JP2007028797A

JP2007028797A - スイッチング電源装置

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Publication number: JP2007028797A
Application number: JP2005207373A
Authority: JP
Inventors: Osamu Otake; 修大竹; Toshiyuki Yamagishi; 利幸山岸
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2005-07-15
Filing date: 2005-07-15
Publication date: 2007-02-01
Anticipated expiration: 2025-07-15
Also published as: JP4697412B2

Abstract

【課題】スイッチング電源装置の発振休止期間経過後にスイッチング素子のオン・オフ動作を迅速に再開する。
【解決手段】本発明によるスイッチング電源装置は、ベースが保持用コンデンサ(21)に接続され且つコレクタが電流制限用抵抗(25)を介して補助整流平滑回路(11)に接続されたＮＰＮトランジスタ(22)と、ＮＰＮトランジスタ(22)のエミッタに接続された充電用コンデンサ(23)と、充電用コンデンサ(23)と昇圧用コンデンサ(18)との間に接続された逆流阻止用ダイオード(24)とを備えた充電回路(26)を設け、安定化電源回路(14)からダイオード(16)及び電流制限用抵抗(17)を介して昇圧用コンデンサ(18)を充電して昇圧用コンデンサ(18)の充電電圧Ｖ_C1を第２の駆動回路(20)に供給すると共に、補助整流平滑回路(11)から電流制限用抵抗(25)及びＮＰＮトランジスタ(22)を介して充電用コンデンサ(23)に充電電流を供給する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ又はインバータ等のスイッチング電源装置、特にブリッジ型のスイッチング回路を有するスイッチング電源装置に関する。

１次側のスイッチング回路がブリッジ型の構成を有するスイッチング電源装置は、従来から大容量のＤＣ−ＤＣコンバータ又はインバータ等の電源装置として広く用いられている。例えば、図４に示す従来のスイッチング電源装置は、直流電源(3)に対して直列に接続され且つ交互にオン・オフ駆動される第１及び第２のスイッチング素子としての第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(1,2)と、第１のＭＯＳ-ＦＥＴ(1)と並列に且つ第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(2)と直列に接続された電流共振用コンデンサ(4)及びトランス(5)の１次巻線(5a)の直列回路と、トランス(5)の２次巻線(5b,5c)に接続されて主直流出力電圧Ｖ_Oを発生する主整流平滑回路(6)と、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(1,2)を交互にオン・オフ駆動する制御回路(10)と、トランス(5)に設けられた第３の巻線(5d)に接続されて補助直流出力電圧Ｖ_CCを発生する補助整流平滑回路(11)と、制御回路(10)内に設けられ且つトランス(5)の第３の巻線(5d)から補助整流平滑回路(11)を介して電力が供給される安定化電源回路(14)と、安定化電源回路(14)の出力端子と第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(1,2)の接続点との間に直列に接続されたダイオード(16)、電流制限用抵抗(17)及び昇圧用コンデンサ(18)から成る昇圧回路(15)と、制御回路(10)内に設けられ且つ安定化電源回路(14)から電力が供給されて第１のＭＯＳ-ＦＥＴ(1)をオン・オフ駆動する第１の駆動信号Ｖ_G1を出力する第１の駆動回路(19)と、制御回路(10)内に設けられ且つ昇圧回路(15)の昇圧用コンデンサ(18)から電力が供給されて第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(2)をオン・オフ駆動する第２の駆動信号Ｖ_G2を出力する第２の駆動回路(20)と、安定化電源回路(14)の出力端子と１次側接地端子との間に接続された保持用コンデンサ(21)とを備えている。主整流平滑回路(6)は、トランス(5)の２次巻線(5b,5c)にそれぞれ接続された２つの主整流ダイオード(7,8)と、２つの主整流ダイオード(7,8)のカソードと２次巻線(5b,5c)の中間タップとの間に接続された主平滑コンデンサ(9)とから構成される。補助整流平滑回路(11)は、トランス(5)の第３の巻線(5d)に接続された補助整流ダイオード(12)と、補助整流ダイオード(12)のカソードと１次側接地端子との間に接続された補助平滑コンデンサ(13)とから構成される。なお、図示は省略するが、制御回路(10)内の第１及び第２の駆動回路(19,20)の前段には、例えば主整流平滑回路(6)から出力される主直流出力電圧Ｖ_Oに応じてパルス幅が変化するＰＷＭ（パルス幅変調）信号を第１及び第２の駆動回路(19,20)に出力するＰＷＭ変調回路が接続される。

