JP2008043008A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】力率改善機能を有し、電力変換効率の向上、回路構成部品の削減を図るスイッチング電源回路を提供する。
【解決手段】力率を改善するスイッチング電源回路である。コンバータ部は、漏れインダクタＬ１と１次側電圧共振コンデンサＣ１で形成される１次側並列共振回路および漏れインダクタＬ２と２次側直列共振コンデンサＣ２で形成される２次側直列共振回路を有する多重共振コンバータである。また、力率を改善する力率改善回路１３と、力率改善回路１３と交流電源ＡＣとの間のコモンモードフィルタ部とを具備する。そして、力率改善回路１３とコモンモードフィルタ部のコンデンサＣＮＬを共用して、少ない部品点数にもかかわらず、ノイズの発生を低減する。また、部品点数の削減によって効率の改善を図った。
【選択図】図５

Description

本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。

近年、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路とされている。スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用されている。

ところで、商用電源は正弦波の交流電圧であるが、商用電源を整流素子と平滑コンデンサとを用いる平滑・整流回路において整流および平滑を行う場合には、平滑・整流回路のピークホールド作用のために、商用電源からスイッチング電源回路には、交流電圧のピーク電圧付近の短時間だけ電流が流れ込むこととなり、商用電源から電源回路に流れ込む電流は、正弦波とは大きく異なる歪み波形になってしまう。そして、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。また、このような歪み電流波形となることによって発生する商用電源周期の高調波を抑圧するための対策が必要とされてしまう。これらの問題を解決するために、従来において力率改善を図る技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる手法が知られている（例えば特許文献１参照）。

図１４にこのようなアクティブフィルタの基本構成を示す。図１４においては、商用の交流電源ＡＣにコモンモードノイズを抑圧するためのコモンモードチョークコイルＣＭＣ１およびコモンモードチョークコイルＣＭＣ２の２個コモンモードチョークコイルと、３個のアクロスコンデンサＣＬとからなるコモンモードフィルタを介して、交流電源ＡＣにブリッジ整流器として構成される１次側整流素子Ｄｉの入力側を接続している。この１次側整流素子Ｄｉの出力側の正極／負極ラインに対しては、ノーマルモードノイズを防止するためのインダクタＬＮと２個のコンデンサＣＮとで構成されるノーマルモードフィルタを介してステップアップ型のコンバータが接続され、その出力には並列に２次側平滑コンデンサＣｏｕｔが接続され、その両端電圧として直流電圧Ｖｏｕｔが得られる。この直流電圧Ｖｏｕｔは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１０の入力電圧として供給される。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１０の２次側には出力直流電圧Ｅｏｕｔが得られる。

そして、力率改善のための構成としては、インダクタＬ１００、高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードＤ１００、スイッチング素子Ｑ１００からなるステップアップ型のコンバータ、および乗算器１１１を主なる構成要素とするステップアップ型のコンバータの制御部と、を備える。インダクタＬ１００、高速スイッチングダイオードＤ１００は、１次側整流素子Ｄｉの正極出力端子と、２次側平滑コンデンサＣｏｕｔの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。抵抗Ｒｉは、１次側整流素子Ｄｉの負極出力端子（１次側アース）と２次側平滑コンデンサＣｏｕｔの負極端子との間に挿入される。また、スイッチング素子Ｑ１００は、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴとされ、インダクタＬ１００と高速スイッチングダイオードＤ１００の接続点と、１次側アース間に挿入される。また、高速スイッチングダイオードＤ１００の空乏層容量と漏れインダクタンスとで生じる共振を吸収するための抵抗ＲｓｎとコンデンサＣｓｎとから成るスナバ回路が設けられている。

乗算器１１１に対しては、電流検出ラインＬｉおよび波形入力ラインＬｗが接続され、さらに電圧検出ラインＬｖが接続される。そして、乗算器１１１は、電流検出ラインＬｉから入力される１次側整流素子Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流Ｉｉｎに応じた信号を抵抗Ｒｉの両端から検出する。また、波形入力ラインＬｗから入力される１次側整流素子Ｄｉの正極出力端子の整流電圧Ｖｉｎに応じた信号を検出する。この整流電圧Ｖｉｎは、商用の交流電源ＡＣからの交流入力電圧の波形を絶対値化したものである。さらに、電圧検出ラインＬｖから入力される２次側平滑コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔと所定の基準電圧との差分である誤差電圧を検出する。そして、乗算器１１１からは、スイッチング素子Ｑ１００を駆動するためのドライブ信号が出力される。

乗算器１１１によって制御部されるステップアップ型のコンバータでは、電流検出ラインＬｉから検出した整流電流Ｉｉｎに応じた信号と、上記電圧検出ラインＬｖから検出した誤差電圧とを乗算し、この乗算結果と、波形入力ラインＬｗから検出した整流電圧Ｖｉｎに応じた信号との誤差を検出する。そしてこの誤差信号を増幅した後に、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変換を行い、ハイレベルとローレベルとの２値信号によって、スイッチング素子Ｑ１００を制御する。このようにして、２入力フィードバック系が構成され、直流電圧Ｖｏｕｔの値が所定の値とされるとともに、整流電圧Ｖｉｎに対して整流電流Ｉｉｎを相似形の波形とする。この結果、商用の交流電源ＡＣから１次側整流素子Ｄｉに印加される交流入力電圧ＶＡＣと、１次側整流素子Ｄｉに流れ込む交流入力電流ＩＡＣの波形も相似形となって、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。

しかしながら、図１４に示した構成による電源回路では、次のような問題を有している。図１４に示す電源回路における電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ電力からＤＣ電力への変換効率と、後段のＤＣ−ＤＣコンバータ１１０におけるＤＣ電力からＤＣ電力への変換効率とを総合したものとなる。つまり、図１４に示される回路の総合的な電力変換効率（総合効率）としては、これらの電力変換効率の値を乗算した値となるものであり、各々１以下となる数の積であるので、総合効率は低下してしまう。

また、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生が大きいため、厳重なノイズ抑制対策が必要となる。このため、図１４に示した回路では、商用の交流電源ＡＣのラインに対して、コモンモードノイズに対応するためにコモンモードチョークコイルＣＭＣ１とコモンモードチョークコイルＣＭＣ２、アクロスコンデンサＣＬによるコモンノイズフィルタを設けている。また、ノーマルモードノイズに対応するために、１個のインダクタＬＮと２個のコンデンサＣＮから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードＤ１００に対しては、抵抗ＲｓｎとコンデンサＣｓｎとから成るスナバ回路を設けている。このようにして、多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップおよび電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。

