JP2003259639A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 安定で効率が高く回路規模の小さいスイッチ
ング電源装置を提供する。 【解決手段】 本発明のスイッチング電源装置は、検出
信号に応じた第１のスイッチング信号を出力する制御手
段と、トランスと、第１のスイッチング信号を入力して
トランスを駆動するスイッチング手段と、第１の安定電
圧を出力する第１の補助電源と、第１のスイッチング信
号の同期信号等を入力する駆動トランスと、駆動トラン
スの２次巻線の出力信号を入力して第２の安定電圧を出
力する第２の補助電源と、駆動トランスの２次巻線の出
力信号を入力して第２のスイッチング信号を出力する駆
動手段と、第２のスイッチング信号を入力してトランス
の２次巻線に誘起する電圧を整流するスイッチング整流
手段と、スイッチング整流手段の出力信号を平滑する平
滑手段と、第２の安定電圧及び平滑手段の出力電圧を入
力して検出信号を出力する検出手段と、を有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は産業用や民生用の電
子機器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、スイッチング電源装置は電子機器
の低価格化・小型化・高性能化・省エネルギー化に伴
い、より小型で高効率なものが強く求められている。ま
た、集積回路の低電圧化等の理由により、電子機器に必
要な電源電圧の低電圧化が進んでいる。このような低い
電源電圧に対応するスイッチング電源装置に関しても通
常の整流ダイオードを用いた整流回路では、電源出力に
対して整流損失が大きくなり電源効率が低下する問題点
がある。近年ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconducto
r Field Effect Transistor）等のスイッチング素子の
高性能化が進み、スイッチング素子を用いて、整流回路
を構成する同期整流方式による試みが為されている。Ｍ
ＯＳＦＥＴは、同クラスの整流ダイオードに対し、順方
向の降下電圧を小さくでき、整流損失を小さくできる点
に特徴を有する。

【０００３】整流用スイッチング素子を用いるスイッチ
ング電源装置においては、整流用スイッチング素子をト
ランスをスイッチングするスイッチング素子に同期して
駆動する必要があり、且つ整流用スイッチング素子に適
切なゲート電圧を印加する必要がある。一方、出力電圧
が低くなると、出力電圧の調整及び回路保護を行う制御
回路を適切に動作させること、及び適切なレベルのゲー
ト電圧を生成することが、当該出力電圧を電源として回
路を構成したのでは困難になる。そこで、これらの回路
を適切に動作させるため、出力電圧とは別に電源を設け
る必要がある。

【０００４】図７、８を用いて、従来例の同期整流形ス
イッチング電源装置について説明する。図７は従来例の
フルブリッジ型のスイッチング電源装置の回路構成を示
す。図７において、１は入力直流電源、７０１は従来例
のスイッチング電源装置、１３は負荷である。入力直流
電源１は、商用電源を入力し、整流平滑し、直流電圧を
出力する回路、又は電池である。スイッチング電源装置
７０１は、相互に絶縁された１次側回路及び２次側回路
を有する。２ａ−２ｂは入力端子であり、入力直流電源
１が接続される。第１のスイッチング素子３と第２のス
イッチング素子４とは、入力端子２ａ−２ｂに直列に接
続され、交互にＯＮ（導通）とＯＦＦ（遮断）とを繰り
返す（第１のスイッチング素子３及び第２のスイッチン
グ素子４がいずれもＯＦＦになる期間を含む。）。第３
のスイッチング素子５と第４のスイッチング素子６と
は、入力端子２ａ−２ｂに直列に接続され、交互にＯＮ
とＯＦＦとを繰り返す（第３のスイッチング素子５及び
第４のスイッチング素子６がいずれもＯＦＦになる期間
を含む。）。

【０００５】トランス７０２は、１次巻線７０２ａと第
１の２次巻線７０２ｂと第２の２次巻線７０２ｃと第１
の駆動巻線７０２ｄと第２の駆動巻線７０２ｅとを有す
る。１次巻線７０２ａの一端は第１のスイッチング素子
３と第２のスイッチング素子４の接続点に接続され、他
端は第３のスイッチング素子５と第４のスイッチング素
子６の接続点に接続される。ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１がハイレ
ベルになると、第１のドライブ回路１９が第１のスイッ
チング素子３をＯＮにし、第４のドライブ回路２２が第
４のスイッチング素子６をＯＮにする。この時、１次巻
線７０２ａに図７の矢印で示す方向に電流Ｉ _Ｐが流れ
る。ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ２がハイレベルになると、第３のド
ライブ回路２１が第３のスイッチング素子５をＯＮに
し、第２のドライブ回路２０が第２のスイッチング素子
４をＯＮにする。この時、１次巻線７０２ａに図７の矢
印と反対方向に電流Ｉ_Ｐが流れる。第１〜４のスイッチ
ング素子３〜６が全てＯＦＦの場合は、１次巻線７０２
ａに電流は流れない。

【０００６】第１の駆動巻線７０２ｄと第１の２次巻線
７０２ｂと第２の２次巻線７０２ｃと第２の駆動巻線７
０２ｅとは、この順に直列に接続される。第１の同期整
流素子８及び第２の同期整流素子９（スイッチング整流
手段）はＭＯＳＦＥＴである。第１の同期整流素子８の
ドレインと第２の同期整流素子９のドレインとは互いに
接続される。第１の同期整流素子８のソースは、第１の
駆動巻線７０２ｄと第１の２次巻線７０２ｂとの接続点
に接続される。第２の同期整流素子９のソースは、第２
の２次巻線７０２ｃと第２の駆動巻線７０２ｅとの接続
点に接続される。第１の同期整流素子８のゲートは第１
の駆動巻線７０２ｄの１端に接続され、第２の同期整流
素子９のゲートは第２の駆動巻線７０２ｅの１端に接続
される。

【０００７】第１の駆動巻線７０２ｄと第２の駆動巻線
７０２ｅの巻数は、第１の同期整流素子８と第２の同期
整流素子９の駆動に十分なゲート電圧が発生するような
巻数に設定されている。インダクタンス素子１０と平滑
コンデンサ１１とで構成される直列回路は、第１の同期
整流素子８のドレイン及び第２の同期整流素子９のドレ
インと、トランスの２次巻線７０２ｂ及び７０２ｃの接
続点とに接続され、平滑回路を構成する。１２ａ−１２
ｂは出力端子であり平滑コンデンサ１１の両端に接続さ
れ、安定した電圧を出力する。負荷１３は、出力端子１
２ａ−１２ｂに接続され電力を消費する。

【０００８】７０３は補助電源制御回路である。補助ト
ランス７０５は、第１の１次巻線７０５ａと２次巻線７
０５ｂと第２の１次巻線７０５ｃとを有する。第１の１
次巻線７０５ａと補助スイッチング素子７０７との直列
回路は入力端子２ａ−２ｂに接続される。補助スイッチ
ング素子７０７がＯＦＦの時、補助整流素子７０８及び
補助平滑コンデンサ７０９は、補助トランス７０５の第
２の１次巻線７０５ｃに発生する電圧を整流し、平滑す
る。補助電源制御回路７０３は補助平滑コンデンサ７０
９の電圧を検出し、その電圧が一定になるように、補助
スイッチング素子７０７のＯＮとＯＦＦとのデューティ
比を決定し、補助スイッチング素子７０７を駆動する。

【０００９】フォトカプラ１６は、発光ダイオード１６
ａと、発光ダイオード１６ａの発光光量に応じた電流を
出力するフォトトランジスタ１６ｂとを有する。ＰＷＭ
制御回路７０４は、補助整流素子７０８及び補助平滑コ
ンデンサ７０９により一定電圧の電源を供給され、フォ
トトランジスタ１６ｂの出力電流に基づいてＰＷＭ信号
Ｖ_Ｇ１、Ｖ_Ｇ２を発生する。整流素子７０６及び平滑コ
ンデンサ４１は整流平滑回路を構成し、補助スイッチン
グ素子７０７がＯＦＦの時に補助トランスの２次巻線７
０５ｂに発生する電圧を整流平滑し、平滑コンデンサ４
１の両端に１次側から絶縁された安定化電圧を得る。第
１の検出抵抗４２及び第２の検出抵抗４３は、出力端子
１２ａ−１２ｂに直列に接続され、出力電圧を分割す
る。誤差増幅器４５は、出力電圧を分割された電圧を基
準電圧４４と比較し、両者の誤差電圧を増幅する。制限
抵抗４６は、誤差増幅された電圧に応じた電流を発光ダ
イオード１６ａに流す。

【００１０】図７において、出力電圧は非常に低い電圧
（例えば１Ｖ）であり、当該出力電圧は、出力電圧の安
定化に用いられる誤差増幅器４５、発光ダイオード１６
ａ及び基準電圧４４を動作させるには低すぎる。そのた
め、出力電圧そのものをこれらの回路を駆動する電源電
圧として利用できない。そこで、補助トランス７０５を
用いて、２次側に比較的安定で且つ誤差増幅器４５とフ
ォトカプラ１６と基準電圧４４とを動作させるのに十分
な高い電圧を作っている。整流素子７０６及び平滑コン
デンサ４１からなる整流平滑回路は、これらの回路に安
定な動作電圧を供給している。また、トランス７０２に
第１の駆動巻線７０２ｄと第２の駆動巻線７０２ｅを設
けて、第１〜４のスイッチング素子３〜６のスイッチン
グタイミングに合わせて、同期整流素子８、９を駆動す
る。これにより同期整流素子８、９は、同期整流を行
う。

