JP2007329992A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】力率改善機能を有し、電力変換効率の向上、回路構成部品の削減を図るスイッチング電源回路を提供する。
【解決手段】力率を改善するスイッチング電源回路として、力率を改善する力率改善回路１３と、力率改善回路１３と交流電源ＡＣとの間のコモンモードフィルタ部と、２次側整流回路としての高速スイッチングダイオードＤｏ１、高速スイッチングダイオードＤｏ２、インダクタＬｓ１およびインダクタＬｓ２による倍電流整流回路と、を有する。そして、力率改善回路１３とコモンモードフィルタ部のコンデンサＣＮＬを共用して、少ない部品点数ながらノイズの発生を低減する。また、部品点数の削減と倍電流整流回路との組み合わせによって効率の改善を図った。
【選択図】図５

Description

本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。

近年、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路とされている。スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用されている。

ところで、商用電源は正弦波の交流電圧であるが、商用電源を整流素子と平滑コンデンサとを用いる平滑・整流回路において整流および平滑を行う場合には、平滑・整流回路のピークホールド作用のために、商用電源からスイッチング電源回路には、交流電圧のピーク電圧付近の短時間だけ電流が流れ込むこととなり、商用電源から電源回路に流れ込む電流は、正弦波とは大きく異なる歪み波形になってしまう。そして、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。また、このような歪み電流波形となることによって発生する商用電源周期の高調波を抑圧するための対策が必要とされてしまう。これらの問題を解決するために、従来において力率改善を図る技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる手法が知られている（例えば特許文献１参照）。

図２８にこのようなアクティブフィルタの基本構成を示す。図２８においては、商用の交流電源ＡＣにコモンモードノイズを抑圧するためのコモンモードチョークコイルＣＭＣ１およびコモンモードチョークコイルＣＭＣ２の２個コモンモードチョークコイルと、３個のアクロスコンデンサＣＬとからなるコモンモードフィルタを介して、交流電源ＡＣにブリッジ整流器として構成される１次側整流素子Ｄｉの入力側を接続している。この１次側整流素子Ｄｉの出力側の正極／負極ラインに対しては、ノーマルモードノイズを防止するためのインダクタＬＮと２個のコンデンサＣＮとで構成されるノーマルモードフィルタを介してステップアップ型のコンバータが接続され、その出力には並列に２次側平滑コンデンサＣｏｕｔが接続され、その両端電圧として直流電圧Ｖｏｕｔが得られる。この直流電圧Ｖｏｕｔは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１０の入力電圧として供給される。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１０の２次側には出力直流電圧Ｅｏｕｔが得られる。

そして、力率改善のための構成としては、インダクタＬ１００、高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードＤ１００、スイッチング素子Ｑ１００からなるステップアップ型のコンバータ、および乗算器１１１を主なる構成要素とするステップアップ型のコンバータの制御部と、を備える。インダクタＬ１００、高速スイッチングダイオードＤ１００は、１次側整流素子Ｄｉの正極出力端子と、２次側平滑コンデンサＣｏｕｔの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。抵抗Ｒｉは、１次側整流素子Ｄｉの負極出力端子（１次側アース）と２次側平滑コンデンサＣｏｕｔの負極端子との間に挿入される。また、スイッチング素子Ｑ１００は、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴとされ、インダクタＬ１００と高速スイッチングダイオードＤ１００の接続点と、１次側アース間に挿入される。また、高速スイッチングダイオードＤ１００の空乏層容量と漏れインダクタンスとで生じる共振を吸収するための抵抗ＲｓｎとコンデンサＣｓｎとから成るスナバ回路が設けられている。

乗算器１１１に対しては、電流検出ラインＬｉおよび波形入力ラインＬｗが接続され、さらに電圧検出ラインＬｖが接続される。そして、乗算器１１１は、電流検出ラインＬｉから入力される１次側整流素子Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流Ｉｉｎに応じた信号を抵抗Ｒｉの両端から検出する。また、波形入力ラインＬｗから入力される１次側整流素子Ｄｉの正極出力端子の整流電圧Ｖｉｎに応じた信号を検出する。この整流電圧Ｖｉｎは、商用の交流電源ＡＣからの交流入力電圧の波形を絶対値化したものである。さらに、電圧検出ラインＬｖから入力される２次側平滑コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔと所定の基準電圧との差分である誤差電圧を検出する。そして、乗算器１１１からは、スイッチング素子Ｑ１００を駆動するためのドライブ信号が出力される。

乗算器１１１によって制御部されるステップアップ型のコンバータでは、電流検出ラインＬｉから検出した整流電流Ｉｉｎに応じた信号と、上記電圧検出ラインＬｖから検出した誤差電圧とを乗算し、この乗算結果と、波形入力ラインＬｗから検出した整流電圧Ｖｉｎに応じた信号との誤差を検出する。そしてこの誤差信号を増幅した後に、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変換を行い、ハイレベルとローレベルとの２値信号によって、スイッチング素子Ｑ１００を制御する。このようにして、２入力フィードバック系が構成され、直流電圧Ｖｏｕｔの値が所定の値とされるとともに、整流電圧Ｖｉｎに対して整流電流Ｉｉｎを相似形の波形とする。この結果、商用の交流電源ＡＣから１次側整流素子Ｄｉに印加される交流入力電圧ＶＡＣと、１次側整流素子Ｄｉに流れ込む交流入力電流ＩＡＣの波形も相似形となって、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。

しかしながら、図２８に示した構成による電源回路では、次のような問題を有している。図２８に示す電源回路における電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ電力からＤＣ電力への変換効率と、後段のＤＣ−ＤＣコンバータ１１０におけるＤＣ電力からＤＣ電力への変換効率とを総合したものとなる。つまり、図２８に示される回路の総合的な電力変換効率（総合効率）としては、これらの電力変換効率の値を乗算した値となるものであり、各々１以下となる数の積であるので、総合効率は低下してしまう。

また、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生が大きいため、厳重なノイズ抑制対策が必要となる。このため、図２８に示した回路では、商用の交流電源ＡＣのラインに対して、コモンモードノイズに対応するためにコモンモードチョークコイルＣＭＣ１とコモンモードチョークコイルＣＭＣ２、アクロスコンデンサＣＬによるコモンノイズフィルタを設けている。また、ノーマルモードノイズに対応するために、１個のインダクタＬＮと２個のコンデンサＣＮから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードＤ１００に対しては、抵抗ＲｓｎとコンデンサＣｓｎとから成るスナバ回路を設けている。このようにして、多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップおよび電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。

さらに、スイッチング素子Ｑ１００のスイッチング周波数は、例えば、６０ｋＨｚの固定の周波数であるのに対して、後段のＤＣ／ＤＣコンバータ１１０においては、例えば、電流共振コンバータのようなスイッチング周波数を変化させて出力直流電圧Ｅｏｕｔを一定に保つ定電圧制御方式とするコンバータを採用する場合には、そのスイッチング周波数は８０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの範囲で可変となる。このようにして両者のスイッチングタイミング（クロック）は別個独立であるので、各々のクロックを基準に働く両者のスイッチング動作により、アース電位は干渉しあって不安定になり、例えば異常発振が生じやすくなる。これにより、例えば回路設計が難しいものとなったり、信頼性を劣化させたりするなどの問題も招くことになる。

スイッチング素子Ｑ１００のスイッチング周波数が固定の周波数であるのに対応して、電流共振コンバータの周波数が変化することによって生じる上述した欠点を改善する別のスイッチング電源回路として一個のＤＣ／ＤＣコンバータによって力率改善機能と定電圧機能とを有するスイッチング電源回路が知られている（特許文献２を参照）。

特許文献２に開示された図２９に示すスイッチング電源回路は、１次側が電流共振回路と部分電圧共振回路を備える複合共振コンバータとして構成され、１次側の入力電圧平滑用電界コンデンサに共振パルス電圧を帰還する電圧帰還方式の力率改善回路を備えるものである。

この図２９に示すスイッチング電源回路においては、商用の交流電源ＡＣからの交流電力は、力率改善整流回路２１０内に設けられている４個の高速リカバリ型ダイオード（高速スイッチングダイオード）によって形成される１次側整流素子Ｄｉによって全波整流される。そして、整流出力は、インダクタＬ２１０、３次巻線Ｎ２０３を介して１次側平滑コンデンサＣｉに充電され、整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。

この図２９に示すスイッチング電源回路には、力率改善整流回路２１０の後段として、上述したＤＣ／ＤＣコンバータ１１０と同様な構成を有するＤＣ／ＤＣコンバータが接続されている。

このＤＣ／ＤＣコンバータは、１次側平滑コンデンサＣｉの両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とし、自励方式で動作する２つのバイポーラトランジスタであるスイッチング素子Ｑ２０１、スイッチング素子Ｑ２０２をハーフブリッジ結合している。また、スイッチング素子Ｑ２０１、スイッチング素子Ｑ２０２の各ベース−エミッタ間には各々、ボディダイオードＤＤ１とボディダイオードＤＤ２とが挿入される。

ここで、直列共振コンデンサＣ１と１次巻線Ｎ２０１とは直列に接続されているが、この直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンス及び１次巻線Ｎ２０１によって形成される漏洩インダクタ（リーケージインダク）Ｌ２０１の生じるインダクタンスとにより、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための１次側電流共振回路を形成している。さらに、スイッチング素子Ｑ２０２のコレクタ−エミッタ間に対して並列に部分電圧共振コンデンサＣｐが接続され、この部分電圧共振コンデンサＣｐと１次巻線Ｎ２０１によって発生するリーケージインダクタンスをインダクタンス成分とするインダクタＬ２０１によってスイッチング素子Ｑ２０１、スイッチング素子Ｑ２０２のターンオフ時にのみ電圧共振動作が得られる部分電圧共振回路が形成される。

この力率改善整流回路２１０は、交流入力電力の整流作用を有するとともに、交流電力の入力側からみたＤＣ／ＤＣコンバータの力率を１にちかづける作用、すなわち、力率改善作用を有するものとされる。力率改善整流回路２１０においては、交流ラインに対して、コンデンサＣＮとインダクタＬＮによるノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタが形成される。

３次巻線Ｎ２０３に誘起する電圧は、１次側電流共振コンバータのスイッチング動作に基づいて誘起する電圧であり、１次巻線Ｎ２０１の両端に発生する電圧に３次巻線Ｎ２０３と１次巻線Ｎ２０１の巻数比（Ｎ２０３／Ｎ２０１）を掛けた電圧に相応したパルス電圧である。このパルス電圧が、交流入力電圧ＶＡＣの正負の絶対値が１／２以上の期間にブリッジ整流回路に電圧帰還される。

このように交流入力電圧ＶＡＣの正負の絶対値が１／２以上の期間に、電流Ｉ１によって１次側整流素子Ｄｉをスイッチング動作させることにより、整流出力電圧レベルが１次側平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低い期間にも１次側平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大され、力率改善が図られることになる。

コンバータトランスＰＩＴの２次側に発生する電圧は、高速スイッチングダイオードＤｏ２０１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ２０４によって整流されて、２次側平滑コンデンサＣｏ２０１および２次側平滑コンデンサＣｏ２０２によって平滑されて、出力直流電圧Ｅｏｕｔ１および出力直流電圧Ｅｏｕｔ２を得るようになされている。また、ドライブトランスＰＲＴはスイッチング素子Ｑ２０１およびスイッチング素子Ｑ２０２を駆動するとともに、制御回路２０１によってスイッチング素子周波数を可変制御することにより定電圧制御をおこなうために設けられるものである。

また、上述した図２８に示すコモンモードフィルタは、コモンモードノイズを抑圧するためのフィルタであり、上述した図２８および図２９に示すノーマルモードフィルタはノーマルモードを抑圧するためのフィルタであるが、電子機器において発生するノイズであって電源ラインに悪影響を与える成分としては、ノーマルモードノイズとコモンモードノイズとがあることが広く知られている。ここで、ノーマルモードノイズとは、２本の電源ラインを互いに逆向きに流れるノイズ電流によって生じるノイズであり、コモンモードノイズは、２本の２本の電源ラインを同じ向きに流れるノイズ電流によって生じるノイズである。スイッチング電源回路においては、この両方のノイズ成分は、スイッチング素子がスイッチングして交流電力を回路において取り扱うことから生じるものであるが、いずれのノイズ成分も電源を経由して、他の電子機器に妨害を与えることとなるので、十分に抑圧すべきであることも知られている。
特開平６−３２７２４６号公報 特開２００３−１８９６１６号公報

これまでの説明から分かるように、図２９に示した電源回路は、従来から知られている図２８に示したアクティブフィルタを実装して構成されるスイッチング電源回路に較べて、構成部品の点数も少なく、ソフトスイッチング動作であるので、ノイズの発生はより少ないものである。しかしながら、スイッチング電源回路は、現在では、商用交流電源からの電力で動作するあらゆる電子機器に採用され、それらの機器の中には、装置全体のコストを安価なものとする必要があるものも多く、この観点よりスイッチング電源回路の低価格化が望まれている。

また、図２９に示すスイッチング電源回路においては、負荷電力の減少に伴って力率が低下する。例えば、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖのときにおいて、入力電力が７５Ｗの時の力率は、０．７５程度である。このときの最大負荷時の１５０Ｗのときの力率は０．９である。また、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖのときにおいて、最大負荷時の１５０Ｗのときの力率は０．９５以上となる。しかしながら、力率の改善に伴い電力損失が増加して電力効率は低減する。しかしながら、装置の小型化、環境問題に対する省電力化の要望の観点から電力損失をさらに小さなものとすることに対して、より一層の要求がなされている現状を鑑みる場合には、図２８に示す回路および図２９に示す回路におけるよりも電源効率をより良好なものとすることが望ましい。

さらに、スイッチング電源回路の用途は従来になく拡大しており、例えば、通信機、医療機器等にかかるスイッチング電源が採用されるような傾向があるところから、上述したコモンモードノイズ、ノーマルモードノイズのいずれについても、より、その発生のレベルを抑圧することが望まれている。

本発明は、上述した課題を解決し、従来に較べて、ノイズの発生をより少なくし、より効率の向上を図り、部品点数をより少なくした力率改善機能を有するスイッチング電源回路を提供することを目的とする。