さらに、スイッチング素子Ｑ１００のスイッチング周波数は、例えば、６０ｋＨｚの固定の周波数であるのに対して、後段のＤＣ／ＤＣコンバータ１１０においては、例えば、電流共振コンバータのようなスイッチング周波数を変化させて出力直流電圧Ｅｏｕｔを一定に保つ定電圧制御方式とするコンバータを採用する場合には、そのスイッチング周波数は８０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの範囲で可変となる。このようにして両者のスイッチングタイミング（クロック）は別個独立であるので、各々のクロックを基準に働く両者のスイッチング動作により、アース電位は干渉しあって不安定になり、例えば異常発振が生じやすくなる。これにより、例えば回路設計が難しいものとなったり、信頼性を劣化させたりするなどの問題も招くことになる。
特開平６−３２７２４６号公報

本発明は、上述した課題を解決し、従来に較べて、ノイズの発生をより少なくし、より効率の向上を図り、部品点数をより少なくした力率改善機能を有するスイッチング電源回路を提供することを目的とする。

本発明のスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、前記１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路であって、前記１次側整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子と、前記１次側整流素子からの電力がコンバータトランスに巻回された３次巻線を介して供給される１次側平滑コンデンサと、を具備し、前記コンバータ部は、１次巻線と、前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線と、前記１次巻線と磁気的に結合される前記３次巻線と、を有する前記コンバータトランスと、前記１次側整流平滑部から供給される前記１次側直流電力を、前記交流電力に変換して前記１次巻線に供給するスイッチング素子と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記１次巻線に生じる漏れインダクタと１次側電圧共振コンデンサとによって形成され、前記スイッチング素子から電力が供給される１次側並列共振回路と、前記２次巻線に生じる漏れインダクタと２次側直列共振コンデンサとによって形成される２次側直列共振回路と、前記２次側直列共振回路に接続される整流素子と、前記整流素子に接続され出力直流電圧を得るようにされた２次側平滑コンデンサと、前記出力直流電圧の値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備し、前記力率改善部は、前記１次側整流素子の入力側に接続された力率改善用インダクタとコンデンサとの直列回路を具備するとともに、前記１次側整流素子のスイッチング速度が、該１次側整流素子の出力側に接続される前記３次巻線に発生される共振パルスを整流できる速度を有するものとされて形成され、前記コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルとアクロスコンデンサとして機能する前記力率改善部の前記コンデンサと、を具備する。

このスイッチング電源回路は、１次側整流平滑部と、コンバータ部と、力率改善部と、コモンモードフィルタ部と、を備える。１次側整流平滑部は、１次側整流素子によって交流電源からの入力交流電力を入力して整流する。ここで、１次側整流素子からの電力はコンバータトランスに巻回された３次巻線を介して１次側平滑コンデンサに供給されて平滑されて１次側直流電力を得ることができる。また、コンバータ部は、１次巻線と、１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線と、１次巻線と磁気的に結合される３次巻線と、を有するコンバータトランスを具備している。疎結合とされる１次巻線と２次巻線との各々には漏れインダクタンスが生じ、１次巻線と磁気的に結合される３次巻線には共振電流に応じたパルス電圧が生じる。また、スイッチング素子は、発振・ドライブ回路によってオン・オフ駆動され、１次側整流平滑部からの１次側直流電力を、交流電力に変換して１次巻線に供給する。また、１次巻線に生じる漏れインダクタと１次側電圧共振コンデンサとによって形成される１次側並列共振回路と、２次巻線に生じる漏れインダクタと２次側直列共振コンデンサとによって形成される２次側直列共振回路とを具備しており、１次巻線に供給される交流電力の周波数に応じて１次側から２次側へ伝送される電力の大きさが変化させられる。また、２次側直列共振回路に接続される整流素子と２次側平滑コンデンサとによって出力直流電圧を得るようにされている。また、制御回路は周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路に供給して、出力直流電圧が所定値となるように制御する。また、力率改善部は、１次側整流素子の入力側に接続された力率改善用インダクタとコンデンサとの直列回路を具備してノーマルモードのフィルタを形成する。１次側整流素子のスイッチング速度は１次側整流素子の出力側に接続される３次巻線に発生される共振パルスを整流できる速度を有するものとされて形成されている。このような、高速のスイッチング速度を有する１次側整流素子と力率改善用インダクタとによって共振パルス電圧は整流されて１次側平滑コンデンサに帰還される。これによって、交流入力電流の流通角を拡大して力率の改善を図る。また、コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルとアクロスコンデンサを具備する。ここで、アクロスコンデンサは力率改善部のコンデンサを共通に用いるものとされている。

本発明のスイッチング電源回路によれば、従来に較べて、部品点数をより少なくし、ノイズの発生もより少なくし、より効率の改善を図る力率改善機能を有するスイッチング電源回路を提供することができる。

まず、力率改善機能と、定電圧機能とをＤＣ／ＤＣコンバータに持たせたワンコンバータ方式の電源について説明する。

図１にワンコンバータ方式のスイッチング電源回路の一実施形態を示す。図１に示すワンコンバータ方式の電源回路は、１次側に主スイッチであるスイッチ素子Ｑ１を１個備え、１次側巻線Ｎ１に生じる漏れインダクタＬ１と１次側共振コンデンサＣ１とで形成される１次側電圧共振回路を具備し、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とが磁気的に疎結合とされるコンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２に発生する漏れインダクタＬ２と２次側直列コンデンサＣ２とで形成される２次側電流共振回路を具備し、この２次側電流共振回路に接続された全波整流回路から出力直流電圧Ｅｏを得るようにされたＤＣ／ＤＣコンバータである。そしてこのＤＣ／ＤＣコンバータは、いわゆる、多重共振形コンバータとして形成され、定電圧機能を有する。さらに、力率改善回路１０を組み合わせて力率改善機能を有するものである。ここで、疎結合とは、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との磁気的な結合係数の値が、１以下であることを言うものであり、例えば、結合係数の値が０．７程度である場合を言うものである。すなわち、結合係数が１以下であるということは、１次巻線Ｎ１には鎖交し２次巻線Ｎ２には鎖交しない磁束が存在し、また、２次巻線Ｎ２には鎖交し１次巻線Ｎ１には鎖交しない磁束が存在するということである。この相互に鎖交しない磁束によって、漏れインダクタＬ１（以下、インダクタＬ１と省略する）と漏れインダクタＬ２（以下、インダクタＬ２と省略する）とが生じることとなる。

なお、図１においては、２次側回路としては全波整流を備えるものであるが、これに替えて、２次側回路としては両波整流回路または倍圧整流回路を備えるものとしても良いものである。

図１に示すワンコンバータ方式のスイッチング電源回路におけるＤＣ／ＤＣコンバータ部の説明を簡単にする。

コンバータトランスＰＩＴは、１次側と２次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、多重共振スイッチングコンバータとして機能させるための共振回路の一部を構成する上述したインダクタＬ１としても機能する。

コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるコアと１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とによって構成されている。このコンバータトランスＰＩＴにおいては１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との磁気的な結合は疎結合とされている。このようにして、大きなインダクタンスの値を漏れインダクタンス成分として得るようにしている。