【００１１】図８に、動作状態の各部波形を示す。図８
において、（ａ）は第１のドライブ回路１９と第４のド
ライブ回路２２とを介して、第１のスイッチング素子３
と第４のスイッチング素子６とを駆動する（ＯＮ及びＯ
ＦＦする）スイッチング信号Ｖ_Ｇ１の波形である。
（ｂ）は第３のドライブ回路２１と第２のドライブ回路
２０とを介して第３のスイッチング素子５と第２のスイ
ッチング素子４とを駆動する（ＯＮ及びＯＦＦする）ス
イッチング信号Ｖ_Ｇ２である。（ｃ）は、トランスの１
次巻線７０２ａを流れる電流Ｉ_Ｐの波形である。（ｄ）
及び（ｅ）は、それぞれトランスの第１の２次巻線７０
２ｂを流れる電流Ｉ_Ｓ１及び第２の２次巻線７０２ｃを
流れる電流Ｉ_Ｓ２の波形である。（ｆ）はトランスの第
１の駆動巻線７０２ｄの電圧Ｖ_ＳＧ１の波形であり、
（ｇ）はトランスの第２の駆動巻線７０２ｅの電圧Ｖ
_ＳＧ２の波形である。

【００１２】時刻Ｔ_０でＰＷＭ制御回路７０４が出力す
るスイッチング信号Ｖ_Ｇ１がハイレベルになり、第１の
スイッチング素子３及び第４のスイッチング素子６が同
時にＯＮとなると、入力電圧がトランスの１次巻線７０
２ａに印加される。トランスの第１の駆動巻線７０２ｄ
に正の電圧が発生し、第１の同期整流素子８をＯＮとし
て、整流平滑回路１０、１１に電圧が印加される。時刻
Ｔ_１で、第１のスイッチング素子３と第４のスイッチン
グ素子６がＯＦＦになるとトランスの１次巻線７０２ａ
が開放され、インダクタンス素子１０を流れる電流は、
第１の同期整流素子８及び第２の同期整流素子９が内蔵
するボディダイオードを通じて、トランスの第１の２次
巻線７０２ｂ及び第２の２次巻線７０２ｃに分割して流
れる。

【００１３】この時トランスの各巻線には電圧は発生し
ないので、第１の駆動巻線７０２ｄと第２の駆動巻線７
０２ｅにも電圧は発生せず、第１の同期整流素子８と第
２の同期整流素子９はＯＦＦ状態になる。電流はボディ
ダイオード（同期整流素子８、９がソース／ドレイン間
に内蔵する、逆電圧防止用ダイオードである。ボディダ
イオードに電流が流れる時、例えば１Ｖの電圧降下を生
じる。）を介して流れる。ボディダイオードで生ずる電
圧ロスは、第１及び第２の同期整流素子８、９に電流が
流れる時に生ずる電圧ロスに比べてはるかに大きい。

【００１４】時刻Ｔ_２で第２のスイッチング素子４と第
３のスイッチング素子５とが同時にＯＮすると第１の１
次巻線７０２ａには、逆向きに入力電圧が印加される。
トランスの第２の駆動巻線７０２ｅに正電圧が発生し、
第２の同期整流素子９がＯＮとなり、第２の２次巻線７
０２ｃに発生した電圧は、平滑回路１０、１１に印加さ
れる。この時、第１の同期整流素子８はＯＦＦ状態であ
り、且つ第１の同期整流素子８に内蔵されるボディダイ
オードも逆バイアスされるため電流が流れない。時刻Ｔ
_３で、第２のスイッチング素子４と第３のスイッチング
素子５とがＯＦＦすると、トランスの１次巻線７０２ａ
は開放となり、インダクタンス素子１０の電流は、第１
の同期整流素子８及び第２の同期整流素子９が内蔵する
ボディダイオードを通じて、第１の２次巻線７０２ｂ及
び第２の２次巻線７０２ｃを分割して流れる。平滑回路
１０、１１に印加される電圧は０Ｖである。出力電圧は
平滑回路１０、１１に印加される電圧の平均であるの
で、ＰＷＭ制御回路７０４の出力信号Ｖ_Ｇ１、Ｖ_Ｇ２の
ＯＮとＯＦＦとのデューティ比で出力電圧を制御でき
る。

【００１５】出力電圧は、第１の検出抵抗４２と第２の
検出抵抗４３によって分割される。誤差増幅器４５は、
出力電圧を分割した電圧と基準電圧４４との誤差電圧を
増幅し、発光ダイオード１６ａに流れる電流を制御す
る。スイッチング電源装置７０１の出力電圧は誤差増幅
器４５と発光ダイオード１６ａと基準電圧４４とを動作
させるには低すぎる電圧である故に、補助トランス７０
５の２次側出力として、安定化された電圧を平滑コンデ
ンサ４１の両端に確保して、平滑コンデンサ４１等がこ
れらの回路に安定な電圧を供給している。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら従来のス
イッチング電源装置においては、誤差増幅器４５等の検
出手段を動作させるのに必要な安定な２次側電源電圧を
生成する回路は、補助トランスの駆動信号のデューティ
を制御して安定な２次側電源電圧を生成する構成を有し
ていた。補助トランスの駆動信号のデューティは、スイ
ッチング素子３〜６のＯＮとＯＦＦとのタイミングを定
めるスイッチング信号のデューティ（出力電圧が一定に
なるようなデューティに設定される。）と無関係であ
る。従来は、同期整流素子のスイッチングタイミングが
スイッチング素子３〜６のスイッチングタイミングと同
期するようにし、且つ同期整流素子を駆動するのに十分
な電圧を得るために、トランス７０２に同期整流素子を
駆動するための駆動巻線を設けて駆動を行っていた。従
来のスイッチング電源装置においては、トランスに補助
巻線を必要とするためトランスが大型化する問題点があ
った。従来のブリッジ形又はプッシュプル形のスイッチ
ング電源装置では、トランスに電圧が誘起されている期
間しか同期整流素子を駆動できず、トランスに電圧が誘
起されていない期間は同期整流素子がＯＦＦ状態であっ
た。同期整流素子がＯＦＦ状態の期間においては電流が
同期整流素子であるＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを
流れて、電力ロスが大きくなるという問題があった。こ
のことは、特に２次側の出力電圧が低い場合に（２次側
出力電圧に対するボディダイオードでの降下電圧の比率
が大きくなる。）電力効率が大きく低下するという問題
を生じた。

【００１７】本発明は従来の問題点を解決するもので、
２次側の検出手段等に安定な電源電圧を供給することに
より検出手段等を安定に動作させ、且つ同期整流素子を
適切に駆動する、安定で効率が高く回路規模の小さいス
イッチング電源装置を提供することを目的としている。
本発明は、安定で効率が高く回路規模の小さい、１次側
回路と２次側回路とが絶縁されているスイッチング電源
装置を提供することを目的としている。本発明は、特
に、出力電圧が低く、当該出力電圧を電源電圧として入
力したのでは検出手段等が安定に動作しないスイッチン
グ電源装置において有用である。

【００１８】

【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に本発明のスイッチング電源装置は、１次側回路と２次
側回路とを有し、前記１次側回路は、検出信号を入力
し、検出信号に応じた１又は複数の第１のスイッチング
信号を出力する制御手段と、トランスの１次巻線と、１
又は複数の前記第１のスイッチング信号を入力して導通
状態と遮断状態とを繰り返し、入力電圧を前記トランス
の１次巻線に印加するスイッチング手段と、入力電圧を
入力し、第１の安定電圧を出力する第１の補助電源と、
１又は複数の前記第１のスイッチング信号の同期信号若
しくはその反転信号又はそれらを複合化した信号であっ
て前記第１の安定電圧を用いて生成された一定の振幅を
有する信号を入力する駆動トランスの１次巻線と、を有
し、前記２次側回路は、前記トランスの２次巻線と、前
記駆動トランスの２次巻線と、前記駆動トランスの２次
巻線の出力信号を入力し、平滑化して第２の安定電圧を
出力する第２の補助電源と、前記駆動トランスの２次巻
線の出力信号を入力し、１又は複数の第２のスイッチン
グ信号を出力する駆動手段と、１又は複数の前記第２の
スイッチング信号を入力して導通状態と遮断状態とを繰
り返し、前記トランスの２次巻線に誘起する電圧を整流
するスイッチング整流手段と、前記スイッチング整流手
段の出力信号を平滑する平滑手段と、前記第２の安定電
圧及び前記平滑手段の出力電圧を入力し、前記平滑手段
の出力電圧に応じた前記検出信号を出力する検出手段
と、を有することを特徴とする。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下本発明の実施をするための最
良の形態を具体的に示した実施例について図面とともに
記載する。

