分壓值，所以其本質上也是實際紋波電壓的一個分壓。另外感測電壓V _CS表徵的是負載電流I _O的大小，呈現出交直流特性的負載電流I _O帶有的直流電流成分遠大於它帶有的交流電流成分，所以感測電壓V _CS也是交直流信號，它的平均電壓值等於它的直流成分的電壓值。在圖7C中，實際紋波電壓被輸送至一個濾波器105g，該濾波器用於濾除實際紋波電壓的直流成分而僅僅保留和輸出交流成分，可認為濾波器105g將回饋電壓V _FB的的總電壓值減去它當中直流成分的電壓值便得到它當中的交流成分的電壓值。在圖7C中，負載電流I _O在感測電阻R _C上產生的壓降即感測電壓V _CS被輸送至一個放大器105h，感測電壓V _CS由放大器105h放大後輸出。濾波器105g將濾除回饋電壓V _FB的直流成分而得到的交流成分的信號輸出給加法器105i，放大器105h將感測電壓V _CS處理放大的帶有交流成分和直流成分的信號輸出給加法器105i，加法器105i將濾波器105g輸出的信號和放大器105h輸出的信號相加後再送入到第一比較器A1的反相輸入端。圖7C的實施例除了第一比較器A1的反相輸入端不是直接的回饋電壓V _FB或感測電壓V _CS之外，其他的與圖7A完全相同。並且加法器105i將濾波器105g輸出的信號和放大器105h輸出的信號相加後輸入到第一比較器A1的反相輸入端這種方案，來取代第一比較器A1的反相輸入端的回饋電壓V _FB或感測電壓V _CS，還適用於圖6A和圖6C的實施例。

參見圖8，該實施例與圖1的最大區別是次級側繞組L _S的第一端如異名端通過一個整流二極體D _REC連接到輸出節點N ₂₀。並且圖1中的同步開關Q2也可以被摒棄，此時次級側繞組L _S的第二端如同名端可以直接耦合到參照地電位VSS。整流二極體D _REC的陽極連接到次級側繞組L _S的第一端而陰極連接到輸出節點N ₂₀，啟動電壓ST可以從整流二極體D _REC的陰極處擷取。如果同步開關Q2被取消則無需再產生第二脈衝信號S ₂，除此之外，圖8的運作工作機制與圖1相同，這裏不予贅述。

在電壓轉換器中，如果負載18變輕或空載時，負載電流I _O就會顯著降低，這同樣也會導致主開關Q1的開關頻率f降低，這裏提及的負載18的輕載Light load情況或者是空載Empty load是相對它的重載Heavy load情況而言。而且開關頻率f與電壓轉換器是否進入音頻區息息相關，如果開關頻率f過低會產生寄生振盪，例如電器使用者如果聽到變壓器發出的嘯叫聲可能就是開關頻率f降低到20Hz左右。

參見圖9，在該實施例中將會介紹電壓轉換器自適應的決解開關頻率f降低引起的音頻不適感。無論是圖6A還是圖7A或是圖7C的實施例，將回饋電壓V _FB或感測電壓V _CS或加法器105i輸出的信號其中之一視為偵測信號DE，因此偵測信號DE可以用於表徵提供給負載18的輸出電壓V _O和/或負載電流I _O的即時大小情況。此偵測信號DE輸入到第一比較器A1的反相輸入端，第一參考電壓值V _REF輸入到第一比較器A1的正相輸入端，當偵測信號DE低於第一參考電壓值V _REF時，第一比較器A1輸出的高電平使RS觸發器105a的置位端S置位，RS觸發器105a開始輸出高電平的控制信號SQ，當導通時間產生器105c產生高電平的信號S _ON輸送到RS觸發器105a的復位端R時RS觸發器105a開始輸出低電平的控制信號SQ，這在上文中已經詳細介紹，不予贅述。在圖9的實施例中，僅僅示意出了電壓轉換器的一部分元件，同時還特意展示了導通時間產生器105c的一種可選但非必須的實施例。在圖9和圖10中，一旦當偵測信號DE低於第一參考電壓值V _REF，控制信號SQ從低電平跳變到高電平的上升沿的時刻觸發單穩態觸發器105b發出暫態脈衝信號CLK。在圖10的實施例中，以偵測信號DE低於第一參考電壓值V _REF的兩個相鄰時段為例進行闡明，譬如，在一個第一時段TIME1發生了偵測信號DE（例如某一個偵測信號DE1）低於第一參考電壓值V _REF的情況，此時刻電壓轉換器會通過產生控制信號SQ1接通主開關Q1來調製增大輸出電壓V _O和/或負載電流I _O，從而藉由電壓調製使得第一時段TIME1結束點偵測信號DE恰好回歸到大於第一參考電壓值V _REF的狀態，後來在一個第二時段TIME2又發生了偵測信號DE（例如某一個偵測信號DE2）再次低於第一參考電壓值V _REF的情況，電壓轉換器需要再次通過產生控制信號SQ2控制接通主開關Q1來調製增大輸出電壓V _O和/或負載電流I _O，經電壓調製使得第二時段TIME2結束點偵測信號DE恰好回歸到大於第一參考電壓值V _REF，如此迴圈。

參見圖10，在第一時段TIME1內偵測信號DE1低於第一參考電壓值V _REF，在第一時段TIME1起始時刻，第一比較器A1的高電平比較結果使RS觸發器105a置位產生高電平的控制信號SQ1，此一時刻，控制信號SQ1由之前的低電平翻轉到高電平的上升沿使得單穩態觸發器105b被單擊發出高電平的窄脈衝也即暫態脈衝信號CKL1，該過程可以結合圖6A和圖7A或圖7C來理解。由單穩態觸發器105b產生的暫態脈衝信號CKL1觸發導通時間產生器105c開始進行導通時間T _ON1的計時，在主開關Q1接通的導通時間T _ON1內第三比較器A3發出的信號S _ON1持續為低電平。至導通時間T _ON1結束後，導通時間產生器105c中的第三比較器A3發出高電平的信號S _ON1作為重定信號，讓RS觸發器105a重定並使控制信號SQ1翻轉到低電平狀態。在第一時段TIME1內，主開關Q1可以有多個開關週期而不止圖示的數量，一個預設時段T _SET-A從第一時段TIME1的起始時間點開始計時，經過一個或多個開關週期直至在該預設時段T _SET-A結束時，偵測電壓DE按照預期的設想要大於第一參考電壓V _REF，此時控制信號SQ1為低電平，而且該時刻又因為暫態脈衝信號CLK1後續的下一個高電平的窄暫態脈衝信號還沒出現，所以電容C _T還沒有瞬態放電，則第三比較器A3輸出的信號S _ON1維持在高電平。

參見圖10，在第一時段TIME1結束之後，由於電壓轉換器的電壓調製效果，使得偵測信號DE回歸到大於第一參考電壓值V _REF的狀態，此時第一比較器A1的比較結果為低電平。間隔一段時間後，後來在一個第二時段TIME2偵測信號DE2再次低於第一參考電壓值V _REF，在第二時段TIME2起始時刻，第一比較器A1的高電平比較結果使RS觸發器105a置位產生高電平的控制信號SQ2，此一時刻，控制信號SQ2由之前的低電平翻轉到高電平的上升沿，使得單穩態觸發器105b被單擊而發出高電平的窄脈衝也即暫態脈衝信號CKL2。由單穩態觸發器105b產生的暫態脈衝信號CKL2觸發電容C _T放電而低於第三參考電壓V _P，此時導通時間產生器105c開始進行導通時間T _ON2的計時，在主開關Q1接通的導通時間T _ON2內第三比較器A3發出的信號S _ON2持續為低電平。至導通時間T _ON2結束後，電容C _T充電至超過第三參考電壓V _P，導通時間產生器105c中的第三比較器A3發出高電平的信號S _ON2作為重定信號，讓RS觸發器105a重定並使控制信號SQ2翻轉到低電平狀態。同樣在第二時段TIME2內，主開關Q1也可以有多個開關週期而不止圖示的數量，一個預設時段T _SET-B從第二時段TIME2的起始時間點開始計時，經過一個或多個開關週期直至在該預設時段T _SET-B結束時，偵測電壓DE按照預期的設想會大於第一參考電壓V _REF來滿足負載需求，此時控制信號SQ2為低電平，而且該時刻又因為暫態脈衝信號CLK2後續的下一個高電平的窄暫態脈衝信號還沒出現，所以電容C _T還沒有瞬態放電，則第三比較器A3輸出的信號S _ON2維持在高電平。