また、スイッチング素子Ｑ１は、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードＤＤ１を内蔵する。このような、スイッチング素子Ｑ１が、スイッチング動作をすることによって、１次側電圧共振コンデンサＣ１とインダクタＬ１とによって形成される１次側並列共振回路に並列共振電流を流す。

コンバータトランスＰＩＴの２次側では、１次巻線Ｎ１により誘起された交番電圧に相似した電圧波形が２次巻線Ｎ２に発生する。この２次巻線Ｎ２に対して２次側整流素子Ｄｏを接続している。この２次側整流素子Ｄｏは高速スイッチングダイオードＤｏ１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ４をブリッジ接続して構成されており、２次側整流素子Ｄｏの出力側には２次側平滑コンデンサＣｏが接続されている。これにより、２次側平滑コンデンサＣｏの両端から出力直流電圧Ｅｏを得ている。

制御回路１は、入力された出力直流電圧Ｅｏと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力（誤差電圧）を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じて主としてはスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１を駆動する。また、スイッチング周波数とともに一周期におけるスイッチング素子Ｑ１のオンとなる時間の比率である時比率を変化させるようにしても良い。

このようにしてスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が可変制御されることにより、この可変制御の周波数に対して１次側並列共振回路のインピーダンスが変化し、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１から２次巻線Ｎ２側に伝送される電力量、また、２次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、出力直流電圧Ｅｏの大きさを基準電圧と一致させる動作が得られることになる。つまり、出力直流電圧Ｅｏの安定化が図られる。

図１に示すワンコンバータ方式のスイッチング電源回路における力率改善回路１０では、コンバータトランスＰＩＴに設けられた３次巻線Ｎ３の一方の巻端に高速スイッチングダイオードＤ１と力率改善用インダクタＬｏとの直列回路を接続し、３次巻線Ｎ３の他方の巻端と力率改善用インダクタＬｏに接続されない側の高速スイッチングダイオードＤ１の端子との間にノーマルモードのノイズを抑制するためのコンデンサＣＮおよび１次側平滑コンデンサの一端を接続している。

力率改善回路１０のこのような接続態様によって、３次巻線Ｎ３に発生する共振パルス電圧を１次側平滑コンデンサＣｉに帰還して力率の改善を図っている。このように共振動作に応じて発生する電圧を１次側平滑コンデンサＣｉに帰還して力率を改善する方式を電圧帰還方式の力率改善回路と総称する。

また、図２に示すのは別の方式の力率改善回路１１である。１次側整流素子Ｄｉの交流入力側については、記載を省略したが、図１に示すものと同様な構成を有するものとされている。力率改善回路１１では、１次巻線Ｎ１の一端に対して電圧帰還トランスＶＦＴの第２巻線Ｌｏ’と１次平滑コンデンサＣｉとを直列に接続して、電圧帰還トランスＶＦＴの第２巻線Ｌｏ’に１次側直列共振電流を流している。そして、電圧帰還トランスＶＦＴの第２巻線Ｌｏ’に誘起する共振パルス電圧を電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏにも誘起してこの電圧を１次側平滑コンデンサＣｉに帰還して、１次側整流素子Ｄｉにおける流通角を拡大して力率を改善する電圧帰還方式の力率改善回路である。

また、図３に示すのはさらに別の方式の力率改善回路１２である。力率改善回路１２では、１次側電圧共振コンデンサＣ１と１次巻線Ｎ１とが交流的に並列に接続される共振回路に対して、スイッチング素子Ｑ１とボディダイオードＤＤ１との並列回路を接続し、１次巻線Ｎ１の一端に対して、力率改善用インダクタＬｏを接続している。そして、力率改善用インダクタＬｏを介して１次側平滑コンデンサＣｉに並列共振電流を帰還して力率を改善する電力回生方式の力率改善回路である。

上述した、図１および図３に示すスイッチング電源回路では、力率改善回路１０および力率改善回路１３を構成するための部品は、力率改善用インダクタＬｏ、高速スイッチングダイオードＤ１およびコンデンサＣＮの３点である。また、図２に示すスイッチング電源回路では、力率改善回路１１を構成するための部品は、電圧帰還トランスＶＦＴ、高速スイッチングダイオードＤ１およびコンデンサＣＮの３点である。

図１ないし図３のスイッチング電源回路を代表するものとして、図２に示す力率改善回路１１を備えるスイッチング電源回路について、その特性を説明する。

図４は、負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する力率ＰＦ、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣを示している。

ここで、高調波歪規制値のクラスＡ規格では交流入力電力が７５Ｗ以上の場合が規制の対象となるものである。したがって、図２に示す回路のみならず、図１に示す回路および図３に示す回路の各々において、各部の定数の設定を適切なものとしている。例えば、図３に示す回路において、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖ、負荷電力Ｐｏが７０Ｗのとき力率ＰＦの値を０．７５となるように電圧帰還トランスＶＦＴの第１巻線Ｌｏと第２巻線Ｌｏ’とを設定している。なお、このときの３００Ｗにおける電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９１％程度であり、力率改善回路１３における損失は少ないものであった。

以上述べたように、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路では、高調波歪規制値のクラスＡ規格を満たし、部品点数も背景技術に示すものに較べて大幅に少なくすることができ、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値も良好なものとできる。しかしながら、上述した図１ないし図３に示すスイッチング電源回路を医療機器に用いる場合には、交流電源ＡＣのラインに対する電源妨害である雑音端子電圧の規格は、家庭用の電機機器（家電機器）の規格よりも低レベルであり、さらに、ノイズの発生のレベルを低下させることが望ましい。

上述した、電源妨害、電力変換効率、力率改善について、より良好なる特性を有するのが図５に示す回路および図５の変形例としての図１０ないし図１３に示す回路である。各々のスイッチング電源回路の細部の説明をする前に、それらに、共通する技術的特徴を以下に簡単に説明する。なお、図１０ないし図１３は、回路のすべてが記載されておらず、その一部が記載されており、記載されていない部分は図５に示すと同一の構成を有している。

上述のスイッチング電源回路は、いずれも、１次側に１次側並列共振回路を有し、２次側に２次側直列共振回路を有する、多重共振コンバータとして構成されている。また、この多重共振コンバータは、力率を改善する力率改善部（力率改善回路）と、力率改善部と交流電源との間に介在して、コモンモードノイズを抑圧するコモンモードフィルタ部と、を備えるものである。そして、力率改善部の構成部分のコンデンサとコモンモードフィルタ部の構成部分のコンデンサとを共用して用い、部品点数を減らすものである。さらに、図１３に示す実施形態においてはノーマルモードノイズを抑圧するためのインダクタとコモンモードチョークコイルとを共用するものである。

このように重複した機能を有する共用部品を採用することによって部品点数の削減を図り効率を向上するとともに、これらの部品の高周波特性を良好なるものとして、電源妨害（ノイズ）を抑圧する。