図４に示す構成において、第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(2)がオンすると、電流共振用コンデンサ(4)とトランス(5)の１次巻線(5a)のインダクタンスによる共振電流が励磁電流として流れ、電流共振用コンデンサ(4)とトランス(5)の１次巻線(5a)の図示しない漏洩インダクタンスによる共振電流が２次巻線(5b,5c)に伝達される。第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(2)がオフし、第１のＭＯＳ-ＦＥＴ(1)がオンすると、第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(2)のオン期間中に電流共振用コンデンサ(4)とトランス(5)の１次巻線(5a)に蓄積されたエネルギが第１のＭＯＳ-ＦＥＴ(1)を介して放出される。このとき、第１のＭＯＳ-ＦＥＴ(1)、電流共振用コンデンサ(4)及びトランス(5)の１次巻線(5a)で構成される閉回路に流れる電流は、電流共振用コンデンサ(4)とトランス(5)の１次巻線(5a)のインダクタンスによる共振電流と、トランス(5)の２次巻線(5b,5c)に伝達される電流共振用コンデンサ(4)と図示しない漏洩インダクタンスによる共振電流との合成電流となる。これにより、トランス(5)の２次巻線(5b,5c)から主整流平滑回路(6)の各主整流ダイオード(7,8)を介して主平滑コンデンサ(9)の両端に主直流出力電圧Ｖ_Oが発生する。更に、主直流出力電圧Ｖ_Oに応じてパルス幅が変化するＰＷＭ信号が制御回路(10)内の図示しないＰＷＭ変調回路から第１及び第２の駆動回路(19,20)に入力され、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(1,2)の各ゲートに第１及び第２の駆動信号Ｖ_G1,Ｖ_G2が付与される。これにより、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(1,2)が主直流出力電圧Ｖ_Oに応じて交互にオン・オフ駆動され、主整流平滑回路(6)から出力される主直流出力電圧Ｖ_Oが略一定レベルに制御される。

第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(1,2)のオン・オフにより、トランス(5)の第３の巻線(5d)に電圧が発生し、補助整流平滑回路(11)の補助整流ダイオード(12)及び補助平滑コンデンサ(13)を介して制御回路(10)の駆動電源入力端子(V_CC)に補助直流出力電圧Ｖ_CCが印加される。これにより、制御回路(10)内の安定化電源回路(14)が駆動され、安定化電源回路(14)から一定レベルの駆動電圧Ｖ_Dが出力される。安定化電源回路(14)からの駆動電圧Ｖ_Dは、図示しないＰＷＭ変調回路及び第１の駆動回路(19)に供給され、ＰＷＭ変調回路及び第１の駆動回路(19)が駆動される。これにより、第１の駆動回路(19)から第１のＭＯＳ-ＦＥＴ(1)のゲートに第１の駆動信号Ｖ_G1が付与され、第１のＭＯＳ-ＦＥＴ(1)がオン・オフ駆動される。また、安定化電源回路(14)の駆動電圧Ｖ_Dにより保持用コンデンサ(21)が略同一の電圧Ｖ_Dに充電され、第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(2)がオフで第１のＭＯＳ-ＦＥＴ(1)がオンのとき、保持用コンデンサ(21)から昇圧回路(15)内のダイオード(16)及び電流制限用抵抗(17)を介して昇圧用コンデンサ(18)に充電電流が流れる。これにより、昇圧用コンデンサ(18)が安定化電源回路(14)の駆動電圧Ｖ_Dよりも高電位の電圧Ｖ_C1（＝Ｖ_B−Ｖ_S）に充電されるため、昇圧用コンデンサ(18)の充電電圧Ｖ_C1が制御回路(10)のハイサイド電源入力端子(V_B)及びスイッチング出力端子(V_S)を介して第２の駆動回路(20)に印加され、第２の駆動回路(20)が駆動される。これにより、第２の駆動回路(20)から第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(2)のゲートに第２の駆動信号Ｖ_G2が付与され、第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(2)がオン・オフ駆動される。このときの第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(1,2)の接続点の電圧Ｖ_Sと昇圧用コンデンサ(18)の両端の電圧Ｖ_C1を図５(Ａ)及び(Ｂ)にそれぞれ示す。