本発明のスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、前記１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路であって、前記１次側整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子と、１次側平滑コンデンサと、を具備し、前記コンバータ部は、１次巻線と、前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線と、前記１次巻線と磁気的に結合される３次巻線と、を有するコンバータトランスと、前記１次側整流平滑部から前記３次巻線を介して供給された前記１次側直流電力を、前記交流電力に変換して前記１次巻線に供給するスイッチング素子と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記２次巻線に接続される２次側整流回路によって出力される出力直流電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、漏れインダクタとして機能する前記１次巻線と直列共振コンデンサとによって形成される直列共振回路と、を具備し、前記２次側整流回路は、前記２次巻線の一方の端子に接続される第１の２次側整流素子と、前記２次巻線の他方の端子に接続される第２の２次側整流素子と、前記第１の２次側整流素子を介して第１磁気エネルギーを蓄え、前記第２の２次側整流素子を介して前記第１磁気エネルギーを放出する第１の２次側インダクタと、前記第２の２次側整流素子を介して第２磁気エネルギーを蓄え、前記第１の２次側整流素子を介して前記第２磁気エネルギーを放出する第２の２次側インダクタと、前記第１の２次側整流素子に流れる電流および前記第２の２次側整流素子に流れる電流を充電するように接続されて前記出力直流電圧を得るようにされた２次側平滑コンデンサと、を有してなり、前記力率改善部は、前記３次巻線に発生する共振パルスを整流できるスイッチング速度を有する前記１次側整流素子の入力側に接続された力率改善用インダクタとコンデンサとの直列回路を具備し、前記コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルとアクロスコンデンサとして機能する前記力率改善部の前記コンデンサと、を具備する。

このスイッチング電源回路は、共振形コンバータの３次巻線で生じる共振パルス電圧を１次側平滑コンデンサに帰還することによって力率を改善する力率改善部を有する。そして、力率改善部を構成する力率改善インダクタおよびコンデンサは１次側整流素子の入力側に配されている。そして、力率改善部のコンデンサはコモンモードフィルタ部のアクロスコンデンサとしても機能するので、良好なる力率改善効果を生じるとともに、部品点数を少なくすることによる電源効率の向上、ノーマルモードノイズとコモンモードノイズの低減が達成される。さらに、２次側の整流回路は、第１の２次側整流素子と、第２の２次側整流素子と、第１の２次側インダクタと、第２の２次側インダクタと、２次側平滑コンデンサと、を有してなるものとされ、第１の２次側インダクタと、第２の２次側インダクタに蓄えられた第１磁気エネルギーおよび第２磁気エネルギーに応じた電流が前記２次側平滑コンデンサに流れるようにして、第１の２次側整流素子および第２の２次側整流素子に流れるピーク電流の値を低減する。

本発明の別のスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、前記１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路であって、前記１次側整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子と、１次側平滑コンデンサと、を具備し、前記コンバータ部は、１次巻線および前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線を有するコンバータトランスと、前記１次側平滑コンデンサからの前記１次側直流電力を前記交流電力に変換して前記１次巻線に供給するスイッチング素子と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記２次巻線に接続される２次側整流回路によって出力される出力直流電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、漏れインダクタとして機能する前記１次巻線と直列共振コンデンサとによって形成される直列共振回路と、を具備し、前記２次側整流回路は、前記２次巻線の一方の端子に接続される第１の２次側整流素子と、前記２次巻線の他方の端子に接続される第２の２次側整流素子と、前記第１の２次側整流素子を介して第１磁気エネルギーを蓄え、前記第２の２次側整流素子を介して前記第１磁気エネルギーを放出する第１の２次側インダクタと、前記第２の２次側整流素子を介して第２磁気エネルギーを蓄え、前記第１の２次側整流素子を介して前記第２磁気エネルギーを放出する第２の２次側インダクタと、前記第１の２次側整流素子に流れる電流および前記第２の２次側整流素子に流れる電流を充電するように接続されて前記出力直流電圧を得るようにされた２次側平滑コンデンサと、を有してなり、前記力率改善部は、第１巻線と第２巻線とが磁気的結合を有して形成される電圧帰還トランスと、前記１次側整流素子の入力側の各々の端子の間に接続されたコンデンサと、を具備し、前記１次側整流素子の出力側の各々の極性端子に前記電圧帰還トランスの前記第１巻線の一方の端子と前記電圧帰還トランスの前記第２巻線の一方の端子とが各々接続され、前記１次側整流素子の出力側のいずれかの極性端子に前記直列共振コンデンサが接続され、前記電圧帰還トランスの前記第１巻線の他方の端子と前記第２巻線の他方の端子との間に前記１次側平滑コンデンサが接続されて形成され、前記コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルとアクロスコンデンサとして機能する前記力率改善部の前記コンデンサと、を具備する。

このスイッチング電源回路は、直列共振コンデンサに流れる共振電流を電圧帰還トランスに流し、さらに、１次側平滑コンデンサに帰還することによって力率を改善する力率改善部を有する。そして、力率改善部が具備するコンデンサは１次側整流素子の入力側に配されている。そして、この力率改善部のコンデンサは、ノーマルモードノイズを抑圧するフィルタとして機能するとともに、コモンモードノイズを抑圧するコモンモードフィルタ部のアクロスコンデンサとしても機能する。このような構成によって良好なる力率改善効果を生じるとともに、部品点数を少なくすることによる電源効率の向上、ノーマルモードノイズとコモンモードノイズの低減を達成する。さらに、２次側の整流回路は、第１の２次側整流素子と、第２の２次側整流素子と、第１の２次側インダクタと、第２の２次側インダクタと、２次側平滑コンデンサと、を有してなるものとされ、第１の２次側インダクタと、第２の２次側インダクタに蓄えられた第１磁気エネルギーおよび第２磁気エネルギーに応じた電流が前記２次側平滑コンデンサに流れるようにして、第１の２次側整流素子および第２の２次側整流素子に流れるピーク電流の値を低減する。

本発明のさらに別のスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、前記１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路であって、前記１次側整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子と、
１次側平滑コンデンサと、を具備し、前記コンバータ部は、１次巻線と、前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線と、を有するコンバータトランスと、前記１次側平滑コンデンサに供給された前記１次側直流電力を、前記交流電力に変換して前記１次巻線に供給するスイッチング素子と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記２次巻線に接続される２次側整流回路によって出力される出力直流電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、漏れインダクタとして機能する前記１次巻線と直列共振コンデンサとによって形成される直列共振回路と、を具備し、前記２次側整流回路は、前記２次巻線の一方の端子に接続される第１の２次側整流素子と、前記２次巻線の他方の端子に接続される第２の２次側整流素子と、前記第１の２次側整流素子を介して第１磁気エネルギーを蓄え、前記第２の２次側整流素子を介して前記第１磁気エネルギーを放出する第１の２次側インダクタと、前記第２の２次側整流素子を介して第２磁気エネルギーを蓄え、前記第１の２次側整流素子を介して前記第２磁気エネルギーを放出する第２の２次側インダクタと、前記第１の２次側整流素子に流れる電流および前記第２の２次側整流素子に流れる電流を充電するように接続されて前記出力直流電圧を得るようにされた２次側平滑コンデンサと、を有してなり、前記力率改善部は、前記直列共振コンデンサが前記１次側整流素子の入力側の一の入力端に接続され、前記１次側整流素子の入力側の各々の端子には磁気的に結合される第１巻線と第２巻線とを有する電圧帰還トランスの出力側の各々の巻線の一端が接続され、前記電圧帰還トランスの入力側の各々の端子にコンデンサが接続され、前記１次側整流素子は前記直列共振コンデンサに流れる共振電流を整流できるスイッチング速度を有するものとされて構成されており、前記コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルと前記コモンモードチョークコイルのアクロスコンデンサとして機能する前記力率改善部の前記コンデンサと、を具備する。

このスイッチング電源回路は、共振形コンバータの共振電流を１次側平滑コンデンサに帰還することによって力率を改善する力率改善部を有する。そして、力率改善部を構成するコモンモードチョークコイルおよびアクロスコンデンサは１次側整流素子の入力側に配されている。そして、力率改善部のアクロスコンデンサはコモンモードフィルタ部のアクロスコンデンサとしても機能するので、良好なる力率改善効果を生じるとともに、部品点数を少なくすることによる電源効率の向上、ノーマルモードノイズとコモンモードノイズの低減が達成される。さらに、２次側の整流回路は、第１の２次側整流素子と、第２の２次側整流素子と、第１の２次側インダクタと、第２の２次側インダクタと、２次側平滑コンデンサと、を有してなるものとされ、第１の２次側インダクタと、第２の２次側インダクタに蓄えられた第１磁気エネルギーおよび第２磁気エネルギーに応じた電流が前記２次側平滑コンデンサに流れるようにして、第１の２次側整流素子および第２の２次側整流素子に流れるピーク電流の値を低減する。

本発明のスイッチング電源回路によれば、従来に較べて、部品点数をより少なくし、ノイズの発生もより少なくし、より効率の改善を図る力率改善機能を有するスイッチング電源回路を提供することができる。

まず、力率改善機能と、定電圧機能とをＤＣ／ＤＣコンバータに持たせたワンコンバータ方式の電源について説明する。

図１にワンコンバータ方式のスイッチング電源回路の一実施形態を示す。図１に示すワンコンバータ方式の電源回路は、１次側電流共振回路と１次側部分電圧共振回路とを組み合わせ、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とが磁気的に疎結合とされるコンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２に接続された全波整流回路から出力直流電圧Ｅｏを得るようにされたＤＣ／ＤＣコンバータである。そしてこのＤＣ／ＤＣコンバータは、いわゆる、複合共振形コンバータとして形成され、定電圧機能を有する。さらに、力率改善回路１０を組み合わせて力率改善機能を有するものである。ここで、疎結合とは、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との磁気的な結合係数が、例えば、０．９から０．７程度の範囲を言うものである。すなわち、結合係数が１以下であるということは、１次巻線Ｎ１には鎖交し２次巻線Ｎ２には鎖交しない磁束が存在し、また、２次巻線Ｎ２には鎖交し１次巻線Ｎ１には鎖交しない磁束が存在するということである。

なお、図１においては、２次側回路としては全波整流を備えるものであるが、これに替えて、２次側回路としては両波整流回路または倍圧整流回路を備えるものとしても良いものである。

図１に示すワンコンバータ方式のスイッチング電源回路におけるＤＣ／ＤＣコンバータ部の説明を簡単にする。

コンバータトランスＰＩＴは、１次側と２次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、複合共振スイッチングコンバータとして機能させるための共振回路の一部を構成するインダクタＬ１としても機能する。ここで、インダクタＬ１は、コンバータトランスＰＩＴのコアに巻回される１次巻線Ｎ１の両端に発生する漏れインダクタンスをそのインダクタンスの値として有するものである。

コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるコアと１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とによって構成されている。このコンバータトランスＰＩＴにおいては１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との磁気的な結合は疎結合とされている。このようにして、大きなインダクタンスの値を漏れインダクタンス成分として得るようにしている。

また、スイッチング素子Ｑ１は、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードＤＤ１を内蔵する。また、スイッチング素子Ｑ２は、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードＤＤ２を内蔵する。このような、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが相補的にスイッチング動作をすることによって、直列共振コンデンサＣ１とインダクタＬ１とによって形成される１次側直列共振回路に直列共振電流を流し、部分電圧共振コンデンサＣｐとインダクタＬ１とによって形成される１次側部分電圧共振回路に部分共振電流を流す。

コンバータトランスＰＩＴの２次側では、１次巻線Ｎ１により誘起された交番電圧に相似した電圧波形が２次巻線Ｎ２に発生する。この２次巻線Ｎ２に対して２次側整流素子Ｄｏを接続している。２次側整流素子Ｄｏの出力側には２次側平滑コンデンサＣｏが接続されている。これにより、２次側平滑コンデンサＣｏの両端から出力直流電圧Ｅｏを得ている。

制御回路１は、入力された出力直流電圧Ｅｏと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力（誤差電圧）を発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２に供給する。発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じて主としてはスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２を駆動する。また、スイッチング周波数とともに一周期におけるスイッチング素子Ｑ１のオンまたはスイッチング素子Ｑ２のオンとなる時間の比率である時比率を変化させるようにしても良い。

このようにしてスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数が可変制御されることにより、この可変制御の周波数に対して１次側直列共振回路のインピーダンスが変化し、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１から２次巻線Ｎ２側に伝送される電力量、また、２次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、出力直流電圧Ｅｏの大きさを基準電圧と一致させる動作が得られることになる。つまり、出力直流電圧Ｅｏの安定化が図られる。ここで、１次側部分電圧共振回路は、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のオンとオフの切り替えのタイミングにおける損失を低減するように作用する。

図１に示すワンコンバータ方式のスイッチング電源回路における力率改善回路１０では、コンバータトランスＰＩＴに設けられた３次巻線Ｎ３の一方の巻端に高速スイッチングダイオードＤ１と力率改善用インダクタＬｏとの直列回路を接続し、３次巻線Ｎ３の他方の巻端と力率改善用インダクタＬｏに接続されない側の高速スイッチングダイオードＤ１の端子との間にノーマルモードのノイズを抑制するためのコンデンサＣＮを接続している。

力率改善回路１０のこのような接続態様によって、３次巻線Ｎ３に発生する共振パルス電圧を１次側平滑コンデンサＣｉに帰還して力率の改善を図っている。このように共振動作に応じて発生する電圧を１次側平滑コンデンサＣｉに帰還して力率を改善する方式を電圧帰還方式の力率改善回路と総称する。

また、図２に示すのは別の方式の力率改善回路１１である。１次側整流素子Ｄｉの交流入力側については、記載を省略したが、図１に示すものと同様な構成を有するものとされている。力率改善回路１１では、直列共振コンデンサＣ１と１次巻線Ｎ１の一端とに対して直列に電圧帰還トランスＶＦＴの第２巻線Ｌｏ’を接続して、電圧帰還トランスＶＦＴの第２巻線Ｌｏ’に１次側直列共振電流を流している。そして、電圧帰還トランスＶＦＴの第２巻線Ｌｏ’に誘起する共振パルス電圧を１次側平滑コンデンサＣｉに帰還して、第１巻線Ｌｏによって１次側整流素子Ｄｉにおける流通角を拡大して力率を改善する電圧帰還方式の力率改善回路である。