まず、図５、図１０ないし図１３に示すスイッチング電源回路に共通する部分の説明をする。その後、図５、図１０ないし図１３に示すスイッチング電源回路の各々の特徴部分について説明する。

図５および図１０ないし図１３に示すスイッチング電源回路は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路である。

そして、１次側整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子Ｄｉと、１次側整流素子Ｄｉからの電力を平滑する１次側平滑コンデンサＣｉとを具備する。

また、コンバータ部は、１次巻線Ｎ１と、１次巻線Ｎ１と磁気的に疎結合とされる２次巻線Ｎ２と、１次巻線Ｎ１と磁気的に結合される３次巻線Ｎ３と、を有するコンバータトランスＰＩＴと、上述した１次側整流平滑部から供給される１次側直流電力を、交流電力に変換して１次巻線Ｎ１に供給するスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、１次巻線Ｎ１に生じる漏れインダクタＬ１と１次側電圧共振コンデンサＣ１とによって形成され、スイッチング素子Ｑ１から電力が供給される１次側並列共振回路と、によって形成され、２次巻線Ｎ２（または、２次巻線Ｎ２および２次巻線Ｎ２’）に生じる漏れインダクタＬ２（または、漏れインダクタＬ２および漏れインダクタＬ２’）と２次側直列共振コンデンサＣ２（または、２次側直列共振コンデンサＣ２および２次側直列共振コンデンサＣ２’）と、によって形成される２次側直列共振回路と、２次側直列共振回路に接続される２次側整流素子Ｄｏ（または、高速スイッチングダイオードＤｏ１および高速スイッチングダイオードＤｏ２、または、高速スイッチングダイオードＤｏ５ないし高速スイッチングダイオードＤｏ８）と、この２次側整流素子Ｄｏ等に接続され出力直流電圧Ｅｏを得るようにされた２次側平滑コンデンサＣｏと、出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするような制御信号を発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１と、を具備する。ここで、２次側の整流回路については、全波整流回路、全波倍電圧整流回路、倍電流整流回路のいずれを用いるものとしても良いものである。

また、力率改善部は、３次巻線Ｎ３に発生する共振パルスを整流できるスイッチング速度を有する１次側整流素子Ｄｉの入力側に接続された力率改善用インダクタＬｏ（または、力率改善用インダクタＬｏ１および力率改善用インダクタＬｏ２）とコンデンサＣＮＬ（または、コンデンサＣＮＬ１、コンデンサＣＮＬ２およびコンデンサＣＮＬ３）との直列回路を具備する。

また、コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルとアクロスコンデンサとして機能する力率改善部のコンデンサである、コンデンサＣＮＬ（または、コンデンサＣＮＬ１、コンデンサＣＮＬ２およびコンデンサＣＮＬ３）を具備する。以下、より詳細に説明する。

まず、図５に示すスイッチング電源回路について説明する。図５に示すスイッチング電源回路は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、前記１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部（力率改善回路）と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるものである。

コンバータ部は、１次巻線Ｎ１と、１次巻線Ｎ１と磁気的に疎結合とされる２次巻線Ｎ２と、１次巻線Ｎ１と磁気的に結合される３次巻線Ｎ３と、を有するコンバータトランスＰＩＴと、１次側整流平滑部から供給される１次側直流電力を、商用周波数よりも高い周波数の交流電力に変換して１次巻線Ｎ１に供給するスイッチング素子であるスイッチング素子Ｑ１と、これらのスイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、１次巻線Ｎ１に生じる漏れインダクタＬ１と１次側電圧共振コンデンサＣ１とによって形成され、スイッチング素子から電力が供給される１次側並列共振回路と、２次巻線Ｎ２に生じる漏れインダクタＬ２と２次側直列共振コンデンサＣ２とによって形成される２次側直列共振回路と、２次側直列共振回路に接続される２次側整流素子Ｄｏと、２次側整流素子Ｄｏに接続され出力直流電圧Ｅｏを得るようにされた２次側平滑コンデンサＣｏと、出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするような制御信号を発振・ドライブ回路に供給する制御回路１と、を具備する。

ここで、２次側整流回路の２次側整流素子Ｄｏは、高速スイッチングダイオードＤｏ１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ４で形成されるブリッジ接続を採用して全波整流をおこなう。

また、力率改善部は、３次巻線Ｎ３に発生する共振パルスを整流できるスイッチング速度を有するように１次側整流素子Ｄｉを高速スイッチングダイオードＤｉ１ないし高速スイッチングダイオードＤｉ４のブリッジ接続によって形成する。そして、ブリッジ接続とされた１次側整流素子Ｄｉの入力側に接続された力率改善用インダクタＬｏとコンデンサＣＮＬとの直列回路を具備する。この力率改善用インダクタＬｏとコンデンサＣＮＬとは、１次側整流素子Ｄｉの入力側からみるとローパスフィルタとして機能し、ノーマルモードノイズを抑圧するノーマルモードノイズフィルタとして機能する。

また、コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサとして機能するコンデンサＣＮＬと、を具備する。ここで、コンデンサＣＮＬは上述したようにローパスフィルタの一部として作用するとともに、コモンモードフィルタのアクロスコンデンサとしても機能する。すなわち、コンデンサＣＮＬが接続されることによって、コモンモードチョークコイルＣＭＣの両端の電位が同一電位とされ、コモンモードノイズの抑圧の作用が効果的とされる。また、コンデンサＣＮＬの両端に交流電源ＡＣからの交流電圧が印加され１次側整流素子Ｄｉの入力側に交流電力が供給される。

図５に示すスイッチング電源回路の主要部について、より詳細に説明を加える。

交流電力は、１次整流平滑部で整流されて、平滑される。ここで、整流は、１次側整流素子Ｄｉでおこなわれ、平滑は１次側平滑コンデンサＣｉでおこなわれるものであるが、１次側整流素子Ｄｉの出力側の一端と１次側平滑コンデンサＣｉの一端との間には３次巻線Ｎ３が介在している。３次巻線Ｎ３は力率改善の機能を発揮するために配されているものである。このようにして１次側直流電力に変換された電力はコンバータ部に供給されるが、コンバータ部は、いわゆる、ＤＣ／ＤＣコンバータの中でも、多重共振形コンバータとして構成されており、１次巻線Ｎ１の両端に生じると漏れインダクタＬ１と１次側電圧共振コンデンサＣ１とによって１次側並列共振回路が形成されており、この１次側並列共振回路には、スイッチング素子Ｑ１が接続されている。スイッチング素子Ｑ１はＭＯＳ―ＦＥＴが用いられ、ドレインとソースとの間がスイッチング素子として作用する。このような接続態様とすることによって、スイッチング素子Ｑ１のオンとオフによって生じる交流電力が１次側並列共振回路に印加される。さらに、２次巻線Ｎ２の両端に生じると漏れインダクタＬ２と２次側直列共振コンデンサＣ２とによって２次側直列共振回路が形成されている。