參見圖9，下文將以相鄰的前一個預設時段T _SET-A和後一個預設時段T _SET-B所發生的回饋電壓V _FB或感測電壓V _CS或加法器105i的輸出信號低於第一參考電壓V _REF的情況為例，來闡明在開關頻率f過低時，本發明是如何避免變壓器T嘯叫並引導開關頻率f脫離音頻區的。回饋電壓V _FB或感測電壓V _CS或加法器105i的輸出信號任意之一視為偵測信號DE。在圖9和圖10中，前一個預設時段T _SET-A內控制信號SQ1時刻產生的暫態脈衝信號CLK1具有頻率值F，因為該時間段內暫態脈衝信號CLK1的高電平窄脈衝的數量可能不止一次，所以頻率值F也可能會存在著一個或多個的情況。在圖9中，提供的一個時鐘產生器113至少包括振盪器113a和分頻器113b，振盪器113a產生振盪信號並且輸出給分頻器113b，而分頻器113b則改變振盪信號的頻率來提供一個上頻率臨界值F _H和一個下頻率臨界值F _L輸出給頻率比較器114作為參考頻率，藉此該頻率比較器114可將控制信號SQ1上升沿觸發的暫態脈衝信號CLK1所具有的頻率值F與上頻率臨界值F _H和該下頻率臨界值F _L進行比較。計數器115帶有加法計算器和減法計數器，並且計數器115的初始計數值可以預先賦值，在某一個頻率值F大於上頻率臨界值F _H時限定計數器115在被賦值的計數初始值的基礎上減1，在某一個頻率值F低於下頻率臨界值F _L時限定計數器115在被賦值的計數初始值的基礎上加1，至於是執行加運算還是執行減運算全由頻率比較器114的比較結果決定，比較結果傳遞至計數器115，計數器115藉由該結果執行先前定義的運算規則。在預設時段T _SET-A內，按照每一個高電平窄暫態脈衝信號CLK1的所對應的頻率值F的大小與參考頻率的比對結果，使得計數器115依序要麼加1要麼減1，而且基於頻率值F對應的種類數目（如5個不同的頻率值）而使計數器115執行的相同數目（如計數5次）的計數次數，最終計數器115會產生一個總計數值。此外計數器115還有定義有計數條件，即給計數器115限定一個上臨界計數值和一個下臨界計數值，一旦當總計數值超過上臨界計數值時則定義總計數值等於上臨界計數值，或者當總計數值低於下臨界計數值時則定義總計數值等於下臨界計數值。或當總計數值等於上臨界計數值或下臨界計數值其中之一時，定義總計數值無需改變。

為了方便理解，假定在示範性但非限制性的實施例中，在預設時段T _SET-A內數個高電平窄暫態脈衝信號CLK1對應具有五種不同的頻率，也可以認為暫態脈衝信號CLK1的頻率值F的總數目為五。在這種情況下，計數器115的計數初始值以體現為兩位元的二進位的碼元BIT[00]為例，下臨界計數值被定義為兩位元的二進位的碼元BIT[00]，而上臨界計數值被定義為兩位元的二進位的碼元BIT[11]。暫態脈衝信號CLK1的頻率值F的總數目為五時，每個頻率值按照出現的時間節點先後跟上頻率臨界值F _H和該下頻率臨界值F _L進行比較，由頻率比較器114來執行，前後比較得到的結果假定分別是：第一個頻率值低於下頻率臨界值F _L、第二個頻率值高於上頻率臨界值F _H、第三個頻率值低於下頻率臨界值F _L、第四個頻率值高於上頻率臨界值F _H、第五個頻率值低於下頻率臨界值F _L，按照上文定義的計數規則，計數器115對數個高電平窄暫態脈衝信號CLK1的數目計數，計數器115在計數初始值BIT[00]的基礎上前後五次執行的計數步驟體現在：第一個頻率值低於下頻率臨界值F _L時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的加法計數器有效並加1、第二個頻率值高於上頻率臨界值F _H時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的減法計數器有效並減1、第三個頻率值低於下頻率臨界值F _L時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的加法計數器有效並加1、第四個頻率值高於上頻率臨界值F _H時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的減法計數器有效並減1、第五個頻率值低於下頻率臨界值F _L時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的加法計數器有效並加1，所以計數初始值BIT[00] 逢二進一經過依序前後合計五次計數後得到的總計數值是BIT[01]。在另外一個範例中，假定上文提及的計數初始值BIT[00]和下臨界計數值BIT[00]和上臨界計數值BIT[11]不變，但是五個頻率值的範圍發生了改變，計數器115在計數初始值BIT[00]的基礎上前後五次執行的計數步驟體現在：第一個頻率值高於上頻率臨界值F _H時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的減法計數器有效並減1、第二個頻率值高於上頻率臨界值F _H時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的減法計數器有效並減1、第三個頻率值高於上頻率臨界值F _H時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的減法計數器有效並減1、第四個頻率值高於上頻率臨界值F _H時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的減法計數器有效並減1、第五個頻率值高於上頻率臨界值F _H時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的減法計數器有效並減1，在這種情況下總計數值小於下臨界計數值BIT[00]，所以被賦值的下臨界計數值BIT[00] 最終就視為總計數值。在另外一個相反的範例中，假定計數初始值BIT[00]和下臨界計數值BIT[00]和上臨界計數值BIT[11]不變，但是五個頻率值的範圍發生了改變，計數器115在計數初始值BIT[00]的基礎上前後五次執行的計數步驟體現在：第一個頻率值低於下頻率臨界值F _L時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的加法計數器有效並加1、第二個頻率值低於下頻率臨界值F _L時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的加法計數器有效並加1、第三個頻率值低於下頻率臨界值F _L時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的加法計數器有效並加1、第四個頻率值低於下頻率臨界值F _L時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的加法計數器有效並加1、第五個頻率值低於下頻率臨界值F _L時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的加法計數器有效並加1，在這種情況下五次計數後的總計數值大於上臨界計數值BIT[11]，所以被賦值的上臨界計數值BIT[11] 最終就視為總計數值。