即ち、第１のＭＯＳ-ＦＥＴ(1)がオンで第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(2)がオフのときは、図５(Ａ)に示すように第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(1,2)の接続点の電圧Ｖ_Sが０Ｖとなり、昇圧用コンデンサ(18)が充電されるため、図５(Ｂ)に示すように昇圧用コンデンサ(18)の両端の電圧Ｖ_C1が直線的に上昇する。次に、第１のＭＯＳ-ＦＥＴ(1)がオフして第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(2)がオンになると、図５(Ａ)に示すように第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(1,2)の接続点の電圧Ｖ_Sが高い電圧(Ｈ)レベルとなり、昇圧用コンデンサ(18)の電圧Ｖ_C1により第２の駆動回路(20)が駆動されるため、図５(Ｂ)に示すように昇圧用コンデンサ(18)の両端の電圧Ｖ_C1が指数関数的に低下するが、第２の駆動回路(20)を駆動するために必要な閾値電圧Ｖ_TH（例えば、Ｖ_TH:１２Ｖ程度）以下には低下せず、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(1,2)が交互に連続してオン・オフ駆動される。

上記の類のスイッチング素子の駆動方式は、２つのスイッチング素子を直列に接続して交互にオン・オフする構成のスイッチング回路では良く知られており、例えば下記に示す特許文献１には、図４に示すスイッチング電源装置と略類似の構成のスイッチング回路を有するインバータ回路が開示されている。

特開平５−３８１６０号公報（第６頁、図３）

近年、ＤＣ−ＤＣコンバータやインバータ等のスイッチング電源装置では、消費電力の低減、特に負荷待機時等の軽負荷時における消費電力の低減が強く要求されている。このため、例えば図４に示す従来のスイッチング電源装置では、負荷待機時等の軽負荷時に第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(1,2)のオン・オフ動作を断続的に行う間欠発振動作（バースト動作）により消費電力を低減する場合が多い。この場合、図６(Ａ)及び(Ｂ)に示すように、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(1,2)のオン・オフ動作、即ち発振動作の休止期間中に昇圧回路(15)内の昇圧用コンデンサ(18)の電圧Ｖ_C1が制御回路(10)内の第２の駆動回路(20)の閾値電圧Ｖ_TH（例えば、Ｖ_TH:１２Ｖ程度）以下に低下することがあるため、発振動作の再開時に第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(2)をオンできないことがあった。このため、発振休止期間経過後に第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(1,2)のオン・オフ動作を迅速に再開できない問題があった。この問題を解消するために、昇圧回路(15)内の昇圧用コンデンサ(18)の静電容量を大きくして充電電圧Ｖ_C1を高くする場合も考えられるが、この場合は充電時の時定数が大きくなり、昇圧用コンデンサ(18)を短時間で必要十分な電圧に充電できない問題が生じる。また、制御回路(10)内の安定化電源回路(14)の出力容量を大きくする必要があり、制御回路(10)を集積化する際に半導体チップが大形となり、製造コストが高騰する問題が生じる。

そこで、本発明では、発振休止期間経過後にスイッチング素子のオン・オフ動作を迅速に再開することができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

本発明によるスイッチング電源装置は、直流電源(3)に対して直列に接続され且つ交互にオン・オフ駆動される第１のスイッチング素子(1)及び第２のスイッチング素子(2)と、第１のスイッチング素子(1)に並列に且つ第２のスイッチング素子(2)に直列に接続されたトランス(5)の１次巻線(5a)と、トランス(5)の２次巻線(5b)に接続されて主直流出力Ｖ_Oを発生する主整流平滑回路(6)と、トランス(5)に設けられた第３の巻線(5d)に接続されて補助直流出力Ｖ_CCを発生する補助整流平滑回路(11)と、トランス(5)の第３の巻線(5d)から補助整流平滑回路(11)を介して電力が供給される安定化電源回路(14)と、安定化電源回路(14)から電力が供給されて第１のスイッチング素子(1)を駆動する第１の駆動回路(19)と、第２のスイッチング素子(2)を駆動する第２の駆動回路(20)とを備える。このスイッチング電源装置では、安定化電源回路(14)に接続された保持用コンデンサ(21)と、第１のスイッチング素子(1)及び第２のスイッチング素子(2)の接続点と安定化電源回路(14)及び保持用コンデンサ(21)の接続点との間に接続された昇圧用コンデンサ(18)と、制御端子が前記保持用コンデンサ(21)に接続され且つ入力端子が前記補助整流平滑回路(11)又は他の直流電源に接続されたドロッパ回路(22)と、ドロッパ回路(22)の出力端子に接続された充電用コンデンサ(23)と、充電用コンデンサ(23)と昇圧用コンデンサ(18)との間に接続された逆流阻止用整流素子(24)とを備え、安定化電源回路(14)と昇圧用コンデンサ(18)との接続点を第２の駆動回路(20)に接続すると共に、補助整流平滑回路(11)又は他の直流電源からドロッパ回路(22)を介して充電用コンデンサ(23)に充電電流を供給する。