このような多重共振形コンバータが構成され、交流電力の周波数に応じて２次巻線Ｎ２に１次巻線Ｎ１から伝送される電力量が変化する。ここで、１次側並列共振回路の共振周波数は、漏れインダクタＬ１のインダクタンスの値と１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値とによって定められるものであり、１次側電圧共振コンデンサＣ１の値は、７５００ｐＦ（ピコ・ファラッド）とした。また、２次側直列共振回路の共振周波数は、漏れインダクタＬ２のインダクタンスの値と２次側直列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値とによって定められるものであり、２次側直列共振コンデンサＣ２の値は、０．０４７μＦ（マイクロ・ファラッド）とした。このようにして、２つの共振回路の共振周波数は、１次側電圧共振コンデンサＣ１と２次側直列共振コンデンサＣ２との値を選択することによって、各々、独立に定め得るものであるので、多重共振コンバータとしての所望の動作、例えば、スイッチング周波数の可変範囲を狭くする等の目的に合わせて、１次側直列共振周波数と２次側直列共振周波数は自由に設定が可能とされている。このような、多重共振コンバータの技術自体は公知の技術である。

漏れインダクタＬ１を発生させるコンバータトランスＰＩＴの構造を以下に説明する。コンバータトランスＰＩＴは、１次側と２次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、インダクタＬ１としても機能する。ここで、インダクタＬ１のインダクタンスは、コンバータトランスＰＩＴによって形成される漏れインダクタンスである。このような漏れインダクタンスをどのようにして生じさせるかについて、図６に示すコンバータトランスＰＩＴの断面図を示して具体的に説明する。

コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。そして、１次側と２次側の巻装部については、相互に独立するようにして分割し、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。そして、１次側の巻装部として１次巻線Ｎ１および３次巻線Ｎ３、２次側の巻装部として２次巻線Ｎ２が巻装されたボビンＢをＥＥ字形コアに取り付けることで、１次巻線Ｎ１および３次巻線Ｎ３が一の領域に巻装され、２次巻線Ｎ２がこの一の領域とは異なる巻装領域に分離され、ＥＥ字形コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにしてコンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。

このＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては、２．２ｍｍのギャップＧを形成する。これによって、１次側と２次側との結合係数ｋの値としては、結合係数ｋの値を１よりも小さくする、すなわち、疎結合とすることによって、１次巻線Ｎ１に発生する磁束の一部は２次巻線Ｎ２と鎖交しなくなり、この鎖交しない磁束の効果によってインダクタＬ１を形成して大きなインダクタンスの値を得るようにしている。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１およびＥ型コアＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成している。また、１次巻線Ｎ１の巻数は４０Ｔ（ターン）、２次巻線Ｎ２の巻数は３０Ｔ、３次巻線Ｎ３の巻数は９Ｔ、コア材は、ＥＥＲ―３５（コア材名称）とした。また、結合係数ｋの値は０．６７とした。

このようにして形成された１次側並列共振回路に印加される交流電力の周波数を変化させて、上述したように２次側に伝送される電力量を可変とし、よって、出力直流電圧Ｅｏの値を負荷が消費する電力量にかかわらずに一定とできる多重共振コンバータが構成される。

上述したようにスイッチング素子Ｑ１は、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードＤＤ１を内蔵する。ここで、ＭＯＳ−ＦＥＴは１０Ａ／９００Ｖの仕様のものを使用した。

図５に示す力率改善回路１３の構成について説明する。力率改善回路１３は、１次側整流素子Ｄｉとして、高速スイッチングダイオードＤｉ１ないし高速スイッチングダイオードＤｉ４を用いるものであり、図１ないし図３においては、１次側整流素子Ｄｉとして、低速度の整流ダイオードを用いるものである点において異なる。ここで、１次側整流素子Ｄｉは３Ａ／６００Ｖのワンパッケージ品とした。

また、図５に示す力率改善回路１３では力率改善用インダクタＬｏの一端を交流のライン側、すなわち、１次側整流素子Ｄｉの入力側に接続しており、図１ないし図３においては、力率改善用インダクタＬｏを１次側整流素子Ｄｉの出力側に接続している点において異なる。そして、１次側整流素子Ｄｉの出力側には上述したようにして３次巻線Ｎ３が接続されており、この３次巻線Ｎ３の一端は１次側整流素子Ｄｉの出力側の一端と接続され、３次巻線Ｎ３の他端には１次側平滑コンデンサＣｉの一端および１次巻線が接続されている。

ここで、力率改善用インダクタＬｏのインダクタンスの値は２７μＨとした。力率改善用インダクタＬｏの構造は、図６に示すコンバータトランスＰＩＴと略同様な構造が採用されているが、巻線は１つのみである。ギャップを設けることによって、磁気飽和が生じないものとすることができ、このときの、ギャップは１．４ｍｍとした。また、コア材はＥＥ−２２とした。

また、コンデンサＣＮＬは、３次巻線Ｎ３に接続された力率改善用インダクタＬｏの他端と１次側整流素子Ｄｉの入力側の他端との間に接続されている。ここで、コンデンサＣＮＬのキャパシタンスの値は１μＦとした。

上述した構成を有する力率改善回路では、共振電流である電流Ｉ１の一方向の電流は以下の経路を流れる。すなわち、コンデンサＣＮＬ、力率改善用インダクタＬｏ、高速スイッチングダイオードＤｉ１、３次巻線Ｎ３、１次側平滑コンデンサＣｉ、高速スイッチングダイオードＤｉ４、コンデンサＣＮＬの順に流れる。一方、電流Ｉ１の他方向の電流は、コンデンサＣＮＬ、高速スイッチングダイオードＤｉ３、３次巻線Ｎ３、１次側平滑コンデンサＣｉ、高速スイッチングダイオードＤｉ２、力率改善用インダクタＬｏ、コンデンサＣＮＬの順に流れる。

すなわち、電流Ｉ１の高周波成分はコンデンサＣＮＬに流されるが、コンデンサＣＮＬは高周波特性が良好なるコンデンサであるので、電流Ｉ１の高周波成分はコンデンサＣＮＬによって短絡されてコンデンサＣＮＬの両端の電圧（ノーマルモードノイズ）は非常に小さいものとなる。また、上述したようにして、共振電流Ｉ１は整流されて１次側平滑コンデンサＣｉに３次巻線に発生する共振パルスに応じた電圧が帰還されることとなる。