參見圖9和圖10，上文介紹的計數器115對暫態脈衝信號CLK1的頻率值F的計數發生在上一個預設時段T _SET-A內，而且總計數值最後被計數器115傳輸和編碼/燒錄到一個寄存器116中儲存。在上一個預設時段T _SET-A內計數頻率值F的意義在於，使相鄰的下一個預設時段T _SET-A內的導通時間T _ON2相對預設時段T _SET-A內導通時間T _ON1被調整，而實施調整的依據就是頻率值F所對應的總計數值。調整導通時間T _ON2的方式參見圖9，在圖9的導通時間產生器105c中，主要包括一個固定電流源110和兩個可選的附加電流源111、112，還包括一個第三開關SW ₅₁以及一個電容C _T，電源電壓V _DD為固定電流源110和兩個附加電流源111、112提供工作電壓。其中固定電流源110輸出的電流I ₀直接輸送到C _T的一端節點N _T處而可以持續為電容C _T充電，電容C _T的相對另一端連接到接地端GND。但是附加電流源111與電容C _T一端的節點N _T之間連接到一個第四開關SW ₆₁，第四開關SW ₆₁的第一端接收附加電流源111輸出的電流I ₁而第二端連接到節點N _T，只有第四開關SW ₆₁的控制端在接收到高電平而使得該第四開關SW ₆₁導通時，附加電流源111輸出的電流I ₁才會從節點N _T處為電容C _T充電。同理，另一個附加電流源112與電容C _T一端的節點N _T之間連接到另一個第五開關SW ₆₂，第五開關SW ₆₂的第一端接收附加電流源112輸出的電流I ₂而第二端連接到節點N _T，只有第五開關SW ₆₂的控制端在接收到高電平使得該第五開關SW ₆₂導通時，附加電流源112輸出的電流I ₂才會從節點N _T處為電容C _T充電。電壓電流轉換器105c-2中的一個第三開關SW ₅₁的第一端連接到節點N _T而第二端連接到接地端GND從而使得第三開關SW ₅₁與電容C _T是關係並聯，第三開關SW ₅₁的控制端輸入單穩態觸發器105b在上一個預設時段T _SET-A內由控制信號SQ1的上升沿來形成的高電平暫態脈衝信號CLK1，第三開關SW ₅₁被瞬態接通，則電容C _T存儲在其一端也即節點N _T處的電荷在第三開關SW ₅₁被接通的這個時刻釋放掉，所以第三比較器A3的輸出端在此時會產生低電平的信號S _ON1。控制信號SQ1的上升沿之後暫態脈衝信號CLK1的高電平窄脈衝回落到低電平，固定電流源110開始向電容C _T的節點N _T充電，如果第四開關SW ₆₁被接通則附加電流源111和固定電流源110一起向電容C _T的節點N _T充電，如果第五開關SW ₆₂被接通則附加電流源112也和固定電流源110一起向電容C _T的節點N _T充電。由單穩態觸發器105b產生的暫態脈衝信號CKL1觸發導通時間產生器105c開始進行導通時間T _ON1的計時，在主開關Q1接通的導通時間T _ON1內第三比較器A3發出的信號S _ON1持續為低電平。一旦電容C _T在導通時段T _ON1內持續充電，在導通時段T _ON1結束後電容C _T的節點N _T處的電壓開始比第三參考電壓V _P大使得第三比較器A3的輸出端產生的信號S _ON1在導通時段T _ON1結束時翻轉到關斷時段T _OFF1內的高電平，而信號S _ON1又被輸入到RS觸發器105a的復位端R，所以高電平的信號S _ON1會重定RS觸發器105a，讓Q輸出端產生的控制信號SQ1由導通時段T _ON1內的高電平跌落到關斷時段T _OFF1內的低電平，從而關斷主開關Q1。如果主開關Q1在第一個開關週期之後偵測電壓DE仍然低於第一參考電壓V _REF，則主開關Q1將開始執行第二個開關週期，以此類推，直至預設時段T _SET-A結束時偵測電壓DE按照預期的設想要大於第一參考電壓V _REF。按照這種開關模式，主開關Q1在導通時段T _ON1內被接通而在關斷時段T _OFF1內被關斷的動作，在整個預設時段T _SET-A內可以迴圈多次。

第二控制器105根據上一個預設時段T _SET-A內計數器115的總計數值，來產生下一個預設時段T _SET-B內的控制信號SQ2及其上升沿的時刻的高電平窄脈衝CLK2。這種工作機制體現在：如果上一個預設時段T _SET-A內開關頻率f過低導致變壓器T進入嘯叫的音頻區，使得計數器115最終的總計數值因為累加的演算法而大於預設的初始計數值，該總計數值被存儲在寄存器116中，並且寄存器116所寫入的二進位碼元被作為控制電子開關也即第四開關SW ₆₁和第五開關SW ₆₂是否接通的控制信號，一旦開關頻率f過低使總計數值大於初始計數值，例如寄存器116寫入的總計數值是比特BIT[01]，或寫入視為總計數值的上臨界計數值BIT[11]，它們比計數初始值碼元BIT[00]大。

按照上文介紹的例子，總計數值BIT[01] 被作為第四開關SW ₆₁和第五開關SW ₆₂的控制信號，較高位元的0控制第四開關SW ₆₁關斷，較低位元的1控制第五開關SW ₆₂接通。或總計數值BIT[11] 被作為第四開關SW ₆₁和第五開關SW ₆₂的控制信號，較高位元的1控制第四開關SW ₆₁接通，較低位元的1控制第五開關SW ₆₂接通。值得注意的是，圖9中導通時間產生器105c僅僅是展示了模型化的示意圖，有些常識性的內容並沒有展示，例如本領域的技術人員熟知，寄存器的控制信號資料在某些實施例中需要先行通過解碼器解碼後再利用一組解碼信號來有效接通或關斷相應的開關。

在下一個預設時段T _SET-B內發生偵測電壓DE低於第一參考電壓V _REF時，這個預設時段T _SET-B內的控制信號SQ2的上升沿觸發的高電平窄脈衝的暫態脈衝信號CLK2一旦讓第三開關SW ₅₁被瞬態接通，電容C _T存儲在節點N _T處的電荷藉由第三開關SW ₅₁釋放掉，所以第三比較器A3的輸出端在此時會產生低電平的信號S _ON2。控制信號SQ2的上升沿之後暫態脈衝信號CLK2的高電平窄脈衝回落到低電平，固定電流源110開始向電容C _T的節點N _T充電，如果第四開關SW ₆₁被接通則附加電流源111也和固定電流源110一起向電容C _T的節點N _T充電，如果第五開關SW ₆₂被接通則附加電流源112也和固定電流源110一起向電容C _T的節點N _T充電。寄存器116的總計數值BIT[01] 控制第四開關SW ₆₁關斷而控制第五開關SW ₆₂接通，所以附加電流源112輸出的電流I ₂和固定電流源110輸出的電流I ₀直接輸送到電容C _T的一端節點N _T處為電容C _T充電，顯然電流之和（I ₀＋I ₂）相對於單純的電流I ₀充電速度更快，所以下一個預設時段T _SET-B內相對於上一個預設時段T _SET-A可以很快就將電容C _T充滿，速度更快。相同的道理，寄存器116的總計數值BIT[11] 控制第四開關SW ₆₁、第五開關SW ₆₂接通，所以附加電流源111輸出的電流I ₁、附加電流源112輸出的電流I ₂和固定電流源110輸出的電流I ₀直接輸送到電容C _T的一端節點N _T處為電容C _T充電，顯然電流之和（I ₀＋I ₁＋I ₂）相對於單純的電流I ₀充電速度更快，所以下一個預設時段T _SET-B內相對於上一個預設時段T _SET-A可以很快就將電容C _T充滿，速度更快。由單穩態觸發器105b產生的暫態脈衝信號CKL2觸發導通時間產生器105c開始進行導通時間T _ON2的計時，在主開關Q1接通的導通時間T _ON2內第三比較器A3發出的信號S _ON2持續為低電平。一旦電容C _T在導通時段T _ON2內持續充電，在導通時段T _ON2結束後電容C _T的節點N _T處的電壓開始比第三參考電壓V _P大使得第三比較器A3的輸出端產生的信號S _ON2在導通時段T _ON2結束時翻轉到關斷時段T _OFF2內的高電平，而信號S _ON2又被輸入到RS觸發器105a的復位端R，所以高電平的信號S _ON2會重定RS觸發器105a，讓其Q輸出端產生的控制信號SQ2由導通時段T _ON2內的高電平跌落到關斷時段T _OFF2內的低電平，從而關斷主開關Q1。如果主開關Q1在第一個開關週期之後偵測電壓DE仍然低於第一參考電壓V _REF，則主開關Q1將開始執行第二個開關週期，以此類推，直至預設時段T _SET-B結束時偵測電壓DE按照預期的設想要大於第一參考電壓V _REF。按照這種開關模式，主開關Q1在導通時段T _ON2內被接通而在關斷時段T _OFF2內被關斷的動作，在整個預設時段T _SET-B內可以迴圈多次。

毫無疑慮，在預設時段T _SET-A先行不引入額外的電流源111和/或電流源112，但在預設時段T _SET-B內引入了額外的電流源111和/或電流源112，使得預設時段T _SET-B內導通時段T _ON2因為充電電流更大，電容C _T的充電時間速度相對于導通時段T _ON1更快而很快讓節點N _T處的電壓比第三參考電壓V _P大，其結果就是導致後面的導通時段T _ON2小於導通時段T _ON1。考慮到主開關Q1的開關頻率f隨著導通時段T _ON增大而減小或隨著導通時段T _ON減小而增大，當負載18為輕載或空載，導通時段T _ON1階段的開關頻率f因為過小而讓變壓器T進入嘯叫音頻區時，因為後來的導通時段T _ON2變小了，也即適當增加了開關頻率f的值，讓變壓器T脫離嘯叫音頻區。

