JPH0851780A - 中性点クランプ式インバータ - Google Patents
中性点クランプ式インバータInfo
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- JPH0851780A JPH0851780A JP6184471A JP18447194A JPH0851780A JP H0851780 A JPH0851780 A JP H0851780A JP 6184471 A JP6184471 A JP 6184471A JP 18447194 A JP18447194 A JP 18447194A JP H0851780 A JPH0851780 A JP H0851780A
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 循環電流による電力損失を減少させ変換効率
を向上させ、電力回生時に動作するダイオ―ドの保護を
行う。 【構成】 カソ―ド側が正側ア―ムのスナバコンデンサ
Cs1,Cs2 の他端に接続される正側回生ダイオ―ドDr1,Dr
2 と、アノ―ド側が負側ア―ムのスナバコンデンサCs3,
Cs4 の他端に接続される回生ダイオ―ドDr3,Dr4 と、交
流電源から直流電流を得て、リアクトルLrと環流ダイオ
―ドDFを介して循環電流を供給する回生動作の可能な電
力変換器SSを備え、リアクトルLrと環流ダイオ―ドDFの
直列回路の両端に正側回生ダイオ―ドのカソ―ド側と前
記負側回生ダイオ―ドのアノ―ド側を接続する。
を向上させ、電力回生時に動作するダイオ―ドの保護を
行う。 【構成】 カソ―ド側が正側ア―ムのスナバコンデンサ
Cs1,Cs2 の他端に接続される正側回生ダイオ―ドDr1,Dr
2 と、アノ―ド側が負側ア―ムのスナバコンデンサCs3,
Cs4 の他端に接続される回生ダイオ―ドDr3,Dr4 と、交
流電源から直流電流を得て、リアクトルLrと環流ダイオ
―ドDFを介して循環電流を供給する回生動作の可能な電
力変換器SSを備え、リアクトルLrと環流ダイオ―ドDFの
直列回路の両端に正側回生ダイオ―ドのカソ―ド側と前
記負側回生ダイオ―ドのアノ―ド側を接続する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は３レベルの電圧を出力す
る中性点クランプ式インバ―タに係り、特にＰＷＭ制御
を行うときにスナバ回路の電力回生を安全に行うように
改良した中性点クランプ式インバ―タに関する。
る中性点クランプ式インバ―タに係り、特にＰＷＭ制御
を行うときにスナバ回路の電力回生を安全に行うように
改良した中性点クランプ式インバ―タに関する。
【０００２】
【従来の技術】パルス幅変調（以下ＰＷＭ）制御により
３レベルの電圧を出力し高調波成分の少ない交流電圧を
出力するものとして中性点クランプ式インバ―タ（以下
ＮＰＣインバ―タ）が用いられている。この種の従来の
ＮＰＣインバ―タを図５に示す。図５は１相分（Ｕ相）
の主回路、スナバ回生回路、制御回路の要部を示した図
である。
３レベルの電圧を出力し高調波成分の少ない交流電圧を
出力するものとして中性点クランプ式インバ―タ（以下
ＮＰＣインバ―タ）が用いられている。この種の従来の
ＮＰＣインバ―タを図５に示す。図５は１相分（Ｕ相）
の主回路、スナバ回生回路、制御回路の要部を示した図
である。
【０００３】主回路は、直流電圧源Vd1,Vd2 、アノ―ド
リアクトルLa1,La2 、ホィ―リング抵抗Rc1,Rc2 、ホィ
―リングダイオ―ドDc1,Dc2 、自己消弧素子（以下スイ
ッチ素子）S1〜S4、スナバコンデンサCs1 〜Cs4 、スナ
バダイオ―ドDs1 〜Ds4 、フリ―ホィ―リングダイオ―
ドD1〜D4、クランプダイオ―ドD5，D6、電流検出器CTu
、で構成されている。スナバ回生回路は、ダイオ―ドD
r1 〜Dr2 、平滑直流リアクトルLr、３相のサイリスタ
コンバ―タSS、変圧器TR、交流電源BUS 、電流検出器CT
r で構成されている。この場合サイリスタコンバ―タSS