ここで、コンデンサＣＮＬは、図１ないし図３に示すアクロスコンデンサＣＬ２と同じ位置、すなわち、コモンモードチョークコイルＣＭＣの両端の間に配置されたアクロスコンデンサとしても機能してコモンモードノイズを抑圧する作用も同時におこなう。このような構成を採用することによって、図１ないし図３に示すコモンモードノイズの発生を抑圧するアクロスコンデンサＣＬ１およびアクロスコンデンサＣＬ２と、図１ないし図３に示すノーマルモードノイズの発生を抑圧するコンデンサＣＮとの２個のコンデンサの各々が奏する作用を１個のコンデンサであるコンデンサＣＮＬによって奏することができる。

すなわち、図５に示す力率改善回路１３を有するスイッチング電源回路では、交流ライン側、すなわち、１次側整流素子Ｄｉの入力側に力率改善用インダクタＬｏとコンデンサＣＮとを備えることによって、少ない部品の点数で、コモンモードノイズを抑圧するコモンモードフィルタとノーマルモードノイズを抑圧するノーマルモードフィルタとの両方の特性を呈する回路構成を実現することができる。これによって、回路の簡略化、部品の低減によるコストの低価格化が可能となる。

コストの低価格化が可能となる大きな理由は以下に述べるものである。まず、コモンモードチョークコイルＣＭＣの両端の間に配置されたアクロスコンデンサに対しては、耐圧に対する要求が厳格であり、また、このようなアクロスコンデンサの高周波特性が良好でない場合には、コモンモードノイズを抑圧する作用が十分得られないところから、高周波特性が良好であるコンデンサがアクロスコンデンサとしの特性として要求されるので、価格も高価なものになりがちであった。一方、高速スイッチングダイオードＤｉ１ないし高速スイッチングダイオードＤｉ４の４つの高速スイッチングダイオードの中の２つ高速スイッチングダイオードと力率改善用インダクタＬｏに流れる電流Ｉ１の高周波成分を抑圧するノーマルモードフィルタに用いるコンデンサの高周波特性は良好なるものでなければならず、同様に高価なものになりがちであった。図５に示す力率改善回路１３では、このような高価なコンデンサを一つにすることができるので装置の低価格化が実現できる。また、コンデンサを一つにすることで、コンデンサの二個分のコストを投じることができるので、高周波特が良好でノイズの削減効果が高い高価なコンデンサを用いることができる。

制御回路１は、入力された出力直流電圧Ｅｏと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じて主としてはスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１を駆動する。また、スイッチング周波数とともに一周期におけるスイッチング素子Ｑ１のオンまたはスイッチング素子Ｑ２のオンとなる時間の比率である時比率を変化させるようにしても良い。

このようにしてスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が可変制御されることにより、スイッチング周波数に応じて１次側並列共振回路および２次側直列共振回路のインピーダンスが変化し、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１から２次巻線Ｎ２側に伝送される電力量、また、２次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、出力直流電圧Ｅｏの大きさを基準電圧と一致させる動作が得られることになる。つまり、出力直流電圧Ｅｏの安定化が図られる。

図５に示すスイッチング電源回路の要部の動作波形を図７および図８に示し、図５に示すスイッチング電源回路によって得られる特性の測定データを図９に示す。

図７は、交流入力電圧１００Ｖ、最大負荷電力である負荷電力Ｐｏが３００Ｗにおける主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流電源から入力される電圧である交流入力電圧ＶＡＣ（図５を参照）、交流電源から流れる電流である交流入力電流ＩＡＣ（図５を参照）、１次側整流素子Ｄｉの出力側の電圧である電圧Ｖ２（図５を参照）、１次巻線Ｎ１に流れる電流である電流Ｉ１（図５を参照）、３次巻線Ｎ３に発生するパルス電圧である電圧Ｖ４（図５を参照）負荷に供給される電力の供給電圧である出力直流電圧Ｅｏ（図５を参照）に含まれるリップル電圧成分である電圧ΔＥｏの各々を示す。図７の電圧Ｖ２、電流Ｉ１、電圧Ｖ４の縦線を施した部分の各々は、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周期と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。

図７の交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係を見ると、交流入力電流ＩＡＣの流れる期間である流通角は、力率改善回路１３を設けることがない場合に較べて拡大している。すなわち、図５において、力率改善用インダクタＬｏおよび３次巻線Ｎ３を備えることがない場合、すなわち、図示しないが、１次側整流素子Ｄｉの出力側の端子に３次巻線Ｎ３を介することなく１次側平滑コンデンサＣｉを直接に接続する場合には、図７の交流入力電圧ＶＡＣのピーク電圧付近でのみパルス状に交流入力電流ＩＡＣが流れることとなる。一方、図５に示す力率改善回路１３を設ける場合においてはこのようなことはなく、交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係は略相似形となっている。

また、図８は、交流入力電圧１００Ｖ、最大負荷電力である負荷電力Ｐｏが３００Ｗにおける主要部の動作波形をスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周期により示している。スイッチング素子Ｑ１の両端の電圧である電圧Ｖ３（図５を参照）、３次巻線Ｎ３に発生するパルス電圧である電圧Ｖ４（図５を参照）、パルス電圧である電圧Ｖ３によって生じるパルス電流である電流Ｉ１（図５を参照）、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流である電流ＩＱ１（図５を参照）、２次巻線Ｎ２に流れる電流である電流Ｉ２（図５を参照）、ブリッジ整流器である２次側整流子素子Ｄｏの入力側に印加される電圧である電圧Ｖ５（図５を参照）の各々を示す。

図９は、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの条件下において負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲、出力直流電圧Ｅｏの値が１７５Ｖのときの負荷変動に対する整流平滑電圧Ｅｉ、力率ＰＦ、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣを示している。

図９から読み取れる代表特性の一部を紹介する。３次巻線Ｎ３と力率改善用インダクタＬｏとの値を適切に設定することによって、広範囲な負荷変動の範囲で良好なる力率ＰＦの特性を有することができるものとなる。例えば、図９に示すように、負荷電力Ｐｏの値については、無負荷から最大負荷である３００Ｗの範囲の中間点で最良となるように設定する場合に広範囲な負荷変動に対して良好なる力率ＰＦの値を有することができる。

また、図９においては、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値としては、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合で、負荷電力Ｐｏの値が最大負荷の３００Ｗのときに９２．２％であった。この値は、背景技術の図１４に示すスイッチング電源回路における９０．８％に較べると大きく改善されたものとなっている。また、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路よりも、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値が向上している。これは、ダイオードに流れる電流が通過する経路に存在するダイオードの個数を減らし、高周波電流が流れるコンデンサの個数を減らす等によって部品点数を減らしたことによって得られる効果、すなわち、力率改善回路１３の構成態様として、力率改善用インダクタＬｏをＡＣライン側に挿入することによって得られる効果である。

すなわち、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路では、１次側整流素子Ｄｉの中の２個の整流ダイオードおよび高速スイッチングダイオードＤ１を合わせた３個のダイオードに高周波の電流および整流電流が流れ、これによって生じる順方向電力損失およびスイッチング損失が電力損失となったが、図５に示すスイッチング電源回路では、高周波の電流および整流電流が流れるダイオードの数を２個としてダイオードにおける電力損失を減らしている。この電力損失の低減は、電力効率の改善に換算すると負荷電力Ｐｏの値が３００Ｗの場合には、１．５％の電力効率の向上に相当する。

