KR101883708B1 - 고정 온타임 제어 절연된 컨버터 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 변압기를 포함하는 고정 온타임 절연된 컨버터에 대한 것이다. 상기 변압기의 1차 측은 전자 스위치에 연결되어 있고 2차 측은 부하 및 프로세서에 연결되어 있다. 상기 프로세서는 적어도 하나의 결합소자를 통해 1차 측에서의 드라이버에 그리고 상기 전자 스위치에 연결되어 있다. 상기 프로세서는 상기 부하에서의 출력전압 또는 출력전류를 수신하여 제어신호를 발생시킨다. 상기 드라이버는 상기 결합소자를 통해 제어신호를 수신하고 그에 맞춰 상기 전자 스위치의 온/오프 상태를 바꾸는 것으로 상기 변압기를 통해 출력전압 및 출력전류를 조절하고, 상기 전자 스위치의 온/오프 지속시간은 부하 과도현상(load transient)에 대한 고속 응답을 달성하기 위해 제어신호가 음에서 양으로 변하는 순간 및 상기 제어신호가 양에서 음으로 변하는 순간 사이에서 결정된다.

Description

고정 온타임 제어 절연된 컨버터{CONSTANT ON-TIME(COT) CONTROL IN ISOLATED CONVERTER}
본 발명은 절연된 컨버터에 관한 것으로, 특히 출력전압을 조정하기 위해 시간에 따른 일정한 제어를 수행하는 절연된 컨버터에 관한 것이다.
본 출원은, 본 출원의 공통 출원인에 의해, 2014년 9월 19일에 출원된 중국 (CN) 특허출원번호 201410483054.8호의 우선권, 및 2014년 12월 7일에 출원된 미국(US) 특허출원번호 14/562,729호의 우선권을 주장한다. 중국특허출원번호 201410 483054.8호 및 미국특허출원번호 14/562,729호에서의 전체의 발명은 참고자료로서 여기에 포함되어 있다.
최근의 기술의 발달에 따라, 전자제품들은 일상생활에서의 다양한 욕구들을 충족하도록 개발되어 왔다. 이러한 제품들은 다른 전력 공급 및 전압 필요조건들을 갖는 다양한 전자소자들로 제조되기 때문에, 벽으로부터의 교류전력 공급은 적절한 동작을 보장하기 위해 전자제품들 중 각각에 대한 적절한 전압들로 변환될 필요가 있다.
종래의 교류/직류(AC/DC) 컨버터들은 절연된(isolated) 분압기 구성을 구현한다. 교류 전력을 정류기들과 결합한 후에, 변압기가 고전압 교류(AC) 전력을 장치들에 의해 사용될 수 있는 저전압 직류(DC) 전력으로 변환하기 위해 사용된다. 도 1에 도시된 바와 같이, 종래의 전력 컨버터는 변압기(10)를 포함하며, 이 변압기는 전자 스위치(12)에 연결된 1차 측(primary side) 및 부하(14), 프로세서(18)에 연결된 출력 커패시터(15) 및 분압기(16)에 연결된 2차 측(secondary side)을 포함한다. 포토 커플러(photo-coupler)(20)를 통해, 상기 프로세서(18)는 그 스위칭 상태를 제어하기 위해 전자 스위치(12)에 연결되는 컨트롤러(22)에 연결된다. 전압이 부하(14)에 인가될 때, 상기 분압기(16)는 상기 부하로부터 궤환전압을 수신하고 그에따라 아날로그 신호를 생성하는 상기 프로세서(18)에 이 궤환전압을 전송한 다음, 이 아날로그 신호를 상기 포토 커플러(20)를 통해 상기 2차 측으로부터 상기 1차 측의 상기 컨트롤러(22)에 전송한다. 컨트롤러(22)는 이 아날로그 신호에 따라 전자 스위치(12)의 온/오프 상태를 변화시킨다. 상기 프로세서(18)는 TL431(3-단자 프로그램 가능한 분로(分路) 조정기(shunt regulator)) 및 VM(전압-모드) 보상회로를 포함하기 때문에, 이는 부하전압의 파형신호(ripple signal)를 감소시키기 위해 루프 이득(loop gain) 및 대역폭을 보상하기 위한 제로/폴 보상(zero/pole compensation)을 사용하여, 전체 시스템을 안정화시킨다. 그러나 상기 컨트롤러(22)는 1차 측에 위치하므로 상기 부하전압을 직접 검출할 수는 없다. 또한, 상기 부하의 궤환전압으로부터 발생한 신호를 상기 컨트롤러(22)에 전송하는 TL431 및 VM 보상회로에서의 지연이 존재하며, 이것은 빠르게 안정화되지 않는 부하전압을 초래한다. 게다가, 2차 측에 동기 정류기(synchronous rectifier)가 있을 때에는 연속 전류 모드(continuous current mode, CCM)에서 제어하기 어렵다.
본 발명의 실시예들은 이러한 맥락에서 개발되었다.
본 발명의 실시예들은 첨부된 도면들을 참조하여 보다 자세히 설명된다. 그러나, 첨부된 도면들은 단지 설명 및 예시용이지 본 발명의 범위에 대해 제한을 두는 것은 아니다.
도 1은 종래의 절연된 컨버터의 회로도이다.
도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 절연된 컨버터의 회로도이다.
도 3a는 궤환전압(DV) 또는 검출전압(DS)의 파형 및 제어신호를 도시한다.
도 3b는 궤환전압(DV) 또는 검출전압(DS)의 파형 및 또 다른 제어신호를 도시한다.
도 4는 본 발명의 제2 실시예에 따른 절연된 컨버터의 회로도이다.
도 5는 본 발명의 제3 실시예에 따른 절연된 컨버터의 회로도이다.
도 6은 본 발명의 제4 실시예에 따른 절연된 컨버터의 회로도이다.
도 7은 컨트롤러, 출력 커패시터, 부하 및 변압기에 연결되고, 분압기를 포함하는 전기신호 추출기(electrical signal extractor)의 회로도이다.
도 8은 컨트롤러, 출력 커패시터, 부하 및 변압기에 연결되고, 저항기를 포함하는 다른 전기신호 추출기의 회로도이다.
도 9는 컨트롤러 및 드라이버 사이의 전류 흐름을 도시하는 회로도이다.
도 10은 궤환전압(DV), 제2 디지털 신호(D1), 및 RX 및 TX 신호들의 파형들을 도시한다.
도 11은 컨트롤러, 커패시터 및 드라이버의 패키지 구조의 도식적인 도면이다.
도 12는 본 발명의 제5 실시예에 따른 절연된 컨버터의 회로도이다.
도 13은 본 발명의 제5 실시예의 D, M, DI 및 DS 신호들의 파형들을 도시한다.
도 14는 본 발명의 제6 실시예에 따른 절연된 컨버터의 회로도이다.
도 15는 본 발명의 제7 실시예에 따른 절연된 컨버터의 회로도이다.
도 16은 본 발명의 검출전압 및 제어신호의 파형을 도시한다.
도 17은 DI 신호, TX 신호 및 RX 신호의 파형을 도시한다.
도 18은 본 발명의 제8 실시예에 따른 절연된 컨버터의 회로도이다.
도 19는 본 발명의 제8 실시예의 절연된 컨버터의 온타임 조정기(on-time regulator) 및 다른 소자들의 내부 회로도이다.
도 20은 본 발명의 제8 실시예의 DE, P2, clk 및 P3 신호들의 파형들을 도시한다.
도 21은 본 발명의 제9 실시예에 따른 절연된 컨버터의 회로도이다.
도 22는 본 발명의 제9 실시예의 온타임 조정기 및 다른 소자들의 내부 회로도이다.
도 23은 본 발명의 제9 실시예의 DE1, P1, clk1, DE2, P2, clk2 및 P4 신호들의 파형을 도시한다.
도 24는 본 발명의 제9 실시예의 DOWN, LD, B1, B2, UP, F 및 I0의 파형을 도시한다.
도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 절연된 컨버터의 회로도이다. 고정 온타임(constant on-time, COT) 절연된 컨버터는 입력전압(VIN)을 수신하기 위해 입력단자(26)에 연결된다. 상기 컨버터는 1차 측에서 상기 입력단자(26)에 연결된 그리고 2차 측에서 다이오드(29)를 통해 출력 커패시터(30) 및 부하(31)에 연결된 변압기(28)를 포함한다. 다이오드(29)의 양극은 상기 변압기(28)의 2차 측에 연결되고 음극은 상기 출력 커패시터(30) 및 부하(31)에 연결된다. 상기 변압기(28)의 2차 측 및 상기 부하(31)는 프로세서(32)에 연결되며, 이는 시동전압(S) 및 부하(31)에 걸친 출력전압(VO) 또는 출력전류(IO)를 수신하므로 제어신호(C)를 발생시킨다. 상기 변압기(28)의 1차 측 및 2차 측 사이의 전송매체는 전기, 자성, 압전 소자 또는 빛일 수도 있다. 이런 이유로 프로세서(32)는, 상기 제어신호(C)를 1차 측에 전송하기 위해, 커패시터, 변압기, 압전소자 또는 광(optical) 결합소자와 같은, 적어도 하나의 결합소자(34)에 연결된다. 상기 변압기(28)의 1차 측 및 결합소자(34)는 상기 입력단자(26)에 연결된 드라이버(36)에 연결된다. 드라이버(36)는 상기 결합소자(34)를 통해 상기 제어신호(C)를 수신하며 제1 디지털 신호(D1)를 발생시키기 위해 상기 제어신호(C)를 증폭한다. 드라이버(36)는 또한 회로 보호기능도 포함한다. 상기 변압기(28)의 1차 측 및 드라이버(36)는, N-채널 MOSFET들 또는 양극성 접합 트랜지스터와 같은, 전자 스위치(38)에 연결되며, 이 전자 스위치는 상기 제1 디지털 신호(D1)를 수신하고 그에 따라 상기 다이오드(29)를 통한 입력전압(VIN)으로부터의 변압기(28)를 통해 발생된 출력전압(VO) 및 출력전류(IO)를 제어하기 위해 온/오프 상태를 변화시킨다. 상기 전자 스위치가 온/오프 상태에 남아 있는 지속시간은 제어신호(C)가 음(negative)에서 양(positive)으로, 그리고나서 양에서 음으로 변하는데 걸리는 시간으로 결정되며, 예를 들어, 상기 제어신호(C)는 펄스신호이므로 음에서 양으로 변할 때, 제1 전자 스위치(38)가 켜지며(turned on) 상기 신호가 떨어져서 양에서 음으로 변할 때까지, 즉 온 상태가 종료될 때까지, 켜져 있다. 상기 스위치는 꺼지고(turned off) 상기 신호가 음에서 양으로 변할 때까지, 즉 스위치가 다시 켜질 때까지, 꺼져있다. 드라이버(36)는 상기 입력단자 (26)로부터 입력전압(VIN) 또한 수신하며 부하(31)에 걸린 출력전압(VO) 및 출력전류(IO)를 변압기(28)를 통해 제어하기 위해 상기 스위치의 온/오프 상태를 변화시키는 제1 펄스신호(P1)를 상기 전자 스위치(38)에 발생시키며, 상기 제어신호(C)를 발생시키기 위해 상기 시동전압(S)을 상기 프로세서(32)에 더 공급한다. 드라이버(36)가 상기 제어신호(C)를 상기 결합소자(34)를 통해 수신할 때, 상기 드라이버는 상기 제1 펄스신호(P1)의 발생을 중단시킨다.
프로세서(32)는 신호 추출기(40) 및 컨트롤러(42)를 포함한다. 상기 전기 신호 추출기(40)는 저전위 VSS, 상기 변압기(28)의 2차 측 및 상기 부하(31)에 연결되므로, 궤환전압(DV) 또는 상기 출력전류(IO)에 해당하는 검출전압(DS)을 포착한다. 상기 컨트롤러(42)는 상기 결합소자(34), 상기 변압기(28)의 2차 측 및 상기 신호 추출기(40)에 연결된다. 상기 컨트롤러(42)는 상기 시동전압(S) 및 상기 궤환전압(DV) 또는 검출전압(DS)을 상기 신호 추출기(40)로부터 수신하므로 상기 제어신호(C)를 발생시킨다. 도 2 및 도 3a에 관해 설명하자면, 상기 컨트롤러(42)에는 미리 설정된 기준전압이 공급되므로, 상기 궤환전압(DV)이 상기 기준전압보다 작을 때, 상기 제어신호(C)는 적어도 하나의 사이클을 갖는 제2 펄스신호(P2), 즉, 도 3a에 도시된 시간 주기 T1 내에 나타나는 복수의 사이클들의 파형이다. 제1 반 사이클(half cycle) 각각의 상기 제2 펄스신호(P2)는 고전압 레벨에 있으며 제2 반 사이클 각각은 저전압 레벨에 있다. 상기 궤환전압(DV)이 상기 기준전압보다 클 때는, 즉, 시간 주기 T2의 내에 있을 때는, 상기 제어신호(C)가 저전압 레벨에 있다. 유사하게, 상기 검출전압(DS)이 상기 기준전압보다 작을 때, 상기 제어신호(C)는 적어도 하나의 사이클의 제2 펄스신호(P2)이다. 제1 반 사이클 각각의 상기 제2 펄스신호(P2)는 고전압 레벨에 있으며 제2 반 사이클의 각각은 저전압 레벨에 있다. 상기 검출전압(DS)이 상기 기준전압보다 클 때는, 즉 시간 주기 T2의 내에 있을 때는, 상기 제어신호(C)가 저전압 레벨에 있다.
도 3b에 도시된 바와 같이, 상기 궤환전압(DV)이 상기 기준전압보다 작을 때, 상기 제어신호(C)는 상기 컨트롤러(42)의 미리 설정된 주기(Tmin) 내의 파형과 같은 단일 사이클 제2 펄스신호(P2)를 송출한다. 제1 반 사이클에서의 상기 제2 펄스신호(P2)는 고전압 레벨에 있으며 제2 반 사이클에서는 저전압 레벨에 있고, 여기서 고전압 레벨의 지속시간은 2차 측의 상기 컨트롤러(42)에 의해 결정된다. 미리 설정된 주기(Tmin) 내에서 상기 궤환전압(DV)이 상기 기준전압보다 클 때, 상기 제어신호(C)는 상기 궤환전압(DV)이 상기 기준전압보다 작을 때까지 다음의 제2 펄스신호(P2)를 송출하지 않을 것이다. 유사하게, 상기 검출전압(DS)이 상기 기준전압보다 작을 때, 상기 제어신호(C)는 상기 컨트롤러(42)의 미리 설정된 주기(Tmin) 내의 단일 사이클 제2 펄스신호(P2)를 송출한다. 제1 반 사이클에서의 상기 제2 펄스신호(P2)는 고전압 레벨에 있으며 제2 반 사이클에서는 저전압 레벨에 있고, 여기서 고전압 레벨의 지속시간은 2차 측의 상기 컨트롤러(42)에 의해 결정된다. 미리 설정된 주기(Tmin) 내에서 상기 검출전압(DS)이 상기 기준전압보다 클 때, 상기 제어신호(C)는 상기 검출전압(DS)이 상기 기준전압보다 작을 때까지 다음의 제2 펄스신호(P2)를 송출하지 않을 것이다.