【００２０】《実施例１》図１、２を用いて、本発明の
実施例１のスイッチング電源装置を説明する。図１は本
発明の実施例１のスイッチング電源装置１０１の回路構
成を示す。図２は、実施例１のスイッチング電源装置１
０１の各部波形を示す。実施例１のスイッチング電源装
置１０１は、１次側回路と２次側回路とが相互に絶縁さ
れている。図１において１は入力直流電圧であり、１０
１はスイッチング電源装置であり、１３は負荷である。
スイッチング電源装置１０１において、２ａ−２ｂは入
力端子であり、３〜６は第１〜４のスイッチング素子
（スイッチング手段）である。２ｂ端子は、１次側のＧ
ＮＤ（グラウンド）端子である。トランス７は、１次巻
線７ａと第１の２次巻線７ｂと第２の２次巻線７ｃとを
有する。

【００２１】ＰＷＭ制御回路１５が、ＰＷＭ信号（第１
のスイッチング信号）Ｖ_Ｇ１及びＶ _Ｇ２を出力する。Ｐ
ＷＭ信号Ｖ_Ｇ１がハイレベルになる時、第１のドライブ
回路１９が第１のスイッチング素子３をＯＮにする。Ｐ
ＷＭ信号Ｖ_Ｇ４（ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ２の反転信号。他の第
１のスイッチング信号）がハイレベルになる時、第４の
ドライブ回路２２が第４のスイッチング素子６をＯＮに
する。第１のスイッチング素子３及び第４のスイッチン
グ素子６がＯＮになる時、１次巻線７ａに図１で左から
右の方向に電流Ｉ_Ｐが流れる。ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ２がハイ
レベルになる時、第３のドライブ回路２１が第３のスイ
ッチング素子５をＯＮにする。ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ３（ＰＷ
Ｍ信号Ｖ_Ｇ１の反転信号。他の第１のスイッチング信
号）がハイレベルになる時、第２のドライブ回路２０が
第２のスイッチング素子４をＯＮにする。第３のスイッ
チング素子５及び第２のスイッチング素子４がＯＮにな
る時、１次巻線７ａに図１で右から左の方向に電流Ｉ_Ｐ
が流れる。

【００２２】第１の同期整流素子８及び第２の同期整流
素子９（スイッチング整流手段）は、ＭＯＳＦＥＴであ
る。第１の２次巻線７ｂと第２の２次巻線７ｃとは直列
に接続される。第１の２次巻線７ｂの１端と第２の２次
巻線７ｃの１端とが相互に接続されている。第１の２次
巻線７ｂの他端は第２の同期整流素子９のドレインに接
続されている。第２の２次巻線７ｃの他端は第１の同期
整流素子８のドレインに接続されている。第１の同期整
流素子８のソースと第２の同期整流素子９のソースと
は、２次側のＧＮＤ線（出力端子１２ｂ）に接続されて
いる。インダクタンス素子１０と平滑コンデンサ１１と
を直列に接続して構成された平滑回路は、第１の２次巻
線７ｂと第２の２次巻線７ｃとの接続点と、２次側のＧ
ＮＤ線とに接続される。第１の同期整流素子８のゲート
は第８のドライブ回路４０に接続され、第２の同期整流
素子９のゲートは第７のドライブ回路３１に接続され
る。１２ａ−１２ｂは出力端子である。１２ｂは２次側
のＧＮＤ端子である。負荷１３は、出力端子１２ａ−１
２ｂに接続され電力を消費する。

【００２３】補助電源１４は、入力端子２ａ−２ｂから
得られる電圧を入力し１次側の制御回路に必要な安定化
電圧を作る。フォトカプラ１６は、発光ダイオード１６
ａと、発光ダイオード１６ａの発光光量に応じた電流を
出力するフォトトランジスタ１６ｂとを有する。ＰＷＭ
制御回路１５は、フォトトランジスタ１６ｂの出力電流
に基づいてＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１及びＶ_Ｇ２を発生する。第
１の反転回路１７及び第２の反転回路１８は、それぞれ
ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１及びＶ_Ｇ２を入力し、反転したＰＷＭ
信号Ｖ_Ｇ３及びＶ_Ｇ４を出力する。上述のように、第
１、第２、第３及び第４のドライブ回路１９〜２２は、
入力されるＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１、Ｖ_Ｇ３、Ｖ_Ｇ２及びＶ
_Ｇ４に基づいて第１〜第４のスイッチング素子を駆動す
る。

【００２４】第１の駆動トランス２５は、１次巻線２５
ａと２次巻線２５ｂとを有する。第５のドライブ回路２
３は、第１の反転回路１７の出力信号Ｖ_Ｇ３を入力し
て、第１のコンデンサ２４を介して第１の駆動トランス
の１次巻線２５ａを駆動する。第２の駆動トランス３４
は、１次巻線３４ａと２次巻線３４ｂとを有する。第６
のドライブ回路３２は、第２の反転回路１８の出力信号
Ｖ_Ｇ４を入力して、第３のコンデンサ３３を介して第２
の駆動トランスの１次巻線３４ａを駆動する。第１の駆
動トランスの１次巻線２５ａ及び第２の駆動トランスの
１次巻線３４ａに印加される信号は、補助電源１４が出
力する安定な電圧を使用することにより、一定の振幅
（入力電圧等の変動を受けない。）を有する。

【００２５】第１の反転回路１７の出力電圧Ｖ_Ｇ３の波
高値をＶ_Ｃ、デューティ比（（出力電圧がハイレベルに
なる期間／全期間）の値）をＤとする。第１のコンデン
サ２４により直流成分がカットされて、第１の駆動トラ
ンスの１次巻線２５ａには電圧Ｖ_T（図２（ｅ）。その
振幅はＶ_ｃ、デューティ比はＤ、ピーク電圧はＶ_Ｃ×
（１−Ｄ）である。）が印加される。第１の駆動トラン
スの１次巻線２５ａと２次巻線２５ｂの巻数比は１：１
であるので、第１の駆動トランスの２次巻線２５ｂに発
生する電圧はＶ_T（図２）になる。第１の駆動トランス
の２次巻線２５ｂと第２のコンデンサ２６と第１のダイ
オード２７と第１の抵抗２８とは直列に接続されてい
る。

【００２６】第１の反転回路１７の出力電圧Ｖ_Ｇ３がハ
イレベルである時、第１の駆動トランスの２次巻線２５
ｂにハイレベルが誘起されて、第２のコンデンサ２６及
び第２のダイオード２９を介して第２の平滑コンデンサ
４１がピーク充電されて、基準電圧４４、誤差増幅器４
５、フォトカプラ１６に２次側安定化電源電圧（略ＶＣ
の電圧）が供給される。第７のドライブ回路３１は、第
２の抵抗３０を介して信号Ｖ_ＳＧ１を入力し、同一波形
の信号（第２のスイッチング信号）を第２の同期整流素
子９のゲート端子に入力する（信号Ｖ_Ｇ３がハイレベル
である時、第２の同期整流素子９が導通する。）。

【００２７】第２のコンデンサ２６、第１のダイオード
２７及び第１の抵抗２８はクランプ回路を構成する。第
１の反転回路１７の出力電圧Ｖ_Ｇ３が０Ｖである時、第
１の駆動トランスの２次巻線２５ｂに誘起される負電圧
により第１のダイオード２７及び第１の抵抗２８を介し
て第２のコンデンサ２６が充電され、第２のコンデンサ
２６の出力電圧（第１のダイオード２７のカソードの電
位）を一定電圧（ＧＮＤレベル）にクランプする。第１
の駆動トランスの２次巻線２５ｂは電圧Ｖ_T（図２
（ｅ）。その振幅はＶ_ｃ、デューティ比はＤ、ピーク電
圧はＶ_Ｃ×（１−Ｄ）である。）を出力し、第２のコン
デンサ２６の出力電圧（第１のダイオード２７のカソー
ドの電位）の波高値はＶ_ｃ（図２（ｆ））になる。

【００２８】第１の抵抗２８のインピーダンス値を小さ
くして、第２のコンデンサ２６と第１の抵抗２８との充
電時定数を、第１の反転回路１７の出力電圧Ｖ_Ｇ３がハ
イレベルである時の第２のコンデンサ２６の放電時定数
（その放電時定数は、第２のコンデンサ２６、第２の抵
抗３０、第７のドライブ回路３１、第２のダイオード２
９及びこれに接続される負荷により定めれる。）より十
分小さく設定する。これにより第１のダイオード２７の
カソード電圧の最低電圧（第１の反転回路１７の出力電
圧Ｖ_Ｇ３が０Ｖである時の電圧）は、略０Ｖにクランプ
される。第１の反転回路１７の出力電圧Ｖ_Ｇ３がハイレ
ベルである時の第１のダイオード２７のカソード電圧
は、略Ｖ_Ｃになる。