連続発振動作時に、安定化電源回路(14)から保持用コンデンサ(21)を介して昇圧用コンデンサ(18)が充電され、昇圧用コンデンサ(18)から第２の駆動回路(20)に電力が供給されて第２のスイッチング素子(2)が駆動されると共に、充電用コンデンサ(23)は補助整流平滑回路(11)又は他の直流電源からドロッパ回路(22)を介して流れる電流により充電される。間欠発振動作時に、第１のスイッチング素子(1)と第２のスイッチング素子(2)のオン動作が長期間休止すると、保持用コンデンサ(21)の電圧Ｖ_Dが充電用コンデンサ(23)の電圧Ｖ_C2よりも低下するので、充電用コンデンサ(23)から逆流阻止用整流素子(24)を通じて昇圧用コンデンサ(18)に充電電流が流れ、昇圧用コンデンサ(18)が短時間で充電される。このため、発振休止期間経過後に第１のスイッチング素子(1)と第２のスイッチング素子(2)のオン・オフ動作を迅速に再開することができる。

本発明によれば、発振休止期間経過後にスイッチング素子のオン・オフ動作を迅速に再開することができるので、スイッチング電源装置の間欠発振動作時におけるスイッチング動作を安定化することが可能となる。

以下、本発明によるスイッチング電源装置の３つの実施形態を図１〜図３に基づいて説明する。但し、これらの図面では、図４に示す箇所と実質的に同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。

本発明の第１の実施形態を示す実施例１のスイッチング電源装置は、図１に示すように、ベースが保持用コンデンサ(21)に接続され且つコレクタが電流制限抵抗(25)を介して補助整流平滑回路(11)の補助平滑コンデンサ(12)に接続されたドロッパ回路としてのＮＰＮトランジスタ(22)と、ＮＰＮトランジスタ(22)のエミッタと１次側接地端子との間に接続された充電用コンデンサ(23)と、充電用コンデンサ(23)と昇圧回路(15)内の昇圧用コンデンサ(18)との間に接続された逆流阻止用整流素子としての逆流阻止用ダイオード(24)とを備えた充電回路(26)を図４に示す補助整流平滑回路(11)と昇圧回路(15)との間に接続したものである。その他の構成は、図４に示す従来のスイッチング電源装置と略同様である。

図１に示す構成において、保持用コンデンサ(21)は制御回路(10)内の安定化電源回路(14)の出力電圧Ｖ_Dにより充電され、充電回路(26)内の充電用コンデンサ(23)は安定化電源回路(14)の出力電圧Ｖ_DからＮＰＮトランジスタ(22)のベース−エミッタ間電圧だけ低い電圧Ｖ_C2で充電される。したがって、保持用コンデンサ(21)の電圧Ｖ_Dが充電用コンデンサ(23)の電圧Ｖ_C2より高いため、通常の連続発振動作時において第１のＭＯＳ-ＦＥＴ(1)がオンしたときは、保持用コンデンサ(21)から昇圧回路(15)内のダイオード(16)及び電流制限用抵抗(17)を介して昇圧用コンデンサ(18)に充電電流が流れ、昇圧用コンデンサ(18)が充電される。昇圧用コンデンサ(18)の充電電圧Ｖ_C1（＝Ｖ_B−Ｖ_S）は、制御回路(10)内の第２の駆動回路(20)に印加されて第２の駆動回路(20)が駆動され、第１のＭＯＳ-ＦＥＴ(1)がオフしたときに第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(2)をオンする。これと共に、補助整流平滑回路(11)から電流制限用抵抗(25)、ＮＰＮトランジスタ(22)のコレクタ及びエミッタを介して流れる電流により充電用コンデンサ(23)が引き続き充電され、前記電圧Ｖ_C2を一定レベルに保持する。再び、第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(2)がオフして第１のＭＯＳ-ＦＥＴ(1)がオンするとき、保持用コンデンサ(21)から昇圧回路(15)内のダイオード(16)及び電流制限用抵抗(17)を介して昇圧用コンデンサ(18)に充電電流が流れて昇圧用コンデンサ(18)が再び充電され、第２の駆動回路(20)を駆動する。通常の連続発振動作時では、昇圧用コンデンサ(18)の充電電圧Ｖ_C1により第２の駆動回路(20)が駆動され、昇圧用コンデンサ(18)の両端の電圧Ｖ_C1が指数関数的に低下するが、第２の駆動回路(20)を駆動するために必要な閾値電圧Ｖ_TH（例えば、Ｖ_TH:１２Ｖ程度）以下には低下せず、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(1,2)が交互に連続してオン・オフ駆動される。