また、図３に示すのはさらに別の方式の力率改善回路１２である。力率改善回路１２では、直列共振コンデンサＣ１と１次巻線Ｎ１の一端とが接続される直列回路の一方の側に対して、スイッチング素子Ｑ１とボディダイオードＤＤ１との並列回路とスイッチング素子Ｑ２とボディダイオードＤＤ２との並列回路の接続点を接続し、直列共振コンデンサＣ１と１次巻線Ｎ１の一端とが接続される直列回路の他方の側に対して、力率改善用インダクタＬｏを接続している。そして、力率改善用インダクタＬｏを介して１次側平滑コンデンサＣｉに直列共振電流を流して、力率改善用インダクタＬｏに誘起する共振パルス電圧を１次側平滑コンデンサＣｉに帰還して力率改善を図っている。このようにして、誘起する共振パルス電圧を１次側平滑コンデンサＣｉに帰還して、このときに高速スイッチングダイオードＤ１に流れる電流に対応する電流を交流電源ＡＣ側から流して力率を改善する電力帰還方式の力率改善回路である。

上述した、図１および図３に示すスイッチング電源回路では、力率改善回路１０および力率改善回路１３を構成するための部品は、力率改善用インダクタＬｏ、高速スイッチングダイオードＤ１およびコンデンサＣＮの３点である。また、図２に示すスイッチング電源回路では、力率改善回路１１を構成するための部品は、電圧帰還トランスＶＦＴ、高速スイッチングダイオードＤ１およびコンデンサＣＮの３点である。

図１ないし図３のいずれの回路においても、１次巻線Ｎ１の一端に抵抗Ｒが接続され、抵抗Ｒの両端から１次巻線Ｎ１に流れる電流に応じた信号ＶＯＰが検出されるようになされている。この信号ＶＯＰは、発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２に入力されて、過負荷が生じた場合には１次巻線に流れる電流の値が所定値よりも大きくなることを検出し、これによって過負荷を検出して、スイッチング電源回路の発熱を防止するものである。発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２における発熱の防止回路については、後述する。

図１ないし図３のスイッチング電源回路を代表するものとして、図３に示す力率改善回路１２を備えるスイッチング電源回路について、その特性を説明する。

図４は、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖまたは２３０Ｖの入力電圧条件下において負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から１５０Ｗの範囲での負荷変動に対する力率ＰＦ、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣを示している。実線は交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖのときの特性、破線は交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖのときの特性を各々示すものである。

ここで、高調波歪規制値のクラスＡ規格では交流入力電力が７５Ｗ以上の場合が規制の対象となるものである。したがって、負荷電力Ｐｏの値として、いくぶん余裕をみて、負荷電力Ｐｏが７０Ｗにおいて、力率ＰＦの値を０．７５以上に設定するのが規制をクリアする観点からは望ましいこととなる。このために、図３に示す回路において、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏが７０Ｗのとき力率ＰＦの値を０．７５となるように力率改善用インダクタＬｏの値を設定している。

図４から明らかなように、負荷電力Ｐｏが大きくなる程、力率ＰＦの値は１にちかづき良好なるものになる。このようにして、負荷電力Ｐｏが７０Ｗにおいて、力率ＰＦの値を０．７５以上となるように力率改善用インダクタＬｏの値を設定することによって、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖのときも含めて、高調波歪規制値のクラスＡ規格を満たすこととなる。

上述した条件を満たすように力率改善用インダクタＬｏの値を設定する場合においては、図４から見て取れるように、例えば、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖにおいて、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗである場合には、力率ＰＦの値は０．８９となり、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖにおいて、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗである場合には、力率ＰＦの値は０．９６となる。

ここで、交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値に注目すると、高速スイッチングダイオードＤ１と１次側整流素子ＤｉとＤＣ／ＤＣコンバータとの損失によって効率は１以下となり、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖにおいて、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗである場合には、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９０％となり、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖにおいて、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗである場合には、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９２％となる。

以上述べたように、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路では、高調波歪規制値のクラスＡ規格を満たし、部品点数も背景技術に示すものに較べて大幅に少なくすることができ、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値も良好なものとできる。しかしながら、上述した図１ないし図３に示すスイッチング電源回路を医療機器に用いる場合には、交流電源ＡＣのラインに対する電源妨害である雑音端子電圧の規格は、家庭用の電機機器（家電機器）の規格よりも低レベルであり、さらに、ノイズの発生のレベルを低下させることが望ましい。

上述した、電源妨害、電力変換効率、力率改善について、より良好なる特性を有するのが図５、図１０ないし図１２、図１３、図１７ないし図１９、図２０、図２４ないし図２６の各々に示すスイッチング電源回路である。各々のスイッチング電源回路の細部の説明をする前に、それらに、共通する技術的特徴を以下に簡単に説明する。

図５、図１０ないし図１２、図１３、図１７ないし図１９、図２０、図２４ないし図２６に示すスイッチング電源回路は、いずれも、力率を改善する力率改善部（力率改善回路）と、力率改善部と交流電源との間に介在して、コモンモードノイズを抑圧するコモンモードフィルタ部と、を備えるものである。そして、力率改善部の構成部分とコモンモードフィルタ部の構成部分のコンデンサとを共用して用い、部品点数を減らすものである。また、実施形態によってはノーマルモードノイズを抑圧するためのインダクタとコモンモードチョークコイルとを共用するものである。このように重複した機能を有する共用部品を採用することによって部品点数の削減を図り効率を向上するとともに、これらの部品の高周波特性を良好なるものとして、電源妨害（ノイズ）を抑圧する。

また、２次側の整流回路は、第１の２次側整流素子と、第２の２次側整流素子と、第１の２次側インダクタと、第２の２次側インダクタと、２次側平滑コンデンサと、を有してなるものとされ、第１の２次側インダクタと、第２の２次側インダクタに蓄えられた第１磁気エネルギーおよび第２磁気エネルギーに応じた電流が前記２次側平滑コンデンサに流れるようにして、第１の２次側整流素子および第２の２次側整流素子に流れるピーク電流の値を低減しても同一の電力を負荷側に伝送できるようにする。このようにして、効率のより一層の向上を図るものである。このような回路を倍電流整流回路と称するが、その内容は後述する。

ここで、第１の２次側整流素子および第２の２次側整流素子に生じる電力損失は、順方向損失（整流素子の導通時の損失）とスイッチング損失（整流素子の切断の直後の損失）とに分類される。順方向損失は順方向電圧と順方向電流との積であるが、順方向電圧の値は一定値ではなく、順方向電流が大きくなるほど増加するものである。この性質はダイオードの一般的な性質に基づくものである。このために、ピーク電流の値が大きくなる場合には、整流素子に流れる平均電流に比例する以上の電力損失が生じる。また、スイッチング損失は、整流素子が切断する時点の電流の値が大きい程、大きくなるので、が大きくなる。したがって、第１の２次側整流素子および第２の２次側整流素子に流れるピーク電流の値を小さくすることによって、２次側整流素子に生じる電力損失を小さなものとできる。ここで、第１の２次側インダクタおよび第２の２次側インダクタは、第１の２次側整流素子および第２の２次側整流素子に流れる電流の流通区間を広げ、より長い時間に渡り、第１の２次側整流素子および第２の２次側整流素子を導通状態として、ピーク電流の値を低くして電力損失を抑えるように動作する。

このようにして、上述したように、力率改善部の構成部分とコモンモードフィルタ部の構成部分のコンデンサの機能を重複して奏するコンデンサを用い、実施形態によっては、さらに、ノーマルモードとコモンモードとに対する機能を重複して奏するインダクタを用いて電力損失を低減して、さらに、２次側における電力損失を倍電流整流回路によって低減し、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値を良好なものとするものである。

まず、図５および図１０ないし図１２に示すスイッチング電源回路について説明する。まず、図５に示すスイッチング電源回路の説明後、図５に示すスイッチング電源回路の変形例である図１０ないし図１２に示すスイッチング電源回路について説明する。

図５に示すスイッチング電源回路は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、前記１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部（力率改善回路）と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるものである。

この１次側整流平滑部は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子Ｄｉと、１次側平滑コンデンサＣｉと、を具備する。このスイッチング電源回路では、１次側整流素子Ｄｉは後述する力率改善回路の一部として機能し、１次側整流素子Ｄｉと１次側平滑コンデンサＣｉとは後述する３次巻線Ｎ３を介して接続されている。

また、コンバータ部は、１次巻線Ｎ１と、１次巻線Ｎ１と磁気的に疎結合とされる２次巻線Ｎ２と、１次巻線Ｎ１と磁気的に結合される３次巻線Ｎ３と、を有するコンバータトランスＰＩＴと、１次側整流平滑部から３次巻線Ｎ３を介して供給された１次側直流電力を、交流電力に変換して１次巻線Ｎ１に供給するスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ１と、これらのスイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２と、２次巻線Ｎ２に接続される２次側整流回路によって出力される出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２に供給する制御回路１と、漏れインダクタとして機能する１次巻線Ｎ１と直列共振コンデンサＣ１とによって形成される直列共振回路と、を具備する。

そして、２次側整流回路は、２次巻線Ｎ２の一方の端子に接続される第１の２次側整流素子である高速スイッチングダイオードＤｏ１と、２次巻線Ｎ２の他方の端子に接続される第２の２次側整流素子である高速スイッチングダイオードＤｏ２と、高速スイッチングダイオードＤｏ１を介して磁気エネルギーを蓄え、高速スイッチングダイオードＤｏ２を介してこの磁気エネルギーを放出する第１の２次側インダクタであるインダクタＬｓ１と、高速スイッチングダイオードＤｏ２を介して磁気エネルギーを蓄え、高速スイッチングダイオードＤｏ１を介してこの磁気エネルギーを放出する第２の２次側インダクタであるインダクタＬｓ２と、高速スイッチングダイオードＤｏ１に流れる電流および高速スイッチングダイオードＤｏ２に流れる電流を充電するように接続されて出力直流電圧Ｅｏを得るようにされた２次側平滑コンデンサＣｏと、を有するものである。

このような２次側整流回路の接続態様では、２次巻線Ｎ２からの電圧の極性が高速スイッチングダイオードＤｏ１をオンとする極性である場合には、２次巻線Ｎ２からの電流とインダクタＬｓ２からの電流が加算されて高速スイッチングダイオードＤｏ１を流れ、同一の電力を負荷に供給する場合には、高速スイッチングダイオードＤｏ１に流れるピーク電流の大きさは、インダクタＬｓ２が無い場合に較べて低減する。また、２次巻線Ｎ２からの電圧の極性が高速スイッチングダイオードＤｏ２をオンとする極性である場合には、２次巻線Ｎ２からの電流とインダクタＬｓ１からの電流が加算されて高速スイッチングダイオードＤｏ２を流れ、同一の電力を負荷に供給する場合には、高速スイッチングダイオードＤｏ２に流れるピーク電流の大きさは、インダクタＬｓ１が無い場合に較べて低減する。このような、２次側整流回路の構成態様を倍電流整流回路と称して、以下ではこの用語を用いる。

また、力率改善部は、３次巻線Ｎ３に発生する共振パルスを整流できるスイッチング速度を有するように１次側整流素子Ｄｉを高速スイッチングダイオードのブリッジ接続によって形成する。そして、ブリッジ接続とされた１次側整流素子Ｄｉの入力側に接続された力率改善用インダクタＬｏとコンデンサＣＮＬとの直列回路を具備する。この力率改善用インダクタＬｏとコンデンサＣＮＬとは、１次側整流素子Ｄｉの入力側からみるとローパスフィルタとして機能し、ノーマルモードノイズを抑圧するノーマルモードノイズフィルタとして機能する。

また、前記コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサとして機能するコンデンサＣＮＬと、を具備する。ここで、コンデンサＣＮＬは上述したようにローパスフィルタの一部として作用するとともに、コモンモードフィルタのアクロスコンデンサとしても機能する。すなわち、コンデンサＣＮＬが接続されることによって、コモンモードチョークコイルＣＭＣの両端の電位が同一電位とされ、コモンモードノイズの抑圧の作用が効果的とされる。また、コンデンサＣＮＬの両端に交流電源ＡＣからの交流電圧が印加され１次側整流素子Ｄｉの入力側に交流電力が供給される。

図５に示すスイッチング電源回路の主要部について、より詳細に説明を加える。

交流電力は、１次側整流素子Ｄｉによって全波整流された後、１次側平滑コンデンサＣｉによって、１次側直流電力に変換された電力はコンバータ部に供給されるが、コンバータ部は、いわゆる、ＤＣ／ＤＣコンバータの中でも、共振形コンバータとして構成されており、１次巻線Ｎ１の両端に生じると漏れインダクタＬ１と直列共振コンデンサＣ１とによって直列共振回路が形成されており、この直列共振回路には、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点が接続されており、これによって交流電力が直列共振回路に印加される。このようにして共振形コンバータが構成され、交流電力の周波数に応じて２次巻線Ｎ２に１次巻線Ｎ１から伝送される電力量が変化する。ここで、直列共振回路の共振周波数は、漏れインダクタＬ１のインダクタンスの値と直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値とによって定められるものである。ここで、直列共振コンデンサＣ１の値は、０．０２２μＦ（マイクロ・ファラッド）とした。

漏れインダクタＬ１を発生させるコンバータトランスＰＩＴの構造を以下に説明する。コンバータトランスＰＩＴは、１次側と２次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、インダクタＬ１としても機能する。ここで、インダクタＬ１のインダクタンスは、コンバータトランスＰＩＴによって形成される漏れインダクタンスである。このような漏れインダクタンスをどのようにして生じさせるかについて、図６に示すコンバータトランスＰＩＴの断面図を示して具体的に説明する。

コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。そして、１次側と２次側の巻装部については、相互に独立するようにして分割し、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。そして、１次側の巻装部として１次巻線Ｎ１および３次巻線Ｎ３、２次側の巻装部として２次巻線Ｎ２が巻装されたボビンＢをＥＥ字形コアに取り付けることで、１次巻線Ｎ１および３次巻線Ｎ３が一の領域に巻装され、２次巻線Ｎ２がこの一の領域とは異なる巻装領域に分離され、ＥＥ字形コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにしてコンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。

このＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては、１．０ｍｍのギャップＧを形成する。これによって、１次側と２次側との結合係数ｋの値としては、０．７９を得ている。このようにして、結合係数ｋの値を１よりも小さくする、すなわち、疎結合とすることによって、１次巻線Ｎ１に発生する磁束の一部は２次巻線Ｎ２と鎖交しなくなり、この鎖交しない磁束の効果によってインダクタＬ１を形成して大きなインダクタンスの値を得るようにしている。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１およびＥ型コアＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成している。また、１次巻線Ｎ１の巻数は７５Ｔ（ターン）、２次巻線Ｎ２の巻数は２５Ｔ、３次巻線Ｎ３の巻数は２５Ｔ、コア材は、ＥＥＲ―３５（コア材名称）とした。

このようにして形成された直列共振回路に印加される交流電力の周波数を変化させて、上述したように２次側に伝送される電力量を可変として、よって、出力直流電圧Ｅｏの値を負荷が消費する電力量にかかわらずに一定とできるが、図５に示すスイッチング電源回路では、さらに、部分電圧共振コンデンサＣｐを備えて、部分電圧共振回路を構成した。ここで、部分電圧共振コンデンサＣｐの値は６８０ｐＦとした。このような部分電圧共振回路を備える場合には、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のオン・オフの切り替えによって生じる電力損失を低減する複合共振コンバータが構成される。

スイッチング素子Ｑ１は、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードＤＤ１を内蔵する。また、スイッチング素子Ｑ２は、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードＤＤ２を内蔵する。このような、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが相補的にスイッチング動作をすることによって、部分電圧共振コンデンサＣｐとインダクタＬ１とによって形成される１次側部分電圧共振回路に部分共振電流を流し、直列共振コンデンサＣ１とインダクタＬ１とによって形成される１次側直列共振回路に直列共振電流を流す。

図５に示す力率改善回路１３の構成について説明する。力率改善回路１３は、１次側整流素子Ｄｉとして、図２９に背景技術として示すと同様にして高速スイッチングダイオードＤｉ１ないし高速スイッチングダイオードＤｉ４を用いるものであり、図１ないし図３においては、１次側整流素子Ｄｉとして、低速度の整流ダイオードを用いるものである点において異なる。高速スイッチングダイオードＤｉ１ないし高速スイッチングダイオードＤｉ４は３Ａ／６００Ｖのものが４個、ワンパッケージとされるものを使用した。

また、図５に示す力率改善回路１３では力率改善用インダクタＬｏを交流のライン側、すなわち、１次側整流素子Ｄｉの入力側に接続しており、図１ないし図３においては、力率改善用インダクタＬｏを１次側整流素子Ｄｉの出力側に接続している点において異なる。

また、コンデンサＣＮＬは、１次側整流素子Ｄｉの入力側の一端に接続された力率改善用インダクタＬｏの他端と１次側整流素子Ｄｉの入力側の他端（力率改善用インダクタＬｏの接続されない側の端子）に接続されている。ここで、コンデンサＣＮＬのキャパシタンスの値は１μＦとし、力率改善用インダクタＬｏのインダクタンスの値は２２０μＨとした。

上述した構成を有する力率改善回路では、共振電流である電流Ｉ１の一方向の電流は、コンデンサＣＮＬ、力率改善用インダクタＬｏ、高速スイッチングダイオードＤｉ１、３次巻線Ｎ３、１次側平滑コンデンサＣｉ、高速スイッチングダイオードＤｉ４、コンデンサＣＮＬの順に流れ、電流Ｉ１の他方向の電流は、コンデンサＣＮＬ、高速スイッチングダイオードＤｉ３、３次巻線Ｎ３、１次側平滑コンデンサＣｉ、高速スイッチングダイオードＤｉ２、力率改善用インダクタＬｏ、コンデンサＣＮＬの順に流れる。すなわち、電流Ｉ１の高周波成分はコンデンサＣＮＬに流される。コンデンサＣＮＬは高周波特性が良好なるコンデンサであるので、電流Ｉ１の高周波成分はコンデンサＣＮＬによって短絡されてコンデンサＣＮＬの両端の電圧（ノーマルモードノイズ）は非常に小さいものとなる。また、上述したようにして、１次側平滑コンデンサＣｉに３次巻線に発生する共振パルスに応じた電圧が帰還されることとなる。

ここで、コンデンサＣＮＬは、図１ないし図３に示すアクロスコンデンサＣＬ２と同じ位置、すなわち、コモンモードチョークコイルＣＭＣの両端の間に配置されたアクロスコンデンサとしても機能してコモンモードノイズを抑圧する作用も同時におこなう。このような構成を採用することによって、図１ないし図３に示すコモンモードノイズの発生を抑圧するアクロスコンデンサＣＬ１およびアクロスコンデンサＣＬ２と、図１ないし図３に示すノーマルモードノイズの発生を抑圧するコンデンサＣＮとの２個のコンデンサの各々が奏する作用を１個のコンデンサであるコンデンサＣＮＬによって奏することができる。

すなわち、図５に示す力率改善回路１３を有するスイッチング電源回路では、交流ライン側、すなわち、１次側整流素子Ｄｉの入力側に力率改善用インダクタＬｏとコンデンサＣＮとを備えることによって、少ない部品の点数で、コモンモードノイズを抑圧するコモンモードフィルタとノーマルモードノイズを抑圧するノーマルモードフィルタとの両方の特性を呈する回路構成を実現することができる。これによって、回路の簡略化、部品の低減によるコストの低価格化が可能となる。

コストの低価格化が可能となる大きな理由は以下に述べるものである。まず、コモンモードチョークコイルＣＭＣの両端の間に配置されたアクロスコンデンサに対しては、耐圧に対する要求が厳格であり、また、このようなアクロスコンデンサの高周波特性が良好でない場合には、コモンモードノイズを抑圧する作用が十分得られないところから、高周波特性が良好であるコンデンサがアクロスコンデンサとしの特性として要求されるので、価格も高価なものになりがちであった。一方、高速スイッチングダイオードＤｉ１ないし高速スイッチングダイオードＤｉ４の４つの高速スイッチングダイオードの中の２つ高速スイッチングダイオードと力率改善用インダクタＬｏに流れる電流Ｉ１の高周波成分を抑圧するノーマルモードフィルタに用いるコンデンサの高周波特性は良好なるものでなければならず、同様に高価なものになりがちであった。図５に示す力率改善回路１３では、このような高価なコンデンサを一つにすることができるので装置の低価格化が実現できる。

コンバータトランスＰＩＴの２次側では、１次巻線Ｎ１により誘起された交番電圧に相似した電圧波形が２次巻線Ｎ２に発生する。この２次巻線Ｎ２に対して、倍電流整流回路を接続している。倍電流整流回路は以下のように作用する。

一方の極性の電圧が２次巻線Ｎ２に発生する場合には、２次巻線Ｎ２を流れる電流は、高速スイッチングダイオードＤｏ１を通過し、２次側平滑コンデンサＣｏを充電するように通過し、インダクタＬｓ１を通過する。このときに、インダクタＬｓ１には磁気エネルギーが蓄えられる。また、高速スイッチングダイオードＤｏ１には前の周期において、インダクタＬｓ２に蓄えられた磁気エネルギーを放出するための電流が重畳して流れる。

他方の極性の電圧が２次巻線Ｎ２に発生する場合には、２次巻線Ｎ２を流れる電流は、高速スイッチングダイオードＤｏ２を通過し、２次側平滑コンデンサＣｏを充電するように通過し、インダクタＬｓ２を通過する。このときに、インダクタＬｓ２には磁気エネルギーが蓄えられる。また、高速スイッチングダイオードＤｏ２には前の周期において、インダクタＬｓ１に蓄えられた磁気エネルギーを放出するための電流が重畳して流れる。

ここで、出力直流電圧Ｅｏは、高速スイッチングダイオードＤｏ１および高速スイッチングダイオードＤｏ２を流れる電流によって充電された２次側平滑コンデンサＣｏの両端の電圧として得られる。高速スイッチングダイオードＤｏ１および高速スイッチングダイオードＤｏ２に流れる電流に注目すれば、この電流によって２次側平滑コンデンサＣｏの両端の電圧が得られるのであるから、この電流の時間積分をした量である電荷量Ｃ（クーロン）の単位時間の移動量が負荷に供給される電力量Ｗ（ワット）と等価となる。

ここで、同じ電荷量Ｃを得る場合に、高速スイッチングダイオードＤｏ１に流れる電流のピーク値が抑えられてなるべく均一である方が、ダイオードの順方向電圧の降下が少なくなるので、高速スイッチングダイオードＤｏ１における電力損失は少なくなる。すなわち、インダクタＬｓ１が無い場合には、２次側整流回路は、通常のコンデンサインプット型の整流回路となる。この場合には、２次巻線Ｎ２に発生する漏れインダクタＬ２の影響で高速スイッチングダイオードＤｏ１に流れる電流の流通角は若干広がるものの、コンデンサインプット型整流回路の特性から流通角は狭いものとなる。

一方、インダクタＬｓ２が有る場合には、インダクタＬｓ２に蓄積された磁気エネルギーに応じた電流が加算され、この電流は、高速スイッチングダイオードＤｏ１がオンとなった直後の２次巻線Ｎ２からの電流が流れ難い時間において、大きな電流値を採ることとなる。インダクタＬｓ２のインダクタンスの値を適切に選べば、高速スイッチングダイオードＤｏ１に流れる電流を連続とすることもできる。かくして、高速スイッチングダイオードＤｏ１に流れる電流のピーク値が抑えられ、結果として高速スイッチングダイオードＤｏ１に発生する損失は小さいものとなる。ここで、インダクタＬｓ２のインダクタンスの値は５５μＨとした。

同様に、インダクタＬｓ１が有る場合には、インダクタＬｓ１に蓄積された磁気エネルギーに応じた電流が加算され、この電流は、高速スイッチングダイオードＤｏ２がオンとなった直後の２次巻線Ｎ２からの電流が流れ難い時間において、大きな電流値を採ることとなる。インダクタＬｓ１のインダクタンスの値を適切に選べば、高速スイッチングダイオードＤｏ２に流れる電流を連続とすることもできる。かくして、高速スイッチングダイオードＤｏ１に流れる電流のピーク値が抑えられ、結果として高速スイッチングダイオードＤｏ１に発生する損失は小さいものとなる。ここで、インダクタＬｓ２のインダクタンスの値は５５μＨとした。

制御回路１は、入力された出力直流電圧Ｅｏと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力を発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２に供給する。発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じて主としてはスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２を駆動する。また、スイッチング周波数とともに一周期におけるスイッチング素子Ｑ１のオンまたはスイッチング素子Ｑ２のオンとなる時間の比率である時比率を変化させるようにしても良い。

このようにしてスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数が可変制御されることにより、スイッチング周波数に応じて１次側直列共振回路のインピーダンスが変化し、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１から２次巻線Ｎ２側に伝送される電力量、また、２次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、出力直流電圧Ｅｏの大きさを基準電圧と一致させる動作が得られることになる。つまり、出力直流電圧Ｅｏの安定化が図られる。ここで、１次側部分電圧共振回路は、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のオンとオフの切り替えのタイミングにおける損失を低減するように作用する。

力率改善回路１３の具体的な定数について以下にまとめる。上述したように、力率改善用インダクタＬｏのインダクタンスの値は２２０μＨとし、１次側整流素子Ｄｉはいずれも高速ダイオードである３Ａ／６００Ｖの仕様のものを４個用い、コンデンサＣＮＬの値は１μＦとした。

図５に示すスイッチング電源回路の要部の動作波形を図７および図８に示し、図５に示すスイッチング電源回路によって得られる特性の測定データを図９に示す。

図７は、交流入力電圧１００Ｖ、最大負荷電力である負荷電力Ｐｏが１５０Ｗにおける主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流入力電圧ＶＡＣ（図５を参照）、交流入力電流ＩＡＣ（図５を参照）、電圧Ｖ１（図５を参照）、電流Ｉ１（図５を参照）、電圧Ｖ２（図５を参照）、電流Ｉ２（図５を参照）の各々を示す。図７の電圧Ｖ１、電流Ｉ１、電圧Ｖ２、および電流Ｉ２の縦線を施した部分の各々は、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周期と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。

図７の交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係を見ると、交流入力電流ＩＡＣの流れる期間である流通角は、力率改善回路１３を設けることがない場合に較べて拡大している。すなわち、図５において、力率改善用インダクタＬｏおよび３次巻線Ｎ３を備えることがない場合、すなわち、図示しないが、１次側整流素子Ｄｉの出力側の端子に１次側平滑コンデンサＣｉを直接に接続する場合には、図７の交流入力電圧ＶＡＣのピーク電圧付近でのみパルス状に交流入力電流ＩＡＣが流れることとなる。一方、図５に示す力率改善回路１３を設ける場合においてはこのようなことはなく、交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係は略相似形となっている。

また、図８は、交流入力電圧２３０Ｖ、最大負荷電力である負荷電力Ｐｏが１５０Ｗにおける主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流入力電圧ＶＡＣ（図５を参照）、交流入力電流ＩＡＣ（図５を参照）、電圧Ｖ１（図５を参照）、電流Ｉ１（図５を参照）、電圧Ｖ２（図５を参照）、電流Ｉ２（図５を参照）の各々を示す。図７の電圧Ｖ１、電流Ｉ１、電圧Ｖ２、および電流Ｉ２の縦線を施した部分の各々は、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周期と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。図８に示す交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係から明らかなように、交流入力電圧２３０Ｖにおいても、交流入力電流ＩＡＣの流通角は拡大して、交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係は略相似形となっている。