【００２９】第２の反転回路１８の出力電圧Ｖ_Ｇ４は、
第１の反転回路の出力電圧Ｖ_Ｇ３に対して位相がほぼ１
８０度ずれた信号であり、第１の反転回路１７の出力電
圧Ｖ _Ｇ３とほぼ同様に波高値がＶ_Ｃ、デューティ比がＤ
である。電圧Ｖ_Ｇ４が第３のコンデンサ３３により直流
成分がカットされて、第２の駆動トランスの１次巻線３
４ａには振幅Ｖ_ｃ、デューティ比Ｄ、ピーク電圧Ｖ_Ｃ×
（１−Ｄ）の電圧（電圧Ｖ_Tに対して位相がほぼ１８０
度ずれた信号）が印加される。第２の駆動トランスの１
次巻線３４ａと２次巻線３４ｂの巻数比は１：１である
ので、第２の駆動トランスの２次巻線３４ｂに発生する
電圧も振幅Ｖ_ｃ、デューティ比Ｄ、ピーク電圧Ｖ_Ｃ×
（１−Ｄ）になる。第２の駆動トランスの２次巻線３４
ｂと第４のコンデンサ３５と第３のダイオード３６と第
３の抵抗３７とは直列に接続されている。

【００３０】第２の反転回路１８の出力電圧Ｖ_Ｇ４がハ
イレベルである時、第２の駆動トランスの２次巻線３４
ｂにハイレベルが誘起されて、第４のコンデンサ３５及
び第４のダイオード３８を介して第２の平滑コンデンサ
４１がピーク充電されて、基準電圧４４、誤差増幅器４
５、フォトカプラ１６に２次側安定化電源電圧（略
Ｖ _Ｃ）が供給される。第８のドライブ回路４０は、第４
の抵抗３９を介して信号Ｖ_ＳＧ２を入力し、同一波形の
信号（他の第２のスイッチング信号）を第１の同期整流
素子８のゲート端子に入力する（信号Ｖ_Ｇ４がハイレベ
ルである時、第１の同期整流素子８が導通する。）。

【００３１】第４のコンデンサ３５、第３のダイオード
３６及び第３の抵抗３７はクランプ回路を構成する。第
２の反転回路１８の出力電圧Ｖ_Ｇ４が０Ｖである時、第
２の駆動トランスの２次巻線３４ｂに誘起される負電圧
により第３のダイオード３６及び第３の抵抗３７を介し
て第４のコンデンサ３５が充電され、第４のコンデンサ
３５の出力電圧（第３のダイオード３６のカソードの電
位）を一定電圧（ＧＮＤレベル）にクランプする。第２
の駆動トランスの２次巻線３４ｂは振幅Ｖ_ｃ、デューテ
ィ比Ｄ、ピーク電圧Ｖ_Ｃ×（１−Ｄ）の電圧（電圧Ｖ_T
に対して位相がほぼ１８０度ずれた信号）を出力し、第
４のコンデンサ３５の出力電圧（第３のダイオード３６
のカソードの電位）の波高値はＶ_ｃ（図２（ｇ））にな
る。第２のダイオード２９、第４のダイオード３８及び
第２の平滑コンデンサ４１は、第２の補助電源を構成す
る。

【００３２】第３の抵抗３７のインピーダンス値を小さ
くして、第４のコンデンサ３５と第３の抵抗３７との充
電時定数を、第２の反転回路１８の出力電圧Ｖ_Ｇ４がハ
イレベルである時の第４のコンデンサ３５の放電時定数
（その放電時定数は、第４のコンデンサ３５、第４の抵
抗３９、第８のドライブ回路４０、第４のダイオード３
８及びこれに接続される負荷により定められる。）より
十分小さく設定する。これにより第３のダイオード３６
のカソード電圧の最低電圧（第２の反転回路１８の出力
電圧Ｖ_Ｇ４が０Ｖである時の電圧）は、略０Ｖにクラン
プされる。第２の反転回路１８の出力電圧Ｖ_Ｇ４がハイ
レベルである時の第３のダイオード３６のカソード電圧
は、略Ｖ_Ｃになる。

【００３３】第１のコンデンサ２４、第２のコンデンサ
２６、第３のコンデンサ３３、第４のコンデンサ３５の
容量Ｃは、第２のコンデンサ２６の出力電圧（第１のダ
イオード２７のカソードの電位。図２の（ｆ））及び第
４のコンデンサ３５の出力電圧（第３のダイオード３６
のカソードの電位）。図２（ｇ））の平坦部が略平坦度
を維持できる下限Ｃ_ｌｏｗより大きく、起動時に第１の
駆動トランス２５及び第２の駆動トランス３４が飽和し
ない上限Ｃ_ｈｉｇｈより小さい値に設定する。 Ｃ_ｌｏｗ＜Ｃ＜Ｃ_ｈｉｇｈ 起動前の第１〜第４のコンデンサ２４、２６、３３、３
５の初期電圧はゼロである。補助電源１４が起動した
後、第１及び第３のコンデンサ２４、３３はＶ_ｃに充電
される。更にＰＷＭ制御回路１５の発振が開始する。Ｐ
ＷＭ制御回路１５の発振が安定状態に達し、その時のＶ
_Ｇ３及びＶ_Ｇ４のデューティ比をＤとすると、Ｖ_Ｃ×Ｄ
の電圧が各々のコンデンサに印加される。起動後から安
定状態に達するまでの第１〜第４のコンデンサ２４、２
６、３３、３５の電圧変化に伴う充放電電流は、全て第
１及び第２の駆動トランス２５、３４の１次巻線及び２
次巻線を介して流れる。この電流が大きくなると、第１
及び第２の駆動トランス２５、３４が飽和する。第１〜
第４のコンデンサの容量を上限Ｃ_ｈｉｇｈ以下に設定す
ることにより、起動時の電圧変化に起因する電流を小さ
くすることが出来、第１及び第２の駆動トランス２５、
３４の飽和を回避できる。

【００３４】初期状態（起動時等）で、ＰＷＭ制御回路
１５の出力電圧が０からＶＣに増加する時（最初のパル
ス印加時）、第１のコンデンサ２４及び第３のコンデン
サ３３に印加される電圧はＶＣである。初期状態におい
て、第２のコンデンサ２６及び第４のコンデンサ３５の
印加電圧は０である。初期状態から最初のパルスが印加
されると、第１のコンデンサ２４の電圧は、第１の抵抗
２８を通して第２のコンデンサ２６に充電される。第１
の抵抗２８がなければ、第１の駆動トランス２５の漏れ
インダクタンスと第２のコンデンサ２６とが共振して第
１の駆動トランス２５の２次巻線にサージ電圧が発生
し、第２のコンデンサ２６を過大な電圧で充電して、第
１のダイオード２７のカソード電圧を上昇させる恐れが
ある。第１の抵抗２８は、第１の駆動トランス２５の漏
れインダクタンスと第２のコンデンサ２６との共振を抑
圧し、第２のコンデンサ２６が過大な電圧で充電されな
いようにする効果がある。同様に、第３の抵抗３７は、
第２の駆動トランス３４の漏れインダクタンスと第４の
コンデンサ３５との共振を抑圧し、第４のコンデンサ３
５が過大な電圧で充電されないようにする効果がある。
又、起動時に、第２及び第４のコンデンサ２６、３５の
充電電流が、それぞれ第１及び第３の抵抗２８、３７を
流れる故に、第１及び第３のダイオード２７、３６のア
ノード電圧が負レベルになる（第１及び第３の抵抗２
８、３７の値及び充電電流が大きい程、負レベルの絶対
値は大きい。）。第１の駆動トランス２５の漏れインダ
クタンスと第２のコンデンサ２６とが共振して、第２の
コンデンサ２６が多少過大な電圧に充電されたとして
も、第１の抵抗２８により第１のダイオード２７のアノ
ード電圧が低くされる故に、確実に第２の同期整流素子
９をオフにできる。同様に、第２の駆動トランス３４の
漏れインダクタンスと第４のコンデンサ３５とが共振し
て、第４のコンデンサ３５が多少過大な電圧に充電され
たとしても、第３の抵抗３７により第３のダイオード３
６のアノード電圧が低くされる故に、確実に第１の同期
整流素子８をオフにできる。これにより、安全確実に、
スイッチング電源装置を起動することが出来る。

【００３５】もし第１の抵抗２８がなければ、ＰＷＭ制
御回路１５の出力電圧がＶ_Ｃから０Ｖに変化する時、第
２のコンデンサ２６及び第１のダイオード２７に大電流
が流れる。第１の抵抗２８は、第２のコンデンサ２６及
び第１のダイオード２７に流れる電流を制限し、第２の
コンデンサ２６及び第１のダイオード２７が破壊するこ
と及びこれらの素子の寿命が縮むことを防止する効果が
ある。第３の抵抗３７も同様の働きを有する。

【００３６】第１の検出抵抗４２及び第２の検出抵抗４
３は、出力端子１２ａ−１２ｂの電圧（スイッチング電
源装置１０１の出力電圧）を入力し、２つの抵抗によっ
て分割した電圧を出力する。誤差増幅器４５は、分割さ
れた電圧と基準電圧４４とを入力し、両者の差分信号
（誤差信号）を増幅し、フォトカプラ（発光ダイオー
ド）１６ａを駆動する。発光ダイオード１６ａの入力電
流は、誤差増幅器４５と制限抵抗４６とに基づいて定め
られる。第１の検出抵抗４２、第２の検出抵抗４３、基
準電圧４４、誤差増幅器４５等は検出手段である。スイ
ッチング電源装置１０１の出力電圧は誤差増幅器４５と
発光ダイオード１６ａと基準電圧４４とを動作させるに
は低すぎる電圧である。第２のダイオード２９、第４の
ダイオード３８及び第２の平滑コンデンサ４１は、スイ
ッチング信号を用いて、これらの回路に安定な電圧を供
給している。