제1 실시예의 작동의 시동 모드는 다음과 같이 설명된다. 첫째로, 드라이버(36)는 입력단자(26)로부터 입력전압(VIN)을 수신하여 상기 전자 스위치(38)에 전송되는 제1 펄스신호(P1)를 발생시키고, 이는 부하(31)에 걸린 출력전압(VO) 및 출력전류(IO)를 제어하기 위해 그에 맞춰 온/오프 상태를 변화시킨다. 상기 출력전압(VO) 및 출력전류(IO)는 다이오드(29)를 거쳐 변압기(28)를 통해 발생한다. 상기 시동전압(S) 또한 변압기(28)를 통해 컨트롤러(42)에 전송된다. 그런 다음, 상기 전기신호 추출기(40)는 상기 출력전압(VO)으로부터 궤환전압(DV)을 수신하거나 상기 출력전류(IO)에 해당하는 상기 검출전압(DS)을 수신하여, 상기 궤환전압(DV) 또는 상기 검출전압(DS) 및 상기 시동전압(S)에 근거하여 상기 제어신호(C)를 발생시키는 상기 컨트롤러(42)에 전송한다. 상기 제어신호(C)가 음에서 양으로 변하는 순간 및 상기 제어신호(C)가 양에서 음으로 변하는 순간 사이의 지속시간은 상기 전자 스위치(38)의 온/오프 상태의 지속시간을 결정한다. 상기 결합소자(34)는 상기 제어신호(C)를 상기 2차 측으로부터 상기 1차 측에서의 드라이버(36)로 전송한다. 드라이버(36)가 상기 제어신호(C)를 수신할 때, 상기 드라이버는 제1 디지털 신호(D1)를 발생시키기 위해 상기 제어신호(C)를 증폭시키며 상기 제1 펄스신호(P1)의 발생을 중지시킨다. 마지막으로, 상기 전자 스위치(38)는 상기 제1 디지털 신호(D1)를 수신하고 상기 입력전압 (VIN)을 수신하는 상기 변압기(28)를 제어하기 위해 그에 따라 그 온/오프 상태를 변화시키므로 상기 다이오드(29)를 통해 상기 출력전압 (VO) 및 상기 출력전류 (IO)를 조절한다. 종래 기술에서, 장치의 출력전압의 안정성을 보장하기 위해 이득 마진(gain margin) 및 위상 마진(phase margin)을 보상하는 보상회로가 필요하다. 본 발명은 어떤 보상회로도 필요로 하지 않으므로, 이득 마진 및 위상 마진 조정의 복잡한 기술을 면한다. 그럼에도 본 발명은 상기 출력전압(VO) 또는 상기 출력전류(IO)를 직접 검출할 수 있고, 1차 측의 스위치가 켜지거나 꺼지는 시간을 결정하기 위해 2차 측으로부터의 정보를 사용하여 정보를 1차 측으로 전송할 수 있으며, 그러므로 신속한 부하 과도현상 응답(load transients response)을 얻기 위해 출력전압 및 출력전류를 즉각 조정할 수 있다. 또한, 본 발명은 상기 출력전압 또는 상기 출력전류로부터의 정보를 2차 측으로부터 1차 측으로 전송하는데 상기 결합소자를 사용하고, 그렇기 때문에 어떤 부호기 또는 복호기뿐만 아니라 부호화 또는 복호화 기술도 필요로 하지 않으면서도, 1차 측 및 2차 측에서의 신호를 효과적으로 분리시켜, 상기 출력전압(VO) 및 상기 출력전류(IO)의 독립적인 2차 측 조절을 가능하게 한다.
도 4는 본 발명의 제2 실시예에 따른 절연된 컨버터의 회로도이다. 도 4에 관해 설명하자면, 시스템의 효율을 향상시키기 위해, 제2 전자 스위치(44)가, 예를 들어, N-채널 전력 MOSFET가, 동기 정류기들로서 도 2의 다이오드(29)를 대체한다. 이 실시예에서, 상기 변압기(28)의 2차 측은 상기 부하(31)에 직접 연결된다. 게다가, 상기 제2 전자 스위치(44)는 상기 변압기(28)의 2차 측과 상기 부하(31) 사이에 연결되며, 상기 컨트롤러(42)에 연결된다. 상기 컨트롤러(42)가 상기 제어신호(C)를 발생시킬 때, 상기 컨트롤러는 또한 상기 궤환전압(DV) 또는 상기 검출전압(DS) 및 상기 시동전압(S)에 따라 제2 디지털 신호(D2)를 발생시키며, 상기 제2 전자 스위치(44)가 상기 제1 전자 스위치(38)의 반대의 온/오프 상태들에 있거나 상기 제1 전자 스위치(38) 및 상기 제2 전자 스위치(44) 모두가 오프 상태가 되도록 상기 제2 전자 스위치(44)의 온/오프 상태를 변화시키기 위해 상기 제2 디지털 신호(D2)를 상기 제2 전자 스위치(44)에 전송하고, 이런 이유로 상기 변압기(28)는 상기 출력전압(VO) 및 상기 출력전류(IO)를 조절하기 위해 상기 입력전압(VIN)을 수신한다.
도 4의 시스템의 시동 모드 동작은 다음과 같이 설명된다. 첫째로, 드라이버(36)는 입력단자(26)로부터 입력전압(VIN)을 수신한 다음 제1 펄스신호(P1)를 상기 제1 전자 스위치(38)에 발생시키므로 상기 스위치(38)의 온/오프 상태는 상기 변압기(28)에 인가된 상기 입력전압(VIN)을 제어하기 위해 변화되고 상기 제2 전자 스위치(44)를 통해 상기 부하(31)에 걸린 상기 출력전압(VO) 및 상기 출력전류(IO)를 발생시킨다. 또한, 상기 시동전압(S)은 상기 변압기(28)를 통해 상기 컨트롤러(42)에 인가된다. 그런 다음, 전기신호 추출기(40)는 상기 출력전압(VO)의 궤환전압(DV) 또는 상기 출력전류(IO)에 해당하는 상기 검출전압(DS)을 회수하고, 상기 시동전압(S) 또한 수신하고 따라서 상기 제어신호(C) 및 상기 제2 디지털 신호(D2)를 발생시키는 상기 컨트롤러(42)에 전송한다. 상기 제1 전자 스위치(38)의 온/오프 상태에 대한 지속시간은 상기 스위치가 음에서 양으로 변하는 순간 및 상기 스위치가 양에서 음으로 변하는 순간 사이의 제어신호(C)의 지속시간에 의해 결정된다. 상기 제2 전자 스위치(44)는 상기 제2 디지털 신호(D2)를 수신하고 그 온/오프 상태를 변화시키고, 상기 결합소자(34)는 상기 제어신호(C)를 상기 2차 측으로부터 1차 측의 드라이버(36)로 전송한다. 드라이버(36)가 상기 제어신호(C)를 수신할 때, 상기 드라이버는 제1 디지털 신호(D1)를 발생시키기 위해 상기 제어신호(C)를 증폭시키고 상기 제1 펄스신호(P1)의 발생을 중단한다. 마지막으로, 상기 제1 전자 스위치(38)는 상기 제1 디지털 신호(D1)를 수신하고 이에 따라 상기 입력전압(VIN)을 수신하는 변압기(28)를 제어하기 위해 그 온/오프 상태를 바꾸고, 그럼으로써 상기 출력전압(VO) 및 상기 출력전류(IO)를 조절한다.
도 5는 본 발명의 제3 구체예에 따른 절연된 컨버터의 회로도이다. 도 5에 관해 설명하자면, 상기 시동전압(S)은 도 2에 설명된 변압기(28)에 의해 제공되는 대신에 컨트롤러(42)에 연결된 외부회로(46)에 의해 상기 컨트롤러(42)에 인가된다. 작동에 있어서, 상기 출력전압(VO) 및 상기 출력전류(IO) 및 상기 외부회로(46)가 이미 상기 부하(31)에 인가되고 상기 외부회로(46)가 상기 시동전압을 상기 컨트롤러(42)에 이미 공급했다고 가정할 때, 상기 전기신호 추출기(40)는 상기 출력전압(VO)의 궤환전압(DV) 또는 상기 출력전류(IO)에 해당하는 상기 검출전압(DS)을 회수하여 상기 컨트롤러(42)에 전송한다. 상기 출력전압(VO)의 궤환전압(DV) 또는 상기 출력전류(IO)에 해당하는 상기 검출전압(DS)을 상기 시동전압(S)과 함께 수신했을 때, 상기 컨트롤러(42)는 그에 맞춰 제어신호(C)를 발생시키고, 상기 제1 전자 스위치(38)의 온/오프 상태에 대한 지속시간은 상기 스위치가 음에서 양으로 변하는 순간 및 상기 스위치가 양에서 음으로 변하는 순간 사이의 상기 제어신호(C)의 지속시간에 의해 결정된다. 그 다음으로, 상기 결합소자(34)는 상기 제어신호(C)를 2차 측으로부터 1차 측 상의 상기 드라이버(36)로 전송한다. 드라이버(36)는 상기 제어신호(C)를 수신하여 제1 디지털 신호(D1)를 발생시키기 위해 증폭시키고 상기 제1 디지털 신호(D1)를 상기 제1 전자 스위치(38)로 전송하고, 그리고는 상기 입력전압(VIN)을 수신하는 상기 변압기(28)를 제어하기 위해 그의 온/오프 상태를 그에 맞게 바꾸고, 그럼으로 다이오드(29)를 통해 상기 출력전압(VO) 및 상기 출력전류(IO)를 조절한다.
도 6은 본 발명의 제4 구체예에 따른 절연된 컨버터의 회로도이다. 도 6에 도시된 바와 같이, 상기 시동전압(S)은 도 4에 도시된 변압기(28) 대신에 외부회로(46)에 의해 상기 컨트롤러(42)에 인가된다. 작동에 있어서, 상기 출력전압(VO) 및 상기 출력전류가 이미 상기 부하(31)에 인가되고 상기 외부회로(46)가 상기 시동전압을 상기 컨트롤러(42)에 이미 공급했다고 가정할 때, 상기 전기신호 추출기(40)는 상기 출력전압(VO)의 궤환전압(DV) 또는 상기 출력전류(IO)에 해당하는 상기 검출전압(DS)을 회수하여 상기 컨트롤러(42)에 전송한다. 상기 출력전압(VO)의 궤환전압(DV) 또는 상기 출력전류(IO)에 해당하는 상기 검출전압(DS)을 상기 시동전압(S)과 함께 수신했을 때, 상기 컨트롤러(42)는 그에 맞춰 제어신호(C) 및 상기 제2 디지털 신호(D2)를 발생시키고, 상기 제1 전자 스위치(38)의 온/오프 상태에 대한 지속시간은 상기 스위치가 음에서 양으로 변하는 순간 및 상기 스위치가 양에서 음으로 변하는 순간 사이의 상기 제어신호(C)의 지속시간에 의해 결정된다. 상기 제2 전자 스위치(44)는 그의 온/오프 상태를 바꾸기 위해 상기 제2 디지털 신호(D2)를 수신하고, 상기 결합소자(34)는 상기 제어신호(C)를 상기 2차 측으로부터 상기 1차 측 상의 드라이버(36)로 전송한다. 상기 드라이버(36)는 상기 제어신호(C)를 수신하여 상기 제1 전자 스위치(38)로 전송되는 상기 제1 디지털 신호(D1)를 발생시키기 위해 증폭시킨다. 상기 전자 스위치(38)는 상기 입력전압(VIN)을 수신하는 상기 변압기(28)를 제어하기 위해 그의 온/오프 상태를 그에 맞게 바꾸고, 그럼으로 상기 출력전압(VO) 및 상기 출력전류(IO)를 조절한다.
도 7 및 도 8은 전기신호 추출기(40)의 대체적인 회로도들을 예시한다. 도 7에 도시된 바와 같이, 상기 전기신호 추출기(40)는 다이오드(29)를 통해 변압기(28)의 2차 측에 연결되는 분압기(48)의 형태이거나, 또는 상기 변압기(28)의 2차 측에 직접 연결될 수 있으며, 상기 출력전압(VO)의 궤환전압(DV)을 포착(capture)할 수 있다. 도 8에 도시된 바와 같이, 상기 전기신호 추출기(40)는 상기 다이오드(29)를 통해 변압기(28)의 2차 측에 연결되는 저항기(50)이거나, 또는 상기 변압기(28)의 2차 측에 직접 연결될 수 있다. 상기 출력전류(IO)가 상기 저항기(50)를 통해 흐를 때, 상기 검출전압(DS)은 상기 저항기(50)를 통해 발생한다.
도 9에 관해 설명하자면, 드라이버(36)는 비교기(52) 및 상기 비교기(52)의 양의 입력단자에 연결된 저항기(54)를 포함하고, 상기 저항기(54)의 타단부는 접지되어 있다. 상기 컨트롤러(42)는 스위칭 제어회로(56), 바이어스 회로(58), 버퍼(6 0), 인버터(62), 제3 전자 스위치(64) 및 제4 전자 스위치(66)를 포함한다. 상기 스위칭 제어회로(56)는 상기 버퍼(60) 및 상기 인버터(62)에 연결되고, 이들은 상기 제3 전자 스위치(64) 및 제4 전자 스위치(66)에 각자 연결된다. 상기 바이어스 회로(58)는 상기 제3 전자 스위치(64)에 연결된다. 상기 제3 전자 스위치(64) 및 상기 제4 전자 스위치(66)는 결합소자들(34)을 통해 저항기(54)에 연결된다. 상기 저항기(54) 및 상기 비교기(52)의 정의 입력(positive input) 사이의 신호는 RX 신호라 불리고 상기 결합소자(34) 및 상기 제3 전자 스위치(64) 사이의 신호는 TX 신호라 불린다. 상기 스위칭 제어회로(56)는 그들의 온/오프 상태가 반대되도록 상기 버퍼(60) 및 상기 인버터(62)를 통해 상기 제3 전자 스위치(64) 및 상기 제4 전자 스위치(66)를 제어한다. 궤환전압(DV)이 컨트롤러(42)의 기준전압보다 작을 때, 상기 스위칭 제어회로(56)는 상기 버퍼(60) 및 상기 인버터(62)를 통해 상기 제3 전자 스위치(64)는 켜고 상기 제4 전자 스위치(66)는 끄는 것으로, 바이어스 회로(58)에 의해 상기 제3 전자 스위치(64), 상기 결합소자(34), 상기 저항기(54) 및 상기 결합소자(34)에 걸쳐 저전위 VSS로 보내지는 전류를 초래한다. 상기 비교기(52)는 상기 RX 신호를 수신하고, 그러므로 제1 디지털 신호(D1)를 발생시킨다. 주어진 기간 후, 상기 스위칭 제어회로(56)는 상기 버퍼(60) 및 상기 인버터(62)를 통해 상기 제3 전자 스위치(64)는 끄고 상기 제4 전자 스위치(66)는 켜고, 그러므로 전류는 순차적으로 상기 결합소자(34), 저항기(54), 결합소자(34) 및 상기 제4 전자 스위치(66)를 통해 흐른다. 상기 RX 신호, 상기 TX 신호, 궤환전압(DV) 및 상기 제1 디지털 신호(D1)의 파형들은 도 10에 도시되어 있다. 도 10에 도시된 바와 같이, 상기 궤환전압(DV)이 기준전압보다 작을 때, 상기 제1 디지털 신호(D1)의 고전압 레벨은 아주 짧은 지연시간에서 발생한다.