は、SS→Lr→Ｄｓ２→Ｄｓ２ →Ds3 →Dr3 →SSの経路
で循環電流Irが流れるように、直流定電流源として機能
している。
リアクトルLa1,La2 、ホィ―リング抵抗Rc1,Rc2 、ホィ
―リングダイオ―ドDc1,Dc2 、自己消弧素子（以下スイ
ッチ素子）S1〜S4、スナバコンデンサCs1 〜Cs4 、スナ
バダイオ―ドDs1 〜Ds4 、フリ―ホィ―リングダイオ―
ドD1〜D4、クランプダイオ―ドD5，D6、電流検出器CTu
、で構成されている。スナバ回生回路は、ダイオ―ドD
r1 〜Dr2 、平滑直流リアクトルLr、３相のサイリスタ
コンバ―タSS、変圧器TR、交流電源BUS 、電流検出器CT
r で構成されている。この場合サイリスタコンバ―タSS
は、SS→Lr→Ｄｓ２→Ｄｓ２ →Ds3 →Dr3 →SSの経路
で循環電流Irが流れるように、直流定電流源として機能
している。
【０００４】電流制御回路CONTU は、比較器C6、比例増
幅器GU(s) 、関数回路Gu1,Gu2 、三角波発生器TRG 、Ｐ
ＷＭ制御回路PWMCU1，PWMCU2で構成されている。制御回
路CONT3 は、比較器C5、比例増幅器Gr(s) 、位相制御回
路PHC で構成され、サイリスタコンバ―タSSの電流を一
定に制御し、スナバコンデンサCs1 〜Cs4 の放電電流を
一定値に制限しながら交流電源BUS へ回生する働きをす
る。
幅器GU(s) 、関数回路Gu1,Gu2 、三角波発生器TRG 、Ｐ
ＷＭ制御回路PWMCU1，PWMCU2で構成されている。制御回
路CONT3 は、比較器C5、比例増幅器Gr(s) 、位相制御回
路PHC で構成され、サイリスタコンバ―タSSの電流を一
定に制御し、スナバコンデンサCs1 〜Cs4 の放電電流を
一定値に制限しながら交流電源BUS へ回生する働きをす
る。
【０００５】図５の構成において、電流指令値Iu* は電
流検出器CTu を介して検出される実電流Iuと比較器C6で
比較されその偏差を比例増幅器Gu(s) で増幅しeuとして
関数回路Gu1,Gu2 に入力する。関数回路Gu1 は正負に変
化する信号euに対して、正側の信号に比例した正の出力
信号eu1 を出力し、関数回路Gu2 は負側の信号に比例し
た負の出力信号eu2 を出力する。信号eu1,eu2 はコンパ
レ―タGc1,Gc2 で、三角波Ｘ，Ｙと比較され、ＰＷＭ制
御回路PWMCU1,PWMCU2 を介してスイッチング素子S1〜S4
へゲ―ト信号Sg1 〜Sg4 を出力する。これによりＮＰＣ
インバ―タの出力には図６に示す３レベルの電圧Vuが出
力される。
流検出器CTu を介して検出される実電流Iuと比較器C6で
比較されその偏差を比例増幅器Gu(s) で増幅しeuとして
関数回路Gu1,Gu2 に入力する。関数回路Gu1 は正負に変
化する信号euに対して、正側の信号に比例した正の出力
信号eu1 を出力し、関数回路Gu2 は負側の信号に比例し
た負の出力信号eu2 を出力する。信号eu1,eu2 はコンパ
レ―タGc1,Gc2 で、三角波Ｘ，Ｙと比較され、ＰＷＭ制
御回路PWMCU1,PWMCU2 を介してスイッチング素子S1〜S4
へゲ―ト信号Sg1 〜Sg4 を出力する。これによりＮＰＣ
インバ―タの出力には図６に示す３レベルの電圧Vuが出
力される。
【０００６】図６に示すように、ＰＷＭ制御可能な最大
電圧をEmaxとし三角波Ｘは０〜＋Emaxの間で変化し、三
角波Ｙは０〜−Emaxの間で変化する。また、信号eu1 は
正の半波で出力され、信号eu2 は負の半波で出力され
る。信号eu1,eu2 と三角波Ｘ，Ｙがそれぞれ比較され、
スイッチ素子S1〜S4をＰＷＭ制御するためのゲ―ト信号
Sg1 〜sg4 が出力される。すなわち、eu1 ＞ Ｘのと
き、Sg1 ＝１で、S1をオン、S3をオフさせる。
電圧をEmaxとし三角波Ｘは０〜＋Emaxの間で変化し、三
角波Ｙは０〜−Emaxの間で変化する。また、信号eu1 は
正の半波で出力され、信号eu2 は負の半波で出力され
る。信号eu1,eu2 と三角波Ｘ，Ｙがそれぞれ比較され、