實質上導通時段T _ON1和導通時段T _ON2的相對大小關係與計數器115的計數初始值非常相關。假如在示範性但非限制性的實施例中，在預設時段T _SET-A階段計數器115的計數初始值是BIT[01]或BIT[10]，則第四開關SW ₆₁或第五開關SW ₆₂其中之一會被接通而另一者被關閉，那麼附加電流源111輸出的電流I ₁或者附加電流源112輸出的電流I ₂會和固定電流源110的電流I ₀一起在導通時段T _ON1階段為電容C _T充電，合計的總充電電流值是（I ₁＋I ₀）或（I ₂＋I ₀），以其中的計數初始值是BIT[01]為例，在計數初始值BIT[01]的基礎上，按不同頻率出現的先後時間順序前後五次執行的計數步驟為：第一個頻率值＞上頻率臨界值F _H時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的減法計數器有效並減1、第二個頻率值＜下頻率臨界值F _L時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的加法計數器有效並加1、第三個頻率值＞上頻率臨界值F _H時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的減法計數器有效並減1、第四個頻率值＜下頻率臨界值F _L時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的加法計數器有效並加1、第五個頻率值＞上頻率臨界值F _H時頻率比較器114的比較結果觸發計數器115的減法計數器有效並減1，在這種情況下最終的總計數值為BIT[00]，也就是導通時段T _ON2階段為電容C _T充電合計的總充電電流值是I ₀，所以電容C _T在導通時段T _ON2階段充電需要的總時間要大於電容C _T在導通時段T _ON1階段充電的時間，相當於導通時段T _ON2被調整到大於導通時段T _ON1，從而導致開關頻率f從預設時段T _SET-A的較大值調整到預設時段T _SET-B的較小值。

綜上所述，在圖10中的前一個預設時段T _SET-A，次級側的第二控制器105的控制信號SQ1通過耦合元件106傳遞到初級側的第一控制器104，使得第一控制器104產生的第一脈衝信號S ₁控制主開關Q1在開關週期中具有導通時間T _ON1。在圖10中的後一個預設時段T _SET-B，次級側的第二控制器105的控制信號SQ2通過耦合元件106傳遞到初級側的第一控制器104，使得第一控制器104產生的第一脈衝信號S ₁控制主開關Q1在開關週期中具有導通時間T _ON2。當預設時段T _SET-A內計數器115對控制信號SQ1的上升沿觸發的CLK1的頻率值F的數目按照計數規則，所計算得到最終的總計數值大於初始計數值時，使得後一個預設時段T _SET-B內的導通時間T _ON2＜導通時間T _ON1。反之亦然，當所計算得到最終的總計數值小於初始計數值時，使得後一個預設時段T _SET-B內的導通時間T _ON2＞導通時間T _ON1。當所計算得到最終的總計數值等於初始計數值時，使得後一個預設時段T _SET-B內的導通時間T _ON2＝導通時間T _ON1。其緣由在於，每經歷一次偵測電壓DE低於第一參考電壓V _REF的事件時，總計數值都會被更新一次，而總計數值中的碼元直接決定著開關SW ₆₁、SW ₆₂的接通與否。也即當下一次發生偵測電壓DE低於第一參考電壓V _REF的事件時，上一次偵測電壓DE低於第一參考電壓V _REF的階段計算出的總計數值決定了下一次發生偵測電壓DE低於第一參考電壓V _REF的階段的導通時間。值得注意的是，雖然本發明是以兩位碼元和兩個額外的附加電流源111、112作為範例來解釋本發明的發明精神，但是在實際的拓撲當中，計數初始值和上下計數臨界值其實並不受兩位碼元數量的限制，同時附加電流源的數量也不受兩個支路這樣數量的限制。

在上文披露的發明內容中，詳細地闡明了帶有電壓轉換器的一個電源供應裝置的具體拓撲架構和運作機制。而且驅動主開關Q1在導通和關斷間切換的第一脈衝信號S ₁和驅動同步開關Q2在導通和關斷間切換的第二脈衝信號S ₂各自的產生機理也已經有較為詳細的闡釋，在接下來的後文中將給出產生它們的其他可選實施例。

參見圖11，可以從變壓器T的次級側繞組L _S的第二端如同名端和同步開關Q2的第一端互連的一個節點處擷取這個節點的電壓採樣量V _SAM，作為一個參考量來確定第二脈衝信號S ₂的邏輯狀態，藉此為依據來控制同步開關Q2的關斷和導通時機。其原理請參見圖11所示，第二控制器105還包括一個驅動模組120，驅動模組120主要利用一個電壓採樣量V _SAM和控制信號SQ作為輸入信號，而驅動模組120產生的信號SR_GATE則作為第二脈衝信號S ₂輸送到同步開關Q2的柵極。驅動模組120檢測變壓器T的二次側繞組L _S和同步開關Q2互連處的一個節點的電位，這是因為，當第一脈衝信號S ₁接通主開關Q1時電壓採樣量V _SAM為正電壓值。但是當第一脈衝信號S ₁關斷主開關Q1時，變壓器T的各個繞組的極性反向，導致變壓器T的二次側繞組L _S和同步開關Q2互連處的節點的電位跌落到負值，當電壓採樣量V _SAM低於預設的一個第一閾值電壓V _ZD1時，驅動模組120產生的第二脈衝信號S ₂從第二邏輯狀態（如低電平）翻轉到第一邏輯狀態（如高電平），以此接通同步開關Q2。因為同步開關Q2被接通，所以該變壓器T的二次側繞組L _S和同步開關Q2互連處的節點的電位由負值逐步抬升，由於變壓器T的漏感和開關電晶體的寄生電容導致該電位在上升的期間也會有電壓上升又下降的寄生振盪，但總的趨勢是上升，直至變壓器T的二次側繞組L _S和同步開關Q2互連處的節點的電位變化至大於第二閾值電壓V _ZD2時，第二脈衝信號S ₂方才從第一邏輯狀態（高電平）翻轉到第二邏輯狀態（低電平）藉此關斷同步開關Q2。值得注意的是，在圖11中雖然我們僅僅是以圖6A作為範例進行闡釋，但是還應當理解，圖11中的驅動模組120同樣也還適用於圖1和圖3~4以及圖6C和圖7A、圖7C、圖9等實施例。另外，參見圖11所示，雖然這裏第二控制器105主要將電壓採樣量V _SAM和RS觸發器105a產生的控制信號SQ視為輸入信號，但這裏的控制信號SQ其實還可以替換成第一控制信號S ₁或者替換成第二控制器105的發送介面（TX1＋）處產生的信號，如圖6A和圖7A。

參見圖12A，驅動模組120具有第一感測比較器121a和第二感測比較器121b，其中該第一感測比較器121a的反相輸入端和第二感測比較器121b的正相輸入端設置為耦合到變壓器T的二次側繞組L _S和同步開關Q2互連處的節點，用於感測電壓採樣量V _SAM。此外，還在第一感測比較器121a的正相輸入端輸入該第一閾值電壓V _ZD1而在第二感測比較器121b的反相輸入端輸入該第二閾值電壓V _ZD2。除了圖12A所示的範例之外，還可以通過在第一感測比較器121a的反相端和該節點間連接電阻或者電壓跟隨器等各種可選元件，和/或通過在第二感測比較器121b和該節點間連接電阻或者電壓跟隨器等各種可選元件，從而由這些元件在該節點處感測擷取到電壓採樣量V _SAM。

參見圖12A，在該實施例中，第一及閘AND1的連接關係為：將第一感測比較器121a的比較結果S_COM1輸入到第一及閘AND1的第二輸入端，將第一RS觸發器122的Q輸出端輸出的信號SM（其中RS觸發器的Q埠定義為輸出端及QN埠定義為Q非端或互補輸出端）輸入到第一及閘AND1的一個第一輸入端。

參見圖12A，在該實施例中，第二及閘AND2的連接關係體現在：將第二感測比較器121b的比較結果S_COM2輸入到第二及閘AND2的第二輸入端，控制信號SQ的反相信號則輸入到第二及閘AND2的第一輸入端。如控制信號SQ通過反相器123反相後再輸入到第二及閘AND2的第一輸入端。在該實施例中，控制信號SQ也可以替換成第一控制信號S ₁或者替換成第二控制器105的發送介面（TX1＋）處產生的信號，也就是說還可以將第一控制信號S ₁或發送介面（TX1＋）處產生的信號經由反相器123反相後再輸入到第二及閘AND2的第一輸入端。