도 9 및 도 11에 관해 설명하자면, 소형 시스템을 달성하기 위해, 드라이버(36), 상기 컨트롤러(42) 및 상기 결합소자(34)가 하나의 패키지로 집적될 수도 있다. 도 11에 도시된 바와 같이, 상기 패키지는 함께 적층된 제1 반도체 칩(68), 유전층(70) 및 제2 반도체 칩(72)을 포함한다. 상기 제1 반도체 칩(68)은 컨트롤러 장치(42)를 포함하며, 상기 제2 반도체 칩(72)은 드라이버(36)를 포함하며, 상기 결합소자는, 예를 들어 커패시터는, 상기 제1 반도체 칩(68) 상의 전도층, 상기 제2 반도체 칩(72) 상의 유전층(70) 및 전도층에 의해 형성되고, 상기 제1 반도체 칩(68) 및 상기 제2 반도체 칩(72)의 전도층은 금속층, 또는 리드 프레임(lead frame)일 수 있다. 상기 결합소자(34)가 변압기, 압전소자 또는 광 결합소자일 때는, 인쇄회로기판상의 풋 프린트(footprint), 및 물자표(bill of material, BOM) 비용을 감소시키기 위해, 그를 패키지 구조로 집적하는데 유사한 방법이 사용될 수 있다.
도 8에서, 상기 전기신호 추출기(40)는 저항기(50)다. 컨트롤러(42)의 기준전압이 250 mV라고 가정하면, 상기 저항(50)을 통해 흐르는 출력전류(IO)의 직류 성분은 2.5 암페어(amps)이며, 이것은 상기 저항기(50)의 저항이, 정확한 제어신호 C를 출력하기 위해, 0.1 옴(ohms)으로 설정되어야 함을 의미한다. 그러나, 상기 저항기(50)는 주요 출력 통로에 있으므로, 출력 효율에서의 손실을 증가시키지 않으려면, 너무 클 수 없고; 상기 저항기가 너무 작을 때는 컨트롤러(42)의 기준전압 또한 작아야 하며, 그렇지 않으면 정확한 제어출력신호(C)를 출력하기 위해 상기 출력전류(IO)의 파형신호를 결정할 수 없다. 그러나 상기 컨트롤러(42)의 기준전압이 아주 적게 설정되면, 그 회로는 설계하기 어려울 것이다.
도 12는 본 발명의 제5 구체예에 따른 절연된 컨버터의 회로도이다. 도 12에 관해 설명하자면, 고정 온타임 절연된 컨버터는 입력전압(VIN)을 수신하기 위해 입력단자(74)에 연결된다. 이 고정 온타임 절연된 컨버터는 1차 측 및 2차 측을 갖는 변압기(76)를 포함하며, 상기 1차 측은 상기 입력단자(74)에 연결되고 상기 2차 측은 다이오드(77), 부하(78) 및 출력 커패시터(79)에 연결된다. 상기 다이오드(77)의 양극은 변압기(76)의 2차 측에 연결되고, 음극은 부하(78) 및 상기 출력 커패시터(79)에 연결된다. 상기 변압기(76)의 2차 측에는 파형신호가 존재하며, 이것은 상기 부하(78)에서의 출력전압(VO) 및 출력전류(IO) 를 초래한다. 이 파형신호는 교류 성분 및 직류 성분을 갖는다. 상기 파형신호 전압의 평균값은 상기 직류 성분의 전압값이다. 상기 교류 성분의 전압값은 상기 파형신호의 전압으로부터 상기 직류 성분의 전압값을 빼는 것으로 구한다. 다이오드(77)의 음극, 상기 변압기(76)의 2차 측 및 부하(78)는 프로세서(80)에 연결되며, 이것은 상기 교류 성분의 출력 교류전압(A) 및 상기 파형신호의 출력전류(IO) 를 포착한다. 프로세서(80)는 기준전압으로 미리 설정되며(preset), 상기 출력전류(IO)를 처리전압(K)으로 변환시킨다. 상기 출력전류(IO)는 교류/직류 신호이기 때문에, 상기 처리전압(K) 또한 교류/직류 전압 신호이고, 그 직류 성분은 상기 교류 성분보다 더욱 크다. 그러므로, 상기 처리전압(K)은 교류 성분 및 직류 성분을 포함하며 그 평균 전압값은 상기 직류 성분의 전압값이다. 상기 프로세서(80)는 상기 궤환전압(DV)의 직류 성분의 전압값을 빼는데 필터(92)를 사용하는 것으로 교류 성분의 교류전압(A)을 얻는다. 상기 프로세서(80)는 상기 처리전압(K)의 직류 성분의 전압값을 기준전압과 같거나 기준전압보다 약간 더 높게 미리 설정하며, 상기 교류전압(A) 및 상기 처리전압(K)에 따라 제어신호(C)를 발생시킨다. 예를 들어, 상기 프로세서(80)는 제어전압(CV)을 발생시키기 위해 상기 교류전압(A) 및 상기 처리전압(K)을 결합하고 이와 기준전압에 근거하여 상기 제어신호(C)를 발생시킨다. 1차 측 및 2차 측 사이의 전송매체는 전기, 자성, 압전 또는 광학 소자들일 수 있다. 상기 프로세서(80)는, 커패시터, 변압기, 압전소자 또는 광 결합소자와 같은, 적어도 하나의 결합소자(82)에 연결되며, 이는 상기 제어신호(C)를 2차 측으로부터 1차 측으로 전송하기 위해 상기 변압기(76)의 1차 측 및 2차 측에 연결된다. 입력단자(74), 상기 변압기(76)의 1차 측 및 상기 결합소자(82)는 드라이버(84)에 연결되고, 이는 상기 제어신호(C)를 수신한 다음 디지털 신호(D)를 발생시키기 위해 상기 제어신호(C)를 증폭시킨다. 상기 변압기(76)의 1차 측 및 상기 드라이버(84)는, N-채널 MOSFET 또는 양극성 접합 트랜지스터와 같은, 전자 스위치(86)에 연결되며, 이는 상기 디지털 신호(D)를 수신하고 그에 맞춰 상기 변압기(76)가 수신한 입력전압(VIN)을 제어하기 위해 온/오프 상태를 바꾼 다음, 상기 다이오드(77)를 통해 상기 출력전압(VO) 및 상기 출력전류(IO)를 조절하기 위해 그 온/오프 상태를 변화시키며, 전자 스위치(86)의 온/오프 상태의 지속시간은 상기 제어신호(C)가 음에서 양으로 변하는 순간 및 상기 제어신호(C)가 양에서 음으로 변하는 순간에 의해 결정되며, 예를 들어, 상기 제어신호(C)가 클록신호라면, 상기 클록신호가 음에서 양으로 변할 때, 전자 스위치(86)가 켜지고 상기 클록신호가 양에서 음으로 변할 때까지 켜진 상태로 남아 있으며, 즉, 상기 전자 스위치(86)의 온 상태가 종료되어 상기 전자 스위치(86)가 꺼지고 상기 클록신호가 음에서 양으로 다시 변할 때까지 꺼진 상태로 남아 있으며, 즉, 전자 스위치(86)들의 오프 상태가 종료되어 다시 온 상태가 된다.
드라이버(84)는 입력단자(74)로부터 상기 입력전압(VIN)을 수신하여 제1 펄스신호(P1)를 상기 전자 스위치(86)에 발생시키고, 이는 변압기(76)가 수신한 상기 입력전압(VIN)을 제어하기 위해 그에 맞춰 상기 전자 스위치(86)의 온/오프 상태를 바꾸고, 이는 다이오드(77)를 통해 파형신호, 상기 출력전압(VO) 및 상기 출력전류(IO)를 발생시킨다. 그 다음에 상기 프로세서(80)는 제어신호(C)를 발생시켜 상기 결합소자(82)를 통해 상기 드라이버(84)에 전송하고, 그러므로 상기 드라이버(84)는 상기 제1 펄스신호(P1)의 발생을 중단한다.
도 3b 및 도 12에 관해 설명하자면, 상기 프로세서(80)는 전류-전압 컨버터(88), 분압기(90), 필터(92), 가산기(94) 및 컨트롤러(96)를 포함한다. 전류-전압 컨버터(88)는 부하(78)에 연결되며 상기 출력전류(IO)를 회수하여 상기 처리전압(K)으로 변환한다. 분압기(90)는 저전위 VSS, 다이오드(77)의 음극, 변압기(76)의 2차 측 및 상기 부하(78)에 연결된다. 상기 분압기(90)는 상기 출력전압(VO)을 수신하며 상기 궤환전압(DV)을 포착한다. 필터(92)는 상기 분압기(90)에 연결되고, 그러므로 교류전압(A)을 발생시키기 위해 상기 궤환전압(DV)을 수신 및 여파(濾波)한다. 상기 가산기(94)는 상기 필터(92) 및 상기 전류-전압 컨버터(88)에 연결되고, 그러므로 제어전압(CV)을 발생시키기 위해 상기 교류전압(A) 및 상기 처리전압(K)을 수신하여 함께 결합한다. 미리 설정된 기준전압 및 미리 설정된 주기(Tmin)를 갖는 상기 컨트롤러(96)는, 제어전압(CV)과 함께 상기 기준전압을 수신하기 위해, 상기 저전위 VSS, 상기 결합소자(82), 상기 가산기(94), 상기 변압기(76)의 2차 측 및 상기 부하(78)에 연결되며, 상기 제어신호(C)를 발생시킨다. 상기 제어전압(CV)이 상기 기준전압보다 낮을 때, 상기 미리 설정된 주기(Tmin)의 범위 내에서 상기 제어신호(C)는 적어도 하나의 사이클의 제2 펄스신호(P2)이고, 상기 제2 펄스신호의 제1 반 사이클 각각에서의 전압은 고전압 레벨에 있고 제2 반 사이클 각각에서의 전압은 저전압 레벨에 있다. 그리고 상기 미리 설정된 주기(Tmin)의 끝에서 상기 제어전압(CV)이 상기 기준전압보다 클 때, 상기 제어신호(C)는 저전압 레벨에 있다. 상기 전류-전압 컨버터(88)는 저항기(98) 및 증폭기(100)를 포함한다. 상기 저항기(98)는 상기 부하(78) 및 상기 저전위 VSS에 연결되며, 상기 출력전류(IO)는 상기 저항기(98)를 통해 흐르므로 상기 저항기(98)에 걸린 검출전압(DS)을 발생시킨다. 증폭기(100)는 가산기(94), 부하(78) 및 저항기(98)에 연결되며, 상기 처리전압(K)을 발생시키는 상기 검출전압(DS)을 수신 및 증폭시킨다.
본 구체예의 작동에서, 첫째로, 상기 드라이버(84)는 상기 입력단자(74)로부터 상기 입력전압(VIN)을 수신하여 제1 펄스신호(P1)를 상기 전자 스위치(86)로 발생시키고, 그러므로 그에 따라 상기 전자 스위치(86)의 온/오프 상태가 바뀌며, 이는 상기 변압기(76)가 수신한 상기 입력전압(VIN)을 제어하고 상기 다이오드(77)를 통해 상기 변압기(76)의 2차 측에서 파형신호를 발생시키며, 그와 동시에 상기 부하(78)에 출력전압(VO) 및 출력전류(IO)를 발생시키고, 변압기(76)를 통해 상기 컨트롤러(96)에 전력을 공급한다. 그런 다음, 상기 출력전류는 상기 저항기(98)를 통해 흘러 상기 저항기(98)에 검출전압(DS)을 발생시키고, 추가로, 상기 분압기(90)는 상기 출력전압(VO)을 수신하고 상기 출력전압(VO)의 상기 궤환전압(DV)을 포착한다. 상기 증폭기(100)는 상기 검출전압(DS)을 수신 및 증폭하므로 상기 처리전압(K)을 발생시키고, 상기 필터(92)는 상기 궤환전압(DV)을 수신 및 여파하여 교류전압(A)을 발생시킨다. 그런 다음, 상기 가산기(94)는 상기 교류전압(A) 및 상기 처리전압(K)을 수신 및 결합하여 상기 제어전압(CV)을 발생시킨다. 상기 컨트롤러(96)는 상기 기준전압과 상기 제어전압(CV)을 함께 수신하며, 상기 제어신호(C)를 발생시킨다. 예를 들어, 상기 제어전압(CV)이 상기 기준전압보다 작을 때, 상기 미리 설정된 시간 주기(Tmin)에서 상기 제어신호(C)는 적어도 하나의 사이클의 제2 펄스신호(P2)이다. 그런 다음, 상기 미리 설정된 시간 주기(Tmin)의 끝에서, 상기 제어전압(CV)이 상기 기준전압보다 클 때, 상기 제어신호(C)는 저전압 레벨에 있다. 상기 컨트롤러(96)는 상기 전자 스위치(86)의 온/오프 상태에 대한 시간을 설정하기 위해 음에서 양으로의 그리고 양에서 음으로의 상기 제어신호(C)의 변화(crossing) 사이의 지속시간을 사용한다. 상기 결합소자(82)는 상기 제어신호(C)를 상기 2차 측으로부터 상기 1차 측의 드라이버(84)로 전송한다. 상기 드라이버(84)가 상기 제어신호(C)를 수신할 때, 상기 드라이버는 상기 제1 펄스신호(P1)의 발생을 중단하고, 상기 디지털 신호(D)를 발생시키기 위해 상기 제어신호(C)를 증폭시킨다. 마지막으로, 상기 전자 스위치(86)는 상기 디지털 신호(D)를 수신하며, 상기 변압기(76)가 수신한 상기 입력전압(VIN)을 제어하기 위해 그에 맞춰 온/오프 상태를 바꾼 다음, 상기 다이오드(77)를 통해 상기 출력전압(VO) 및 상기 출력전류(IO)를 조절한다.
도 13은 상기 전자 스위치(86)를 통해 흐르는 전류(M), 상기 다이오드(77)를 통해 흐르는 전류(DI), 상기 디지털 신호(D) 및 상기 검출전압(DS)의 파형들을 도시한다. 상기 파형신호의 상기 교류전압(A) 신호는 상기 궤환전압(DV)으로부터 발생되지만, 상기 검출전압(DS) 또는 2차 다이오드 전류(DI)로부터도 얻을 수도 있다. 도 8 및 상기 기준전압 및 출력전류(IO) 의 기존 설정(original setting)에 관해 설명하자면, 상기 저항기(50)의 저항은 0.1 옴(ohms)으로 설정되어야 한다. 그러나, 이 구체예에서는, 분압기(90), 필터(92), 가산기(94) 및 증폭기(100)를 사용함에 의해, 상기 저항기(98)의 저항은 25 mV의 기준전압 및 2.5 암페어(amps)인 상기 출력전류(IO)의 직류성분과 정합하도록 10 밀리-옴(milli-ohms)으로 설정될 수 있다. 그러므로, 출력 효율의 손실은 감소되며, 컨트롤러(96)의 기준전압은 아주 적게 설정될 필요가 없으므로 컨트롤러(96)의 회로는 설계하기 용이하다.