スイッチ素子S1〜S4をＰＷＭ制御するためのゲ―ト信号
Sg1 〜sg4 が出力される。すなわち、eu1 ＞ Ｘのと
き、Sg1 ＝１で、S1をオン、S3をオフさせる。
【０００７】eu1 ≦ Ｘのとき、Sg1 ＝０で、S1をオ
フ、S3をオンさせる。eu2 ＜ Ｘのとき、Sg2 ＝１
で、S4をオン、S2をオフさせる。eu2 ≧ Ｙのとき、
Sg2 ＝０で、S4をオフ、S2をオンさせる。
フ、S3をオンさせる。eu2 ＜ Ｘのとき、Sg2 ＝１
で、S4をオン、S2をオフさせる。eu2 ≧ Ｙのとき、
Sg2 ＝０で、S4をオフ、S2をオンさせる。
【０００８】この結果、図６に示すようにＰＷＭ制御さ
れたVd1 ，０，−Vd2 の３レベルの出力電圧Vuが得ら
れ、電流指令値Iu* と一致した実電流Iuが負荷Loadに流
れる。一方、電流検出器CTr を介して検出されるサイリ
スタコンバ―タSSの出力電流Irは比較器C5で、電流指令
値Ir* と比較され、その偏差が増幅器Gr(s) で増幅され
電圧指令値として位相制御回路PHC へ与えられる。位相
制御回路PHC はその電圧指令値に応じて、位相制御され
たゲ―トパルスｇP を出力し、サイリスタコンバ―タSS
は電圧指令値が正の場合（Ir* ＞Ir）は正電圧を出力し
コンバ―タとして循環電流を供給し、負の場合（Ir* ＜
Ir）は負電圧を出力し、インバ―タとして交流電源BUS
へ電力を回生し、電流指令値Ir* に一致した電流Irに制
御する。
れたVd1 ，０，−Vd2 の３レベルの出力電圧Vuが得ら
れ、電流指令値Iu* と一致した実電流Iuが負荷Loadに流
れる。一方、電流検出器CTr を介して検出されるサイリ
スタコンバ―タSSの出力電流Irは比較器C5で、電流指令
値Ir* と比較され、その偏差が増幅器Gr(s) で増幅され
電圧指令値として位相制御回路PHC へ与えられる。位相
制御回路PHC はその電圧指令値に応じて、位相制御され
たゲ―トパルスｇP を出力し、サイリスタコンバ―タSS
は電圧指令値が正の場合（Ir* ＞Ir）は正電圧を出力し
コンバ―タとして循環電流を供給し、負の場合（Ir* ＜
Ir）は負電圧を出力し、インバ―タとして交流電源BUS
へ電力を回生し、電流指令値Ir* に一致した電流Irに制
御する。
【０００９】この場合、電流Irの流れる経路はスイッチ
素子S1〜S4の動作モ―ドによって次のようになる。 （１）タ―ンオフ動作 図７（ａ）はスイッチ素子S1とS2がオンしている状態か
らスイッチ素子S1がタ―ンオフしたときの電流の経路を
示す。この場合、スナバ回生回路を直流定電流源Ikとし
て表している。
素子S1〜S4の動作モ―ドによって次のようになる。 （１）タ―ンオフ動作 図７（ａ）はスイッチ素子S1とS2がオンしている状態か
らスイッチ素子S1がタ―ンオフしたときの電流の経路を
示す。この場合、スナバ回生回路を直流定電流源Ikとし
て表している。
【００１０】スイッチ素子S1がタ―ンオフすると、アノ
―ドリアクトルLa1 の電流IuはLa1→Dc1 →Rc1 →La1
の経路でホィ―リング電流となり、La1 のエネルギは抵
抗Rc1 で消費される。また、負荷Loadを流れている電流
Iuは中性点クランプ用ダイオ―ドD5を介して流れ続け
る。
―ドリアクトルLa1 の電流IuはLa1→Dc1 →Rc1 →La1
の経路でホィ―リング電流となり、La1 のエネルギは抵
抗Rc1 で消費される。また、負荷Loadを流れている電流
Iuは中性点クランプ用ダイオ―ドD5を介して流れ続け
る。
【００１１】スナバコンデンサCs1 の充電電流Ics1はVd
1 →La1 →Cs1 →Ds1 →S2→Loadの経路で流れ、スイッ
チ素子S1に加わる回復電圧の上昇率（dv／dt）を抑制す
る。この場合、直流定電流源Ikの電流IrはIk→Dr2 →Ds
2 →Ds3 →Dr3 →Ikの経路で環流し、一定に制御され
る。 （２）タ―ンオン動作 スイッチ素子S1がタ―ンオンしたときの電流経路を図７
（ｂ）に示す。
1 →La1 →Cs1 →Ds1 →S2→Loadの経路で流れ、スイッ