參見圖12A，控制信號SQ輸入到第一RS觸發器122的置位端S，而第二RS觸發器124產生的第二脈衝信號S ₂的延時信號輸入到第一RS觸發器122的復位端R。具體而言，第一控制信號S1或發送介面（TX1＋）處產生的信號可替代成控制信號SQ輸入到第一RS觸發器122的置位端S，而第二RS觸發器124輸出的第二脈衝信號S ₂具有高電平的邏輯狀態時，其經過延時單元125略微延時後再輸入到第一RS觸發器122的復位端R。此時高電平的第二脈衝信號S ₂延時後，第一RS觸發器122的復位端R才接收到高電平的重定信號。並且第一及閘AND1的輸出端連接到第二RS觸發器124的置位端S，第二及閘AND2的輸出端對應連接到第二RS觸發器124的復位端R。

參見圖12B，圖示的各個脈衝波形對應於圖12A中驅動模組120的運作機制。例如在每個開關週期內，一旦偵測電壓V _FB/V _CS低於第一參考電壓V _REF導致第二控制器105回應於該偵測電壓的變化趨勢而試圖接通主開關Q1時（T1時刻），意味著控制信號SQ翻轉成高電平也即第一脈衝信號S ₁從低電平翻轉到高電平，從而接通主開關Q1，此時控制信號SQ的高電平同步還使第一RS觸發器122置位導致其Q輸出端輸出的信號SM從低電平翻轉到高電平。直至預設的導通時間T _ON結束（T2時刻）使得控制信號SQ翻轉成低電平，也即第一脈衝信號S ₁翻轉到低電平關斷主開關Q1，此時變壓器T的二次側繞組L _S的第二端如同名端和同步開關Q2的第一端互連處的節點的電位極性反向而導致該電位急劇降低，例如為低於零的負值，當它跌落至低於第一閾值電壓V _ZD1時，第一感測比較器121a的比較結果S_COM1為高電平（但是該節點處的電位會迅速回升至大於第一閾值電壓V _ZD1而導致S_COM1再次回落到低電平）。在T1~T2階段因為第二RS觸發器124的Q輸出端輸出的信號SR_GATE（視為第二脈衝信號S ₂）為低電平，所以第二RS觸發器124的QN輸出端輸出的第二脈衝信號S ₂的互補信號為高電平。一旦T2時刻起比較結果S_COM1為高電平，就會導致第一及閘AND1的第一、第二這兩個輸入端都為高電平，也意味著第一及閘AND1的輸出結果此刻為高電平，從而會置位第二RS觸發器124，使得第二RS觸發器124的Q輸出端輸出的SR_GATE大約自T2時刻起開始從低電平翻轉到高電平，並開始接通同步開關Q2，產生流經變壓器T二次側繞組L _S的電流。而且T2時刻高電平的SR_GATE信號經過延時單元125的延時後，產生的高電平延時信號SD輸入到第一RS觸發器122的復位端R。也即信號SR_GATE翻轉到高電平時（T2時刻），高電平狀態的信號SR_GATE經過一段預設的延時時間後才將高電平結果輸入給第一RS觸發器122的復位端R，使第一RS觸發器122自接收到高電平的延時信號SD時它輸出的信號SM就會從高電平復位翻轉到低電平。

仍然參見圖12B和圖11，因為T2時刻起同步開關Q2被接通，隨著變壓器T儲存的能量逐步減少而且二次側繞組L _S的電流也逐步降低，但變壓器T的二次側繞組L _S的第二端如同名端和同步開關Q2的第一端互連處的節點的電位卻從最小的負值逐步增大，一旦該處的電位抬升到大於第二閾值電壓V _ZD2時（T3時刻），則此時起第二感測比較器121b的比較結果S_COM2開始為高電平。但變壓器T的二次側繞組L _S和同步開關Q2互連處的節點的電位因為寄生振盪的緣故，可能發生其電位短暫低於第二閾值電壓V _ZD2的情形和短暫低於第一閾值電壓V _ZD1的情形，故第一感測比較器121a的比較結果S_COM1在大約T3時刻可能會發生短暫高電平的狀態，第二感測比較器121b的比較結果S_COM2大約在T3時刻可能會發生短暫低電平的狀態。在T3時刻一旦比較結果S_COM2開始產生高電平，就會讓第二及閘AND2的第一、第二兩個輸入端都為高電平，也意味著第二及閘AND2的輸出結果為高電平（T3時刻），從而復位第二RS觸發器124，使得第二RS觸發器124的Q輸出端輸出的SR_GATE信號大約自T3時刻起開始從高電平翻轉到低電平，並開始關斷同步開關Q2。正如圖12B所示，在電流斷DCM模式下T3~T4之間的時間為死區時段，此階段控制信號SQ及第一脈衝信號S ₁和SR_GATE信號（視為第二脈衝信號S ₂）均為低電平，此時主開關Q1和同步開關Q2都被關斷，如果後續偵測電壓V _FB/V _CS仍然低於第一參考電壓V _REF則導致第二控制器105再次回應於該偵測電壓的變化趨勢而試圖接通主開關Q1，重複T1~T4時段的動作直至偵測電壓達到預期值。在與DCM對應的一種電流連續CCM模式下，與之最大的區別是沒有死區時間，除此之外驅動模組120的其他運作機制與DCM基本類似，所以不予贅述。

參見圖12C，與圖12A略有差異，第一及閘AND1多了一路輸入，體現在：第一感測比較器121a的比較結果S_COM1輸入到第一及閘AND1的第二輸入端，第一RS觸發器122的Q輸出端輸出的信號SM（其中RS觸發器的Q埠定義為輸出端及QN埠定義為Q非端或互補輸出端）輸入到第一及閘AND1的一個第一輸入端，而第二RS觸發器124的Q輸出端產生的第二脈衝信號S ₂的互補信號輸入到第一及閘AND1的餘下的一個第三輸入端，注意第二脈衝信號S ₂的互補信號可以直接從第二RS觸發器124的QN輸出端（也即Q非端或互補輸出端）擷取產生。

參見圖12C，與圖12A略有差異，第二及閘AND2多了一路輸入，體現在：第二感測比較器121b的比較結果S_COM2輸入到第二及閘AND2的第二輸入端，此外第二RS觸發器124的Q輸出端輸出的第二脈衝信號S ₂輸入到第二及閘AND2的一個第三輸入端，而控制信號SQ的反相信號則輸入到第二及閘AND2的餘下第一輸入端，例如控制信號SQ通過反相器123反相後再輸入到第二及閘AND2的第一輸入端。

圖12C的實施例與圖12A的區別方案是，主張將第二RS觸發器124產生的第二脈衝信號S ₂的互補信號（在QN輸出端即Q非端或互補輸出端擷取）輸入到第一及閘AND1一個第三輸入端，但是第二RS觸發器124的QN輸出端產生的第二脈衝信號S ₂的互補信號經過一個延時單元127延時後才輸送到第一及閘AND1的第三輸入端，也即第二脈衝信號S ₂的互補信號翻轉到高電平時，該高電平狀態的互補信號經過一段預設的延時時間後才將高電平結果輸入給第一及閘AND1的第三輸入端。按照同樣的原理，在圖12C的實施例中，第二RS觸發器124的Q輸出端輸出的信號SR_GATE（視為第二脈衝信號S ₂）也不是直接輸入到第二及閘AND2的一個第三輸入端，實質上該信號SR_GATE經過延時單元128延時後才輸送到第二及閘AND2的第三輸入端，也即信號SR_GATE翻轉到高電平時，該高電平狀態的信號SR_GATE經過一段預設的延時時間後才將高電平結果輸入給第二及閘AND2的第三輸入端。