また、図５のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまり、図１４に示すアクティブフィルタは、スイッチング素子Ｑ１００と、これらを駆動するための乗算器１１１等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、実施形態のスイッチング電源回路においては、力率改善のために必要な追加部品として、コンデンサＣＮＬ、力率改善用インダクタＬｏおよび１次側整流素子Ｄｉとして高速整流素子を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば部品点数を少ないものとすることができる。

また、図１ないし図３に示すスイッチング回路と比較した場合には、ノイズの低減効果は極めて良好であり、部品点数を少なくして低コストなものとすることができる。

また、図５のスイッチング電源回路では、多重共振形のコンバータ部および力率改善部の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図１４に示したアクティブフィルタを用いる回路と比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。

また、２次側整流素子Ｄｏを構成する２次側の高速スイッチングダイオードである高速スイッチングダイオードＤｏ１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ４、１次側整流素子Ｄｏを構成する１次側の高速スイッチングダイオードＤｉ１ないし高速スイッチングダイオードＤｉ４などもスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２に同期してスイッチングの動作をするものである。したがって、アース電位としては、図１４のスイッチング電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。

さらに、図１ないし図３においては、交流電流が、アクロスコンデンサＣＬ１、アクロスコンデンサＣＬ２、コンデンサＣＮの３個に流れるのに対して、図５では、アクロスコンデンサＣＬとコンデンサＣＮＬとの２個に流れるようにして、高周波電流が流れるコンデンサの数を減らし、結果としてコンデンサにおける電力損失を減らしている。

また、力率改善用インダクタＬｏの値と３次巻線Ｎ３の巻数の選定によって、中間負荷時（負荷電力Ｐｏの値が無負荷と最大負荷との間の値を言う）における力率ＰＦの値を最良のものとして、力率ＰＦを広範囲に良好なるものとすることができ、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合および交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合のいずれにおいても最大負荷時の力率ＰＦを同程度にすることができる。

また、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路との比較においては、力率改善用インダクタＬｏを交流電源ライン側（１次側整流素子Ｄｉの入力側）に挿入してノーマルモードノイズが大幅に低減できた。

さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータに追加する力率改善のための追加の部品の点数は、図５に示す力率改善回路１３においては、力率改善用インダクタＬｏの１点であり、部品点数を削減することができる。

図５に示すスイッチング電源回路の力率改善回路１３の変形例を図１０に示す。図１０においては、力率改善回路１３とは異なる力率改善回路１４を採用し、全波整流回路に替えて倍圧整流回路を採用する点で図５に示すスイッチング電源回路と異なる。図１０においては、図５と同様にして、３次巻線Ｎ３の他端には１次側平滑コンデンサＣｉが接続され、１次巻線Ｎ１には１次側電圧共振コンデンサＣ１とスイッチング素子Ｑ１が接続されているが、その記載が省略されている。また、発振・ドライブ回路２および制御回路１が省略され、発振・ドライブ回路２および制御回路１については、図５に示すと同様の接続態様となされている。

図１０に示す力率改善回路１４においては、コンデンサＣＮＬに替えてコンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２の直列接続回路を採用している。ここで、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２は、図１ないし図３に示すアクロスコンデンサＣＬ２と同じ位置、すなわち、コモンモードチョークコイルＣＭＣの両端の間に配置されたアクロスコンデンサとしても機能してコモンモードノイズを抑圧する作用も同時におこなう。そして、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２の接続点は１次側の基準電位となる１次側接地点に接続されているので、図５に示すような力率改善回路１３で採用する回路構成と較べた場合にコモンモードノイズの低減効果はさらに良好となる。

すなわち、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２の接続点は高周波的には接地電位とされ、この接続点を接地しない場合に較べて、コモンモードノイズの発生のレベルが低いものとされている。それに加えて、コンデンサＣＮＬのみを設ける場合と同様に、コモンモードチョークコイルＣＭＣの出力側の２本のライン間の高周波の電位を同一として、コモンモードチョークコイルＣＭＣの作用を効果的にしている。

図１０に示す２次側の回路は、漏れインダクタＬ２と２次側直列共振コンデンサＣ２で第１の２次側直列共振回路を形成し、漏れインダクタＬ２’と２次側直列共振コンデンサＣ２’で第２の２次側直列共振回路を形成している。ここで、２次巻線Ｎ２の巻数と２次巻線Ｎ２’の巻数は同一とされており、センタータップを基準として逆位相の電圧が発生している。また、漏れインダクタＬ２と漏れインダクタＬ２’のインダクタンスの値は巻数が等しいので略同様の値であり、２次側直列共振コンデンサＣ２と次側２次側直列共振コンデンサＣ２’の値も等しいものに選ばれ、第１の２次側直列共振回路の共振周波数と第２の２次側直列共振回路の共振周波数は等しいものとされている。

２次側直列共振コンデンサＣ２は高速スイッチングダイオードＤｏ６に流れる電流によって充電される。また、２次側直列共振コンデンサＣ２を通過した交流電圧は高速スイッチングダイオードＤｏ６に印加されて２次側平滑コンデンサＣｏに充電電流を整流して供給する。この場合に、２次側直列共振コンデンサＣ２の充電電圧は高速スイッチングダイオードＤｏ５に直列に加算方向に加えられているので、２次側平滑コンデンサＣｏに発生する電圧は２次巻線Ｎ２に発生する電圧の２倍となる。以上の動作は交流の半周期の動作である。他の半周期では、２次側直列共振コンデンサＣ２’は高速スイッチングダイオードＤｏ８に流れる電流によって充電される。また、２次側直列共振コンデンサＣ２’を通過した交流電圧は高速スイッチングダイオードＤｏ７に印加されて２次側平滑コンデンサＣｏに充電電流を整流して供給する。この場合に、２次側直列共振コンデンサＣ２’の充電電圧は高速スイッチングダイオードＤｏ７に直列に加算方向に加えられているので、２次側平滑コンデンサＣｏに発生する電圧は２次巻線Ｎ２に発生する電圧の２倍となる。このようにして倍電圧全波整流回路が構成される。

図１１に示す２次側の回路は、図５に示すと同様な１次側の構成において、２次側のみに変更を加えた構成例である。図１１の回路構成は図１０の回路構成の半周期が動作する部分のみを回路として構成した倍電圧半波整流回路である。