無負荷時や軽負荷時等で第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(1,2)が間欠発振動作となり、第１のＭＯＳ-ＦＥＴ(1)と第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(2)のオン動作が長期間休止すると、保持用コンデンサ(21)の電圧Ｖ_Dが充電回路(26)内の充電用コンデンサ(23)の電圧Ｖ_C2よりも低下してＮＰＮトランジスタ(22)がオフとなるため、昇圧回路(15)内の昇圧用コンデンサ(18)の電圧Ｖ_C1が充電回路(26)内の充電用コンデンサ(23)の電圧Ｖ_C2と逆流阻止用ダイオード(24)の順方向電圧降下との差電圧よりも低下したとき、充電用コンデンサ(23)から逆流阻止用ダイオード(24)を通じて昇圧用コンデンサ(18)に充電電流が流れる。これにより、昇圧回路(15)内の昇圧用コンデンサ(18)が短時間で第２の駆動回路(20)を駆動するために必要な閾値電圧Ｖ_THまで充電される。即ち、第１のＭＯＳ-ＦＥＴ(1)と第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(2)のオン動作が長期間休止して保持用コンデンサ(21)の電圧Ｖ_Dが低下しても、充電回路(26)内の充電用コンデンサ(23)から逆流阻止用ダイオード(24)を通じて昇圧用コンデンサ(18)が速やかに充電されるので、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(1,2)のオン動作の休止期間がより長期間に亘る場合でも、昇圧回路(15)内の昇圧用コンデンサ(18)の両端の電圧Ｖ_C1が第２の駆動回路(20)の閾値電圧Ｖ_THまで低下しない。このため、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(1,2)のオン動作の休止期間が経過した後に第１のＭＯＳ-ＦＥＴ(1)及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(2)のオン・オフ動作を迅速に再開することができる。なお、昇圧回路(15)内の昇圧用コンデンサ(18)の静電容量を大きくすれば、間欠発振動作時でも昇圧用コンデンサ(18)の電圧低下が少なくなり、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(1,2)のオン動作をより長期間休止させることができるが、その分だけ昇圧用コンデンサ(18)の充電時間が長くなるため、起動時又は間欠発振動作での動作再開時等では、第２の駆動回路(20)の駆動電圧が不足して再起動できなくなる可能性がある。一方、起動時又は通常動作時において、充電回路(26)内の充電用コンデンサ(23)の電圧Ｖ_C2は保持用コンデンサ(21)の電圧Ｖ_DよりもＮＰＮトランジスタ(22)のベース−エミッタ間の電圧だけ低いので、起動時又は通常動作時は保持用コンデンサ(21)の電圧Ｖ_Dにより昇圧用コンデンサ(18)が充電され、充電用コンデンサ(23)の電圧Ｖ_C2は昇圧用コンデンサ(18)の充電には何等も寄与しない。したがって、充電用コンデンサ(23)の静電容量を大きくすることにより、間欠発振動作時における第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(1,2)のオン動作の休止期間をより延長することが可能となる。

実施例１では、連続発振動作時に、安定化電源回路(14)から保持用コンデンサ(21)を介して昇圧回路(15)内の昇圧用コンデンサ(18)が充電され、昇圧用コンデンサ(18)から制御回路(10)内の第２の駆動回路(20)に駆動電力が供給されて第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(2)がオン駆動されると共に、充電回路(26)内の充電用コンデンサ(23)は補助整流平滑回路(11)から電流制限用抵抗(25)及びＮＰＮトランジスタ(22)を介して流れる電流により充電される。また、間欠発振動作時に、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(1,2)のオン動作が長期間休止すると、保持用コンデンサ(21)の電圧Ｖ_Dが充電用コンデンサ(23)の電圧Ｖ_C2よりも低下するので、充電用コンデンサ(23)から逆流阻止用ダイオード(24)を通じて昇圧用コンデンサ(18)に充電電流が流れ、昇圧用コンデンサ(18)が短時間で充電される。このため、発振動作の休止期間が経過した後に第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ(1,2)のオン・オフ動作を迅速に再開することができる。したがって、スイッチング電源装置の間欠発振動作時におけるスイッチング動作を安定化することが可能となる。