參見圖12C中驅動模組120的運作機制。在每個開關週期內，一旦偵測電壓V _FB/V _CS低於第一參考電壓V _REF，導致第二控制器105回應於該偵測電壓的變化而試圖接通主開關Q1時（T1時刻），意味著控制信號SQ翻轉成高電平也即第一脈衝信號S ₁從低電平翻轉到高電平，接通主開關Q1，此時控制信號SQ的高電平同步還使第一RS觸發器122置位導致其Q輸出端輸出的信號SM從低電平翻轉到高電平。直至預設的導通時間T _ON結束（T2時刻）使得控制信號SQ翻轉成低電平，也即第一脈衝信號S ₁翻轉到低電平關斷主開關Q1，此時變壓器T的二次側繞組L _S的第二端和同步開關Q2的第一端互連處的節點的電位極性反向而導致該電位急劇降低，當它跌落至低於第一閾值電壓V _ZD1時，第一感測比較器121a的比較結果S_COM1為高電平（該節點處的電位會迅速回升至大於第一閾值電壓V _ZD1導致S_COM1再次回落到低電平）。在T1~T2階段因為第二RS觸發器124的Q輸出端輸出的信號SR_GATE為低電平，所以QN輸出端輸出的第二脈衝信號S ₂的互補信號為高電平，該高電平的互補信號藉由延時單元127延時後才輸入到第一及閘AND1的第三輸入端。一旦T2時刻起比較結果S_COM1為高電平，就會導致第一及閘AND1的三個輸入端都為高電平，意味著第一及閘AND1的輸出結果為高電平，從而置位第二RS觸發器124，使得第二RS觸發器124的Q輸出端輸出的SR_GATE信號大約自T2時刻起開始從低電平翻轉到高電平，開始接通同步開關Q2，產生流經二次側繞組L _S的電流。T2時刻高電平的SR_GATE信號經過延時單元125的延時後，產生的延時信號SD輸入到第一RS觸發器122的復位端R。也即信號SR_GATE翻轉到高電平時（T2時刻），高電平狀態的信號SR_GATE經過一段預設的延時時間後才將高電平結果輸入給第一RS觸發器122的復位端R，使第一RS觸發器122自接收到高電平的延時信號SD時它輸出的信號SM就會從高電平復位翻轉到低電平。

參見圖12C，T2時刻起同步開關Q2被接通，隨著二次側繞組L _S的電流降低，變壓器T的二次側繞組L _S的第二端和同步開關Q2的第一端互連處的節點的電位從最小的負值逐步增大，一旦該處的電位抬升到大於第二閾值電壓V _ZD2時（T3時刻），則此時起第二感測比較器121b的比較結果S_COM2開始為高電平。變壓器T的二次側繞組L _S和同步開關Q2互連處的節點的電位因為寄生振盪的緣故，可能發生其電位短暫低於第二閾值電壓V _ZD2的情形和短暫低於第一閾值電壓V _ZD1的情形，故第一感測比較器121a的比較結果S_COM1在大約T3時刻可能會發生短暫高電平的狀態，第二感測比較器121b的比較結果S_COM2大約在T3時刻可能會發生短暫低電平的狀態。並且第二RS觸發器124的Q輸出端輸送的為高電平的SR_GATE信號經過延時單元128的延時後輸送到第二及閘AND2的第三輸入端（SR_GATE大致在T2時刻起就翻轉成高電平），控制信號SQ通過反相器123反相後輸入到第二及閘AND2的反相信號也為高電平（控制信號SQ的反相信號在T2時刻起就翻轉成高電平），所以第二及閘AND2的三個輸入端都為高電平，意味著第二及閘AND2的輸出結果為高電平（T3時刻），從而復位第二RS觸發器124，使得第二RS觸發器124的Q輸出端輸出的SR_GATE大約自T3時刻起開始從高電平翻轉到低電平，開始關斷同步開關Q2。在電流斷DCM模式下T3~T4之間的時間為死區時段，此階段控制信號SQ及第一脈衝信號S ₁和SR_GATE信號（視為第二脈衝信號S ₂）均為低電平，此時主開關Q1和同步開關Q2都關斷，如果偵測電壓V _FB/V _CS仍然低於第一參考電壓V _REF則導致第二控制器105再次回應於該偵測電壓的變化趨勢而試圖接通主開關Q1，重複T1~T4時段的動作直至偵測電壓達到預期值。在與DCM對應的一種電流連續CCM模式下，與之最大的區別是沒有死區時間，除此之外驅動模組120的其他運作機制與DCM基本類似，所以不予贅述。

以上，通過說明和附圖，給出了具體實施方式的特定結構的典型實施例，上述發明提出了現有的較佳實施例，但這些內容並不作為局限。對於本領域的技術人員而言，閱讀上述說明後，各種變化和修正無疑將顯而易見。因此，所附的權利要求書應看作是涵蓋本發明的真實意圖和範圍的全部變化和修正。在權利要求書範圍內任何和所有等價的範圍與內容，都應認為仍屬本發明的意圖和範圍內。

101‧‧‧整流器
103‧‧‧關斷緩衝電路
104‧‧‧第一控制器
105‧‧‧第二控制器
105a‧‧‧RS觸發器
105b‧‧‧單擊電路
105c‧‧‧導通時間產生器
105c-1‧‧‧採樣保持器
105c-2‧‧‧電壓電流轉換器
105d‧‧‧偏壓電路
105e‧‧‧反相器
105i‧‧‧加法器
106‧‧‧耦合元件
113‧‧‧時鐘產生器
113a‧‧‧振盪器
113b‧‧‧分頻器
114‧‧‧頻率比較器
115‧‧‧計數器
12、14‧‧‧母線
16‧‧‧初級側控制器
17‧‧‧光耦合器
18‧‧‧負載
22、24‧‧‧輸出線
T‧‧‧變壓器
L_P‧‧‧一次側繞組
L_S‧‧‧二次側繞組
N₁₀‧‧‧輸入節點
V_IN‧‧‧輸入電壓
GND‧‧‧接地端
Q1‧‧‧主開關
N₂₀‧‧‧輸出節點
C_OUT‧‧‧輸出電容
L_AUX‧‧‧輔助繞組
C_AUX‧‧‧電容
D11至D14‧‧‧二極體
V_AC‧‧‧正弦交流電壓
L₁‧‧‧電感
Q2‧‧‧同步開關
VSS‧‧‧參考地電位
V_O‧‧‧輸出電壓
S₁‧‧‧第一脈衝信號
S₂‧‧‧第二脈衝信號
D_AUX‧‧‧二極體
V_CC‧‧‧電壓
C_Y‧‧‧電容
I_O‧‧‧負載電流
SQ‧‧‧控制信號
R₁、R₂、R₃、R₄、R₅‧‧‧電阻
C₁、C₂‧‧‧電容
I_D‧‧‧原邊電流
C_X‧‧‧安全電容
C_IN‧‧‧輸入電容
D₂₁‧‧‧整流二極體
D₂₂‧‧‧整流二極體
JFET‧‧‧高壓啟動元件
R₂₁‧‧‧限流電阻
D₃₁‧‧‧二極體
R₃₁‧‧‧限流電阻
SW₃₁‧‧‧控制開關
CTRL‧‧‧信號
G‧‧‧柵極
S‧‧‧源極
R_S‧‧‧感應電阻
V_S‧‧‧電壓
V_LIMIT‧‧‧限制電壓
ST‧‧‧啟動電壓
N₂₀‧‧‧輸出節點
R_D1、R_D2‧‧‧電阻
V_FB‧‧‧回饋電壓
R_C‧‧‧感測電阻
V_CS‧‧‧感測壓降
C₂₁、C₂₂‧‧‧耦合電容
SW₄₁‧‧‧第一開關
SW₄₂‧‧‧第二開關
A1‧‧‧第一比較器
V_REF‧‧‧第一參考電壓
S_ON‧‧‧信號
R‧‧‧復位端
N₂‧‧‧節點
N₄‧‧‧節點
A2‧‧‧第二比較器
N₁‧‧‧節點
N₃‧‧‧節點
R₄₁‧‧‧電阻
V_TH‧‧‧第二參考電壓
RX1＋‧‧‧接收介面
RX2－‧‧‧接收介面
TX1＋‧‧‧發送介面
TX2－‧‧‧發送介面
Q1‧‧‧主開關
Q‧‧‧輸出端
LOOP1‧‧‧回路
V_TX1‧‧‧充電電壓
V_RX1‧‧‧充電電壓
T_ON‧‧‧導通時間
S‧‧‧復位端
LOOP2‧‧‧回路
V_SAM‧‧‧電壓
CLK1‧‧‧暫態脈衝信號
D_REC‧‧‧整流二極體