【００３７】以上のように接続されたスイッチング電源
装置に付いて、図２の動作波形を参照して、動作説明を
行う。図２において、（ａ）はＰＷＭ制御回路１５から
出力され第１のドライブ回路１９を介して第１のスイッ
チング素子３を駆動するＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１の波形を示
す。（ｂ）は同様に第３のスイッチング素子５のＰＷＭ
信号Ｖ_Ｇ２の波形を示す。（ｃ）は第２のスイッチング
素子４のＰＷＭ信号Ｖ_{Ｇ ３}（ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１の反転信
号）の波形を示している。（ｄ）は第４のスイッチング
素子６のＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ４（ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ２の反転信
号）の波形を示す。（ｅ）は第１の駆動トランスの１次
巻線２５ａに印加される電圧Ｖ_Ｔの波形を示す。（ｆ）
は第１のダイオード２７のカソード電圧Ｖ_ＳＧ１の波形
を示す。（ｇ）は第３のダイオード３６のカソード電圧
Ｖ_ＳＧ２を示す。

【００３８】補助電源１４は、入力端子２ａ−２ｂに印
加される電圧（変動する電圧である。）を入力し、安定
化した電源電圧をＰＷＭ制御回路１５と第１〜６のドラ
イブ回路に供給する。ＰＷＭ制御回路１５は、フォトト
ランジスタ１６ｂの電流によりＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１及びＶ
_Ｇ２を発生する。第１のスイッチング素子３がＯＮの時
に（Ｖ_Ｇ１がハイレベルである時に導通する。）、第４
のスイッチング素子６もＯＮであるので（Ｖ_Ｇ２の反転
信号であるＶ_Ｇ４がハイレベルである時に導通す
る。）、トランス７の１次巻線７ａに入力電圧が印加さ
れる。この時トランスの第２の２次巻線７ｃに電圧が発
生し、導通した第１の同期整流素子８（Ｖ_Ｇ４がハイレ
ベルである時に導通する。）を介して平滑回路１０、１
１に電圧が印加される。

【００３９】第１のスイッチング素子３がＯＦＦになり
（Ｖ_Ｇ１がロウレベルである時に遮断状態になる。）且
つ第３のスイッチング素子５もＯＦＦである時（Ｖ_Ｇ２
がロウレベルである時に遮断状態になる。）、第２のス
イッチング素子４がＯＮとなり（Ｖ_Ｇ１の反転信号であ
るＶ_Ｇ３がハイレベルである時に導通する。）、第４の
スイッチング素子６もＯＮとなる（Ｖ_Ｇ２の反転信号で
あるＶ_Ｇ４がハイレベルである時に導通する。）。第２
のスイッチング素子４及び第４のスイッチング素子６が
導通することにより、トランスの１次巻線７ａは短絡さ
れる。インダクタンス素子１０の電流は第１の同期整流
素子８（Ｖ_Ｇ４がハイレベルである時に導通する。）と
第２の同期整流素子９（Ｖ_Ｇ３がハイレベルである時に
導通する。）を介して、トランスの２次巻線を分割して
流れる。この時、第１の同期整流素子８及び第２の同期
整流素子９は通常の導通状態である故に、その内部抵抗
は小さい。

【００４０】第４のスイッチング素子６がＯＦＦして
（Ｖ_Ｇ２の反転信号であるＶ_Ｇ４がロウレベルである時
に遮断状態になる。）第３のスイッチング素子５がＯＮ
すると（Ｖ_Ｇ２がハイレベルである時に導通する。）、
第２のスイッチング素子４がＯＮである故に（Ｖ_Ｇ１の
反転信号であるＶ_Ｇ３がハイレベルである時に導通す
る。）、トランスの１次巻線７ａに入力電圧が逆向きに
印加される。これによりトランスの第１の２次巻線７ｂ
に逆向きに電圧が印加され、導通した第２の同期整流素
子９（Ｖ_Ｇ３がハイレベルである時に導通する。）を介
して、平滑回路１０、１１に電圧が印加される。

【００４１】第３のスイッチング素子５がＯＦＦになり
（Ｖ_Ｇ２がロウレベルである時に遮断状態になる。）且
つ第１のスイッチング素子３もＯＦＦである時（Ｖ_Ｇ１
がロウレベルである時に遮断状態になる。）、第４のス
イッチング素子６がＯＮとなり（Ｖ_Ｇ２の反転信号であ
るＶ_Ｇ４がハイレベルである時に導通する。）、第２の
スイッチング素子４もＯＮとなる（Ｖ_Ｇ１の反転信号で
あるＶ_Ｇ３がハイレベルである時に導通する。）。第２
のスイッチング素子４及び第４のスイッチング素子６が
導通することにより、トランスの１次巻線７ａが短絡さ
れ、インダクタンス素子１０の電流は第１の同期整流素
子８（Ｖ_Ｇ４がハイレベルである時に導通する。）と第
２の同期整流素子９（Ｖ_Ｇ３がハイレベルである時に導
通する。）を介して、トランスの第１の２次巻線７ｂと
第２の２次巻線７ｃを分割して流れる。

【００４２】図２（ａ）〜（ｇ）の破線は、デューティ
比が小さい時の各部波形を示す。本回路ではトランスの
１次巻線７ａに電流を流さない期間（トランスのエネル
ギーを保持する期間。例えば図２において、第１及び第
４のスイッチング素子３及び６をＯＮする期間と、第２
及び第４のスイッチング素子４及び６をＯＮする期間と
の間（Ｔ１のタイミングの近傍）に設けられた、第４の
スイッチング素子６のみをＯＮする短い期間）に第２の
スイッチング素子４及び第４のスイッチング素子６に寄
生的に存在する容量に残存するエネルギーを放出させ
る。第２及び第４のスイッチング素子４及び６の寄生容
量を放電してトランスの１次巻線７ａの印加電圧が０に
なった後、第２及び第４のスイッチング素子４及び６を
短絡する。これにより、これらの素子がターンＯＮする
時のスイッチング損失を低減できる。第２及び第４のス
イッチング素子４及び６を短絡する期間に第１の同期整
流素子８及び第２の同期整流素子９が導通する故に、イ
ンダクタンス素子１０の電流が第１の同期整流素子８及
び第２の同期整流素子９を低い内部抵抗で流れる。従来
のスイッチング電源装置においては、トランス７に電流
が流れない期間に電流が同期整流素子のボディダイオー
ドを流れた故に、ボディダイオードでの損失が大きかっ
た（例えば１Ｖの電位降下が生じた。）。本発明のスイ
ッチング電源装置は、高効率のスイッチング電源装置を
実現する。

【００４３】《実施例２》図３、４を用いて、本発明の
実施例２のスイッチング電源装置を説明する。図３は実
施例２のスイッチング電源装置３０１の回路構成を示
す。図４は、実施例２のスイッチング電源装置３０１の
各部波形を示す。実施例２のスイッチング電源装置３０
１は、１次側回路と２次側回路とが相互に絶縁されてい
る。図３において１は入力直流電圧であり、３０１はス
イッチング電源装置であり、１３は負荷である。図３に
おいて、図１と同一のブロックには同一の符号を付して
いる。実施例２のスイッチング電源装置３０１が実施例
１のスイッチング電源装置１０１（図１）と異なる回路
構成部分を詳しく説明する。スイッチング電源装置３０
１において、２ａ−２ｂは入力端子である。２ｂは１次
側のＧＮＤ端子である。トランス７は、１次巻線７ａと
第１の２次巻線７ｂと第２の２次巻線７ｃとを有する。

【００４４】フォトカプラ１６は、発光ダイオード１６
ａと、発光ダイオード１６ａの発光光量に応じた電流を
出力するフォトトランジスタ１６ｂとを有する。第１の
検出抵抗４２及び第２の検出抵抗４３は、出力端子１２
ａ−１２ｂの電圧（スイッチング電源装置３０１の出力
電圧）を入力し、２つの抵抗によって分割した電圧を出
力する。誤差増幅器４５は、分割された電圧と基準電圧
４４とを入力し、両者の差分信号（誤差信号）を増幅
し、発光ダイオード１６ａを駆動する。発光ダイオード
１６ａの入力電流は、誤差増幅器４５と制限抵抗４６と
に基づいて定められる。第１の検出抵抗４２、第２の検
出抵抗４３、基準電圧４４、誤差増幅器４５等は検出手
段である。

【００４５】ＰＷＭ制御回路１５は、フォトトランジス
タ１６ｂの出力電流に基づいてＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１及びＶ
_Ｇ２を発生する。第１の反転回路１７及び第２の反転回
路１８は、ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１及びＶ_Ｇ２を入力し、反転
したＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ３及びＶ _Ｇ４を出力する。第１、第
２、第３及び第４のドライブ回路１９〜２２は、入力さ
れるＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１、Ｖ_Ｇ３（ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１の反
転信号）、Ｖ_Ｇ２及びＶ_Ｇ４（ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ２の反転
信号）に基づいて第１〜第４のスイッチング素子（スイ
ッチング手段）３〜６を駆動し、トランスの１次巻線７
ａに電流を流す。