図９は、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖまたは２３０Ｖの入力電圧の条件下において負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から１５０Ｗの範囲での負荷変動に対する整流平滑電圧Ｅｉ、力率ＰＦ、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣを示している。実線は交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの特性、破線は交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの特性を示すものである。

図９から読み取れる代表特性の一部を紹介する。３次巻線Ｎ３と力率改善用インダクタＬｏとの値を適切に設定することによって、広範囲な負荷変動の範囲で良好なる力率ＰＦの特性を有することができるものとなる。例えば、図９に示すように、負荷電力Ｐｏの値については、無負荷から最大負荷である１５０Ｗの範囲の中間点で最良となるように設定する場合に広範囲な負荷変動に対して良好なる力率ＰＦの値を有することができる。例えば、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合には、負荷電力Ｐｏの値として６０Ｗ付近における力率ＰＦを最良値とし、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合には、負荷電力Ｐｏの値として１００Ｗ付近における力率ＰＦを最良値とした。

また、図９においては、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値としては、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合で、出力直流電圧Ｅｏの値が４８Ｖ、負荷電力Ｐｏの値が最大負荷の１５０Ｗのときに９１．７％であり、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合で、出力直流電圧Ｅｏの値が４８Ｖ、負荷電力Ｐｏの値が最大負荷の１５０Ｗのときに９４．１％であった。この値は、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路よりも、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値が向上している。これは、ダイオードに流れる電流が通過する経路に存在するダイオードの個数を減らし、高周波電流が流れるコンデンサの個数を減らす等によって部品点数を減らしたことによって得られる効果、すなわち、力率改善回路１３の構成態様として、力率改善用インダクタＬｏをＡＣライン側に挿入することによって得られる効果と、２次側の整流回路を倍電流整流回路とすることによって得られた効果を併せた効果である。

また、図５のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまり、図２８に示すアクティブフィルタは、スイッチング素子Ｑ１００と、これらを駆動するための乗算器１１１等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、実施形態のスイッチング電源回路においては、力率改善のために必要な追加部品として、コンデンサＣＮＬ、力率改善用インダクタＬｏおよび１次側整流素子Ｄｉとして高速整流素子を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば部品点数を少ないものとすることができる。

また、図２９に示すスイッチング回路と比較した場合には、ノイズの低減効果は極めて良好であり、さらに、図１ないし図３に示すスイッチングに較べてもノイズの低減効果を極めて良好とするとともに、部品点数を少なくして低コストなものとすることができる。

また、図５のスイッチング電源回路では、複合共振形のコンバータ部および力率改善部の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図２８に示したアクティブフィルタを用いる回路と比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。

また、２次側の高速スイッチングダイオードである高速スイッチングダイオードＤｏ１および高速スイッチングダイオードＤｏ２、高速スイッチングダイオードＤｉ１ないし高速スイッチングダイオードＤｉ４などもスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２に同期してスイッチングの動作をするものである。したがって、アース電位としては、図２８のスイッチング電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。

さらに、また、２次側整流回路として、倍電流整流回路を採用することによって、２次側の整流素子である高速スイッチングダイオードＤｏ１および高速スイッチングダイオードＤｏ２の各々の流通角が広がり、パルス状の電流波形から緩やかに電流の値が変化する脈動する電流波形に変化し、含まれる高調波成分のレベルも低減することとなる。かくして、これらの高速スイッチングダイオードから発生するスイッチングノイズも低減することとなって、ノイズ特性がより改善される。

また、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路では、１次側整流素子Ｄｉの中の２個の整流ダイオードおよび高速スイッチングダイオードＤ１を合わせた３個のダイオードに高周波の電流および整流電流が流れ、これによって生じる順方向電力損失およびスイッチング損失が電力損失となったが、図５に示すスイッチング電源回路では、高周波の電流および整流電流が流れるダイオードの数を２個としてダイオードにおける電力損失を減らしている。さらに、図１ないし図３においては、交流電流が、アクロスコンデンサＣＬ１、アクロスコンデンサＣＬ２、コンデンサＣＮの３個に流れるのに対して、図５では、アクロスコンデンサＣＬとコンデンサＣＮＬとの２個に流れるようにして、高周波電流が流れるコンデンサの数を減らし、結果としてコンデンサにおける電力損失を減らしている。

このようにして、ダイオードとコンデンサにおける電力損失を低減することに併せて、２次側の整流回路として倍電流整流回路を採用することによって、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路に較べて図５に示すスイッチング電源回路では、最大負荷である負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗにおいて、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合で、２．１％程度の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値の改善がなされた。

また、力率改善用インダクタＬｏの値と３次巻線Ｎ３の巻数の選定によって、中間負荷時（負荷電力Ｐｏの値が無負荷と最大負荷との間の値を言う）における力率ＰＦの値を最良のものとして、力率ＰＦを広範囲に良好なるものとすることができ、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合および交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合のいずれにおいても最大負荷時の力率ＰＦを同程度にすることができる。

図２９、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路との比較においては、力率改善用インダクタＬｏを交流電源ライン側（１次側整流素子Ｄｉの入力側）に挿入してノーマルモードノイズが大幅に低減できた。

さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータに追加する力率改善のための追加の部品の点数は、図５に示す力率改善回路１３においては、力率改善用インダクタＬｏの１点であり、部品点数を削減することができる。

図５に示すスイッチング電源回路の力率改善回路１３の変形例を図１０の力率改善回路１４、図１１の力率改善回路１５、図１２の力率改善回路１６として各々示す。図１０および図１１に図示した部分以外は、図５に示すと同様の構成を採用するものである。図１０および図１１においては、図５と同様にして、３次巻線Ｎ３および１次側平滑コンデンサＣｉの接続点にはスイッチング素子Ｑ１のドレイン側が接続され、１次巻線Ｎ１には直列共振コンデンサＣ１が接続されているが、その記載が省略されている。また、発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２および制御回路１が省略され、発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２および制御回路１については、図５に示すと同様の接続態様となされている。また、図１２においては、２次側回路も省略されているが、２次側回路についても図５に示すと同様である。

図１０に示す力率改善回路１４においては、コンデンサＣＮＬに替えてコンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２の直列接続回路を採用している。ここで、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２は、図１ないし図３に示すアクロスコンデンサＣＬ２と同じ位置、すなわち、コモンモードチョークコイルＣＭＣの両端の間に配置されたアクロスコンデンサとしても機能してコモンモードノイズを抑圧する作用も同時におこなう。そして、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２の接続点は１次側の基準電位となる１次側接地点に接続されているので、図５に示すような力率改善回路１３で採用する回路構成と較べた場合にコモンモードノイズの低減効果はさらに良好となる。

すなわち、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２の接続点は高周波的には接地電位とされ、この接続点を接地しない場合に較べて、コモンモードノイズの発生のレベルが低いものとされている。それに加えて、コンデンサＣＮＬのみを設ける場合と同様に、コモンモードチョークコイルＣＭＣの出力側の２本のライン間の高周波の電位を同一として、コモンモードチョークコイルＣＭＣの作用を効果的にしている。

図１１に示す力率改善回路１５においては、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２に加えてコンデンサＣＮＬを有するので、コンデンサＣＮＬがない場合に較べてノーマルモードノイズの発生はさらに少ないものとなる。さらに、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２の接続点を高周波的に接地電位とすることによって上述したようにコモンモードノイズの抑圧の効果は良好なるものとなる。また、コンデンサＣＮＬはコモンモードチョークコイルＣＭＣの出力側の両方の極性の端子間の電圧を同一として、コモンモードチョークコイルＣＭＣのコモンモード抑圧の作用をより効果的なものとする。

図１２に示すスイッチング電源回路においては、図５と同様の構成を有する、発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２および制御回路１の記載が省略され、図５に示すと同様の接続態様となされている２次側回路の記載も省略されている。図１２に示すスイッチング電源回路と図５に示すスイッチング電源回路とは、１次側整流平滑部から３次巻線Ｎ３を介して１次側直流電力をスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２に供給する点については、異なる点はないが、図１２に示すスイッチング電源回路では、１次側整流素子Ｄｉの負極性側を３次巻線Ｎ３に接続し、正極側を１次側平滑コンデンサＣｉに接続するのに対して、図５に示すスイッチング電源回路は、１次側整流素子Ｄｉの正極側が３次巻線Ｎ３を介して１次側平滑コンデンサＣｉに接続されている点で異なるものである。このような違いがあるものの、３次巻線Ｎ３に発生する共振パルスに応じた電圧を１次側平滑コンデンサＣｉに帰還する点において同様な作用を奏するものである。

また、図１２に示すスイッチング電源回路においては、インダクタＬｏに替えて、インダクタＬｏ１とインダクタＬｏ２の２個のインダクタを用いるが、インダクタＬｏ１とインダクタＬｏ２とはノーマルモードを抑圧するインダクタとして、直列に接続されており、その作用は１個のインダクタＬｏを用いる場合と異なる点はない。

図１３および図１７ないし図１９に示すスイッチング電源回路について説明する。まず、図１３に示すスイッチング電源回路の説明後、図１３に示すスイッチング電源回路の変形例である図１７ないし図１９に示すスイッチング電源回路について説明する。

図１３に示すスイッチング電源回路は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、この１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部（力率改善回路）と、この力率改善部と交流電源ＡＣとの間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路である。

１次側整流平滑部は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子Ｄｉと、１次側平滑コンデンサＣｉと、を具備している。

また、このコンバータ部は、１次巻線Ｎ１およびこの１次巻線Ｎ１と磁気的に疎結合とされる２次巻線Ｎ２を有するコンバータトランスＰＩＴと、１次側平滑コンデンサＣｉからの１次側直流電力を交流電力に変換して１次巻線Ｎ１に供給するスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２と、これらのスイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２と、２次巻線Ｎ２に接続される２次側整流回路によって出力される出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２に供給する制御回路１と、漏れインダクタとして機能する１次巻線Ｎ１と直列共振コンデンサＣ１とによって形成される直列共振回路と、を具備する。

そして、２次側整流回路は、２次巻線Ｎ２の一方の端子に接続される第１の２次側整流素子である高速スイッチングダイオードＤｏ１と、２次巻線Ｎ２の他方の端子に接続される第２の２次側整流素子である高速スイッチングダイオードＤｏ２と、高速スイッチングダイオードＤｏ１を介して磁気エネルギーを蓄え、高速スイッチングダイオードＤｏ２を介してこの磁気エネルギーを放出する第１の２次側インダクタであるインダクタＬｓ１と、高速スイッチングダイオードＤｏ２を介して磁気エネルギーを蓄え、高速スイッチングダイオードＤｏ１を介してこの磁気エネルギーを放出する第２の２次側インダクタであるインダクタＬｓ２と、高速スイッチングダイオードＤｏ１に流れる電流および高速スイッチングダイオードＤｏ２に流れる電流を充電するように接続されて出力直流電圧Ｅｏを得るようにされた２次側平滑コンデンサＣｏと、を有する倍電流整流回路である。この２次側整流回路については、図５において説明したものと変わるところがないものである。

また、力率改善回路１７は、第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’とが磁気的結合を有して形成される電圧帰還トランスＶＦＴを具備する。また、１次側整流素子Ｄｉの入力側である、高速スイッチングダイオードＤｉ１のアノードと高速スイッチングダイオードＤｉ２のカソードとの接続点および高速スイッチングダイオードＤｉ３のアノードと高速スイッチングダイオードＤｉ４のカソードとの接続点の、各々の端子の間に接続されたコンデンサＣＮＬを具備する。そして、１次側整流素子Ｄｉの出力側である、高速スイッチングダイオードＤｉ１のカソードと高速スイッチングダイオードＤｉ３のカソードとの接続点である正極性端子および高速スイッチングダイオードＤｉ２のアノードと高速スイッチングダイオードＤｉ４のアノードとの接続点である負極性端子の各々の極性端子に電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏの一方の端子と第２巻線Ｌｏ’の一方の端子とが各々接続されている。また、１次側整流素子Ｄｉの出力側の正極性端子または負極性端子のいずれかの極性端子である負極性端子に直列共振コンデンサＣ１が接続され、電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏの他方の端子と第２巻線Ｌｏ’の他方の端子との間に１次側平滑コンデンサＣｉが接続されている。

コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサとして機能する力率改善部のコンデンサＣＮＬと、を具備する。このコモンモードフィルタ部については、図５において説明したものと変わるところがないものである。

図１３に示すスイッチング電源回路において、図５に示すスイッチング電源回路におけると、その構成および作用が共通する部分には同一の符号を付して説明を省略し、図１３に示すスイッチング電源回路の特徴部分である力率改善回路を中心として以下に説明をする。

電圧帰還トランスＶＦＴについて説明する。電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’とは結合係数ｋを有して磁気的結合されている。第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’との磁気結合の結合係数の値をｋとする場合で、第１巻線Ｌｏによって構成されるインダクタＬｏのインダクタンスの値をＬｏとし、第２巻線Ｌｏ’によって構成されるインダクタＬｏ’のインダクタンスの値をＬｏ’とし、減極性の場合には、その合成のインダクタンスＬＮｋの値は、（式１）で表されるものとなる。なお、第１巻線Ｌｏの生じるインダクタンスの測定においては第２巻線Ｌｏ’の両端を解放とし、第２巻線Ｌｏ’の生じるインダクタンスの測定においては第１巻線Ｌｏの両端を解放とする。また、（式１）では第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’の巻数とを等しくして、インダクタンスＬｏとインダクタンスＬｏ’との値は等しいものとされている。

ＬＮｋ＝２×Ｌｏ×（１−ｋ）・・・・（式１）

ここで、ｋ＝１であれば、インダクタンスＬＮｋの値は０となる。ｋの値が１にちかい密結合として電圧帰還トランスＶＦＴを構成する場合の構成例としては、例えば、コアにギャップを設けることなく、第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’とを近接して配置することによって磁気的結合度を１にちかづけることができる。また、疎結合とする場合の構成例は、第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’との両方に共通に鎖交する磁束の量を減らすために、両方の巻線コイルを離間させるようにしても良く、または、両方の巻線の間にギャップを設けて、そのギャップから磁束を漏らして、両者の鎖交磁束の量を減らす構造としても良いものである。