図１２に示す回路は、図５に示すと同様な１次側の構成において、力率改善回路１５と２次側のみに変更を加えた構成例である。

２次側整流回路は、漏れインダクタＬ２と２次側直列共振コンデンサＣ２とで２次側直列共振回路を構成する。２次巻線Ｎ２の一方の端子に接続される第１の２次側整流素子である高速スイッチングダイオードＤｏ１を介して磁気エネルギーを蓄え、高速スイッチングダイオードＤｏ２を介してこの磁気エネルギーを放出する第１の２次側インダクタであるインダクタＬｓ１と、高速スイッチングダイオードＤｏ２を介して磁気エネルギーを蓄え、高速スイッチングダイオードＤｏ１を介してこの磁気エネルギーを放出する第２の２次側インダクタであるインダクタＬｓ２と、高速スイッチングダイオードＤｏ１に流れる電流および高速スイッチングダイオードＤｏ２に流れる電流を充電するように接続されて出力直流電圧Ｅｏを得るようにされた２次側平滑コンデンサＣｏと、を有するものである。

このような２次側整流回路の接続態様では、２次巻線Ｎ２からの電圧の極性が高速スイッチングダイオードＤｏ１をオンとする極性である場合には、２次巻線Ｎ２からの電流とインダクタＬｓ２からの電流が加算されて高速スイッチングダイオードＤｏ１を流れ、同一の電力を負荷に供給する場合には、高速スイッチングダイオードＤｏ１に流れるピーク電流の大きさは、インダクタＬｓ２が無い場合に較べて低減する。また、２次巻線Ｎ２からの電圧の極性が高速スイッチングダイオードＤｏ２をオンとする極性である場合には、２次巻線Ｎ２からの電流とインダクタＬｓ１からの電流が加算されて高速スイッチングダイオードＤｏ２を流れ、同一の電力を負荷に供給する場合には、高速スイッチングダイオードＤｏ２に流れるピーク電流の大きさは、インダクタＬｓ１が無い場合に較べて低減する。このような、２次側整流回路の構成態様を倍電流整流回路と称する。

図１２に示す力率改善回路１５においては、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２に加えてコンデンサＣＮＬ３を有するので、コンデンサＣＮＬ３がない場合に較べてノーマルモードノイズの発生はさらに少ないものとなる。さらに、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２の接続点を高周波的に接地電位とすることによって上述したようにコモンモードノイズの抑圧の効果は良好なるものとなる。また、コンデンサＣＮＬ３はコモンモードチョークコイルＣＭＣの出力側の両方の極性の端子間の電圧を同一として、コモンモードチョークコイルＣＭＣのコモンモード抑圧の作用をより効果的なものとする。

また、図１３に示す力率改善回路１６においては、インダクタＬｏに替えて、インダクタＬｏ１とインダクタＬｏ２の２個のインダクタを用いるが、インダクタＬｏ１とインダクタＬｏ２とは各々ノーマルモードを抑圧するインダクタとして、直列に接続されている。

なお、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、実施形態は必要に応じて変更することができるものである。

実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態の電源回路の負荷電力に対する力率および電源効率の特性を示す図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のコンバータトランスの構成例を示す図である。 実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。 実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。 実施形態の電源回路の負荷電力に対する力率および電源効率の特性を示す図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部を示す回路図である。 背景技術に示すスイッチング電源回路の構成例を示す図である。

符号の説明

１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、１０、１１、１２、１３、１４、１５、１６ 力率改善回路、ＡＣ 交流電源、Ｂ ボビン、Ｃ１ １次側電圧共振コンデンサ、Ｃ２、Ｃ２’ ２次側直列共振コンデンサ、Ｃｉ、 １次側平滑コンデンサ、ＣＬ、ＣＬ１、ＣＬ２ アクロスコンデンサ、ＣＭＣ コモンモードチョークコイル、ＣＮＬ、ＣＮＬ１、ＣＮＬ２、ＣＮＬ３ コンデンサ、Ｃｏ、 ２次側平滑コンデンサ、ＤＤ１ ボディダイオード、Ｄｉ １次側整流素子、Ｄｏ ２次側整流素子、Ｄ１、Ｄｉ１、Ｄｉ２、Ｄｉ３、Ｄｉ４、Ｄｏ１、Ｄｏ２、Ｄｏ３、Ｄｏ４、Ｄｏ５，Ｄｏ６、Ｄｏ７、Ｄｏ８ 高速スイッチングダイオード、Ｅｉ 整流平滑電圧、Ｅｏ 出力直流電圧、Ｇ ギャップ、Ｉ１、ＩＱ１、１２ 電流、ＩＡＣ 交流入力電流、Ｌ１、Ｌ２、Ｌｓ１、Ｌｓ２ インダクタ、Ｌｏ 第１巻線（力率改善用インダクタ、インダクタ）、Ｌｏ’ 第２巻線、Ｎ１ １次巻線、Ｎ２、Ｎ２’ ２次巻線、Ｎ３ ３次巻線、ＰＩＴ コンバータトランス、Ｑ１ スイッチング素子、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ５ 電圧、ＶＡＣ 交流入力電圧、ＶＦＴ 電圧帰還トランス

Claims (3)

1. 交流電源からの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、前記１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路であって、
   前記１次側整流平滑部は、
   交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子と、
   前記１次側整流素子からの電力がコンバータトランスに巻回された３次巻線を介して供給される１次側平滑コンデンサと、
   を具備し、
   前記コンバータ部は、
   １次巻線と、前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線と、前記１次巻線と磁気的に結合される前記３次巻線と、を有する前記コンバータトランスと、
   前記１次側整流平滑部から供給される前記１次側直流電力を、前記交流電力に変換して前記１次巻線に供給するスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
   前記１次巻線に生じる漏れインダクタと１次側電圧共振コンデンサとによって形成され、前記スイッチング素子から電力が供給される１次側並列共振回路と、
   前記２次巻線に生じる漏れインダクタと２次側直列共振コンデンサとによって形成される２次側直列共振回路と、
   前記２次側直列共振回路に接続される整流素子と、
   前記整流素子に接続され出力直流電圧を得るようにされた２次側平滑コンデンサと、
   前記出力直流電圧の値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備し、
   前記力率改善部は、
   前記１次側整流素子の入力側に接続された力率改善用インダクタとコンデンサとの直列回路を具備するとともに、
   前記１次側整流素子のスイッチング速度が、該１次側整流素子の出力側に接続される前記３次巻線に発生される共振パルスを整流できる速度を有するものとされて形成され、
   前記コモンモードフィルタ部は、
   コモンモードチョークコイルとアクロスコンデンサとして機能する前記力率改善部の前記コンデンサと、を具備する、
   スイッチング電源回路。
2. 前記力率改善部のコンデンサは、
   第１コンデンサと第２コンデンサとの直列接続回路によって形成され、
   前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点が前記１次側整流素子の出力側の基準電位点に接続されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 前記力率改善部のコンデンサは、
   第１コンデンサと第２コンデンサとの直列接続回路および前記直列接続回路に並列に接続された第３のコンデンサによって形成され、
   前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点が前記１次側整流素子の出力側の基準電位点に接続されることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源回路。
   

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