【００４６】ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１がハイレベルになる時、
第１のドライブ回路１９が第１のスイッチング素子３を
ＯＮにする。ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ４がハイレベルになる時、
第４のドライブ回路２２が第４のスイッチング素子６を
ＯＮにする。第１のスイッチング素子３及び第４のスイ
ッチング素子６がＯＮになる時、１次巻線７ａに図３で
左から右の方向に電流Ｉ_Ｐが流れる。ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ２
がハイレベルになる時、第３のドライブ回路２１が第３
のスイッチング素子５をＯＮにする。ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ３
がハイレベルになる時、第２のドライブ回路２０が第２
のスイッチング素子４をＯＮにする。第３のスイッチン
グ素子５及び第２のスイッチング素子４がＯＮになる
時、１次巻線７ａに図３で右から左の方向に電流Ｉ_Ｐが
流れる。

【００４７】第１の２次巻線７ｂと第２の２次巻線７ｃ
とは直列に接続される。第１の２次巻線７ｂの１端と第
２の２次巻線７ｃの１端とが相互に接続されており、第
１の２次巻線７ｂの他端は第２の同期整流素子９（スイ
ッチング整流手段。ＭＯＳＦＥＴ）のドレインに接続さ
れており、第２の２次巻線７ｃの他端は第１の同期整流
素子８（スイッチング整流手段。ＭＯＳＦＥＴ）のドレ
インに接続されている。第１の同期整流素子８のソース
及び第２の同期整流素子９のソースは、２次側のＧＮＤ
線に接続されている。インダクタンス素子１０と平滑コ
ンデンサ１１とを直列に接続して構成された平滑回路
は、トランスの２次巻線７ｂ及び７ｃの接続点と、２次
側のＧＮＤ線とに接続される。１２ａ−１２ｂは出力端
子である。１２ｂは２次側のＧＮＤ端子である。補助電
源１４は、入力端子２ａ−２ｂに印加される電圧（変動
する電圧である。）を入力し、安定化した電源電圧をＰ
ＷＭ制御回路１５と第１〜６のドライブ回路に供給す
る。上記の回路の構成及び動作は、実施例１と同様であ
る。

【００４８】駆動トランス３０２は、１次巻線３０２
ａ、第１の２次巻線３０２ｂ、第２の２次巻線３０２ｃ
を有し、１次巻線３０２ａと第１の２次巻線３０２ｂと
第２の２次巻線３０２ｃとの巻数比は１：１：１であ
る。第５のドライブ回路２３はＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１を入力
する。第６のドライブ回路３２はＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ２を入
力する。第５のドライブ回路２３及び第６のドライブ回
路３２は、それぞれ駆動トランスの１次巻線３０２ａと
第１のコンデンサ３０３との直列回路の両端に接続され
ており、駆動トランスの１次巻線３０２ａを駆動する。
駆動トランスの１次巻線３０２ａに印加される信号は、
補助電源１４が出力する安定な電圧を使用することによ
り、一定の振幅（入力電圧等の変動を受けない。）を有
する。

【００４９】ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１及びＶ_Ｇ２の波高値をそ
れぞれＶ_Ｃ、デューティ比をＤとする（Ｖ_Ｇ１及びＶ
_Ｇ２の位相は互いに１８０度ずれている。図４（ａ）及
び（ｂ）参照）。駆動トランスの１次巻線３０２ａの出
力信号Ｖ_Ｔ（駆動トランスの第１の２次巻線３０２ｂの
出力信号でもある。）は、図４（ｃ）に示す波形となり
（波高値は±Ｖ_Ｃ）、駆動トランスの第２の２次巻線３
０２ｃの出力信号Ｖ_{ＴＳ １}は、信号Ｖ_Ｔの反転信号とな
る（図４（ｄ）参照）。第１の２次巻線３０２ｂの出力
信号ＶＴは、第１のダイオード３０４及び第３の反転回
路３０５に入力される。第２の２次巻線３０２ｃの出力
信号ＶＴＳ１は、第２のダイオード３０８及び第４の反
転回路３０９に入力される。

【００５０】第１の２次巻線３０２ｂの出力信号ＶＴが
ハイレベルである時、第１のダイオード３０４を介して
第２の平滑コンデンサ４１がピーク充電されて、基準電
圧４４、誤差増幅器４５、フォトカプラ１６に２次側安
定化電源電圧（略ＶＣ）が供給される。同様に、第２の
２次巻線３０２ｃの出力信号ＶＴＳ１がハイレベルであ
る時、第２のダイオード３０８を介して第２の平滑コン
デンサ４１がピーク充電されて、基準電圧４４、誤差増
幅器４５、フォトカプラ１６に２次側安定化電源電圧
（略ＶＣ）が供給される。第１のダイオード３０４、第
２のダイオード３０８及び第２の平滑コンデンサ４１
は、第２の補助電源を構成する。第３の反転回路３０５
は、信号Ｖ_ＳＧ１（ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ１の反転信号。図４
（ｅ）参照）を出力する。第４の反転回路３０９は、信
号Ｖ_ＳＧ２（ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ２の反転信号。図４（ｆ）
参照）を出力する。

【００５１】第７のドライブ回路３０７は、第１の抵抗
３０６を介して信号Ｖ_ＳＧ１を入力し、同一波形の信号
（第２のスイッチング信号）を第２の同期整流素子９の
ゲート端子に入力する（信号Ｖ_ＳＧ１がハイレベルであ
る時、第２の同期整流素子９が導通する。）。実施例２
における信号Ｖ_ＳＧ１の波形（図４（ｅ））は、実施例
１における信号Ｖ_ＳＧ１の波形（図２（ｆ））と同一で
ある。第８のドライブ回路３１１は、第２の抵抗３１０
を介して信号Ｖ_ＳＧ２を入力し、同一波形の信号（他の
第２のスイッチング信号）を第１の同期整流素子８のゲ
ート端子に入力する（信号Ｖ_ＳＧ２がハイレベルである
時、第１の同期整流素子８が導通する。）。実施例２に
おける信号Ｖ_ＳＧ２の波形（図４（ｆ））は、実施例１
における信号Ｖ_ＳＧ２の波形（図２（ｇ））と同一であ
る。実施例２のスイッチング電源装置によれば、実施例
１のスイッチング電源装置と同様の効果が得られる。即
ち、実施例２のスイッチング電源装置において、その出
力電圧は誤差増幅器４５と発光ダイオード１６ａと基準
電圧４４とを動作させるには低すぎる電圧である。第１
のダイオード３０４、第２のダイオード３０８及び第２
の平滑コンデンサ４１は、スイッチング信号を用いて、
これらの回路に安定な電圧を供給している。

【００５２】実施例２のスイッチング電源装置によれ
ば、第２のスイッチング素子４及び第４のスイッチング
素子６がターンＯＮする時のスイッチング損失を低減で
きる。又、トランス７に電流が流れない期間にインダク
タンス素子１０の電流が第１の同期整流素子８及び第２
の同期整流素子９（いずれも導通状態である。）を低い
内部抵抗で流れる故に、高効率のスイッチング電源装置
を実現する。実施例２の回路構成では、駆動トランスの
磁気回路が１つになるので、実施例１の回路よりも、小
型化が可能である。図４（ａ）〜（ｆ）の破線は、デュ
ーティ比が小さい時の各部波形を示す。

【００５３】《実施例３》図５、６を用いて、フォワー
ド型の構成を有する本発明の実施例３のスイッチング電
源装置を説明する。図５は実施例３のスイッチング電源
装置５０１の回路構成を示す。図６は、実施例３のスイ
ッチング電源装置の各部波形を示す。実施例３のスイッ
チング電源装置は、１次側回路と２次側回路とが相互に
絶縁されている。図５において１は入力直流電圧であ
り、５０１はスイッチング電源装置であり、１３は負荷
である。図５において、図１と同一のブロックには同一
の符号を付している。実施例３のスイッチング電源装置
５０１において、２ａ−２ｂは入力端子である。２ｂは
１次側のＧＮＤ端子である。トランス５０３は、１次巻
線５０３ａと２次巻線５０３ｂとを有する。

【００５４】フォトカプラ１６は、発光ダイオード１６
ａと、発光ダイオード１６ａの発光光量に応じた電流を
出力するフォトトランジスタ１６ｂとを有する。第１の
検出抵抗４２及び第２の検出抵抗４３は、出力端子１２
ａ−１２ｂの電圧（スイッチング電源装置３０１の出力
電圧）を入力し、２つの抵抗によって分割した電圧を出
力する。誤差増幅器４５は、分割された電圧と基準電圧
４４とを入力し、両者の差分信号（誤差信号）を増幅
し、発光ダイオード１６ａを駆動する。発光ダイオード
１６ａの入力電流は、誤差増幅器４５と制限抵抗４６と
に基づいて定められる。第１の検出抵抗４２、第２の検
出抵抗４３、基準電圧４４、誤差増幅器４５等は検出手
段である。