図１に示す実施例１のスイッチング電源装置は変更が可能である。例えば、本発明の第２の実施形態を示す実施例２のスイッチング電源装置は、図２に示すように、図１に示すトランス(5)の第３の巻線(5d)に他の補助整流ダイオード(31)及び他の補助平滑コンデンサ(32)から成る他の補助整流平滑回路(30)を接続し、ＮＰＮトランジスタ(22)のコレクタを電流制限用抵抗(25)を介して他の補助整流平滑回路(30)を構成する他の補助平滑コンデンサ(32)に接続したものである。その他の構成は、図１に示す実施例１のスイッチング電源装置と略同様である。

実施例２では、他の補助整流平滑回路(30)から電流制限用抵抗(25)及びＮＰＮトランジスタ(22)を介して充電用コンデンサ(23)を充電できるので、補助整流平滑回路(11)の充電回路(26)への電力負担分が減り、補助整流平滑回路(11)を構成する補助平滑コンデンサ(13)の静電容量を小さくすることが可能である。また、他の補助整流平滑回路(30)を構成する他の補助平滑コンデンサ(32)は、充電回路(26)内の充電用コンデンサ(23)の充電専用として使用され、実施例１の補助整流平滑回路(11)内の補助平滑コンデンサ(13)のように制御回路(10)で消費されないので、発振休止期間での充電用コンデンサ(23)の充電電圧Ｖ_C1の低下が少ない。したがって、昇圧回路(15)内の昇圧用コンデンサ(18)を一定レベルの電圧に充電することが可能である。

また、本発明の第３の実施形態を示す実施例３のスイッチング電源装置は、図３に示すように、図１に示すトランス(5)に第４の巻線(5e)を設け、第４の巻線(5e)に他の補助整流ダイオード(31)及び他の補助平滑コンデンサ(32)から成る他の補助整流平滑回路(30)を接続し、ＮＰＮトランジスタ(22)のコレクタを電流制限用抵抗(25)を介して他の補助整流平滑回路(30)を構成する他の補助平滑コンデンサ(32)に接続したものである。その他の構成は、図１に示す実施例１のスイッチング電源装置と略同様である。

実施例３では、トランス(5)の第４の巻線(5e)の巻数を変更することにより、他の補助整流平滑回路(30)の出力電圧Ｖ₁を任意の値に設定することができる。このため、例えば発振動作の休止期間中におけるトランス(5)の各巻線(5a〜5e)の電圧低下が大きい場合でも、第４の巻線(5e)の巻数を多くして他の補助整流平滑回路(30)の出力電圧Ｖ₁を高くすることにより、充電用コンデンサ(23)を必要十分な電圧に充電することができる。

本発明の実施態様は前記の３つの実施例１〜３に限定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、実施例１〜３ではドロッパ回路としてＮＰＮトランジスタを使用したが、制御端子を安定化電源回路(14)に接続し、入力端子を補助整流平滑回路(11)（実施例１の場合）又は他の補助整流平滑回路(30)（実施例２及び３の場合）に接続し、出力端子を充電用コンデンサ(23)と逆流阻止用ダイオード(24)のアノードとの接続点に接続した三端子レギュレータ等をドロッパ回路として使用することも可能である。また、実施例１〜３において電流制限用抵抗(17)よりも抵抗値の低い他の電流制限用抵抗を逆流阻止用ダイオード(24)と直列に接続して、充電用コンデンサ(23)から逆流阻止用ダイオード(24)を通じて昇圧用コンデンサ(18)に流れる充電電流の大きさを適宜調整することも可能である。更に、実施例１〜３ではハーフブリッジ構成の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータに本発明を適用したが、これに限定されず、フルブリッジ構成の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ、ハーフブリッジ又はフルブリッジ構成のＤＣ−ＤＣコンバータ或いはブリッジ構成のインバータ等に本発明を適用することも可能である。