チ素子S1に加わる回復電圧の上昇率（dv／dt）を抑制す
る。この場合、直流定電流源Ikの電流IrはIk→Dr2 →Ds
2 →Ds3 →Dr3 →Ikの経路で環流し、一定に制御され
る。 （２）タ―ンオン動作 スイッチ素子S1がタ―ンオンしたときの電流経路を図７
（ｂ）に示す。
【００１２】スイッチ素子S1がオンすると、スナバコン
デンサCs1 の充電電荷Qcs1はCs1 →S1→S2→Ds3 →Dr3
→Ik→Dr1 →Cs1 の経路で一定電流Ir′に制御されなが
ら放電される。放電後は定電流源Ik→Dr2 →Ds2 →Ds3
→Dr3 →Ikの経路で一定の循環電流Ikが流れる。
デンサCs1 の充電電荷Qcs1はCs1 →S1→S2→Ds3 →Dr3
→Ik→Dr1 →Cs1 の経路で一定電流Ir′に制御されなが
ら放電される。放電後は定電流源Ik→Dr2 →Ds2 →Ds3
→Dr3 →Ikの経路で一定の循環電流Ikが流れる。
【００１３】また、スイッチ素子S1がタ―ンオンすると
図７（ａ）の波線の経路でコンデンサCs3 に充電電流Ic
s3が流れる。従って、スイッチ素子S1とS2に流れる電流
は、負荷電流IuとCs1 の放電電流Ir及びCs3 の充電電流
Ics3の和となる。 （３）他のモ―ドの放電経路 −Vd2 出力モ―ドから０出力モ―ドに変化するとき、ス
イッチ素子S4がオフし、スイッチ素子S2がタ―ンオンす
る。この時、スナバコンデンサCs2 の充電電荷Qcs2が、
Cs2 →S2→Ds3 →Dr3 →Ik→Dr2 →Cs2 の経路で放電す
る。
図７（ａ）の波線の経路でコンデンサCs3 に充電電流Ic
s3が流れる。従って、スイッチ素子S1とS2に流れる電流
は、負荷電流IuとCs1 の放電電流Ir及びCs3 の充電電流
Ics3の和となる。 （３）他のモ―ドの放電経路 −Vd2 出力モ―ドから０出力モ―ドに変化するとき、ス
イッチ素子S4がオフし、スイッチ素子S2がタ―ンオンす
る。この時、スナバコンデンサCs2 の充電電荷Qcs2が、
Cs2 →S2→Ds3 →Dr3 →Ik→Dr2 →Cs2 の経路で放電す
る。
【００１４】また、Vd1 出力モ―ドから０出力モ―ドに
変化するとき、スイッチ素子S1がオフし、スイッチ素子
S3がタ―ンオンする。この時、スナバコンデンサCs3 の
充電電荷Qcs3が、Cs3 →Dr3 →Ik→Dr2 →Ds2 →S3→Cs
3 の経路で放電する。さらに、０出力モ―ドから−Vd2
出力モ―ドに変化するとき、スイッチ素子S2がオフし、
スイッチ素子S4がタ―ンオンし、スナバコンデンサCs4
の充電電荷Qcs4が、Cs4 →Dr4 →Ik→Dr2 →Ds2 →S3→
S4→Cs4 の経路で放電する。このように、１つの直流定
電流源で、４つのスナバコンデンサの電荷を順次に放電
させることで、電力を回生することができる。
変化するとき、スイッチ素子S1がオフし、スイッチ素子
S3がタ―ンオンする。この時、スナバコンデンサCs3 の
充電電荷Qcs3が、Cs3 →Dr3 →Ik→Dr2 →Ds2 →S3→Cs
3 の経路で放電する。さらに、０出力モ―ドから−Vd2
出力モ―ドに変化するとき、スイッチ素子S2がオフし、
スイッチ素子S4がタ―ンオンし、スナバコンデンサCs4
の充電電荷Qcs4が、Cs4 →Dr4 →Ik→Dr2 →Ds2 →S3→
S4→Cs4 の経路で放電する。このように、１つの直流定
電流源で、４つのスナバコンデンサの電荷を順次に放電
させることで、電力を回生することができる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記従来の回
路構成では次のような問題点がある。 （１）一般にダイオ―ド素子は、逆回復時間（リカバリ
タイムtrr ）等の電気的特性が定められており、これら
の定格値を超えて使用してはならない。（リカバリタイ
ムtrr は素子に急峻な逆電圧を印加したとき、直ちに電
流を阻止することができず、逆電流が流れる時間）特に
リカバリタイムtrr の期間に流れる逆電流の大きさはダ