도 14는 본 발명의 제6 구체예에 따른 절연된 컨버터의 회로도이다. 상기 전류-전압 컨버터(88)가 저항기(98) 및 증폭기(100)로 구성된 제5 구체예와는 달리, 이 구체예에서는 상기 전류-전압 컨버터(88)는 출력전류(IO)를 회수하기 위해 상기 부하(78)에 연결된 홀 소자(Hall element)이며, 적절한 자장(磁場)을 조정함으로써, 상기 출력전류(IO)는 상기 처리전압(K)으로 변환된다. 상기 시스템의 다른 소자들의 작동들은 제5 구체예에서의 작동과 유사하다.
도 4에 관해 다시 설명하자면, 시동 모드 동안, 상기 제1 전자 스위치(38)는 드라이버(36)에 의해 발생된 제1 펄스신호(P1)를 수신하고, 그러므로 컨트롤러(42)가 상기 제어신호(C) 및 상기 제2 디지털 신호(D2)를 동시에 발생시킬 수 있도록 변압기(28)에 의해 공급된 상기 컨트롤러(42)에 공급된 전력을 제어하기 위해 온/오프 상태가 바뀐다. 이론상, 상기 제1 전자 스위치(38) 및 상기 제2 전자 스위치(44)는 그들의 온/오프 상태들이 반대이도록 상기 제어신호(C) 및 상기 제2 디지털 신호(D2)를 각자 수신한다. 그러나, 만일 상기 결합소자(34)가 손상되면, 상기 제어신호(C)는 2차 측으로부터 1차 측으로 전송될 수 없다. 상기 드라이버(36)는 상기 제어신호(C)를 수신하지 않으므로, 상기 드라이버는 계속하여 상기 제1 펄스신호(P1)를 상기 제1 전자 스위치(38)에 발생시킬 것이다. 결과적으로, 상기 제1 전자 스위치(38) 및 상기 제2 전자 스위치(44)는 동기적일 수 없으며, 동시에 켜진다면 전체 시스템에 대한 손상을 초래할 수 있다.
위에 설명된 문제점은 본 발명의 제7 구체예에 따른 도 15의 시스템에 의해 해결된다. 도 15에 도시된 바와 같이, 고정 온타임 절연된 컨버터는 입력전압(VIN)을 수신하기 위해 입력단자(102)에 연결된다. 상기 고정 온타임 절연된 컨버터는 입력단자(102)에 연결된 1차 측 및 출력 커패시터(105) 및 부하(106)에 연결된 그 2차 측과 출력전압(VO) 및 출력전류(IO)를 갖는 변압기(104)를 포함한다. 변압기(104)의 상기 1차 측 및 입력단자(102)는 입력전압(VIN)을 수신하기 위해 드라이버(108)에 연결되므로 복수의 구동신호(wake-up signals)(W)를 순차적으로 발생시킨다. 드라이버(108)는, 커패시터들, 변압기들, 압전소자 또는 광 결합소자와 같은, 적어도 하나의 결합소자(110)에 연결되며, 이는 상기 구동신호(W)를 2차 측으로 전송하기 위해, 변압기(104)의 1차 측 및 2차 측에 연결된다. 상기 결합소자(110), 상기 변압기(104)의 2차 측, 저전위 VSS, 출력 커패시터(105) 및 상기 부하(106)는, 상기 출력전압(VO) 또는 출력전류(IO) 및 상기 구동신호(W)를 수신하며, 상기 결합소자(110)를 통해 제어신호(C)를 발생시켜 상기 드라이버(108)에 전송하는 프로세서(112)에 연결되고, 그러므로 상기 드라이버(108)는 제1 디지털 신호(D1)를 발생시키기 위해 상기 제어신호(C)를 증폭시킨다. 상기 변압기(104)의 1차 측 및 드라이버(108)는, N-채널 MOSFET 또는 양극성 접합 트랜지스터와 같은, 제1 전자 스위치(114)에 연결되며, 이는 상기 제1 디지털 신호(D1)를 수신하고 그에 맞춰 상기 변압기(104)가 입력단자(102)로부터 수신한 상기 입력전압(VIN)을 제어하기 위해 그 온/오프 상태를 바꾸는 것으로 상기 출력전압(VO) 및 출력전류(IO)를 조절한다. 특히, 상기 제1 전자 스위치(114)가 켜졌을 때, 상기 변압기(104)는 에너지를 저장하기 시작하므로 상기 출력전압은 감소한다. 상기 제1 전자 스위치(114)가 꺼졌을 때, 상기 변압기(104)는 에너지를 방출하기 시작하므로 상기 출력전압은 증가한다. 부가적으로, 상기 제1 전자 스위치(114)의 온/오프 지속시간은 상기 2차 측에서의 상기 제어신호(C)가 음에서 양으로 변하는 순간부터 상기 제어신호(C)가 양에서 음으로 변하는 순간으로부터 결정된다. 예를 들어, 상기 제어신호(C)가 클록신호일 때, 상기 제어신호(C)가 음에서 양이 될 때, 상기 제1 전자 스위치(114)가 켜지고 상기 클록신호가 양에서 음이 될 때까지 켜진 상태로 남아 있는다. 이때 상기 제1 전자 스위치(114)의 온 상태는 종료되고 꺼지며, 상기 클록신호가 음에서 양이 될 때까지 오프 상태로 남아 있으며, 즉, 오프 상태가 종료될 때, 상기 제1 전자 스위치는 다시 켜진다. 드라이버(108)는 입력단자(102)로부터 입력전압(VIN)을 수신하여 제1 펄스신호(P1)를 상기 제1 전자 스위치(114)에 발생시키고, 그렇기 때문에 상기 제1 전자 스위치(114)는 변압기(104)가 수신한 상기 입력전압(VIN)을 제어하고 부하(106)에 걸린 출력전압(VO) 및 부하(106)에 흐르는 출력전류(IO)를 발생시키기 위해 그에 맞춰 온/오프 상태를 바꾸고, 제어신호(C)를 발생시키기 위해 상기 변압기(104)를 통해 전력을 프로세서(112)에 공급한다. 상기 제1 전자 스위치(114)가 켜졌을 때, 변압기(104)는 에너지를 저장하며, 상기 출력 커패시터(105)는 상기 제어신호(C)를 발생시키기 위해 에너지를 상기 프로세서(112)에 공급하며 상기 출력전압(VO) 및 상기 출력전류(IO)를 발생시킨다. 상기 제1 전자 스위치(114)가 꺼졌을 때, 상기 변압기(104)는 상기 저장된 에너지를 상기 출력 커패시터(105)에 방출하기 시작하고 상기 제어신호(C)를 발생시키기 위해 에너지를 상기 프로세서(112)에 공급하고, 그러므로 상기 변압기(104)는 상기 출력전압(VO) 및 상기 출력전류(IO)를 발생시킨다. 다음으로, 상기 드라이버(108)가 상기 제어신호(C)를 상기 결합소자(110)를 통해 수신할 때 상기 제1 펄스신호(P1) 및 구동신호(W)의 발생을 중단한다.
도 15에서는, 상기 프로세서(112)는 전기신호 추출기(116) 및 컨트롤러(118)를 포함한다. 전기신호 추출기(116)는 상기 출력전압(VO) 또는 상기 출력전류(IO)에 해당하는 검출전압(DE)을 포착하기 위해 저전위 VSS, 변압기(104)의 2차 측 및 부하(106)에 연결된다. 상기 컨트롤러(118)는 상기 검출전압(DE) 및 상기 구동신호(W)를 수신하기 위해 상기 결합소자(110), 상기 변압기(104)의 2차 측 및 전기신호 추출기(116)에 연결되고, 상기 검출전압 신호(DE) 및 상기 구동신호(W)에 근거하여 상기 제어신호(C)를 발생시킨다. 도 15 및 도 16에 관해 설명하자면, 상기 컨트롤러(118)는 기준전압으로 미리 설정되기 때문에, 상기 검출전압(DE)이 상기 기준전압보다 작을 때, 미리 설정된 주기(Tmin) 내의 상기 제어신호(C)는 적어도 하나의 사이클의 제2 펄스신호(P2)이고, 상기 제2 펄스신호(P2)의 제1 반 사이클 각각에서의 전압은 고전압 레벨이며, 제2 반 사이클 각각에서는 저전압 레벨이다. 그리고, 미리 설정된 주기(Tmin)의 끝에서, 상기 검출전압(DE)이 상기 기준전압보다 클 때, 상기 제어신호(C)는 저전압 레벨에 있다.
N-채널 MOSFET와 같은, 제2 전자 스위치(120)는 변압기(106)의 2차 측, 부하(106), 컨트롤러(118), 저전위 VSS 및 전기신호 추출기(116)에 연결된다. 상기 컨트롤러(118)는 상기 제어신호(C)를 발생시킬 때, 상기 검출전압 신호(DE) 및 상기 구동신호(W)에 근거하여 제2 디지털 신호(D2) 또한 상기 제2 전자 스위치(120)에 발생시키고, 그러므로 상기 제1 전자 스위치(114) 및 상기 제2 전자 스위치(120)가 반대의 온/오프 상태들에 있거나 둘 다 모두 꺼지도록 상기 제2 전자 스위치(120)의 온/오프 상태를 바꾸고, 상기 변압기(104)는 상기 출력전압(VO) 및 상기 출력전류(IO)를 조절하기 위해 상기 입력전압(VIN)을 수신한다.
제7 구체예의 시동 작동은 다음과 같이 설명된다. 첫째로, 드라이버(108)는 입력전압(VIN)을 입력단자(102)로부터 수신하여 제1 펄스신호(P1)를 상기 제1 전자 스위치(114)에 발생시키고, 그러므로 상기 변압기(104)가 수신한 상기 입력전압(VIN)을 제어하기 위해 그에 맞춰 상기 제1 전자 스위치(114)의 온/오프 상태를 바꾸고, 상기 제2 전자 스위치(120)를 통해 부하(106)에 출력전압(VO) 및 출력전류(IO)를 발생시킨다. 한편, 상기 제1 펄스신호(P1)에 근거하여, 상기 제1 전자 스위치(114)는 변압기(104)를 통해 에너지를 상기 컨트롤러(118)에 공급하고, 드라이버(108)는 입력전압을 사용하여 구동신호(W)를 발생시킨다. 그런 다음, 전기신호 추출기(116)는 상기 출력전압(VO) 또는 상기 출력전류(IO)에 해당하는 검출전압(DE)을 포착한 다음 상기 컨트롤러(118)에 전송한다. 컨트롤러(118)는 결합소자들(110)을 통해 상기 구동신호(W) 및 상기 검출전압(DE)을 수신하며, 그에 맞춰 변압기(104)에 의해 공급된 에너지로 제어신호(C) 및 제2 디지털 신호(D2)를 발생시키고, 상기 제어신호(C)가 음에서 양으로 변하는 순간 및 상기 제어신호가 양에서 음으로 변하는 순간 사이의 지속시간은 상기 제1 전자 스위치(114)의 온/오프 상태를 바꾸기 위한 지속시간을 결정하는데 사용된다. 그 다음으로, 상기 제2 전자 스위치(120)는 상기 제2 디지털 신호(D2)를 수신하여 그 온/오프 상태를 바꾸고, 상기 결합소자(110)는 상기 제어신호(C)를 2차 측으로부터 1차 측의 상기 드라이버(108)로 전송한다. 드라이버(108)가 상기 제어신호(C)를 수신할 때, 상기 드라이버는 제1 펄스신호(P1) 및 상기 구동신호(W)의 발생을 중단하고, 제1 디지털 신호(D1)를 발생시키기 위해 상기 제어신호(C)를 증폭시킨다. 마지막으로, 상기 제1 전자 스위치(114)는 상기 제1 디지털 신호(D1)를 수신하며, 그에 맞춰 변압기(104)가 수신한 입력전압(VIN)을 제어하기 위해 온/오프 상태를 바꾸는 것으로, 상기 출력전압(VO) 및 상기 출력전류(IO)를 조절하게 된다.
도 15 및 도 17에 관하여 설명하면, 결합소자(110) 및 드라이버(108) 사이의 신호는 RX 신호라 불리고 상기 결합소자(110) 및 상기 컨트롤러(118) 사이의 신호는 TX 신호라 불리우며, TX 신호는 또한 상기 제어신호(C)를 나타낸다. RX 신호가 복잡한 구동신호(W)를 나타내는 주기 T1 동안, 상기 컨트롤러(118)는 아직 구동신호(W)를 수신하지 않았으므로 TX 신호 발생은 없다. 다음으로, 주기 T2에서는 상기 컨트롤러(118)가 상기 구동신호(W)를 수신하므로, 상기 컨트롤러는 제어신호(C)를 발생시키고 이 제어신호를 결합소자(110)를 통해 드라이버(108)로 전송한다. 그러므로, 이 시간에서 RX 신호는 상기 TX 신호들과 동기화될 것이다. 한편, 만일 상기 결합소자(110)가 손상되면 상기 구동신호(W)는 상기 결합소자(110)를 통해 상기 컨트롤러(118)로 전송될 수 없다. 만일 컨트롤러(118)가 상기 구동신호(W)를 수신하지 않으면 상기 제어신호(C) 및 상기 제2 디지털 신호(D2)를 발생시킬 수 없을 것이며, 전체 시스템은 작동하지 않을 것이므로, 이 시스템에 대한 손상을 피할 수 있게 된다.
도 2에서, 상기 시스템이 불연속 모드에서 작동할 때, 상기 제1 전자 스위치(38)의 스위칭 주파수는 식(1)으로 표시된다:
Figure 112017030077458-pct00001
(1)
여기서, VIN은 입력전압이고, VO는 출력전압이며, IO는 출력전류이고, L은 변압기(28)의 인덕턴스이며, ton은 상기 제1 전자 스위치(38)가 켜지는 온-지속시간(on-duration)이다. 상기 부하(31)가 변하지 않았고, 그리고 만일 ton도 변하지 않은 상태로 남아 있으면, 스위칭 주파수(f)는 상기 입력전압(VIN)과 역비례한다. 그러므로, 상기 입력전압(VIN)이 증가할 때, 상기 스위칭 주파수(f)는 이에 따라 감소할 것이다. 그러나 상기 스위칭 주파수가 너무 낮을 때는 상기 변압기(28)가 포화되며, 인덕턴스가 없게 될 것이며, 상기 변압기는 타버릴 것이다.