本発明は、ハーフブリッジ型又はフルブリッジ型等のスイッチング回路を備えたスイッチング電源装置に良好に適用できる。

本発明によるスイッチング電源装置の第１の実施形態を示す電気回路図（実施例１）本発明の第２の実施形態を示す電気回路図（実施例２）本発明の第３の実施形態を示す電気回路図（実施例３）従来のスイッチング電源装置を示す電気回路図連続発振動作時における図４のスイッチング電源装置の各部電圧を示す波形図間欠発振動作時における図４のスイッチング電源装置の各部電圧を示す波形図

符号の説明

(1)・・第１のＭＯＳ-ＦＥＴ（第１のスイッチング素子）、 (2)・・第２のＭＯＳ-ＦＥＴ（第２のスイッチング素子）、 (3)・・直流電源、 (4)・・電流共振用コンデンサ、 (5)・・トランス、 (5a)・・１次巻線、 (5b,5c)・・２次巻線、 (5d)・・第３の巻線、 (5e)・・第４の巻線、 (6)・・主整流平滑回路、 (7,8)・・主整流ダイオード、 (9)・・主平滑コンデンサ、 (10)・・制御回路、 (11)・・補助整流平滑回路、 (12)・・補助整流ダイオード、 (13)・・補助平滑コンデンサ、 (14)・・安定化電源回路、 (15)・・昇圧回路、 (16)・・ダイオード、 (17)・・電流制限用抵抗、 (18)・・昇圧用コンデンサ、 (19)・・第１の駆動回路、 (20)・・第２の駆動回路、 (21)・・保持用コンデンサ、 (22)・・ＮＰＮトランジスタ（ドロッパ回路）、 (23)・・充電用コンデンサ、 (24)・・逆流阻止用ダイオード（逆流阻止用整流素子）、 (25)・・電流制限用抵抗、 (26)・・充電回路、 (30)・・他の補助整流平滑回路、 (31)・・他の補助整流ダイオード、 (32)・・他の補助平滑コンデンサ

Claims

直流電源に対して直列に接続され且つ交互にオン・オフ駆動される第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子に並列に且つ前記第２のスイッチング素子に直列に接続されたトランスの１次巻線と、前記トランスの２次巻線に接続されて主直流出力を発生する主整流平滑回路と、前記トランスに設けられた第３の巻線に接続されて補助直流出力を発生する補助整流平滑回路と、前記第３の巻線から前記補助整流平滑回路を介して電力が供給される安定化電源回路と、前記安定化電源回路から電力が供給されて前記第１のスイッチング素子を駆動する第１の駆動回路と、前記第２のスイッチング素子を駆動する第２の駆動回路とを備えたスイッチング電源装置において、
前記安定化電源回路に接続された保持用コンデンサと、
前記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との接続点と、前記安定化電源回路と前記保持用コンデンサとの接続点との間に接続された昇圧用コンデンサと、
制御端子が前記保持用コンデンサに接続され、入力端子が前記補助整流平滑回路又は他の直流電源に接続されたドロッパ回路と、
該ドロッパ回路の出力端子に接続された充電用コンデンサと、
該充電用コンデンサと前記昇圧用コンデンサとの間に接続された逆流阻止用整流素子とを備え、
前記安定化電源回路と昇圧用コンデンサとの接続点を前記第２の駆動回路に接続すると共に、前記補助整流平滑回路又は前記他の直流電源から前記ドロッパ回路を介して前記充電用コンデンサに充電電流を供給することを特徴とするスイッチング電源装置。
前記ドロッパ回路は、前記保持用コンデンサの充電電圧より一定レベル低い電圧に前記充電用コンデンサを充電させる請求項１に記載のスイッチング電源装置。
前記補助整流平滑回路又は他の直流電源と前記ドロッパ回路の入力端子との間に電流制限用抵抗を接続した請求項１又は２に記載のスイッチング電源装置。
前記ドロッパ回路は、前記補助整流平滑回路又は他の直流電源に接続された第１の主端子と、前記逆流阻止用整流素子に接続された第２の主端子と、前記安定化電源回路に接続された制御端子とを有するトランジスタである請求項１〜３の何れか１項に記載のスイッチング電源装置。
前記トランスに第４の巻線を設け、該第４の巻線に他の補助整流平滑回路を接続して他の直流電源を構成した請求項１〜４の何れか１項に記載のスイッチング電源装置。