【００５５】トランスの１次巻線５０３ａとスイッチン
グ素子５０２（スイッチング手段）との直列回路は、入
力端子２ａ−２ｂに接続される。ＰＷＭ制御回路５０６
は、フォトトランジスタ１６ｂの出力電流に基づいてＰ
ＷＭ信号Ｖ_Ｇ（図６（ａ））を発生する。ＰＷＭ信号Ｖ
_Ｇは、第１のドライブ回路１９及び第２のドライブ回路
５０７に入力される。第１のドライブ回路１９は、入力
されるＰＷＭ信号Ｖ_Ｇに基づいてスイッチング素子５０
２を駆動し、トランスの１次巻線５０３ａに電流を流
す。スイッチング素子５０２及びトランスの１次巻線５
０３ａに流れる電流の波形Ｉ_Ｄ１を、図６（ｂ）に示
す。

【００５６】トランスの２次巻線５０３ｂの１端は、第
１の同期整流素子５０４（スイッチング整流手段。ＭＯ
ＳＦＥＴ）のドレインに接続されている。トランスの２
次巻線５０３ｂの他端は、第２の同期整流素子５０５
（ＭＯＳＦＥＴ）のドレイン及びインダクタンス素子１
０に接続されている。第１の同期整流素子５０４のソー
ス及び第２の同期整流素子５０５のソースは、２次側の
ＧＮＤ線に接続されている。インダクタンス素子１０と
平滑コンデンサ１１とを直列に接続して構成された平滑
回路は、トランスの２次巻線５０３ｂの他端と、２次側
のＧＮＤ線とに接続される。１２ａ−１２ｂは出力端子
である。１２ｂは、２次側のＧＮＤ端子である。補助電
源１４は、入力端子２ａ−２ｂに接続され、１次側の制
御回路に必要な安定化電圧Ｖ_Ｃを発生する。

【００５７】ＰＷＭ制御回路５０６は、フォトトランジ
スタ１６ｂに流れる電流を基に、ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇを発生
する。第１のドライブ回路１９は、ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇに基
づいてスイッチング素子５０２を駆動する。スイッチン
グ素子５０２が導通する時、トランスの１次巻線５０３
ａに電流が流れる。駆動トランス５０９は、１次巻線５
０９ａと２次巻線５０９ｂとを有し、１次巻線５０９ａ
と２次巻線５０９ｂとの巻数比は１：１である。第２の
ドライブ回路５０７は、ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇを入力して、第
１のコンデンサ５０８を介して、駆動トランスの１次巻
線５０９ａに電流を流す。駆動トランスの１次巻線５０
９ａに印加される信号は、補助電源１４が出力する安定
な電圧を使用することにより、一定の振幅（入力電圧等
の変動を受けない。）を有する。

【００５８】ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇの波高値をＶ_Ｃ、デューテ
ィ比をＤとする（図６（ａ）参照）。第１のダイオード
５１１のカソード電圧Ｖ_ＳＧ１は、波高値がＶ_Ｃ、デュ
ーティ比がＤになる（図６（ｃ）参照）。２次巻線５０
９ｂの出力信号は、第２のコンデンサ５１０を介して、
第１のダイオード５１１、第２のダイオード５１３、第
３のドライブ回路５１５（第２の抵抗５１４を介す
る。）、及び反転回路５１６に入力される。

【００５９】第１のダイオード５１１のカソード電圧Ｖ
_ＳＧ１（２次巻線５０９ｂから出力された信号）がハイ
レベルである時、第２のダイオード５１３を介して第２
の平滑コンデンサ４１がピーク充電されて、基準電圧４
４、誤差増幅器４５、フォトカプラ１６に２次側安定化
電源電圧（略ＶＣ）が供給される。第２のダイオード５
１３及び第２の平滑コンデンサ４１は、第２の補助電源
を構成する。第２のコンデンサ５１０、第１のダイオー
ド５１１及び第１の抵抗５１２はクランプ回路を構成す
る。ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇが０Ｖである時、駆動トランスの２
次巻線５０９ｂに誘起される負電圧により第１のダイオ
ード５１１及び第１の抵抗５１２を介して第２のコンデ
ンサ５１０が充電され、第２のコンデンサ５１０の出力
電圧（第１のダイオード５１１のカソードの電位）を一
定電圧（ＧＮＤレベル）にクランプする。反転回路５１
６は、信号Ｖ_ＳＧ１を入力し、その反転信号Ｖ
_ＳＧ２（図６（ｅ）参照）を出力する。

【００６０】第３のドライブ回路５１５は、第２の抵抗
５１４を介して信号Ｖ_ＳＧ１を入力し、同一波形の信号
（第２のスイッチング信号）を第１の同期整流素子５０
４のゲート端子に入力する。スイッチング素子５０２と
第１の同期整流素子５０４とは同期してＯＮ／ＯＦＦす
る。第１の同期整流素子５０４には、図６（ｄ）に示す
電流Ｉ_Ｓ１が流れる。第４のドライブ回路５１８は、第
３の抵抗５１７を介して信号Ｖ_ＳＧ２を入力し、同一波
形の信号（他の第２のスイッチング信号）を第２の同期
整流素子５０５のゲート端子に入力する。スイッチング
素子５０２と第２の同期整流素子５０５とは相補的にＯ
Ｎ／ＯＦＦする。第２の同期整流素子５０５には、図６
（ｆ）に示す電流Ｉ_Ｓ２が流れる。

【００６１】図６の動作波形図を参照して、実施例３の
スイッチング電源装置の動作を説明する。時刻Ｔ_０でＰ
ＷＭ信号Ｖ_Ｇ（図６（ａ））がハイレベルになり、スイ
ッチング素子５０２がＯＮする。同時に、第１の同期整
流素子５０４は、ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇと同期した立ち上がり
タイミング及び立ち下がりタイミングを有する信号Ｖ
_ＳＧ１（図６（ｃ））を入力して、ＯＮする。トランス
の１次巻線５０３ａに電流Ｉ_Ｄ１（図６（ｂ））が流れ
る。スイッチング素子５０２と第１の同期整流素子５０
４とが同一のタイミングでＯＮするので、トランスの１
次巻線５０３ａに入力電圧が印加された時に、トランス
の２次巻線５０３ｂに誘起される電圧がインダクタンス
素子１０及び平滑コンデンサ１１に印加される。トラン
スの２次巻線５０３ｂ及び第１の同期整流素子５０４に
は、電流Ｉ_Ｓ１（図６（ｄ））が流れる。この時第２の
同期整流素子５０５のゲート電圧Ｖ_ＳＧ２はロウレベル
である故に（図６（ｅ））、第２の同期整流素子５０５
はＯＦＦとなる。

【００６２】時刻Ｔ_１でＰＷＭ信号Ｖ_Ｇが０Ｖになる
と、スイッチング素子５０２はＯＦＦになる。同時に第
１の同期整流素子５０４がターンＯＦＦし、第２の同期
整流素子５０５がターンＯＮする。インダクタンス素子
１０が出力する電流Ｉ_Ｓ２は、第２の同期整流素子５０
５を通って流れる（図６（ｆ））。第２の同期整流素子
５０５は導通状態である故に、その内部抵抗は小さい。

【００６３】実施例３のスイッチング電源装置によれ
ば、実施例１のスイッチング電源装置と同様の効果が得
られる。即ち、実施例３のスイッチング電源装置におい
て、その出力電圧は誤差増幅器４５と発光ダイオード１
６ａと基準電圧４４とを動作させるには低すぎる電圧で
ある。第２のダイオード５１３及び第２の平滑コンデン
サ４１は、スイッチング信号Ｖ_Ｇを用いて、これらの回
路に安定な電圧を供給している。実施例３のスイッチン
グ電源装置によれば、トランスの１次巻線５０３ａに電
流が流れない期間に、インダクタンス素子１０の電流が
第２の同期整流素子５０５を低い内部抵抗で流れる故
に、高効率のスイッチング電源装置を実現する。実施例
３のスイッチング電源装置によれば、実施例１のスイッ
チング電源装置と同様の効果が得られる。

【００６４】実施例３においては、ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇ（Ｐ
ＷＭ制御回路５０６の出力信号）を用いて駆動トランス
５０９を駆動した。これに代えて、ＰＷＭ信号Ｖ_Ｇの反
転信号を駆動トランスの１次側で作り、実施例１で示し
た回路と同様に２つの駆動トランスを用いて、ＰＷＭ信
号Ｖ_ＧとＶ_Ｇの反転信号とをそれぞれ２次側に伝達し、
第１の同期整流素子５０４と第２の同期整流素子５０５
をそれぞれ駆動しても同様の効果が得られる。

【００６５】

【発明の効果】本発明によれば、１次側に発生した安定
な電圧を利用し且つスイッチング素子のスイッチング信
号に同期した信号等を２次側に伝達することにより、同
期整流素子の駆動を適切に駆動する第２のスイッチング
信号を生成し、且つ検出手段等を動作させる安定な電源
電圧を２次側に発生するスイッチング電源装置を実現で
きるという有利な効果が得られる。スイッチング電源装
置の出力電圧が低く、出力電圧をそのまま電源としたの
では検出手段等が動作しない場合でも、検出手段と同期
整流素子を安定に駆動する簡単な構成のスイッチング電
源装置を実現できる。