도 18 내지 도 20은 본 발명의 제8 구체예를 예시한다. 이 제8 실시예는 시스템에 대한 손상을 피하기 위해 다른 입력전압들에 대해 스위칭 주파수에 대한 변화의 정도를 감소시킬 수 있다. 본 발명의 고정 온타임 절연된 컨버터는 입력전압(VIN)을 수신하기 위해 입력단자(122)에 연결된다. 이 고정 온타임 절연된 컨버터는 1차 측 및 2차 측을 갖는 변압기(124)를 포함하며, 상기 1차 측은 입력단자(122)에 연결되고 상기 2차 측은 부하(128)에 병렬로 출력 커패시터(126)에 연결된다. 드라이버(130)는 상기 입력단자(122)에 연결되고 입력전압(VIN)을 수신하여 제1 펄스신호(P1)를 발생시킨다. 드라이버(130) 및 상기 변압기(124)의 1차 측은, N-채널 MOSFET 또는 양극성 접합 트랜지스터와 같은, 제1 전자 스위치(132)에 연결되며, 이것은 상기 제1 펄스신호(P1)를 수신하여 부하(128)에 출력전압(VO) 및 출력전류(IO) 를 발생시키기 위해 상기 변압기(124)가 수신한 상기 입력전압(VIN)을 제어하기 위해 그에 맞춰 온/오프 상태를 바꾸고, 또한 변압기(124)의 2차 측에 발생한 상기 입력전압(VIN)을 포함하는 표본전압(SM)을 제어한다. 프로세서(134)는 상기 변압기(124)의 2차 측 및 상기 부하(128) 사이에 연결되며, 제1 기준전압(VR1) 및 주기(Tmin)으로 미리 설정된다. 프로세서(134)는 상기 출력전압(VO) 또는 상기 출력전류(IO), 상기 표본전압(SM)을 수신하며, 또한 상기 출력전압(VO) 또는 상기 출력전류(IO)에 해당하는 상기 검출전압(DE)을 포착한다. 상기 검출전압(DE)이 상기 제1 기준전압(VR1)보다 작을 때, 프로세서(134)는 상기 표본전압(SM)에서의 상기 입력전압(VIN)에 따라 상기 미리 설정된 주기(Tmin) 내에서 제2 펄스신호(P2)를 발생시킨다. 이 제2 펄스신호(P2)는 제1 반 사이클 각각에서의 전압이 고전압 레벨이고, 제2 반 사이클 각각에서의 전압이 저전압 레벨인 적어도 하나의 사이클의 신호이다. 프로세서(134) 및 드라이버(130)는 결합소자(136)에 연결되며, 이는 커패시터들, 변압기들, 압전소자들 또는 광 결합소자일 수 있다. 결합소자(136)는 1차 측 및 2차 측 사이에 위치되며, 상기 결합소자(136)는 상기 드라이버의 상기 제1 펄스신호(P1)의 발생을 중단하기 위해 상기 제2 펄스신호(P2)를 상기 1차 측의 드라이버(130)에 전송한다. 상기 드라이버(130)는 제1 디지털 신호(D1)를 발생하기 위해 상기 제2 펄스신호(P2)를 추가로 증폭하며 상기 제1 디지털 신호(D1)를 상기 제1 전자 스위치(132)로 전송한다. 상기 제1 전자 스위치(132)는 상기 출력전압(VO) 및 상기 출력전류(IO)를 조절하기 위해 변압기(124)가 상기 입력단자(122)로부터 수신한 상기 입력전압(VIN)을 제어하기 위해 그에 맞춰 온/오프 상태를 바꾼다. 상기 제1 전자 스위치(132)의 온/오프 상태의 지속시간은 2차 측에서의 상기 제2 펄스신호(P2)가 음에서 양으로 바뀌는 순간부터 상기 제2 펄스신호(P2)가 양에서 음으로 바뀌는 순간으로부터 결정되며, 예를 들어, 상기 제2 펄스신호(P2)가 클록신호일 때 음에서 양으로 바뀌는 순간 상기 제1 전자 스위치(132)가 켜지고 상기 클록신호가 양에서 음으로 바뀔 때까지 온 상태로 남아 있으며, 즉, 상기 제1 전자 스위치의 온 상태는 종료되며 상기 제1 전자 스위치는 꺼진다. 상기 제1 전자 스위치는 상기 클록신호가 음에서 양으로 바뀔 때까지 오프 상태로 남아 있으므로, 상기 제1 전자 스위치(132)는 다시 켜진다. 상기 제1 전자 스위치(132)의 온/오프 상태 지속시간은 상기 입력전압(VIN)에 의존하는 상기 제2 펄스신호(P2)에 의존하기 때문에, 상기 제2 펄스신호(P2) 및 상기 입력전압(VIN)에 대한 설정들은 입력전압(VIN)이 높을수록 상기 제1 전자 스위치(132)가 온 상태에 남아있는 시간이 짧아지고, 입력전압이 낮을수록 상기 제1 전자 스위치(132)가 온 상태에 남아있는 시간이 길어지도록 조정될 수 있다.
도 18에 도시된 바와 같이, 상기 프로세서(134)는 전기신호 추출기(138), 온타임 조정기(140) 및 컨트롤러(142)를 포함한다. 상기 전기신호 추출기(138)는 상기 출력전압(VO) 또는 상기 출력전류(IO)를 수신하고 상기 검출전압(DE)을 추출하기 위해 저전위 VSS, 상기 변압기(124)의 2차 측 및 상기 부하(128)에 연결된다. 상기 온타임 조정기(140)는 상기 표본전압(SM)을 수신 및 포착하기 위해 상기 변압기(124)의 2차 측에 연결된다. 상기 컨트롤러(142)는 저전위 VSS, 상기 온타임 조정기(140), 결합소자(136), 상기 변압기(124)의 2차 측 및 상기 전기신호 추출기(138)에 연결된다. 상기 컨트롤러(142)는 검출전압(DE)을 수신하기 위해 제1 기준전압(VR1) 및 주기(Tmin)로 미리 설정된다. 상기 검출전압(DE)이 상기 제1 기준전압(VR1)보다 작을 때, 상기 컨트롤러(142)는 제2 펄스신호(P2) 및 상기 미리 설정된 Tmin에 해당하는 클록신호(clk)를 발생시킨다. 상기 시스템이 불연속적인 모드에서 작동중일 때는, 상기 제1 전자 스위치(132)의 스위칭 주파수는 식(2)로 표시된다:
Figure 112017030077458-pct00002
(2)
여기서, VIN은 입력전압이고, VO는 출력전압이며, IO는 출력전류이고, L은 변압기(124)의 인덕턴스이며, ton은 상기 제1 전자 스위치(132)가 온 상태로 남아 있는 시간이다. 상기 스위칭 주파수가 너무 낮을 때 상기 변압기(28)가 포화되는 것을 방지하기 위해, 본 구체예에서는, 상기 입력전압이 높을수록 상기 제1 전자 스위치(132)의 온타임이 짧아지고 역으로도 마찬가지이기 때문에 다른 입력전압(VIN)으로 인한 상기 스위칭 주파수의 변화들을 감소시킨다.
상기 제2 펄스신호(P2)가 음에서 양으로 바뀔 때 상기 클록신호(clk)는 양의 펄스신호이고, 그 외에서는 상기 클록신호(clk)는 저레벨 신호이다. 상기 온타임 조정기(140)는 상기 클록신호(clk)를 수신하고 상기 입력전압(VIN)과 함께 제3 펄스신호(P3)를 발생시켜 상기 컨트롤러(142)에 전송하여, 상기 제3 펄스신호(P3)가 음에서 양으로 바뀔 때 상기 제2 펄스신호(P2)가 양에서 음으로 바뀌고 적어도 상기 미리 설정된 주기(Tmin)의 끝까지 음의 상태로 남아 있고, 그리고 상기 클록신호가 다음의 양의 펄스신호로서 나타날 때 상기 제2 펄스신호(P2)가 음에서 양으로 다시 바뀌도록 한다. N-채널 MOSFET와 같은, 제2 전자 스위치(144)는 상기 변압기(124)의 2차 측 및 상기 부하(128) 사이에, 그리고 상기 컨트롤러(142)에도 연결된다. 상기 컨트롤러(142)가 상기 제2 펄스신호(P2)를 발생시킬 때, 상기 컨트롤러는 또한 이에 따른 제2 디지털 신호(D2)를 상기 제2 전자 스위치(144)에 발생시키므로, 상기 제1 전자 스위치(132) 및 상기 제2 전자 스위치(144)의 온/오프 상태는 반대이거나 모두 꺼진다. 상기 입력전압(VIN)을 포착하기 위해, 상기 온타임 조정기(140)는 상기 변압기(124)의 2차 측의 어느 노드에도 연결될 수 있고, 예를 들어, 상기 온타임 조정기는 상기 제2 전자 스위치(144) 및 상기 변압기(124) 사이에 연결될 수도 있고 상기 제2 전자 스위치(144)가 꺼졌을 때, 상기 온타임 조정기(140)는 상기 제2 전자 스위치(144) 및 상기 변압기(124) 사이의 상기 표본전압(SM)을 수신한다.
도 19에 도시된 바와 같이, 상기 온타임 조정기(140)는 샘플 홀더(146), 종속적인 전류원(148), 제3 전자 스위치(150), 커패시터(152) 및 비교기(154)를 포함한다. 샘플 홀더(146)는 상기 표본전압(SM)을 수신 및 포착하기 위해 상기 변압기(124)의 2차 측에 연결된다. 상기 종속적인 전류원(148)은 상기 표본전압(SM)을 수신하기 위해 상기 샘플 홀더(146)에 연결되어 상기 표본전압(SM)에서의 상기 입력전압(VIN)에 근거하여 종속적인 전류를 발생시킨다. 상기 입력전압이 높을수록 상기 제1 전자 스위치의 짧은 온타임 시간과 그리고 그 반대도 달성하기 위해, 상기 종속적인 전류원은 상기 입력전압이 높을수록 상기 종속적인 전류도 크고, 상기 입력전압이 낮을수록 상기 종속적인 전류도 작도록 설계된다. 상기 제3 전자 스위치(150)는 상기 컨트롤러(142) 및 상기 클록신호(clk)를 수신하는 종속적인 전류원(148)에 연결되며, 상기 양의 펄스신호가 나타났을 때 켜지지만 그 외에서는 꺼져있다. 커패시터(152)는 상기 제3 전자 스위치(150)와 병렬로 연결되며 종속적인 전압(PV)을 저장하기 위해 상기 제3 전자 스위치(150)의 온/오프 상태에 따라 종속적인 전류를 수신하기 위해 상기 종속적인 전류원(148)에 직렬로 연결된다. 상기 커패시터(152)는 상기 비교기(154) 및 상기 컨트롤러(142)에 연결됨으로써 각각 그 음의 입력단자에서 제2 기준전압(VR2)을 수신하고 그 양의 입력단자에서 상기 종속적인 전압(PV)을 수신함으로써 제3 펄스신호(P3)를 발생시킨다.
도 18에서의 시스템의 작동의 시동 모드는 다음과 같이 설명된다. 첫째로, 드라이버(130)는 제1 펄스신호(P1)를 상기 입력단자(122)로부터 수신하여 상기 입력전압(VIN)을 상기 제1 전자 스위치(132)에 발생시키고, 이는 상기 제2 전자 스위치(144)를 통해 부하(128)에 출력전압(VO) 및 출력전류(IO)를 발생시키기 위해 변압기(124)가 수신한 상기 입력전압(VIN)을 제어하기 위해 그에 맞춰 온/오프 상태를 바꾼다. 한편, 상기 제1 펄스신호(P1)는 변압기(124)의 2차 측에서 발생한 상기 입력전압(VIN)을 포함하는 표본전압(SM)을 제어하기 위해 상기 제1 전자 스위치(132)의 온/오프 상태를 바꾼다. 상기 제1 펄스신호(P1)가 고레벨 신호에 있을 때, 상기 제1 전자 스위치(132)는 켜지고 상기 변압기(124)는 상기 출력 커패시터(126)가 출력전압(VO) 및 출력전류(IO)를 발생시키기 위해 에너지를 공급하는 동안 에너지를 저장한다. 상기 제1 펄스신호(P1)가 저레벨 신호에 있을 때에는, 상기 제1 전자 스위치(132)는 꺼지고 상기 변압기(124)는, 상기 에너지가 상기 출력 커패시터(126)에 저장되는 동안, 출력전압(VO), 출력전류(IO) 및 표본전압(SM)을 발생시키기 위해 에너지를 방출한다.
그 다음에는, 상기 전기신호 추출기(138)는 상기 출력전압(VO) 또는 상기 출력전류(IO)에 해당하는 검출전압(DE)을 포착하여 컨트롤러(142)에 전송한다. 상기 컨트롤러(142)는 상기 검출전압(DE)을 수신하고, 상기 검출전압(DE)이 상기 제1 기준전압(VR1)보다 작을 때 상기 컨트롤러(142)는 미리 설정된 주기(Tmin) 동안 제2 펄스신호(P2) 및 그에 해당하는 클록신호(clk)를 발생시키며, 상기 제2 전자 스위치(144)의 온/오프 상태를 변화시키기 위해 제2 디지털 신호(D2)를 상기 제2 펄스신호(P2)에 따라 상기 제2 전자 스위치(144)에 전송한다. 한편, 상기 온타임 조정기(140)는 상기 제2 전자 스위치(144)가 오프 상태에 있을 때 작동을 시작한다. 상기 제1 샘플 홀더(146)는 상기 표본전압(SM)을 수신하므로 상기 입력전압(VIN)을 상기 표본전압(SM)으로부터 포착한다. 그 다음으로, 상기 종속적인 전류원(148)은 상기 입력전압(VIN)을 수신하고 그에 따라 종속적인 전류를 발생한다. 상기 클록신호(clk)가 양의 펄스신호이므로, 상기 제2 펄스신호(P2)가 음에서 양으로 바뀌고 저레벨 신호일 때, 상기 제3 전자 스위치(150)가 상기 클록신호(clk)를 수신할 때, 상기 제3 전자 스위치(150)는 상기 양의 펄스신호가 나타날 때에만 켜지며 그 외에는 오프 상태에 남아 있는다. 달리 설명하자면, 상기 제2 펄스신호(P2)의 시작시에, 상기 커패시터(152)의 전압은 0이 되도록 상기 제3 전자 스위치(150)가 켜지고, 상기 종속적인 전류는 상기 커패시터(152)를 종속적인 전압(PV)까지 충전시킨다. 마지막으로, 상기 비교기(154)는 상기 제2 기준전압(VR2) 및 상기 종속적인 전압(PV)을 수신하므로 상기 제3 펄스신호(P3)를 발생시킨다. 상기 종속적인 전압(PV)이 상기 제2 기준전압(VR2)과 같을 때, 상기 제3 펄스신호(P3)는 음에서 양으로 바뀔 것이고, 그 다음에 상기 컨트롤러(142)는 상기 제2 펄스신호(P2)를 양에서 음으로 바꿈으로, 상기 제2 펄스신호(P2)는 상기 미리 설정된 주기(Tmin)의 끝까지 음의 상태로 남아 있고, 그러므로 상기 클록신호(clk)의 양의 펄스신호가 발생했을 때, 상기 제2 펄스신호(P2)는 음에서 양으로 바뀐다. 상기 제2 펄스신호(P2)는 드라이버(130)는 상기 제1 펄스신호(P1)의 발생을 중단하기 위해 상기 결합소자(136)를 통해 2차 측으로부터 1차 측의 드라이버(130)로 전송된다. 마지막으로, 상기 드라이버(130)는 상기 제2 펄스신호(P2)를 증폭시켜 제1 디지털 신호(D1)를 발생시키고, 이를 상기 제1 전자 스위치(132)에 전송하고, 이는 변압기(124)가 수신한 상기 입력전압(VIN)을 제어하기 위해 그에 맞춰 온/오프 상태를 바꿈으로써 상기 출력전압(VO) 및 상기 출력전류(IO)를 조정한다. 특히, 상기 제1 디지털 신호(D1)가 저레벨 신호일 때, 상기 제1 전자 스위치(132)는 오프 상태이고, 그러므로 변압기(124)는 상기 출력전압(VO) 및 상기 출력전류(IO)를 증가시킨다. 상기 제1 디지털 신호(D1)가 고레벨 신호일 때에는, 상기 제1 전자 스위치(132)가 켜지고, 변압기(124)는 상기 출력전압(VO) 및 상기 출력전류(IO)를 감소시킨다.