また、加極性の場合には、その合成のインダクタンスＬＮｋの値は、（式２）で表されるものとなる。

ＬＮｋ＝２×Ｌｏ×（１＋ｋ）・・・・（式２）

図１３、図１７および図１８に示すスイッチング電源回路おいては、電圧帰還トランスＶＦＴは加極性となるように接続され、図１９に示すスイッチング電源回路においては、電圧帰還トランスＶＦＴは減極性となるように接続されている。

ここで、力率改善回路における電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’との巻線方向の関係と流れる電流の方向とによって加極性となるか減極性となるかは決定される。図１３、図１７および図１８に示すスイッチング電源回路おいては、電圧帰還トランスＶＦＴに黒丸（●）を付した巻線端が巻線の巻始めを表すものとされ、この場合の巻線方向は同一方向である。すなわち、第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’とのいずれの巻線に対しても、黒丸を付した巻線端から電流が流入する場合に磁束が加算される加極性となるものである。

図１３に示すスイッチング電源の各部の具体的な定数について以下に説明する。コンバータトランスＰＩＴのフェライト材はＥＥＲ−３５とし、そのギャップＧの値は１ｍｍとした。１次巻線Ｎ１は７０Ｔとし、２次巻線Ｎ２は２５Ｔとした。また１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との結合係数ｋの値は０．７９とした。また、直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値は０．０２７μＦ、部分電圧共振コンデンサＣｐのキャパシタンスの値は６８０ｐＦとした。２次側整流回路に用いられるインダクタＬｓ１およびインダクタＬｓ２のインダクタンスの値は各々３５μＨとした。

力率改善回路１７の具体的な定数は以下のように設定した。電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏの有するインダクタンスの値は７５μＨとした。なお、第１巻線Ｌｏの有するインダクタンスの値を測定するに際しては、第２巻線Ｌｏ’は解放状態とした。また、電圧帰還トランスＶＦＴ第２巻線Ｌｏ’の有するインダクタンスの値は７５μＨとした。なお、第２巻線Ｌｏ’の有するインダクタンスの値を測定するに際しては、第1巻線Ｌｏは解放状態とした。１次側整流素子Ｄｉは３Ａ／６００Ｖの仕様のものを４個用い（ワンパッケージ品）、いずれも高速ダイオードである。コンデンサＣＮＬの値は１μＦ（マイクロ・ファラッド）とした。

力率改善回路１７の作用を説明する。１次側整流素子Ｄｉの出力側の負極性端子に電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏが接続され、１次側整流素子Ｄｉの出力側の正極性端子に電圧帰還トランスＶＦＴの第２巻線Ｌｏ’が接続されている。また、直列共振コンデンサＣ１は第１巻線Ｌｏと１次側整流素子Ｄｉの出力側の負極性端子とに接続されている。ここで、１次側平滑コンデンサＣｉのキャパンスは大きく、共振電流の流れる経路にローインピーダンスとして挿入されているので、共振電流に対しては、加極性のインダクタンスとして作用する。すなわち、電圧帰還トランスＶＦＴの有するこのインダクタンスとコンデンサＣＮＬでローパスフィルタを構成して、ノーマルモードノイズを抑圧する効果を生じる。

コンデンサＣＮＬ、高速スイッチングダイオードＤｉ１、第２巻線Ｌｏ’、１次側平滑コンデンサＣｉ、第１巻線Ｌｏ、高速スイッチングダイオードＤｉ４、コンデンサＣＮＬの経路およびコンデンサＣＮＬ、高速スイッチングダイオードＤｉ３、第２巻線Ｌｏ’、１次側平滑コンデンサＣｉ、第１巻線Ｌｏ、高速スイッチングダイオードＤｉ２、コンデンサＣＮＬの経路を流れるスイッチングによって生じた電流Ｉ１で発生するノーマルモードノイズの発生レベルが低下する。

ここで、コンデンサＣＮＬは、図１ないし図３に示すアクロスコンデンサＣＬ２と同じ位置、すなわち、コモンモードチョークコイルＣＭＣの両端の間に配置されたアクロスコンデンサとしても機能してコモンモードノイズを抑圧する作用も同時におこなう。すなわち、図１ないし図３に示すコンデンサＣＮはノーマルモードフィルタの一部として機能するのに対して、図１３に示すコンデンサＣＮＬはノーマルモードフィルタおよびコモンモードフィルタの両者の一部として機能する。このような構成を採用することによって、図１ないし図３に示すコモンモードノイズの発生を抑圧するアクロスコンデンサＣＬ１と、ノーマルモードノイズの発生を抑圧するコンデンサＣＮとの２個のコンデンサの各々が奏する作用を１個のコンデンサであるコンデンサＣＮＬによって奏することができる。

すなわち、図１３に示す力率改善回路１７を有するスイッチング電源回路では、交流ライン側、１次側整流素子Ｄｉの入力側にコンデンサＣＮＬを備え、１次側整流素子Ｄｉの出力側に電圧帰還トランスＶＦＴを備えることによって、少ない部品の点数で、コモンモードノイズを抑圧するコモンモードフィルタとノーマルモードノイズを抑圧するノーマルモードフィルタとの両方を実現することができる。これによって、回路の簡略化、部品の低減によるコストの低価格化を可能とすることができる。

また、このような高周波電流が流れるコンデンサにおいては誘電体損失が大きな損失の要素となり、高周波電流が流れるコンデンサの数が多くなる程スイッチング電源回路における損失は増加する傾向となる。したがって、上述したように、コンデンサの高周波特性を良好となし、さらに、スイッチング電源回路で採用するコンデンサの数を少なくすることによって、効率の改善を図ることができる。

図１３に示すスイッチング電源回路の要部の動作波形を図１４および図１５に示し、図１３に示すスイッチング電源回路によって得られる特性の測定データを図１６に示す。

図１４は、交流入力電圧１００Ｖ、負荷電力Ｐｏが最大負荷電力である１５０Ｗにおける主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流入力電圧ＶＡＣ（図１３を参照）、交流入力電流ＩＡＣ（図１３を参照）、電圧Ｖ１（図１３を参照）、電流Ｉ１（図１３を参照）、電圧Ｖ２（図１３を参照）、電流Ｉ２（図１３を参照）の各々を示す。図１３の電圧Ｖ１、電流Ｉ１、電圧Ｖ２、および電流Ｉ２の縦線を施した部分の各々は、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周期と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。

図１３の交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係を見ると、交流入力電流ＩＡＣの流れる期間である流通角は、力率改善回路１７を設けることがない場合に較べて拡大している。すなわち、図１３において、電圧帰還トランスＶＦＴを備えることがない場合、すなわち、図示しないが、１次側整流素子Ｄｉの出力側の端子に１次側平滑コンデンサＣｉを直接に接続する場合には、図１４の交流入力電圧ＶＡＣのピーク電圧付近でのみパルス状に交流入力電流ＩＡＣが流れることとなる。一方、図１３に示す力率改善回路１７を設ける場合においてはこのようなことはなく、交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係は図１４に示すごとく略相似形となっている。

また、図１５は、交流入力電圧２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏが最大負荷電力である１５０Ｗにおける主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流入力電圧ＶＡＣ（図１３を参照）、交流入力電流ＩＡＣ（図１３を参照）、電圧Ｖ１（図１３を参照）、電流Ｉ１（図１３を参照）、電圧Ｖ２（図１３を参照）、電流Ｉ２（図１３を参照）の各々を示す。図１５の電圧Ｖ１、電流Ｉ１、電圧Ｖ２、および電流Ｉ２の縦線を施した部分の各々は、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周期と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。図１５に示す交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係から明らかなように、交流入力電圧２３０Ｖにおいても、交流入力電流ＩＡＣの流通角は拡大して、交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係は略相似形となっている。

図１６は、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖまたは２３０Ｖの入力電圧条件下において負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から１５０Ｗの範囲での負荷変動に対する整流平滑電圧Ｅｉ、力率ＰＦ、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣを示している。実線は交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの特性、破線は交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの特性を示すものである。

図１６から読み取れる代表特性の一部を紹介する。電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’の巻線比を適切に設定することによって、広範囲な負荷変動の範囲で良好なる力率ＰＦの特性を有することができるものとなる。例えば、図１６に示すように、負荷電力Ｐｏの値については、無負荷から最大負荷である１５０Ｗの範囲の中間点で最良となるように設定する場合に広範囲な負荷変動に対して良好なる力率ＰＦの値を有することができる。例えば、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合には、負荷電力Ｐｏの値として６０Ｗ付近における力率ＰＦを最良値とし、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合には、負荷電力Ｐｏの値として１００Ｗ付近における力率ＰＦを最良値とした。さらに、１次巻線Ｎ１の巻数を選択することによって、さらに広範囲な範囲において、力率ＰＦが最良値となる負荷電力Ｐｏの値を設定することができるものとなる。

このように電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’の巻線比を適切に設定して、交流入力電圧ＶＡＣの値として８５Ｖから２６４Ｖの範囲で測定したときに、図１６に示すように、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値としては、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合で、負荷電力Ｐｏの値が最大負荷の１５０Ｗのときに９２％とし、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合で、負荷電力Ｐｏの値が最大負荷の１５０Ｗのときに９４％とすることができた。このように、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路よりも、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値が向上している。これは、ダイオードに流れる電流が通過する経路に存在するダイオードの個数を減らし、高周波電流が流れるコンデンサの個数を減らし、また、２次側の整流回路として倍電流整流回路を採用して２次側整流素子における電力損失を減らしたことによっている。それに加えて、さらに、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路では、１次側整流素子Ｄｉの中の２個の整流ダイオードおよび高速スイッチングダイオードＤ１を合わせた３個のダイオードに高周波の電流および整流電流が流れ、これによって生じる順方向電力損失およびスイッチング損失が電力損失となったが、図１３に示すスイッチング電源回路では、高周波の電流および整流電流が流れるダイオードの数を２個として、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗにおいて、ダイオードにおける電力損失を０．８Ｗ程度減らしている。

このようにして、ダイオードとコンデンサにおける電力損失を低減することによって、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路に較べて図６に示すスイッチング電源回路では、負荷電力Ｐｏの値が最大負荷である１５０Ｗにおいて、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合で、２．０％程度の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値の改善がなされ、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合で、２．０％程度の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値の改善がなされた。

また、図１３のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまり、図２８に示すアクティブフィルタは、スイッチング素子Ｑ１００と、これらを駆動するための乗算器１１１等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、実施形態のスイッチング電源回路においては、力率改善のために必要な追加部品として、コンデンサＣＮＬ、力率改善用インダクタＬｏおよび１次側整流素子Ｄｉとして高速整流素子を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。

また、図２９に示すスイッチング回路と比較した場合には、ノイズの低減効果は極めて良好であり、さらに、図１ないし図３に示すスイッチングに較べてもノイズの低減効果を極めて良好とするとともに、部品点数を少なくして低コストなものとすることができる。

また、図１３のスイッチング電源回路では、複合共振形のコンバータ部および力率改善部の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図２８に示したアクティブフィルタを用いる回路と比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。

また、２次側の高速スイッチングダイオードである高速スイッチングダイオードＤｏ１および高速スイッチングダイオードＤｏ２、１次側の高速スイッチングダイオードＤｉ１ないし高速スイッチングダイオードＤｉ４などもスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２に同期してスイッチングの動作をするものである。したがって、アース電位としては、図２８のスイッチング電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。

また、電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’の巻線比を適切に設定して、中間負荷時（負荷電力Ｐｏの値が無負荷と最大負荷との間の値を言う）における力率ＰＦの値を最良のものとして、力率ＰＦを広範囲に良好なるものとすることができ、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合および交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合のいずれにおいても良好なるものとすることができた。

図１ないし図３に示すスイッチング電源回路との比較においては、電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’とを１次側整流素子Ｄｉの出力側に接続し、コンデンサＣＮＬを交流電源ライン側（１次側整流素子Ｄｉの入力側）に挿入して、少ない個数の部品によってノーマルモードノイズが大幅に低減できた。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータに追加する力率改善のための追加の部品の点数は、図１３に示す力率改善回路１７においては、電圧帰還トランスＶＦＴの１点であり、部品点数を削減することができる。

また、図１３および、後述する図１７ないし図１９に示すいずれの回路においても、電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏの両端から抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とで分圧されて１次側の共振回路に流れる電流に応じた信号ＶＯＰが検出されるようになされている。この信号ＶＯＰは、発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２に入力されて、過負荷が生じた場合には共振電流の値が所定値よりも大きくなるので、この場合の信号ＶＯＰを検出し、これによって過負荷を検出して、スイッチング電源回路の発熱を防止するものである。発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２における発熱の防止回路については、後述する。なお、信号ＶＯＰは抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２で分圧することなく、発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２に供給されるようにしても良く、また、第２巻線Ｌｏ’の両端から検出するようにしても良いものである。ここで、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２を有する場合であっても、これらの抵抗は大電流が流れる経路に挿入されることがないので、各々の抵抗における電力損失を小さなものとできる。

図１７に示す力率改善回路１８においては、コンデンサＣＮＬに替えて、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２を有するので、コモンモードノイズに対してさらに良好なる抑圧特性を有することとなる。

図１８に示す力率改善回路１９においては、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２に加えてコンデンサＣＮＬを有するので、コンデンサＣＮＬがない場合に較べてノーマルモードノイズおよびコモンモードノイズのいずれに対してもさらに良好なる抑圧特性を有することとなる。また、上述したようにして、１次側平滑コンデンサＣｉに共振電流に応じた電力が帰還される点は、上述したと同様である。

図１９に示す力率改善回路２０においては、直列共振コンデンサＣ１が図１３に示す力率改善回路１７においては第１巻線Ｌｏに接続されているのに対して、直列共振コンデンサＣ１が第２巻線Ｌｏ’に接続されている。これによって電圧帰還トランスＶＦＴの第２巻線Ｌｏ’を介して、１次側平滑コンデンサＣｉに共振電流に応じた電力が帰還されることとなる。そして、電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’とは減極性とされ、通常のインダクタとしての機能は、磁気結合の結合係数ｋの値を１以下とすることによって発揮されるものとなる。すなわち、ノーマルモードノイズは、第１巻線Ｌｏと磁気的に疎結合された第２巻線Ｌｏ’に生じる漏れインダクタンススとコンデンサＣＮＬのキャパシタンスとによってフィルタリングされる。これによってコンデンサＣＮＬの両端の電圧（ノーマルモードノイズ）は非常に小さいものとなる。また、コモンモードノイズは、電圧帰還トランスＶＦＴがコモンモードチョークコイルとしても作用することによって、コモンモードノイズは電圧帰還トランスＶＦＴによっても抑圧されることとなる。