閱讀以下詳細說明並參照以下附圖之後，本發明的特徵和優勢將顯而易見：

圖1是本發明涉及到的電壓轉換器的基本架構。

圖2是電壓轉換器採用TL431進行回饋的回饋網路。

圖3~4是耦合元件分別採用電容和脈衝變壓器的示意圖。

圖5是初級側的第一驅動器帶有的啟動模組。

圖6A是次級側的第二控制器用電容耦合元件向第一驅動器傳輸控制信號的方式。

圖6B是基於圖6A隨著輸出電壓或電流大小變化而產生第一、第二脈衝信號。

圖6C是基於圖6A在第二控制器中實現主開關的導通時間可調節的模式。

圖6D是基於圖6C調節導通時間的波形圖。

圖7A是次級側的第二控制器用脈衝變壓器向第一驅動器傳輸控制信號的方式。

圖7B是基於圖7A隨著輸出電壓或電流大小變化而產生第一、第二脈衝信號。

圖7C是基於圖7A將引入的濾波器和放大器的輸出結果疊加後再與參考電壓比較。

圖8是以次級側的整流二極體代替次級側的同步開關。

圖9是當負載變輕時調節主開關的導通時間的方式。

圖10是基於圖9由前一個控制信號鉗制後一個控制信號所決定的主開關導通時間。

圖11是第二控制器中的一個驅動模組用來驅動同步開關。

圖12A是第二控制器中驅動模組的一個可選實施例。

圖12B是驅動模組中各元件輸出的信號回應於負載電壓/電流變化的脈衝波形。

圖12C是第二控制器中驅動模組的另一個可選實施例。

101‧‧‧整流器

103‧‧‧關斷緩衝電路

104‧‧‧第一控制器

105‧‧‧第二控制器

105a‧‧‧RS觸發器

106‧‧‧耦合元件

12、14‧‧‧母線

18‧‧‧負載

T‧‧‧變壓器

L_P‧‧‧一次側繞組

L_S‧‧‧二次側繞組

N₁₀‧‧‧輸入節點

V_IN‧‧‧輸入電壓

GND‧‧‧接地端

Q1‧‧‧主開關

N₂₀‧‧‧輸出節點

C_OUT‧‧‧輸出電容

L_AUX‧‧‧輔助繞組

C_AUX‧‧‧電容

D11至D14‧‧‧二極體

V_AC‧‧‧正弦交流電壓

L₁‧‧‧電感

Q2‧‧‧同步開關

VSS‧‧‧參考地電位

V_O‧‧‧輸出電壓

S₁‧‧‧第一脈衝信號

S₂‧‧‧第二脈衝信號

D_AUX‧‧‧二極體

V_CC‧‧‧電壓

C_Y‧‧‧電容

I_O‧‧‧負載電流

Claims

一種用於電壓轉換的電源供應裝置，其包括一個變壓器的一次側繞組和一個主開關串聯在一個輸入電壓和接地端之間，該變壓器的二次側繞組的一端直接連接到輸出節點，變壓器的二次側繞組的相對另一端和參考地電位之間連接有一個同步開關；一個第一控制器，用於產生第一脈衝信號來驅動主開關在導通與關斷之間切換；一個第二控制器，將一個表徵輸出電壓大小和/或表徵負載電流大小的偵測電壓和一個第一參考電壓比較，藉由比較結果決定其所產生的一個控制信號的邏輯狀態；一個耦合元件，連接在第一、第二控制器之間，其將控制信號的邏輯狀態傳遞到第一控制器，使第一控制器依據控制信號的邏輯狀態判定第一脈衝信號的邏輯狀態；其中，第二控制器包括用於產生第二控制信號的一個驅動模組，驅動模組還用於檢測變壓器的二次側繞組和同步開關互連處的一個節點的電位，當第一脈衝信號關斷主開關使變壓器的二次側繞組和同步開關互連處的節點的電位跌落至低於第一閾值電壓時，第二脈衝信號從第二邏輯狀態翻轉到第一邏輯狀態接通同步開關，直至變壓器的二次側繞組和同步開關互連處的節點的電位變化至大於第二閾值電壓時，第二脈衝信號從第一邏輯狀態翻轉到第二邏輯狀態藉此關斷同步開關。
如申請專利範圍第1項所述的電源供應裝置，其中，在驅動模組中，第一感測比較器的反相輸入端和第二感測比較器的正相輸入端耦合到變壓器的二次側繞組和同步開關互連處的節點，在第一感測比較器的正相輸入端輸入該第一閾值電壓而在第二感測比較器的反相輸入端輸入該第二閾值電壓；第一感測比較器的比較結果、一個第一RS觸發器輸出的信號對應分別輸入到一個第一及閘的兩個輸入端；第二感測比較器的比較結果、控制信號的反相信號對應分別輸入到一個第二及閘的兩個輸入端；控制信號輸入到第一RS觸發器的置位端，而一個第二RS觸發器產生的第二脈衝信號的延時信號則輸入到第一RS觸發器的復位端，以及第一、第二及閘各自的輸出端對應分別連接到第二RS觸發器的置位端和復位端。
如申請專利範圍第2項所述的電源供應裝置，其中，第一及閘除了接收第一感測比較器的比較結果、第一RS觸發器輸出的信號之外，還有一個輸入端接收第二RS觸發器產生的第二脈衝信號的互補信號；第二及閘除了接收第二感測比較器的比較結果、控制信號的反相信號之外，還有一個輸入端接收第二RS觸發器產生的第二脈衝信號；當第二RS觸發器產生的第二脈衝信號的互補信號具有第一邏輯狀態時，其經過一個延時單元的延時後再輸入到第一及閘的一個輸入端；以及當第二RS觸發器產生的第二脈衝信號具有第一邏輯狀態時，其經過一個延時單元的延時後再輸入到第二及閘的一個輸入端。
如申請專利範圍第2或3項所述的電源供應裝置，其中，在每個開關週期內，當第一脈衝信號從低電平翻轉到高電平接通主開關時還使第一RS觸發器輸出的信號從低電平翻轉到高電平，第一脈衝信號的高電平狀態結束並翻轉到低電平關斷主開關時，使變壓器的二次側繞組和同步開關互連處的節點的電位跌落至低於第一閾值電壓，則第一及閘的各輸入端均為高電平從而置位第二RS觸發器使第二脈衝信號開始從低電平的第二邏輯狀態翻轉到高電平的第一邏輯狀態以接通同步開關；高電平的第二脈衝信號經過延時後輸入到第一RS觸發器的復位端使得第一RS觸發器輸出的信號從高電平翻轉到低電平，以及同步開關接通後當變壓器的二次側繞組和同步開關互連處的節點的電位抬升到大於第二閾值電壓時，則第二及閘的各輸入端均為高電平並復位第二RS觸發器使得第二脈衝信號翻轉到第二邏輯狀態以關斷同步開關。
如申請專利範圍第1項所述的電源供應裝置，其中，在第二控制器的第一比較器的反相輸入端輸入偵測電壓而在同相輸入端輸入第一參考電壓；偵測電壓低於第一參考電壓時，第一比較器的高電平比較結果置位第二控制器的第三RS觸發器，使第三RS觸發器輸出的控制信號從低電平翻轉到高電平；第二控制器的導通時間產生器從控制信號自低電平翻轉到高電平的上升沿的時刻開始計時，至預設導通時間結束的時刻完成計時，計時完成時導通時間產生器輸出的信號由低電平翻轉到高電平並復位第三RS觸發器，使控制信號從高電平翻轉到低電平。
如申請專利範圍第5項所述的電源供應裝置，其中，第二控制器中的一個偏壓電路和參考地電位之間串聯有第一、第二開關，第一、第二開關互連於一個公共節點，第一開關由控制信號驅動而第二開關由控制信號的反相信號驅動；第一控制器中的第二比較器的正相輸入端和該公共節點之間連接有屬於耦合元件的第一電容，第二比較器的反相輸入端輸入第二參考電壓，第二比較器正相輸入端和接地端之間連接有一個電阻，屬於耦合元件的第二電容連接在接地端和參考地電位之間。
如申請專利範圍第6項所述的電源供應裝置，其中，控制信號為高電平時第一開關導通而第二開關關斷，偏壓電路提供的電壓施加在公共節點處，由耦合元件拉高第二比較器正相輸入端的電壓至大於第二參考電壓，第二比較器輸出高電平的第一脈衝信號；控制信號為低電平時第一開關關斷而第二開關接通，將該公共節點處的電位鉗制到參考地電位，由耦合元件拉低第二比較器正相輸入端的電壓至低於第二參考電壓，第二比較器輸出為低電平的第一脈衝信號。