도 2 및 식 (1)을 참조할 때, 상기 부하(31)가 가벼운 부하일 때, IO는 감소할 것이므로, 스위칭 주파수는 이에 따라 감소할 것이다. 상기 스위칭 주파수가 20-20k 헤르츠(Hz)에 도달할 때, 그것은 인간의 귀가 용이하게 감지할 수 있다. 이러한 문제점을 방지하기 위해, 상기 부하(31)가 가벼운 부하일 때는 언제라도 ton이 감소되어야 한다. 이것은 다음의 도 21 - 도 23에 도시된 본 발명의 제9 구체예에서 설명된다.
도 21에 도시된 바와 같이, 고정 온타임 절연된 컨버터는 입력단자(156)에 연결되며 입력전압(VIN)을 수신하고, 이것은 상기 입력단자(156)에 연결된 그 1차 측, 및 출력 커패시터(160)에 연결된 그 2차 측을 갖는 변압기(158)를 포함하며, 이것은 저전위 VSS에, 그리고 부하(162)와 교차하는(crossing the load) 출력전압(VO) 및 출력전류(IO)를 포함하는 출력신호를 갖는 부하(162)에 연결된다. 상기 변압기(158)의 2차 측 및 상기 부하(162)는 시간 주기(Tmin), 제1 기준전압(VR1), 저(低) 임계 주파수 및 고(高) 임계 주파수로 미리 설정된 프로세서(164)에 연결된다. 프로세서(164)는 상기 부하(162)로부터 상기 출력신호를 수신하며, 상기 출력신호로부터 상기 제1 검출전압(DE1) 및 제2 검출전압(DE2)을 순차적으로 포착한다. 상기 제1 검출전압(DE1)이 제1 기준전압(VR1)보다 작을 때, 상기 프로세서(164)는 제1 펄스신호(P1) 및 동일 주파수의 동기화된 제1 클록신호(clk1)를 상기 미리 설정된 주기(Tmin) 내에서 발생시킨다. 그리고, 상기 제2 검출전압(DE2)이 제1 기준전압(VR1)보다 작을 때, 상기 제1 클록신호(clk1)의 적어도 하나의 주파수(F), 상기 저(低) 임계 주파수 및 상기 고(高) 임계 주파수에 근거하여, 프로세서(164)는 제2 펄스신호(P2) 및 동일 주파수의 동기화된 제2 클록신호(clk2)를 상기 미리 설정된 주기(Tmin) 내에서 발생시킨다. 상기 제2 펄스신호(P2)는 적어도 하나의 사이클의 신호이며, 제2 펄스신호(P2)의 제1 반 사이클 각각에서의 전압은 고전압 레벨에 있고 제2 반 사이클 각각에서의 전압은 저전압 레벨에 있다. 프로세서(164)는 적어도 하나의 결합소자(166)에 연결되며, 이 결합소자는 커패시터, 변압기, 압전소자 또는 광 결합소자일 수 있다. 결합소자(166)는 상기 변압기(158)의 1차 측 및 2차 측 모두에 연결되며 상기 제1 펄스신호(P1) 및 상기 제2 펄스신호(P2)를 순차적으로 2차 측에서 1차 측으로 전송한다. 상기 변압기(158)의 1차 측 및 결합소자(166)는 드라이버(168)에 연결되며, 이는 상기 제1 펄스신호(P1) 및 상기 제2 펄스신호(P2)를 순차적으로 수신해 증폭시킨 다음, 상기 제1 디지털 신호(D1) 및 상기 제2 디지털 신호(D2)를 각각 발생시킨다. 상기 변압기(158)의 1차 측 및 상기 드라이버(168)는 N-채널 MOSFET 또는 양극성 접합 트랜지스터와 같은 제1 전자 스위치(170)에 연결된다. 상기 제1 전자 스위치(170)는 상기 제1 디지털 신호(D1) 및 상기 제2 디지털 신호(D2)를 순차적으로 수신하며, 상기 입력단자(156)로부터 수신된 상기 입력전압(VIN)을 제어하기 위해 그 온/오프 상태를 결과적으로 변화시킴으로써, 상기 출력신호를 조절한다. 상기 제1 전자 스위치(170)의 온/오프 상태의 지속시간은 상기 제1 펄스신호(P1)가 음에서 양으로 변하는 순간 및 상기 제1 펄스신호(P1)가 양에서 음으로 변하는 순간 사이에서 결정되거나, 상기 제2 펄스신호(P2)가 음에서 양으로 변하는 순간 및 상기 제2 펄스신호(P2)가 양에서 음으로 변하는 순간 사이에서 결정된다. 예를 들어, 상기 제1 펄스신호(P1)가 클록신호이며 음에서 양으로 변할 때 상기 제1 전자 스위치(170)가 켜지고 상기 클록신호가 양으로부터 음으로 변할 때까지 온 상태로 남아 있고, 즉, 그 온 상태가 종료될 때, 상기 제1 전자 스위치(170)는 꺼지며 상기 클록신호가 음으로부터 양으로 변할 때까지 오프 상태로 남아 있고, 즉, 그 오프 상태가 종료될 때, 상기 제1 전자 스위치(170)는 다시 켜진다. 유사하게, 상기 제2 펄스신호(P2)가 클록신호이며 음에서 양으로 변할 때 상기 제1 전자 스위치(170)가 켜지며 상기 클록신호가 양에서 음으로 변할 때까지 온 상태로 남아 있고, 즉, 상기 제1 전자 스위치(170)의 온 상태가 종료될 때 상기 제1 전자 스위치(170)는 꺼진다. 상기 제1 전자 스위치(170)는 상기 클록신호가 음에서 양으로 다시 변할 때까지 오프 상태로 남아 있으며, 즉, 상기 제1 전자 스위치(170)의 오프 상태가 종료될 때 상기 제1 전자 스위치(170)는 다시 켜진다.
상기 제1 전자 스위치(170)가 불연속 모드에서 작동하고 있을 때, 그 스위칭 주파수는 식 (3)으로 표시된다:
Figure 112017030077458-pct00003
(3)
여기서, VIN은 입력전압이고, VO는 출력전압이며, IO는 출력전류이고, L은 변압기(158)의 인덕턴스이며, ton은 상기 제1 전자 스위치(170)의 온 상태에 대한 시간이다. 상기 스위칭 주파수(f)가 인간의 가청범위로 떨어져서 잡음 문제를 생성하는 것을 방지하기 위해, 만일 상기 저(低) 임계 주파수보다 더욱 낮은 단지 하나의 주파수(F)가 있다면, 즉, 상기 제1 전자 스위치(170)가 상기 제1 디지털 신호(D1)를 수신하여 켜지고, 도 21에서의 절연된 컨버터의 설계는 그가 켜지도록 상기 제2 디지털 신호(D2)에 의해 제어될 때보다 그가 상기 제1 디지털 신호(D1)에 의해 제어될 때 상기 제1 전자 스위치(170)의 온타임(ton)이 더욱 길어지도록 허용한다. 한편, 만일 F가 상기 고(高) 임계 주파수보다 높으면, 상기 제1 디지털 신호(D1)에 의해 제어되는 상기 제1 전자 스위치(170)의 온타임(ton)은 상기 제2 디지털 신호(D2)에 의해 제어될 때의 상기 제1 전자 스위치(170)의 온타임보다 짧다. 이와 같이, 만일 상기 제1 전자 스위치(170)가 상기 제1 디지털 신호(D1)를 수신하고 상기 스위칭 주파수가 상기 가청범위 내라면, 상기 제1 전자 스위치(170)가 상기 제2 디지털 신호(D2)를 수신할 때 상기 스위칭 주파수는 상기 가청범위를 벗어날 것이고, 그러므로 잡음 문제는 해결된다.
복수의 주파수(F)가 있을 때, 상기 프로세서(164)는 저 임계값, 고 임계값, 상기 제1 펄스신호(P1)에 해당하는 초기값 및 계산조건을 포함하는 다수의 특징들을 갖는다. 상기 계산조건은 주파수(F)가 저 임계 주파수보다 낮을 때, 상기 초기값은 1만큼 증가하고, 주파수(F)가 고 임계 주파수보다 높을 때, 상기 초기값은 1만큼 감소한다. 프로세서(164)는 전체 값을 얻기위해 각각의 주파수(F)를 순차적으로 측정하기 위해 상기 저 임계 주파수 또는 상기 고 임계 주파수 및 상기 계산조건을 사용한다. 또한, 상기 고 임계값보다 큰 전체 값은 상기 고 임계값으로 반내림되며, 상기 저 임계값보다 작은 전체 값은 상기 저 임계값으로 반올림된다. 더불어, 적어도 1개 이상의 2진수들에 의해 표시된, 상기 초기값, 상기 저 임계값, 상기 고 임계값 및 상기 전체 값은 모두 0보다 크거나 0과 같다. 예를 들어, 상기 저 임계값이 00이면, 상기 고 임계값은 11이고, 상기 초기값이 00이며, 5개의 주파수(F)가 존재하는데, 그 각각은: 저 임계 주파수보다 낮은, 고 임계 주파수보다 높은, 저 임계 주파수보다 낮은, 고 임계 주파수보다 높은, 저 임계 주파수보다 낮은 것이며 이의 전체 값은 01이다. 상기 저 임계값, 상기 고 임계값, 상기 초기값에 대한 동일한 값, 하지만 모두 상기 고 임계 주파수보다 높은 다른 5개의 다른 주파수(F)를 사용하면, 상기 저 임계값보다 작은 전체 값을 초래하므로, 이 전체 값은 00이다. 다시, 동일한 매개변수들을 사용하지만 각각은 상기 저 임계 주파수보다 낮은 다른 세트의 5개의 주파수(F)를 사용하면, 전체 값이 상기 고 임계 주파수보다 높으므로, 이 전체 값은 11이다.
상기 프로세서(164)는 상기 전체 값에 따라 제2 펄스신호(P2) 및 상기 제2 클록신호(clk2)를 발생시킨다. 유사하게, 상기 스위칭 주파수가 가청범위에 있을 때의 잡음을 감소시키기 위해, 상기 전체 값이 상기 초기값보다 클 때, 상기 제1 디지털 신호(D1)에 의해 제어된 상기 제1 전자 스위치(170)에 대한 온타임은 상기 제2 디지털 신호(D2)에 의해 제어된 온타임보다 길다. 상기 전체 값이 상기 초기값보다 작을 때, 상기 제1 디지털 신호(D1)에 의해 제어된 상기 제1 전자 스위치(170)에 대한 온타임은 상기 제2 디지털 신호(D2)에 의해 제어된 온타임보다 짧다. 상기 전체 값이 상기 초기값과 같을 때, 상기 제1 디지털 신호(D1)에 의해 제어된 상기 제1 전자 스위치(170)에 대한 온타임은 상기 제2 디지털 신호(D2)에 의해 제어된 상기 제1 전자 스위치(170)에 대한 온타임과 같다. 또한, 상기 전체 값 및 상기 초기값 사이의 차이가 클수록, 상기 제1 디지털 신호(D1)에 의해 제어된 상기 제1 전자 스위치(170)의 온타임 및 상기 제2 디지털 신호(D2)에 의해 제어된 상기 제1 전자 스위치(170)의 온타임 사이의 차이도 크다.
상기 드라이버(168)는 입력전압(VIN)을 수신하기 위해 상기 입력단자(156)에 연결됨으로써, 제3 펄스신호(P3)를 상기 제1 전자 스위치(170)에 발생시키고, 이것은 상기 입력단자(156)로부터 상기 입력전압(VIN)을 수신하는 상기 변압기(158)를 제어하기 위해 상기 스위치(170)의 온/오프 상태를 바꿈으로, 상기 부하(162)에 출력신호를 발생시키고 변압기(158)를 통해 상기 프로세서(164)에 의한 상기 제1 펄스신호(P1) 및 상기 제2 펄스신호(P2)의 발생을 추가로 제어한다. 상기 드라이버(168)는 상기 제1 펄스신호(P1)를 수신하면 상기 제3 펄스신호(P3)의 발생을 중지시킨다.
상기 프로세서(164)는 전기신호 추출기(172), 컨트롤러(174) 및 온타임 조정기(176)를 포함한다. 상기 전기신호 추출기(172)는 저전위 VSS, 상기 변압기(15 8)의 2차 측 및 부하(162)에 연결되며, 상기 제1 검출전압(DE1) 및 제2 검출전압(DE2)을 순차적으로 포착하기 위해 상기 출력신호를 수신한다. 상기 컨트롤러(174)는 결합소자들(166), 상기 변압기(158)의 2차 측 및 상기 전기신호 추출기(172)에 연결된다. 상기 컨트롤러(174)는 미리 결정된 주기(Tmin), 상기 제1 기준전압(VR1), 상기 계산조건, 상기 저 임계 주파수, 상기 고 임계 주파수, 상기 초기값, 상기 저 임계값 및 상기 고 임계값으로 미리 설정되며, 상기 제1 검출전압(DE1) 및 제2 검출전압(DE2)을 순차적으로 수신한다. 상기 제1 검출전압(DE1)이 상기 제1 기준전압(VR1)보다 작을 때, 상기 컨트롤러(174)는 상기 제1 펄스신호(P1) 및 상기 제1 클록신호(clk1)를 상기 미리 설정된 주기(Tmin) 내에서 발생시키며, 전체 값을 얻기 위해 각각의 상기 주파수(F)를 발생 순서대로(chronologically) 측정하도록 상기 저 임계 주파수 또는 상기 고 임계 주파수 및 상기 계산조건을 사용한다. 그 다음으로, 상기 제2 검출전압(DE2)이 상기 제1 기준전압(VR1)보다 작을 때, 상기 컨트롤러(174)는, 상기 전체 값에 근거하여, 상기 제2 펄스신호(P2) 및 상기 제2 클록신호(clk2)를 상기 미리 설정된 주기(Tmin) 내에서 발생시킨다. 상기 제2 펄스신호(P2)가 음에서 양으로 변할 때 상기 제2 클록신호(clk2)는 양의 펄스신호이고; 그렇지 않으면 이 신호는 낮은 값의 신호이다. 상기 온타임 조정기(176)는 상기 전체 값 및 상기 제2 클록신호(clk2)를 수신하기 위해 컨트롤러(174)에 연결되고, 상기 전체 값 및 상기 제2 클록신호(clk2)에 근거하여 제4 펄스신호(P4)를 발생시켜, 상기 제4 펄스신호(P4)가 음에서 양으로 변할 때 상기 제2 펄스신호(P2)는 양에서 음으로 변하므로 상기 미리 설정된 주기(Tmin)의 끝까지 음의 상태로 남아 있는다. N-채널 MOSFET와 같은, 상기 제2 전자 스위치(178)는 상기 변압기(158)의 2차 측 및 상기 부하(162) 사이에 연결되고 또한 상기 저전위 VSS 및 컨트롤러(174)에도 연결된다. 상기 컨트롤러(174)가 상기 제1 펄스신호(P1) 또는 상기 제2 펄스신호(P2)를 발생시킬 때, 상기 제1 전자 스위치(170) 및 상기 제2 전자 스위치(178)의 온/오프 상태가 반대의 온/오프 상태에 있거나 모두 오프 상태에 있게 바꾸기 위해 상기 제2 전자 스위치(178)에 제3 디지털 신호(D3) 또한 발생시킨다.