図２０および図２４ないし図２６に示すスイッチング電源回路について説明する。まず、図２０に示すスイッチング電源回路の説明後、図２０に示すスイッチング電源回路の変形例である図２４ないし図２６に示すスイッチング電源回路について説明する。

図２０に示すスイッチング電源回路は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、力率改善部と交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路である。

１次側整流平滑部は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子Ｄｉと、１次側平滑コンデンサＣｉと、を具備する。

また、コンバータ部は、１次巻線Ｎ１と、１次巻線Ｎ１と磁気的に疎結合とされる２次巻線Ｎ２と、を有するコンバータトランスＰＩＴと、１次側平滑コンデンサＣｉに供給された１次側直流電力を、交流電力に変換して１次巻線Ｎ１に供給するスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２と、これらのスイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２と、２次巻線Ｎ２に接続される２次側整流回路によって出力される出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするような制御信号を発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２に供給する制御回路１と、漏れインダクタとして機能する１次巻線Ｎ１と直列共振コンデンサＣ１とによって形成される直列共振回路と、を具備する。

また、２次側整流回路は、２次巻線Ｎ２の一方の端子に接続される第１の２次側整流素子として機能する高速スイッチングダイオードＤｏ１と、２次巻線Ｎ２の他方の端子に接続される第２の２次側整流素子として機能する高速スイッチングダイオードＤｏ２と、高速スイッチングダイオードＤｏ１を介して磁気エネルギーを蓄え、高速スイッチングダイオードＤｏ２を介して磁気エネルギーを放出する第１の２次側インダクタであるインダクタＬｓ１と、高速スイッチングダイオードＤｏ２を介して磁気エネルギーを蓄え、高速スイッチングダイオードＤｏ１を介して磁気エネルギーを放出する第２の２次側インダクタであるインダクタＬｓ２と、高速スイッチングダイオードＤｏ１に流れる電流および高速スイッチングダイオードＤｏ２に流れる電流を充電するように接続されて出力直流電圧Ｅｏを得るようにされた２次側平滑コンデンサＣｏと、を有するものである。

また、力率改善部（力率改善回路）は、直列共振コンデンサＣ１が１次側整流素子Ｄｉの入力側の一の入力端に接続され、１次側整流素子Ｄｉの入力側には磁気的に疎結合とされる第１巻線と第２巻線とを有する電圧帰還トランスＶＦＴの出力側が接続され、この電圧帰還トランスＶＦＴの入力側にコンデンサが接続され、１次側整流素子Ｄｉは直列共振コンデンサＣ１に流れる共振電流を整流できるスイッチング速度を有するものとされて構成されている。

また、コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルＣＭＣとこのコモンモードチョークコイルＣＭＣのアクロスコンデンサとして機能する力率改善部のコンデンサと、を具備する。

図２０および図２４ないし図２６に示すスイッチング電源回路において、図５、図１０ないし図１２、図１３、図１７ないし図１９に示すスイッチング電源回路におけると、その構成および作用が共通する構成部分には同一の符号を付して説明を省略し、図２０および図２４ないし図２６に示すスイッチング電源回路の特徴部分である力率改善回路を中心として以下に説明をする。

図２０に示すスイッチング電源回路おいては、電圧帰還トランスＶＦＴは減極性となるように接続されている。

図２０に示すスイッチング電源回路の説明を以下におこなう。まず、図２０に示すスイッチング電源の各部の具体的な定数について以下に説明する。コンバータトランスＰＩＴのフェライト材はＥＥＲ−３５とし、そのギャップＧの値は１ｍｍとした。１次巻線Ｎ１は７０Ｔとし、２次巻線Ｎ２は２５Ｔとした。また１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との結合係数ｋの値は０．７９とした。また、直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値は０．０２７μＦ、部分電圧共振コンデンサＣｐのキャパシタンスの値は６８０ｐＦとした。２次側整流回路に用いられるインダクタＬｓ１およびインダクタＬｓ２のインダクタンスの値は各々５５μＨとした。出力直流電圧Ｅｏの値は４８Ｖに設定した。

力率改善回路２０の具体的な定数は以下のように設定した。電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏの有するインダクタンスの値は７５μＨとした。１次側整流素子Ｄｉは３Ａ／６００Ｖの仕様のものを４個用い（ワンパッケージ品）、いずれも高速ダイオードである。コンデンサＣＮＬの値は１μＦ（マイクロ・ファラッド）とした。

力率改善回路２１の作用を説明する。１次側整流素子Ｄｉの入力側の一端に電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏが接続され、１次側整流素子Ｄｉの入力側の他端に電圧帰還トランスＶＦＴの第２巻線Ｌｏ’が接続されている。ここで、電圧帰還トランスＶＦＴの結合係数ｋの値が１以下に設定される場合には、（式１）で示すように電圧帰還トランスＶＦＴはインダクタとして機能して、このインダクタとコンデンサＣＮＬとでローパスフィルタを構成して、ノーマルモードノイズを抑圧する効果を生じる。

ここで、コンデンサＣＮＬは、図１ないし図３に示すアクロスコンデンサＣＬ２と同じ位置、すなわち、コモンモードチョークコイルＣＭＣの両端の間に配置されたアクロスコンデンサとしても機能してコモンモードノイズを抑圧する作用も同時におこなう。すなわち、図１ないし図３に示すコンデンサＣＮはノーマルモードフィルタの一部として機能するのに対して、図２０に示すコンデンサＣＮＬはノーマルモードフィルタおよびコモンモードフィルタの両者の一部として機能する。このような構成を採用することによって、図１ないし図３に示すコモンモードノイズの発生を抑圧するアクロスコンデンサＣＬ１と、ノーマルモードノイズの発生を抑圧するコンデンサＣＮとの２個のコンデンサの各々が奏する作用を１個のコンデンサであるコンデンサＣＮＬによって奏することができる。

すなわち、図２０に示す力率改善回路２１を有するスイッチング電源回路では、交流ライン側、１次側整流素子Ｄｉの入力側にコンデンサＣＮＬを備え、１次側整流素子Ｄｉの出力側に電圧帰還トランスＶＦＴを備えることによって、少ない部品の点数で、コモンモードノイズを抑圧するコモンモードフィルタとノーマルモードノイズを抑圧するノーマルモードフィルタとの両方を実現することができる。これによって、回路の簡略化、部品の低減によるコストの低価格化を可能とすることができる。

また、このような高周波電流が流れるコンデンサにおいては誘電体損失が大きな損失の要素となる。したがって、高周波電流が流れるコンデンサの数が多くなる程スイッチング電源回路における損失は増加する傾向となる。したがって、上述したように、コンデンサの高周波特性を良好となし、さらに、スイッチング電源回路で採用するコンデンサの数を少なくすることによって、効率の改善を図ることができる。

図２０に示すスイッチング電源回路の要部の動作波形を図２１および図２２に示し、図２０に示すスイッチング電源回路によって得られる特性の測定データを図２３に示す。

図２１は、交流入力電圧１００Ｖ、負荷電力Ｐｏが最大負荷電力である１５０Ｗにおける主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流入力電圧ＶＡＣ（図２０を参照）、交流入力電流ＩＡＣ（図２０を参照）、電圧Ｖ１（図２０を参照）、電流Ｉ１（図２０を参照）、電圧Ｖ２（図２０を参照）、電流Ｉ２（図２０を参照）の各々を示す。図２０の電圧Ｖ１、電流Ｉ１、電圧Ｖ２、および電流Ｉ２の縦線を施した部分の各々は、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周期と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。

図２０の交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係を見ると、交流入力電流ＩＡＣの流れる期間である流通角は、力率改善回路２１を設けることがない場合に較べて拡大している。すなわち、図２０において、電圧帰還トランスＶＦＴを備えることがない場合、すなわち、図示しないが、電圧帰還トランスＶＦＴを設けることなくコモンモードチョークコイルの出力側に１次側整流素子Ｄｉの入力側の端子を直接に接続する場合には、交流入力電圧ＶＡＣのピーク電圧付近でのみパルス状に交流入力電流ＩＡＣが流れることとなる。一方、図２０に示す力率改善回路１７を設ける場合においてはこのようなことはなく、交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係は図２１に示すごとく略相似形となっている。

また、図１５は、交流入力電圧２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏが最大負荷電力である１５０Ｗにおける主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流入力電圧ＶＡＣ（図２０を参照）、交流入力電流ＩＡＣ（図２０を参照）、電圧Ｖ１（図２０を参照）、電流Ｉ１（図２０を参照）、電圧Ｖ２（図２０を参照）、電流Ｉ２（図２０を参照）の各々を示す。図２２の電圧Ｖ１、電流Ｉ１、電圧Ｖ２、および電流Ｉ２の縦線を施した部分の各々は、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周期と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。図２２に示す交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係から明らかなように、交流入力電圧２３０Ｖにおいても、交流入力電流ＩＡＣの流通角は拡大して、交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係は略相似形となっている。

図２３は、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖまたは２３０Ｖの入力電圧条件下において負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から１５０Ｗの範囲での負荷変動に対する整流平滑電圧Ｅｉ、力率ＰＦ、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣを示している。実線は交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの特性、破線は交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの特性を示すものである。

図２３から読み取れる代表特性の一部を紹介する。電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’の巻線比を適切に設定することによって、広範囲な負荷変動の範囲で良好なる力率ＰＦの特性を有することができるものとなる。例えば、図２３に示すように、負荷電力Ｐｏの値については、無負荷から最大負荷である１５０Ｗの範囲の中間点で最良となるように設定する場合に広範囲な負荷変動に対して良好なる力率ＰＦの値を有することができる。例えば、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合には、負荷電力Ｐｏの値として６０Ｗ付近における力率ＰＦを最良値とし、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合には、負荷電力Ｐｏの値として９０Ｗ付近における力率ＰＦを最良値とした。さらに、１次巻線Ｎ１の巻数を選択することによって、さらに広範囲な範囲において、力率ＰＦが最良値となる負荷電力Ｐｏの値を設定することができるものとなる。

図２３に示すように、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路よりも、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値が向上している。これは、ダイオードに流れる電流が通過する経路に存在するダイオードの個数を減らし、高周波電流が流れるコンデンサの個数を減らし、また、２次側の整流回路として倍電流整流回路を採用して２次側整流素子における電力損失を減らしたことによっている。それに加えて、さらに、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路では、１次側整流素子Ｄｉの中の２個の整流ダイオードおよび高速スイッチングダイオードＤ１を合わせた３個のダイオードに高周波の電流および整流電流が流れ、これによって生じる順方向電力損失およびスイッチング損失が電力損失となったが、図２０に示すスイッチング電源回路では、高周波の電流および整流電流が流れるダイオードの数を２個として、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗにおいて、ダイオードにおける電力損失を０．８Ｗ程度減らしている。

このようにして、ダイオードとコンデンサにおける電力損失を低減することによって、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路に較べて図６に示すスイッチング電源回路では、負荷電力Ｐｏの値が最大負荷である１５０Ｗにおいて、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合で、２．０％程度の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値の改善がなされ、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合で、２．０％程度の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値の改善がなされた。

また、図２０のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまり、図２８に示すアクティブフィルタは、スイッチング素子Ｑ１００と、これらを駆動するための乗算器１１１等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、実施形態のスイッチング電源回路においては、力率改善のために必要な追加部品として、コンデンサＣＮＬ、力率改善用インダクタＬｏおよび１次側整流素子Ｄｉとして高速整流素子を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。

また、図２９に示すスイッチング回路と比較した場合には、ノイズの低減効果は極めて良好であり、さらに、図１ないし図３に示すスイッチングに較べてもノイズの低減効果を極めて良好とするとともに、部品点数を少なくして低コストなものとすることができる。

また、図２０のスイッチング電源回路では、複合共振形のコンバータ部および力率改善部の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図２８に示したアクティブフィルタを用いる回路と比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。

また、２次側の高速スイッチングダイオードである高速スイッチングダイオードＤｏ１および高速スイッチングダイオードＤｏ２、１次側の高速スイッチングダイオードＤｉ１ないし高速スイッチングダイオードＤｉ４などもスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２に同期してスイッチングの動作をするものである。したがって、アース電位としては、図２８のスイッチング電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。

また、電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’の巻線比を適切に設定して、中間負荷時（負荷電力Ｐｏの値が無負荷と最大負荷との間の値を言う）における力率ＰＦの値を最良のものとして、力率ＰＦを広範囲に良好なるものとすることができ、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合および交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合のいずれにおいても良好なるものとすることができた。

図１ないし図３に示すスイッチング電源回路との比較においては、少ない個数の部品によって、ノーマルモードノイズおよびノーマルモードノイズが大幅に低減できた。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータに追加する力率改善のための追加の部品の点数は、図２０に示す力率改善回路１７においては、電圧帰還トランスＶＦＴの１点であり、部品点数を削減することができる。

図２４に示す力率改善回路２２においては、コンデンサＣＮＬに替えて、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２を有するので、コモンモードノイズに対してさらに良好なる抑圧特性を有することとなる。

図２５に示す力率改善回路２３においては、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２に加えてコンデンサＣＮＬを有するので、コンデンサＣＮＬがない場合に較べてノーマルモードノイズおよびコモンモードノイズのいずれに対してもさらに良好なる抑圧特性を有することとなる。また、上述したようにして、１次側平滑コンデンサＣｉに共振電流に応じた電力が帰還される点は、上述したと同様である。

図２６に示す力率改善回路２４においては、電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’とは加極性とされ、インダクタとしての機能は大きなものである。ノーマルモードノイズは、第１巻線Ｌｏと磁気的に疎結合された第２巻線Ｌｏ’に生じるインダクタンススとコンデンサＣＮＬのキャパシタンスとによってフィルタリングされる。これによってコンデンサＣＮＬの両端の電圧（ノーマルモードノイズ）は非常に小さいものとなる。