如申請專利範圍第5項所述的電源供應裝置，其中，耦合元件為脈衝變壓器，控制信號通過第二控制器中的一個耦合電容傳輸到脈衝變壓器的初級側繞組的一端，初級側繞組的另一端連接到參考地電位；第一控制器中的一個信號產生節點與脈衝變壓器的次級側繞組的一端之間連接有一個耦合電容，次級側繞組的相對另一端連接到接地端，從而在該信號產生節點產生與控制信號的邏輯狀態保持一致的第一脈衝信號。
如申請專利範圍第8項所述的電源供應裝置，其中，在該信號產生節點和接地端之間連接有並聯設置的一個電阻和一個二極體，該二極體的陰極連接在信號產生節點而陽極則連接在接地端。
如申請專利範圍第5項所述的電源供應裝置，其中，同步開關受由第二控制器產生的與第一脈衝信號互為反相信號的一個第二脈衝信號的驅動，在主開關導通時關斷該同步開關及在主開關關斷時接通該同步開關；或者同步開關受由第二控制器產生的一個第二脈衝信號的驅動，在第一脈衝信號控制主開關關斷的階段由第二脈衝信號控制將該同步開關予以關斷。
如申請專利範圍第10項所述的電源供應裝置，其中，導通時間產生器中的一個採樣保持器在主開關接通但同步開關關斷的階段，採樣和保持變壓器的二次側繞組的與同步開關相連的一端的電壓值，導通時間產生器的一個電壓電流轉換器將採樣的電壓值轉換成電流而給導通時間產生器中的一個充電電容進行充電；導通時間產生器中的一個第三開關和充電電容並聯在一個充電節點和接地端之間，將充電節點處的電壓輸入到導通時間產生器中的第三比較器的正相輸入端而在第三比較器的反相輸入端輸入一個第三參考電壓；以及由控制信號的上升沿觸發第二控制器的一個單穩態觸發器產生高電平的暫態脈衝信號，暫態脈衝信號除了在控制信號的上升沿的時刻為高電平之外在其餘時間均為低電平，從而由暫態脈衝信號在控制信號的上升沿的時刻接通第三開關對充電電容瞬態放電；充電電容在瞬態放電後開始進行充電時段的計時，直至充電節點的電壓大於第三參考電壓導致第三比較器的比較結果由低電平翻轉到高電平計時才結束，第三比較器的高電平比較結果觸發第三RS觸發器復位，該計時的時間段作為接通主開關的預設導通時間。
如申請專利範圍第11項所述的電源供應裝置，其中，輸入電壓趨於增大導致採樣的電壓值隨之增大時，預設導通時間趨於減小；或者輸入電壓趨於減少導致採樣的電壓值隨之減少時，預設導通時間趨於增大。
如申請專利範圍第5項所述的電源供應裝置，其中，導通時間產生器中的第三開關和充電電容並聯連接在一個充電節點和接地端之間，將充電節點處的電壓輸入到導通時間產生器中的第三比較器的正相輸入端並在反相輸入端輸入第三參考電壓；導通時間產生器包括一個電流源和多個附加電流源用於為充電電容進行充電，每個附加電流源的電流輸出端和充電節點之間均連接有一個電子開關；由控制信號的上升沿觸發第二控制器中的一個單穩態觸發器產生高電平的暫態脈衝信號，該暫態脈衝信號除了在控制信號的上升沿的時刻為高電平以外在其餘時間均為低電平，從而由暫態脈衝信號在控制信號的上升沿接通第三開關對充電電容瞬態放電；充電電容在瞬態放電後開始進行充電時段的計時，直至充電節點的電壓大於第三參考電壓導致第三比較器的比較結果由低電平翻轉到高電平計時才結束，第三比較器的高電平比較結果觸發第三RS觸發器復位，該計時的時間段作為接通主開關的預設導通時間。
如申請專利範圍第13項所述的電源供應裝置，其中，偵測電壓波動時，設定在預設時段的起始時刻該偵測電壓低於第一參考電壓，並通過第一脈衝信號驅動主開關的一個或多個開關週期後使偵測電壓在預設時段結束時被調製至超過第一參考電壓；預設時段內的一個或多個暫態脈衝信號各自的頻率值按出現的先後時間順序，由導通時間產生器的一個頻率比較器分別與上頻率臨界值、下頻率臨界值進行比較，當任意一個頻率值大於上頻率臨界值時使導通時間產生器的一個計數器設置的二進位初始計數值減去1，或者當任意一個頻率值小於下頻率臨界值時使計數器設置的初始計數值加上1，所有頻率值比較完後計數器計算得到一個總計數值；總計數值大於計數器設置的上臨界計數值時定義總計數值等於上臨界計數值，或總計數值小於計數器設置的下臨界計數值時定義總計數值等於下臨界計數值，二進位的總計數值中的每一個表徵了高電平或低電平的碼元相應用來接通或關斷一個電子開關。
如申請專利範圍第14項所述的電源供應裝置，其中，在任意相鄰的兩個預設時段中，前一個預設時間段內的總計數值大於初始計數值，使後一個預設時間段內被接通的電子開關的數量要比前一個預設時間段內被接通的電子開關的數量多，則後一個預設時間段內的預設導通時間小於前一個預設時段內的預設導通時間；或前一個預設時間段內的總計數值小於初始計數值，使後一個預設時間段內被接通的電子開關的數量要比前一個預設時間段內被接通的電子開關的數量少，則後一個預設時間段內的預設導通時間大於前一個預設時段內的預設導通時間；或前一個預設時間段內的總計數值等於初始計數值，使後一個預設時間段內被接通的電子開關的數量和前一個預設時間段內被接通的電子開關的數量相等，則後一個預設時間段內的預設導通時間等於前一個預設時段內的預設導通時間。
如申請專利範圍第1項所述的電源供應裝置，其中，該變壓器還包括一個與二次側繞組繞向相同的輔助繞組，輔助繞組的一端與一個輔助電容的一端之間連接有一個二極體，輔助繞組和輔助電容各自的另一端連接到接地端，當二次側繞組有電流通過時其與輔助電容之間的二極體正嚮導通並且流經輔助繞組的電流向該輔助電容充電，由輔助電容為第一控制器提供電源電壓。
如申請專利範圍第16項所述的電源供應裝置，其中，第一控制器中的一個上電啟動模組具有一個結型場效應電晶體和一個控制開關，控制開關連接在結型場效應電晶體的控制端和接地端之間，且控制開關在輔助電容的電壓未達到一個啟動電壓水準時是接通的但在達到啟動電壓水準時是關斷的；在該電源供應裝置開始接入交流電壓的上電階段，交流電壓經由一個整流電路整流後輸入到該結型場效應電晶體的漏極，使自結型場效應電晶體源極流出的電流通過一個二極體為該輔助電容充電，直至輔助電容的電壓達到啟動電壓水準以完成上電啟動程式，上電啟動程式完成後關斷控制開關並在輔助繞組導通的階段由輔助繞組向該輔助電容充電。
如申請專利範圍第1項所述的電源供應裝置，其中，還包括一個分壓器，偵測電壓是該分壓器在輸出節點對輸出電壓擷取一個分壓值並表徵了輸出電壓的大小。
如申請專利範圍第1項所述的電源供應裝置，其中，還包括一個感測電阻，感測電阻與負載串聯在輸出節點和參考地電位之間，偵測電壓是感測電阻兩端的壓降並表徵了流經負載的負載電流的大小。
如申請專利範圍第1項所述的電源供應裝置，其中，包括一個分壓器，藉由該分壓器在輸出節點對帶有紋波的輸出電壓擷取一個分壓值作為回饋電壓；還包括一個感測電阻，感測電阻與負載串聯在輸出節點和參考地電位之間，藉由感測電阻兩端的壓降作為表徵了負載電流大小的感測電壓；以及還包括濾波器、放大器及加法器，濾波器用於濾除回饋電壓中的直流成分但保留交流成分的電壓值，放大器用於放大感測電壓，濾波器輸出的屬交流成分的電壓值和放大器輸出的感測電壓的放大電壓值由加法器相加後作為該偵測電壓。