【００６６】本発明によれば、トランスに電流が流れる
期間のみならずトランスに電流が流れない期間にも同期
整流素子を適切に導通状態にして低い内部抵抗で電流を
流すことにより、高効率のスイッチング電源装置を実現
できるという有利な効果が得られる。トランスの１次側
に電流が流れていない期間において、スイッチング素子
に寄生的に存在する容量の放電をすることにより、これ
らの素子がターンＯＮする時のスイッチング損失を低減
できる。特に場合には、トランスの巻線からのみでは十
分な駆動タイミングは得られないブリッジ形のスイッチ
ング電源装置においても、本発明により、高い出力効率
が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１のスイッチング電源装置の回
路構成図

【図２】本発明の実施例１のスイッチング電源装置の動
作波形図

【図３】本発明の実施例２のスイッチング電源装置の回
路構成図

【図４】本発明の実施例２のスイッチング電源装置の動
作波形図

【図５】本発明の実施例３のスイッチング電源装置の回
路構成図

【図６】本発明の実施例３のスイッチング電源装置の動
作波形図

【図７】従来例のスイッチング電源装置の回路構成図

【図８】従来例のスイッチング電源装置の動作波形図

【符号の説明】

１ 入力直流電源 ２ａ−２ｂ 入力端子 ３ 第１のスイッチング素子 ４ 第２のスイッチング素子 ５ 第３のスイッチング素子 ６ 第４のスイッチング素子 ７ トランス ８ 第１の同期整流素子 ９ 第２の同期整流素子 １０ インダクタンス素子 １１ 平滑コンデンサ １２ａ−１２ｂ 出力端子 １３ 負荷 １４ 補助電源 １５ ＰＷＭ制御回路 １６ フォトカプラ １７ 第１の反転回路 １８ 第２の反転回路 １９ 第１のドライブ回路 ２０ 第２のドライブ回路 ２１ 第３のドライブ回路 ２２ 第４のドライブ回路 ２３ 第５のドライブ回路 ２４ 第１のコンデンサ ２５ 第１の駆動トランス ２６ 第２のコンデンサ ２７ 第１のダイオード ２８ 第１の抵抗 ２９ 第２のダイオード ３０ 第２の抵抗 ３１ 第７のドライブ回路 ３２ 第６のドライブ回路 ３３ 第３のコンデンサ ３４ 第２の駆動トランス ３５ 第４のコンデンサ ３６ 第３のダイオード ３７ 第３の抵抗 ３８ 第４のダイオード ３９ 第４の抵抗 ４０ 第８のドライブ回路 ４１ 第２の平滑コンデンサ ４２ 第１の検出抵抗 ４３ 第２の検出抵抗 ４４ 基準電圧 ４５ 誤差増幅器 ４６ 制限抵抗 １０１、３０１、５０１、７０１ スイッチング電源
装置 ３０２ 駆動トランス ３０３ 第１のコンデンサ ３０４ 第１のダイオード ３０５ 第３の反転回路 ３０６ 第１の抵抗 ３０７ 第７のドライブ回路 ３０８ 第２のダイオード ３０９ 第４の反転回路 ３１０ 第２の抵抗 ３１１ 第８のドライブ回路 ５０２ スイッチング素子 ５０３ トランス ５０４ 第１の同期整流素子 ５０５ 第２の同期整流素子 ５０６ ＰＷＭ制御回路 ５０７ 第２のドライブ回路 ５０８ 第１のコンデンサ ５０９ 駆動トランス ５１０ 第２のコンデンサ ５１１ 第１のダイオード ５１２ 第１の抵抗 ５１３ 第２のダイオード ５１４ 第２の抵抗 ５１５ 第３のドライブ回路 ５１６ 反転回路 ５１７ 第３の抵抗 ５１８ 第４のドライブ回路 ７０２ トランス ７０３ 補助電源 ７０４ ＰＷＭ制御回路 ７０５ 補助トランス ７０６ ダイオード ７０７ スイッチング素子 ７０８ ダイオード ７０９ 平滑コンデンサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松尾 光洋 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 池田 敏 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 竹島 由浩 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Ｆターム(参考） 5H730 AA14 AS01 BB27 BB57 CC01 DD04 DD26 EE08 EE13 EE59 FD01 FF19 FG05 FG15 VV03

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 １次側回路と２次側回路とを有し、 前記１次側回路は、 検出信号を入力し、検出信号に応じた１又は複数の第１
   のスイッチング信号を出力する制御手段と、 トランスの１次巻線と、 １又は複数の前記第１のスイッチング信号を入力して導
   通状態と遮断状態とを繰り返し、入力電圧を前記トラン
   スの１次巻線に印加するスイッチング手段と、入力電圧
   を入力し、第１の安定電圧を出力する第１の補助電源
   と、 １又は複数の前記第１のスイッチング信号の同期信号若
   しくはその反転信号又はそれらを複合化した信号であっ
   て前記第１の安定電圧を用いて生成された一定の振幅を
   有する信号を入力する駆動トランスの１次巻線と、 を有し、 前記２次側回路は、 前記トランスの２次巻線と、 前記駆動トランスの２次巻線と、 前記駆動トランスの２次巻線の出力信号を入力し、平滑
   化して第２の安定電圧を出力する第２の補助電源と、 前記駆動トランスの２次巻線の出力信号を入力し、１又
   は複数の第２のスイッチング信号を出力する駆動手段
   と、 １又は複数の前記第２のスイッチング信号を入力して導
   通状態と遮断状態とを繰り返し、前記トランスの２次巻
   線に誘起する電圧を整流するスイッチング整流手段と、 前記スイッチング整流手段の出力信号を平滑する平滑手
   段と、 前記第２の安定電圧及び前記平滑手段の出力電圧を入力
   し、前記平滑手段の出力電圧に応じた前記検出信号を出
   力する検出手段と、 を有する、 ことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 【請求項２】 前記駆動手段が前記第２の安定電圧を入
   力し、一定の振幅を有する前記第２のスイッチング信号
   を出力することを特徴とする請求項１に記載のスイッチ
   ング電源装置。
3. 【請求項３】 前記駆動トランスの１次巻線及び２次巻
   線に直列にそれぞれ第１及び第２のコンデンサを接続
   し、 前記駆動トランスの１次巻線は、前記第１のコンデンサ
   を介して、１又は複数の前記第１のスイッチング信号の
   同期信号若しくはその反転信号又はそれらを複合化した
   信号を入力し、 前記第２のコンデンサの前記駆動トランスの２次巻線に
   接続されていない端子は、前記駆動トランスの２次巻線
   に負電圧が誘起される時に一定の電位にクランプされ、 第２の補助電源は、前記駆動トランスの２次巻線に正電
   圧が誘起される時にピーク充電される、 ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイッ
   チング電源装置。
4. 【請求項４】 前記駆動トランスの２次巻線に負電圧が
   誘起される時にクランプ電流が流れる経路に抵抗を有す
   ることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源
   装置。
5. 【請求項５】 前記スイッチング手段はブリッジ形又は
   プッシュプル形の構成を有し、 前記スイッチング整流手段は、前記第１のスイッチング
   信号の反転信号である前記第２のスイッチング信号を入
   力して導通状態と遮断状態とを繰り返す、 ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイッ
   チング電源装置。
6. 【請求項６】 前記スイッチング手段は、前記トランス
   の１次巻線に電圧が発生しない期間に前記トランスの１
   次巻線を短絡することを特徴とする請求項１から請求項
   ５のいずれかの請求項に記載のスイッチング電源装置。
7. 【請求項７】 前記駆動トランスの１次巻線に直列にコ
   ンデンサが接続されていることを特徴とする請求項６に
   記載のスイッチング電源装置。
8. 【請求項８】 前記コンデンサの容量は、前記駆動トラ
   ンスの２次巻線の出力信号の平坦部が平坦度を略維持で
   きる下限の容量より大きく、起動時に前記駆動トランス
   が飽和しない上限の容量より小さい値であることを特徴
   とする請求項７に記載のスイッチング電源装置。
9. 【請求項９】 前記スイッチング手段はブリッジ形又は
   プッシュプル形の構成を有し、 前記スイッチング整流手段は第１の整流素子及び第２の
   整流素子を有し、 前記駆動トランスの１次巻線は、２つの前記第１のスイ
   ッチング信号の差分信号を入力し、 前記第２の補助電源は、前記駆動トランスの２次巻線に
   正電圧が誘起される時にピーク充電され、 前記駆動手段は、前記駆動トランスの２次巻線の出力信
   号を入力し、前記駆動トランスの２次巻線に正電圧が誘
   起される時に前記第１の整流素子を導通状態にする第２
   のスイッチング信号を出力し、前記駆動トランスの２次
   巻線に負電圧が誘起される時に前記第２の整流素子を導
   通状態にする前記第２のスイッチング信号を出力する、 ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイッ
   チング電源装置。
10. 【請求項１０】 前記１次側回路と２次側回路とが相互
    に絶縁されていることを特徴とする請求項１から請求項
    ９のいずれかの請求項に記載のスイッチング電源装置。