図２７に発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２の一部である過負荷制限部の構成の一例を示す。過負荷制限部は絶対値検出（ＡＢＳ）部５１、平均値検出（ＡＢＳ）部５２、コンパレータ（ＣＯＭＰ）部５３、第１アンド（ＡＮＤ１）部５４、第２アンド（ＡＮＤ２）部５５、第１ドライバ（ＤＲＩＶＥ１）部５６、第２ドライバ（ＤＲＩＶＥ２）部５７の各部を有している。絶対値検出部５１は高速のスイッチングダイオードとオペアンプとから構成されている。また、平均値検出部５２は抵抗とコンデンサのローパスフィルタとから構成されている。また、第１アンド部５４および第２アンド部５５はトランジスタの組み合わせで構成されたアンドロジックであり、２つの入力のいずれもがハイレベルの場合に出力がハイレベルとなるようになされている。第１ドライバ部５６はスイッチング素子Ｑ１のゲートをドライブするようにレベルシフトと電力増幅とをおこなう部分であり、第２ドライバ部５７はスイッチング素子Ｑ２のゲートをドライブするようにレベルシフトと電力増幅とをおこなう部分である。

発振・ドライブ・ＯＣＰ回路２に入力された信号ＶＯＰは、絶対値検出部５１で絶対値に変換される。すなわち、図１および図２に示すスイッチング電源回路では、信号ＶＯＰは正負の両極性の電圧であるが、絶対値検出部５１を経ることによって正極性のみの電圧となる。この場合において負極性の電圧は極性が反転されることとなる。また、図３に示すスイッチング電源回路では、信号ＶＯＰは負極性の電圧であるが絶対値検出部５１を経ることによって正極性の電圧となる。また、図５、図１０ないし図１２、図１３、図１７ないし図１９、図２０、図２４ないし図２６のいずれの回路において検出された信号ＶＯＰも絶対値検出部５１を経ることによって正極性のみの電圧となる。

絶対値検出部５１からの電圧は脈流電圧であるが、平均値検出部５２は所定時定数でこれを平均化する部分である。これによって、平均値検出部５２からの所定時定数で変化する直流電圧とされる。ここで、所定時定数の大きさは、必要以上に頻繁に過負荷制限部が動作することなく、スイッチング電源回路が破壊に至る前に過負荷を検出できるように選択されている。

コンパレータ部５３は、平均値検出部５２からの所定時定数で変化する直流電圧の値と予め定めた基準電圧ＶＴＨの値とを比較する。そして、平均値検出部５２からの直流電圧の値が基準電圧ＶＴＨよりも小さい場合には、コンパレータ部５３からの電圧はハイレベルであり、平均値検出部５２からの直流電圧の値が基準電圧ＶＴＨよりも大きい場合には、コンパレータ部５３からの電圧はローレベルである。ここで、基準電圧ＶＴＨの定め方によって、どの程度の過負荷でこの過負荷制限部を機能させるかが定められることとなる。例えば、最大負荷電力である１５０Ｗの２割を越える１８０Ｗ以上の負荷電力に対応する過電流によって過負荷制限部がその動作を開始するようにしている。

つまり、負荷に供給される電力の大きさが１８０Ｗに相応する以上の電流が抵抗Ｒに流れる場合には、第１アンド部５４および第２アンド部５５の各々の一方の入力端子に入力される信号がローレベルとなって、第１アンド部５４に入力されるスイッチング素子Ｑ１を制御する信号である信号ＰＷＭ１および第２アンド部５５に入力されるスイッチング素子Ｑ２を制御する信号である信号ＰＷＭ２のハイレベルまたはローレベルの如何にかかわらず、第１アンド部５４の出力および第２アンド部５５の出力の各々がローレベルとされる。この結果として、第１ドライバ部５６および第２ドライバ部５７からのスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２の各々のゲートをドライブするための信号がローレベルとされる。そして、過負荷からスイッチング電源回路を保護する機能を生ずるようになる。

なお、このような、１次側の過電流を検出する過負荷の検出方式では、過負荷のみならずスイッチング電源回路の他の部分の動作の異常によって抵抗Ｒに過電流が流れた場合においても過電流を検出することができる。そして、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のゲートを制御できる限りは、過電流に対する保護特性を有するものであり、このような過電流検出方式によって、過電流が流れる原因の如何にかかわらずスイッチング電源回路の異常発熱等を防止することができる。

なお、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、必要に応じて変更することができるものである。

実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態の電源回路の負荷電力に対する力率および電源効率の特性を示す図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のコンバータトランスの構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。 実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。 実施形態の電源回路の負荷電力に対する力率および電源効率の特性を示す図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。 実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。 実施形態の電源回路の負荷電力に対する力率および電源効率の特性を示す図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。 実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。 実施形態の電源回路の負荷電力に対する力率および電源効率の特性を示す図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態の過負荷制限部の構成の一例を示す図である。 背景技術に示すスイッチング電源回路の構成例を示す図である。 背景技術に示すスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。

符号の説明

１ 制御回路、２ 発振・ドライブ・ＯＣＰ回路、１０、１１、１２、１３、１４、１５、１６、１７、１８、１９、２０、２１、２２、２３、２４ 力率改善回路、５１ 絶対値検出部、５２ 平均値検出部、５３ コンパレータ部、５４、５５ アンド部、５６、５７ ドライバ部、ＡＣ 交流電源、Ｂ ボビン、Ｃ１ 直列共振コンデンサ、Ｃｉ １次側平滑コンデンサ、ＣＬ、ＣＬ１、Ｃｌ２ アクロスコンデンサ、ＣＭＣ コモンモードチョークコイル、ＣＮＬ、ＣＮＬ１、ＣＮＬ２ コンデンサ、Ｃｏ ２次側平滑コンデンサ、Ｃｐ 部分共振コンデンサ、ＤＤ１、ＤＤ２ ボディダイオード、Ｄｉ １次側整流素子、Ｄｉ１、Ｄｉ２、Ｄｉ３、Ｄｉ４、Ｄｏ１、Ｄｏ２、Ｄｏ３、Ｄｏ４ 高速スイッチングダイオード、Ｅｉ 整流平滑電圧、Ｅｏ 出力直流電圧、Ｇ ギャップ、Ｉ１、Ｉ２ 電流、ＩＡＣ 交流入力電流、Ｌ１、Ｌ２、Ｌｓ１、Ｌｓ２ インダクタ、Ｌｏ 第１巻線（力率改善用インダクタ、インダクタ）Ｎ１ １次巻線、Ｎ２ ２次巻線、Ｎ３ ３次巻線、ＰＩＴ コンバータトランス、Ｑ１、Ｑ２ スイッチング素子、Ｒ、Ｒ１、Ｒ２ 抵抗、Ｖ１、Ｖ２ 電圧、ＶＡＣ 交流入力電圧、ＶＦＴ 電圧帰還トランス、ＶＯＰ 信号

Claims (7)

1. 交流電源からの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、前記１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路であって、
   前記１次側整流平滑部は、
   交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子と、
   １次側平滑コンデンサと、を具備し、
   前記コンバータ部は、
   １次巻線と、前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線と、前記１次巻線と磁気的に結合される３次巻線と、を有するコンバータトランスと、
   前記１次側整流平滑部から前記３次巻線を介して供給された前記１次側直流電力を、前記交流電力に変換して前記１次巻線に供給するスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
   前記２次巻線に接続される２次側整流回路によって出力される出力直流電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、
   漏れインダクタとして機能する前記１次巻線と直列共振コンデンサとによって形成される直列共振回路と、を具備し、
   前記２次側整流回路は、
   前記２次巻線の一方の端子に接続される第１の２次側整流素子と、
   前記２次巻線の他方の端子に接続される第２の２次側整流素子と、
   前記第１の２次側整流素子を介して第１磁気エネルギーを蓄え、前記第２の２次側整流素子を介して前記第１磁気エネルギーを放出する第１の２次側インダクタと、
   前記第２の２次側整流素子を介して第２磁気エネルギーを蓄え、前記第１の２次側整流素子を介して前記第２磁気エネルギーを放出する第２の２次側インダクタと、
   前記第１の２次側整流素子に流れる電流および前記第２の２次側整流素子に流れる電流を充電するように接続されて前記出力直流電圧を得るようにされた２次側平滑コンデンサと、を有してなり、
   前記力率改善部は、
   前記３次巻線に発生する共振パルスを整流できるスイッチング速度を有する前記１次側整流素子の入力側に接続された力率改善用インダクタとコンデンサとの直列回路を具備し、
   前記コモンモードフィルタ部は、
   コモンモードチョークコイルとアクロスコンデンサとして機能する前記力率改善部の前記コンデンサと、を具備する、
   スイッチング電源回路。
2. 交流電源からの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、前記１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路であって、
   前記１次側整流平滑部は、
   交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子と、
   １次側平滑コンデンサと、を具備し、
   前記コンバータ部は、
   １次巻線および前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線を有するコンバータトランスと、
   前記１次側平滑コンデンサからの前記１次側直流電力を前記交流電力に変換して前記１次巻線に供給するスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
   前記２次巻線に接続される２次側整流回路によって出力される出力直流電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、
   漏れインダクタとして機能する前記１次巻線と直列共振コンデンサとによって形成される直列共振回路と、を具備し、
   前記２次側整流回路は、
   前記２次巻線の一方の端子に接続される第１の２次側整流素子と、
   前記２次巻線の他方の端子に接続される第２の２次側整流素子と、
   前記第１の２次側整流素子を介して第１磁気エネルギーを蓄え、前記第２の２次側整流素子を介して前記第１磁気エネルギーを放出する第１の２次側インダクタと、
   前記第２の２次側整流素子を介して第２磁気エネルギーを蓄え、前記第１の２次側整流素子を介して前記第２磁気エネルギーを放出する第２の２次側インダクタと、
   前記第１の２次側整流素子に流れる電流および前記第２の２次側整流素子に流れる電流を充電するように接続されて前記出力直流電圧を得るようにされた２次側平滑コンデンサと、を有してなり、
   前記力率改善部は、
   第１巻線と第２巻線とが磁気的結合を有して形成される電圧帰還トランスと、前記１次側整流素子の入力側の各々の端子の間に接続されたコンデンサと、を具備し、
   前記１次側整流素子の出力側の各々の極性端子に前記電圧帰還トランスの前記第１巻線の一方の端子と前記電圧帰還トランスの前記第２巻線の一方の端子とが各々接続され、
   前記１次側整流素子の出力側のいずれかの極性端子に前記直列共振コンデンサが接続され、
   前記電圧帰還トランスの前記第１巻線の他方の端子と前記第２巻線の他方の端子との間に前記１次側平滑コンデンサが接続されて形成され、
   前記コモンモードフィルタ部は、
   コモンモードチョークコイルとアクロスコンデンサとして機能する前記力率改善部の前記コンデンサと、を具備する、
   スイッチング電源回路。
3. 交流電源からの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、前記１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路であって、
   前記１次側整流平滑部は、
   交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子と、
   １次側平滑コンデンサと、を具備し、
   前記コンバータ部は、
   １次巻線と、前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線と、を有するコンバータトランスと、
   前記１次側平滑コンデンサに供給された前記１次側直流電力を、前記交流電力に変換して前記１次巻線に供給するスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
   前記２次巻線に接続される２次側整流回路によって出力される出力直流電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、
   漏れインダクタとして機能する前記１次巻線と直列共振コンデンサとによって形成される直列共振回路と、を具備し、
   前記２次側整流回路は、
   前記２次巻線の一方の端子に接続される第１の２次側整流素子と、
   前記２次巻線の他方の端子に接続される第２の２次側整流素子と、
   前記第１の２次側整流素子を介して第１磁気エネルギーを蓄え、前記第２の２次側整流素子を介して前記第１磁気エネルギーを放出する第１の２次側インダクタと、
   前記第２の２次側整流素子を介して第２磁気エネルギーを蓄え、前記第１の２次側整流素子を介して前記第２磁気エネルギーを放出する第２の２次側インダクタと、
   前記第１の２次側整流素子に流れる電流および前記第２の２次側整流素子に流れる電流を充電するように接続されて前記出力直流電圧を得るようにされた２次側平滑コンデンサと、を有してなり、
   前記力率改善部は、
   前記直列共振コンデンサが前記１次側整流素子の入力側の一の入力端に接続され、
   前記１次側整流素子の入力側の各々の端子には磁気的に結合される第１巻線と第２巻線とを有する電圧帰還トランスの出力側の各々の巻線の一端が接続され、
   前記電圧帰還トランスの入力側の各々の端子にコンデンサが接続され、
   前記１次側整流素子は前記直列共振コンデンサに流れる共振電流を整流できるスイッチング速度を有するものとされて構成されており、
   前記コモンモードフィルタ部は、
   コモンモードチョークコイルと前記コモンモードチョークコイルのアクロスコンデンサとして機能する前記力率改善部の前記コンデンサと、を具備する、
   スイッチング電源回路。
4. さらに、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する前記発振・ドライブ回路は、
   過負荷を検出したときに前記スイッチング素子をオフとする過負荷検出部を備えることを特徴とする請求項１ないし請求項３の１項に記載のスイッチング電源回路。
5. さらに、漏れインダクタとして機能する前記１次巻線と部分電圧共振コンデンサとによって形成される部分電圧共振回路を備える請求項１ないし請求項３の１項に記載のスイッチング電源回路。
6. 前記力率改善部のコンデンサは、
   第１コンデンサと第２コンデンサとの直列接続回路によって形成され、
   前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点が前記１次側整流素子の出力側の基準電位点に接続される請求項１ないし請求項３の１項に記載のスイッチング電源回路。
7. 前記力率改善部のコンデンサは、
   第１コンデンサと第２コンデンサとの直列接続回路および前記直列接続回路に並列に接続された第３のコンデンサによって形成され、
   前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点が前記１次側整流素子の出力側の基準電位点に接続される請求項１ないし請求項３の１項に記載のスイッチング電源回路。

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