도 22에 도시된 바와 같이, 상기 온타임 조정기(176)는 제1 전류원(180), 적어도 하나의 전류 발생기(182), 제3 전자 스위치(184), 커패시터(186) 및 비교기(188)를 포함한다. 상기 제1 전류원(180)은 제1 전류를 발생시키며, 상기 전류 발생기(182)는 상기 전체 값에 대한 비트(Bl, B2)를 수신하기 위해 상기 컨트롤러(174)에 연결되므로 결과적으로 적어도 1개의 제2 전류 또는 영전류(zero current)를 발생시킨다. 상기 제3 전자 스위치(184)는 컨트롤러(174), 상기 제1 전류원(180) 및 상기 전류 발생기(182)에 연결된다. 상기 제3 전자 스위치(184)는 상기 제1 클록신호(clk1)를 수신하며 상기 제1 클록신호(clk1)가 양의 펄스신호일 때 즉각 켜진다; 그렇지 않을 때는 상기 제3 전자 스위치(184)는 꺼져있다. 그렇지 않으면, 상기 제3 전자 스위치(184)는 상기 제2 클록신호(clk2)를 수신하고 상기 제2 클록신호(clk2)가 양의 펄스신호일 때 즉각 켜진다; 그렇지 않을 때는 상기 제3 전자 스위치(184)는 꺼져있다. 커패시터(186) 및 상기 제3 전자 스위치(184)는 병렬로 연결되며 상기 제1 전류원(180) 및 상기 전류 발생기(182)에 연결된다. 상기 제3 전자 스위치(184)의 온/오프 상태에 따라, 커패시터(186)는 제1 전류 및 상기 제2 전류 또는 상기 영전류를 수신하는 것으로 종속적인 전압을 저장한다. 상기 비교기(188)의 상기 양의 입력단자는 상기 종속적인 전압을 수신하기 위해 커패시터(186)에 연결되며 상기 음의 입력단자는 제2 기준전압(VR2)을 수신하고, 상기 비교기(188)의 출력단자는 상기 컨트롤러(174)에 연결된다. 상기 비교기(188)는 상기 커패시터(186)에 저장된 상기 종속적인 전압 및 상기 제2 기준전압(VR2)에 따라 초기 펄스신호(PS) 또는 상기 제4 펄스신호(P4)를 발생시킨다.
대안적인 구체예에서는, 상기 온타임 조정기(176)는 복수의 전류 발생기들(182)을 포함하며, 이것은 전체 값의 비트들(Bl, B2)의 수신 후, 각자의 복수의 제2 전류들을 발생시킨다. 상기 비트가 0일 때, 해당 전류 발생기(182)는 영전류를 발생시키는 한편, 상기 비트가 1일 때에는 해당 전류 발생기(182)는 상기 전체 값의 복수의 2진 비트들에서의 상기 비트의 2진 파워(binary power)에 해당하는 크기를 갖는 상기 제2 전류를 발생시킨다. 도 22에서, 상기 온타임 조정기(176)는 2개의 제2 전류를 각자 발생시키는 2개의 전류 발생기들(182)을 포함하며, 하나의 전류 발생기(182)는 상기 전체 값의 하위 비트(B1)를 수신하며, 다른 전류 발생기(182)는 상기 전체 값의 상위 비트(B2)를 수신한다. 상기 제1 전류가 연속적으로 발생되기 때문에, 상기 제2 전류는 더 높은 전체 값을 가져 더 크다. 달리 설명하자면, 상기 전체 값이 더 높을 때, 상기 제2 기준전압(VR2)에 도달하기 위해 상기 커패시터(186)에 저장된 상기 종속적인 전압에 대해 취해진 시간은 더욱 짧아져 고전압 레벨을 갖는 상기 제2 펄스신호(P2)에 대한 더 짧은 지속시간을 초래하므로, 상기 제2 펄스신호(P2)의 수신 후의 상기 제1 전자 스위치(170)에 대한 온타임이 짧아져 가청범위를 피하고 잡음 성분을 감소시킨다.
도 22에 도시된 바와 같이, 각각의 전류 발생기(182)는 제4 전자 스위치 (190) 및 제2 전류원(192)을 포함한다. 상기 제4 전자 스위치(190)는 상기 전체 값의 1개의 비트를 수신하고 그에 따라 온/오프 상태를 바꾸기 위해 컨트롤러(174), 상기 제3 전자 스위치(184) 및 상기 커패시터(186)에 연결된다. 제2 전류원(192)은 상기 제4 전자 스위치(190)에 연결되며 상기 제4 전자 스위치(190)의 온/오프 상태에 따라 제2 전류 또는 영전류를 발생시킨다.
제9 구체예의 시동 모드 작동은 다음과 같이 설명된다. 첫째로, 상기 드라이버(168)는 상기 입력단자(156)로부터 상기 입력전압(VIN)을 수신하므로 상기 제3 펄스신호(P3)를 상기 제1 전자 스위치(170)에 발생시키며, 이에 따라 상기 변압기(158)에 전송된 상기 입력전압(VIN)을 제어하기 위해 온/오프 상태를 바꿔, 상기 제2 전자 스위치(178) 및 상기 전자신호 추출기(172)를 통해 부하(162)에 출력신호를 발생시킨다. 한편, 상기 변압기(158)는 또한 에너지를 컨트롤러(174)에 공급한다. 특히, 상기 제3 펄스신호(P3)가 고전압 레벨 신호일 때, 상기 제1 전자 스위치(170)가 켜지므로 상기 변압기(158)가 에너지를 저장하고, 상기 출력 커패시터(16O)는 상기 출력신호를 발생시키고 에너지를 상기 컨트롤러(174)에 공급하기 위해 에너지를 공급한다. 상기 제3 펄스신호(P3)가 저전압 레벨 신호일 때, 상기 제1 전자 스위치(170)는 꺼짐으로 상기 변압기(158)는 상기 출력신호를 발생시키고 에너지를 상기 컨트롤러(174)에 공급하기 위해 에너지를 방출하며, 에너지는 상기 출력 커패시터(16O)에 저장된다.
그 다음으로, 상기 전자신호 추출기(172)는 상기 출력신호를 수신하며 해당하는 상기 제1 검출전압(DE1)을 포착하여 상기 컨트롤러(174)에 전송한다. 상기 컨트롤러(174)는 변압기(158) 및 커패시터(160)에 의해 공급된 에너지를 사용하여 상기 제1 검출전압(DE1)을 수신하며, 상기 제1 검출전압(DE1)이 상기 제1 기준전압(VR1)보다 작을 때, 컨트롤러(174)는 제1 펄스신호(P1) 및 해당하는 제1 클록신호(clk1)를 상기 미리 설정된 주기(Tmin) 내에서 발생시키고 상기 제1 클록신호(clk1)를 상기 온타임 조정기(176)에 전송한다. 상기 컨트롤러(174)는 상기 제1 펄스신호(P1)에 따라 제3 디지털 신호(D3) 또한 발생시키며, 상기 제2 전자 스위치(178)의 온/오프 상태를 바꾸기 위해 이 제3 디지털 신호(D3)를 상기 제2 전자 스위치(178)에 전송한다. 예를 들어, 상기 초기값의 2개의 비트(BS1, BS2) 이진수가 00이고, 하위 임계값은 00이며, 상위 임계값은 11일 때, 상기 컨트롤러(174)는 상기 초기값의 2개의 비트(BS1, BS2)를 동시에 상기 온타임 조정기(176)에 전송한다.
상기 온타임 조정기(176)의 내부에서, 2개의 제4 전자 스위치(190)는 각자 초기값 0의 비트 BS1 또는 BS2를 수신하므로, 상기 스위치들은 오프 상태에 있다. 시작시에, 상기 제1 클록신호(clk1)는 양의 펄스신호이며, 그 외 시간에서는 저레벨 신호이고, 상기 제1 펄스신호(P1) 또한 음으로부터 양으로 변하기 시작하므로, 상기 제3 전자 스위치(184)가 순간적으로 켜져 커패시터(186)에 걸린 전압이 0이 되도록 야기하고, 그리고 그 다음에 상기 비교기(188)는 저레벨 전압에서 초기 펄스신호(PS)를 발생시키기 위해 상기 커패시터(186)에 걸린 전압과 상기 제2 기준전압(VR2)을 비교한다. 그 다음, 상기 제1 전류원(180)에 의해 발생된 상기 제1 전류는 상기 커패시터(186)를 충전시키며, 상기 커패시터(186)에 걸린 전압이 상기 제2 기준전압(VR2)에 도달하면 상기 초기 펄스신호(PS)는 음에서 양으로 변하여, 상기 제1 펄스파 신호들(P1)이 양에서 음으로 변하고, 상기 제2 클록신호(clk2)가 나타나는, 적어도 상기 미리 설정된 주기(Tmin)의 끝일 때까지, 음의 상태로 남아 있도록 야기한다. 이 미리 설정된 주기(Tmin) 내에서 컨트롤러(174)는 상기 제1 클록신호(clk1)의 5개의 주파수(F)를 발생 순서대로 포착한다. 상기 저 임계 주파수 또는 상기 고 임계 주파수 및 상기 계산조건을 사용하여, 컨트롤러(174)는 각 주파수(F)를 순차적으로 측정하며, 이 5개의 주파수(F) 모두가 상기 저 임계 주파수의 아래에 있고, 상기 전체 값의 2개의 비트(Bl, B2)가 11임을 발견한다. 이 5개의 주파수(F)는 단일 사이클 또는 상기 제1 클록신호(clk1)의 다른 사이클들로부터 측정될 수 있다.
그 다음, 상기 제1 펄스신호(P1)는 상기 결합소자(166)를 통해 상기 2차 측으로부터 상기 1차 측에서의 상기 드라이버(168)로 전송되며, 이는 상기 제1 펄스신호(P1)의 수신시에 상기 제3 펄스신호(P3)의 발생을 중단한다. 마지막으로, 상기 드라이버(168)는 상기 제1 디지털 신호(D1)를 발생시키는 상기 제1 펄스신호(P1)을 증폭시키고, 이 신호는 상기 제1 전자 스위치(170)에 전송되므로, 상기 스위치(170)의 온/오프 상태는 상기 변압기(158)에 전송된 상기 입력전압(VIN)을 제어하기 위해 그에 맞춰 바꿈으로써 상기 출력신호를 조절한다. 특히, 상기 제1 디지털 신호(D1)가 저전압 레벨 신호일 때, 상기 제1 전자 스위치(170)가 꺼져 변압기(158)가 상기 출력신호를 증가시키도록 야기하고, 상기 제1 디지털 신호(D1)가 고전압 레벨 신호일 때는, 상기 제1 전자 스위치(170)가 켜져 변압기(158)가 상기 출력신호를 감소시킨다.
그 다음, 상기 전자신호 추출기(172)는 상기 출력신호를 다시 수신하며 해당하는 제2 검출전압(DE2)을 회수하여 상기 컨트롤러(174)에 전송한다. 상기 컨트롤러(174)는 상기 변압기(158) 및 상기 출력 커패시터(160)에 의해 공급된 에너지를 사용하여 상기 제2 검출전압(DE2)을 수신하며, 상기 제2 검출전압(DE2)이 상기 제1 기준전압(VR1)보다 작을 때, 상기 컨트롤러(174)는 상기 제2 펄스신호(P2) 및 상기 해당하는 제2 클록신호(clk2)를 상기 미리 설정된 주기(Tmin) 내에서 발생시키며, 상기 제2 클록신호(clk2)를 상기 온타임 조정기(176)에 전송한다. 상기 컨트롤러(174)는 상기 제2 펄스신호(P2)에 따라 상기 제3 디지털 신호(D3) 또한 발생시키고, 이 신호를 상기 스위치(178)의 온/오프 상태를 바꾸기 위해 상기 제2 전자 스위치(178)에 전송한다. 그와 동시에, 컨트롤러(174)는 상기 전체 값의 2개의 비트(B1, B2)를 상기 온타임 조정기(176)에 전송한다.
상기 온타임 조정기(176)의 내부에서, 상기 2개의 제4 전자 스위치들(190)에 의해 개별적으로 수신된 상기 전체 값의 상기 2개의 비트(B1, B2) 각각이 1이기 때문에, 상기 제4 전자 스위치(190) 둘다 켜진다. 상기 제2 클록신호(clk2)는 양의 펄스신호이고, 나머지 시간에서는 저전압 레벨 신호이므로, 상기 신호는 시작시에 음에서 양으로 변하며, 상기 제3 전자 스위치(184)가 순간적으로 켜지도록 야기시켜 커패시터(186)에 걸린 전압이 0이 되므로, 상기 비교기(188)는 저레벨 전압에서의 제4 펄스신호(P4)를 발생시키기 위해 커패시터(186)에 걸린 전압과 상기 제2 기준전압(VR2)을 비교한다. 다음으로, 상기 제1 전류원(180)에 의해 발생된 제1 전류 및 상기 제2 전류원(192)에 의해 발생된 제2 전류는 상기 커패시터(186)를 충전한다. 커패시터(186)에 걸린 전압이 상기 제2 기준전압(VR2)에 다시 도달할 때, 상기 제4 펄스신호(P4)는 음에서 양으로 변하여 상기 제2 펄스신호(P2)가 양에서 음으로 변하도록 야기시켜, 적어도 상기 미리 설정된 주기(Tmin)가 끝날 때까지 음의 상태로 남아 있게 한다. 상기 커패시터(186)가 상기 제1 전류만을 수신할 때와 비교했을 때, 커패시터(186)는 상기 제2 기준전압(VR2)에 더욱 빠르게 도달할 수 있으므로, 상기 제2 펄스신호(P2)가 양에서 음으로 변하는 순간(instance)이 상기 제1 펄스신호(P1)가 양에서 음으로 변하는 순간에 비해 더 빠르고, 이는 고전압 레벨 전압에서의 상기 제2 펄스신호에 대한 지속시간이 상기 제1 펄스신호(P1)의 지속시간보다 더욱 짧음을 의미한다.
상기 결합소자(166)를 통해, 상기 제2 펄스신호(P2)는 상기 2차 측으로부터 상기 1차 측의 상기 드라이버(168)로 전송되며, 이는 상기 제2 펄스신호(P2)를 증폭시키고, 상기 제2 디지털 신호(D2)를 발생시키며, 상기 제2 디지털 신호(D2)를 상기 제1 전자 스위치(170)로 전송하고, 이는 상기 입력단자(156)로부터 변압기(158)로 전송된 상기 입력전압(VIN)을 제어하기 위해 그에 따라 상기 제1 전자 스위치(170)의 온/오프 상태를 바꿈으로써, 상기 출력신호를 조절한다. 특히, 상기 제2 디지털 신호(D2)가 저전압 신호일 때, 상기 제1 전자 스위치(170)는 꺼지고, 변압기(158)는 상기 출력신호를 증가시킨다. 상기 제2 디지털 신호(D2)가 고전압 신호일 때, 상기 제1 전자 스위치(170)는 켜지고, 변압기(158)는 상기 출력신호를 감소시킨다. 고레벨에서의 상기 제2 펄스신호(P2)의 지속시간은 상기 제1 펄스신호(P1)의 지속시간보다 짧기 때문에, 고전압 레벨에서의 상기 제2 디지털 신호(D2)에 대한 지속시간은 상기 제1 디지털 신호(D1)의 지속시간보다 짧아질 것이며, 이는 더욱 짧은 ton을 초래하므로, 스위칭 주파수(f)가 가청범위에 들어가는 것을 방지함으로써 잡음 성분을 감소시킨다.
앞서 설명된 구체예에서, 상기 컨트롤러(174)는 작동을 시작하기 위해 상기 변압기(158)에 의해 공급된 에너지를 사용하며, 이는 상기 드라이버(168)가 상기 제1 전자 스위치(170)를 스위치하는 제3 펄스신호(P3)를 발생시키기 위해 입력전압(VIN)을 수신하고 또한 상기 변압기(158)가 에너지를 상기 2차 측에 제공하여 상기 컨트롤러(174)가 작동을 시작할 수 있도록 상기 변압기(158)를 구동시키도록 요구한다. 그러나, 만일 외부회로가 직접 연결되어 에너지를 상기 컨트롤러(174)에 공급하면, 상기 드라이버(168)가 상기 제1 전자 스위치(170) 및 상기 변압기(158)를 구동하기 위한 제3 펄스신호(P3)를 발생시키는 것을 더 이상 필요로 하지 않는다. 상기 절연된 컨버터는 작동을 시작하기 위해 상기 출력신호를 상기 전자신호 추출기(172)로부터 직접 수신할 수 있다.
도 21, 도 23 및 도 24에 관하여 설명하면, 도 24의 아날로그 파형도에 도시된 바와 같이, 양의 펄스 파형 DOWN은 전체 값 -1을 나타내며, 양의 펄스 파형 UP은 전체 값 +1을 나타내고, LD의 고레벨 파형은 부하가 적은 부하(162)를 나타내며, B1 또는 B2의 고레벨 파형은 1의 값을 나타내고, B1 또는 B2의 저레벨 파형은 0의 값을 나타낸다. 도 21에 도시된 바와 같이, 상기 부하(162)가 적게 부하될 때 IO는 감소한다. 상기 주파수 F가 저 임계 주파수의 아래에 있을 때, 양의 펄스 파형은 UP에 나타나고, 전체 값의 비트 B1 및 B2는 1과 0 사이에서 상응하게 변하여 고레벨 파형을 형성하고 가청범위를 피하게 된다. 상기 주파수 F가 고 임계 주파수보다 높을 때, 양의 펄스 파형은 DOWN에 나타나고, 상기 전체 값의 비트 B1 및 B2는 1과 0 사이에서 상응하게 변하여 저레벨 파형을 형성한다.
요약하면, 본 발명은 변압기의 1차 측의 전자 스위치의 온/오프 상태의 지속시간을 결정하기 위해 2차 측에서의 정보를 사용함으로써, 출력신호를 조절하면서도 다양한 목적들을 달성한다.
위에 기재된 설명은 본 발명의 바람직한 구체예의 완전한 설명이지만, 다양한 대체물, 수정물 및 등가물을 사용하는 것이 가능하다. 그러므로, 본 발명의 범위는 앞선 설명 보다는 첨부된 청구항 및 그의 등가물의 전체 범위를 함께 참조하여 결정되어야 한다.

Claims (15)

  1. 입력전압을 수신하기 위해 입력단자에 연결된 고정 온타임(constant on-time, COT) 절연된 컨버터로서:
    1차 측(primary side) 및 2차 측(secondary side)을 포함하고, 상기 1차 측은 입력단자에 연결되고 상기 2차 측은 부하에 연결되는 변압기;
    상기 변압기의 상기 2차 측 및 상기 부하에 연결되고, 상기 부하에 인가되는 시동전압 및 출력전압 또는 출력전류를 수신함으로써 제어신호를 발생시키는 프로세서;
    상기 프로세서 및 상기 변압기의 상기 1차 측 및 2차 측 각자에도 연결되고, 상기 제어신호를 상기 변압기의 상기 2차 측에서 상기 1차 측으로 전송하는 적어도 하나의 결합소자;
    상기 변압기의 상기 1차 측 및 상기 결합소자에 연결되고, 제1 디지털 신호를 발생시키기 위해 상기 제어신호를 수신 및 증폭시키는 드라이버; 및
    상기 변압기의 상기 1차 측 및 상기 드라이버에 연결되고, 상기 제1 디지털 신호를 수신하고, 그에 따라 온/오프 상태를 상기 입력단자로부터 상기 입력전압을 수신하는 상기 변압기를 제어하기 위해 바꿈으로써, 상기 출력전압 및 상기 출력전류를 조절하는 제1 전자 스위치를 포함하고;
    상기 제1 전자 스위치의 온/오프 상태에 대한 지속시간은 상기 제어신호가 음(negative)에서 양(positive)으로 변하는 순간 및 상기 제어신호가 양에서 음으로 변하는 순간에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 고정 온타임 절연된 컨버터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 드라이버가 상기 입력전압을 수신하기 위해 상기 입력단자에 연결됨으로써 상기 제1 전자 스위치에 전송되는 제1 펄스신호를 발생시키고, 상기 제1 전자 스위치가 상기 입력단자로부터 상기 입력전압을 수신하는 상기 변압기를 제어하기 위해 상기 제1 펄스신호에 따라 온/오프 상태를 바꿈으로써 상기 부하에 인가되는 상기 출력전압 및 상기 출력전류를 발생시키고;
    상기 프로세서가 상기 변압기로부터 제공된 시동전압을 수신하고 상기 드라이버에 전송되는 상기 제어신호를 발생시키고, 그에 따라 상기 드라이버가 상기 제어신호를 수신했을 때 상기 제1 펄스신호의 발생을 중단시키는 것을 특징으로 하는 고정 온타임 절연된 컨버터.
  3. 제1항에 있어서, 상기 프로세서가 상기 시동전압을 상기 프로세서에 공급하기 위해 외부회로에 연결된 것을 특징으로 하는 고정 온타임 절연된 컨버터.
  4. 제1항에 있어서, 상기 변압기의 상기 2차 측에 연결된 양극 및 상기 부하에 연결된 음극을 포함하는 다이오드를 더 포함하고, 상기 변압기가 상기 입력전압을 수신하고 상기 다이오드를 통해 상기 출력전압 및 상기 출력전류를 조절하는 것을 특징으로 하는 고정 온타임 절연된 컨버터.
  5. 제1항에 있어서, 상기 프로세서는:
    상기 변압기의 상기 2차 측 및 상기 부하에 연결되고, 상기 출력전압의 궤환전압 또는 상기 출력전류에 해당하는 검출전압을 포착(capture)하는 전기신호 추출기; 및
    상기 결합소자, 상기 변압기의 상기 2차 측 및 상기 전기신호 추출기에 연결되고, 상기 시동전압, 상기 궤환전압 또는 상기 검출전압을 수신하고, 그에 따라 제어전압 신호를 발생시키는 컨트롤러;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 고정 온타임 절연된 컨버터.
  6. 제5항에 있어서, 상기 변압기의 상기 2차 측 및 상기 부하 사이에 연결되고, 그리고 상기 컨트롤러에 더 연결된 제2 전자 스위치를 더 포함하고, 상기 궤환전압 또는 상기 검출전압, 및 상기 시동전압에 근거한, 상기 제어신호를 발생시키는 상기 컨트롤러가 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치가 반대의 온/오프 상태에 있거나 또는 둘 다 오프 상태이도록 상기 제2 스위치의 온/오프 상태를 제어하기 위해 상기 제2 스위치로 전송되는 제2 디지털 신호를 발생시키는 것을 특징으로 하는 고정 온타임 절연된 컨버터.
  7. 제6항에 있어서, 상기 제2 전자 스위치가 N-채널 금속 산화물 반도체 전계효과 트랜지스터(MOSFET)인 것을 특징으로 하는 고정 온타임 절연된 컨버터.
  8. 제5항에 있어서, 상기 컨트롤러가 미리 설정된(preset) 기준전압을 공급받고, 상기 궤환전압이 상기 미리 설정된 기준전압보다 작을 때, 상기 제어신호가 적어도 하나의 사이클의 제2 펄스신호이고, 상기 제2 펄스신호의 각 사이클이 제1 반 사이클(half cycle)에서의 고레벨 전압 및 제2 반 사이클에서의 저레벨 전압를 공급하고;
    상기 궤환전압이 상기 미리 설정된 기준전압보다 클 때 상기 제어신호가 저레벨 전압인 것을 특징으로 하는 고정 온타임 절연된 컨버터.
  9. 제5항에 있어서, 상기 컨트롤러가 미리 설정된 기준전압을 공급받고, 상기 검출전압이 상기 미리 설정된 기준전압보다 작을 때, 상기 제어신호가 적어도 하나의 사이클의 제2 펄스신호이고, 상기 제2 펄스신호의 각 사이클이 제1 반 사이클(half cycle)에서의 고레벨 전압 및 제2 반 사이클에서의 저레벨 전압를 공급하고;
    상기 검출전압이 상기 미리 설정된 기준전압보다 클 때 상기 제어신호가 저레벨 전압인 것을 특징으로 하는 고정 온타임 절연된 컨버터.
  10. 제5항에 있어서, 상기 전기신호 추출기가 상기 궤환전압을 공급하기 위해 상기 출력전압의 분배(division)를 포착하는 분압기인 것을 특징으로 하는 고정 온타임 절연된 컨버터.
  11. 제5항에 있어서, 상기 전기신호 추출기가 저항기고, 그리고 상기 출력전류가 상기 저항기를 통해 흘러 상기 저항기에 걸리는 검출전압을 발생시키는 것을 특징으로 하는 고정 온타임 절연된 컨버터.
  12. 제5항에 있어서, 상기 컨트롤러, 상기 결합소자 및 상기 드라이버가 패키지 구조(packaged structure)로 집적되는 것을 특징으로 하는 고정 온타임 절연된 컨버터.
  13. 제12항에 있어서, 상기 결합소자가 커패시터고, 상기 패키지 구조가 함께 적층된 제1 반도체 칩, 유전층 및 제2 반도체 칩을 포함하고, 상기 컨트롤러가 상기 제1 반도체 칩 상에 형성되고, 상기 드라이버가 상기 제2 반도체 칩 상에 형성되며, 그리고 상기 커패시터가 상기 제1 반도체 칩, 상기 유전층 및 상기 제2 반도체 칩에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는 고정 온타임 절연된 컨버터.
  14. 제1항에 있어서, 상기 제1 전자 스위치가 N-채널 금속 산화물 반도체 전계효과 트랜지스터 또는 양극성 접합 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 고정 온타임 절연된 컨버터.
  15. 제1항에 있어서, 상기 결합소자가 커패시터, 변압기, 압전소자, 또는 광(optical) 결합소자인 것을 특징으로 하는 고정 온타임 절연된 컨버터.
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI688194B (zh) 2019-03-08 2020-03-11 宏碁股份有限公司 電源供應電路
CN110022050A (zh) * 2019-04-28 2019-07-16 国网江西省电力有限公司电力科学研究院 一种变频电源装置
TWI699640B (zh) * 2019-05-16 2020-07-21 晶豪科技股份有限公司 固定開路時間控制器與使用其的降壓變換器裝置
CN114400899B (zh) * 2020-11-16 2023-07-18 上海百功半导体有限公司 一种新型零电压切换控制电路、方法及电压变换器

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110305043A1 (en) 2010-06-11 2011-12-15 Murata Manufacturing Co., Ltd. Isolated switching power supply apparatus
WO2012139654A1 (en) 2011-04-15 2012-10-18 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Switched mode power supply with a simplified start-up supply

Family Cites Families (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS59178969A (ja) * 1983-03-29 1984-10-11 Fujitsu Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ
EP0689731A1 (en) * 1993-03-17 1996-01-03 National Semiconductor Corporation Frequency shift circuit for switching regulator
US5841641A (en) * 1996-05-01 1998-11-24 Compaq Computer Corporation Protected zero-crossing detection using switching transistor's on-resistance
US5757626A (en) * 1996-06-21 1998-05-26 Delta Electronics Inc. Single-stage, single-switch, islolated power-supply technique with input-current shaping and fast output-voltage regulation
JP3429417B2 (ja) * 1996-11-15 2003-07-22 新電元工業株式会社 フォワ−ド型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ
JP4210803B2 (ja) * 1998-05-11 2009-01-21 サンケン電気株式会社 同期整流型ｄｃ−ｄｃコンバータ
US6456511B1 (en) * 2000-02-17 2002-09-24 Tyco Electronics Corporation Start-up circuit for flyback converter having secondary pulse width modulation
US7023717B2 (en) * 2001-05-10 2006-04-04 Fidelix Y.K. Switching power supply apparatus
US6510062B2 (en) * 2001-06-25 2003-01-21 Switch Power, Inc. Method and circuit to bias output-side width modulation control in an isolating voltage converter system
US6885016B2 (en) * 2001-09-04 2005-04-26 Eugene Robert Worley Switching power supply circuit using a silicon based LED for feedback
US6563718B1 (en) * 2001-12-06 2003-05-13 Koninklijke Philips Electronics N.V. Capacitively coupled power converter
JP5152185B2 (ja) * 2007-06-29 2013-02-27 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
US7911815B2 (en) * 2008-12-31 2011-03-22 Grenergy Opto, Inc. Primary-side feedback control device and related method for a power converter
JP5143104B2 (ja) * 2009-09-30 2013-02-13 コーセル株式会社 スイッチング電源装置
US8451628B2 (en) * 2010-04-01 2013-05-28 Analog Devices, Inc. Switching converter systems with isolating digital feedback loops
TWI441427B (zh) * 2010-12-15 2014-06-11 Richtek Technology Corp 並聯調節器、返馳轉換器及其輸出回授的控制方法
JP2013021785A (ja) * 2011-07-08 2013-01-31 Brintz Technologie Co Ltd 電源制御方法および電源制御装置
US20130016535A1 (en) * 2011-07-12 2013-01-17 Power Systems Technologies, Ltd. Controller for a Power Converter and Method of Operating the Same
US20130229832A1 (en) * 2012-03-02 2013-09-05 Apple Inc. Controlling a flyback converter for use with a computer system
CN202931197U (zh) * 2012-10-11 2013-05-08 无锡市晶源微电子有限公司 一种基于变压器变换的反激式变换器
CN103051192A (zh) * 2012-12-12 2013-04-17 青岛联盟电子仪器有限公司 一种双峰值电流模式控制的反激式开关电路
US9136765B2 (en) * 2013-03-08 2015-09-15 Power Integrations, Inc. Techniques for controlling a power converter using multiple controllers

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110305043A1 (en) 2010-06-11 2011-12-15 Murata Manufacturing Co., Ltd. Isolated switching power supply apparatus
WO2012139654A1 (en) 2011-04-15 2012-10-18 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Switched mode power supply with a simplified start-up supply

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