イオ―ドが不導通のときより、導通状態のときの方が大
きいことが知られている。また、素子容量に比例して大
きい。
路構成では次のような問題点がある。 （１）一般にダイオ―ド素子は、逆回復時間（リカバリ
タイムtrr ）等の電気的特性が定められており、これら
の定格値を超えて使用してはならない。（リカバリタイ
ムtrr は素子に急峻な逆電圧を印加したとき、直ちに電
流を阻止することができず、逆電流が流れる時間）特に
リカバリタイムtrr の期間に流れる逆電流の大きさはダ
イオ―ドが不導通のときより、導通状態のときの方が大
きいことが知られている。また、素子容量に比例して大
きい。
【００１６】従来方式（図５）では、通常循環電流Ir
は、SS→Lr→Dr2 →Ds2 →Ds3 →Dr3→SSの経路で循環
して流れている。従って、ダイオ―ドDr2 、Ds2 、Ds3
、Dr3は常に導通状態にある。
は、SS→Lr→Dr2 →Ds2 →Ds3 →Dr3→SSの経路で循環
して流れている。従って、ダイオ―ドDr2 、Ds2 、Ds3
、Dr3は常に導通状態にある。
【００１７】この状態で、スイッチ素子S1がタ―ンオン
するとスナバコンデンサCs1 の充電電荷Qcs1は、前述し
たCs1 →S1→S2→Ds3 Dr3 →SS→Lr→Dr2 →Cs1 の経路
で放電されないで、リカバリタイムtrr の間は、Cs1 →
S1→S2→Ds2 →Dr2 Dr1 →Cs1 の経路で放電し急峻なサ
―ジ電流が流れ、ダイオ―ドDs2,Dr2,Dr1 を損傷する場
合がある。ダイオ―ドDs2,Dr2,Dr1 の容量はスイッチ素
子S1〜S4の10％程度のものが使用されるため、ダイオ―
ドに損傷を与える危険度は大きい。リカバリタイムtrr
後は、放電電流は正規の経路（Cs1 →S1→S2→Ds3 →Dr
3 →SS→Lr→Dr2 →Cs1 ）で流れる。
するとスナバコンデンサCs1 の充電電荷Qcs1は、前述し
たCs1 →S1→S2→Ds3 Dr3 →SS→Lr→Dr2 →Cs1 の経路
で放電されないで、リカバリタイムtrr の間は、Cs1 →
S1→S2→Ds2 →Dr2 Dr1 →Cs1 の経路で放電し急峻なサ
―ジ電流が流れ、ダイオ―ドDs2,Dr2,Dr1 を損傷する場
合がある。ダイオ―ドDs2,Dr2,Dr1 の容量はスイッチ素
子S1〜S4の10％程度のものが使用されるため、ダイオ―
ドに損傷を与える危険度は大きい。リカバリタイムtrr
後は、放電電流は正規の経路（Cs1 →S1→S2→Ds3 →Dr
3 →SS→Lr→Dr2 →Cs1 ）で流れる。
【００１８】スイッチ素子S4がタ―ンオンした場合、充
電電荷Qcs4はダイオ―ドDs3,Dr4 のリカバリタイムtrr
の間はCs4 →Dr4 →Dr3 →Ds3 →S3→S4→Cs4 の経路で
放電され、その後正規の経路（Cs4 →Dr4 →SS→Lr→Dr
2 →Ds2 →S3→S4→Cs4 ）で放電される。
電電荷Qcs4はダイオ―ドDs3,Dr4 のリカバリタイムtrr
の間はCs4 →Dr4 →Dr3 →Ds3 →S3→S4→Cs4 の経路で
放電され、その後正規の経路（Cs4 →Dr4 →SS→Lr→Dr
2 →Ds2 →S3→S4→Cs4 ）で放電される。
【００１９】スイッチ素子S2（S3) がタ―ンオンした場
合、充電電荷Qcs2（Qcs3）はダイオ―ドDs2(Ds3)のリカ
バリタイムtrr の間はCs2(Cs3)→S2(Ds3) →Ds2(s3) →
Cs2(Cs3)の経路で放電される。
合、充電電荷Qcs2（Qcs3）はダイオ―ドDs2(Ds3)のリカ
バリタイムtrr の間はCs2(Cs3)→S2(Ds3) →Ds2(s3) →
Cs2(Cs3)の経路で放電される。
【００２０】（２）通常、スナバコンデンサの放電電流
を一定制御するために循環電流IrをSS→Lr→Dr2 →Ds2
→Ds3 →Dr3 →SSの経路で流している。そのため、ダイ
オ―ドDr2,Ds2,Dr3,Ds3 の順方向電圧降下による損失が
発生する。その順方向電圧降下は一般に大容量素子にな
るほど大きくなる。従って、大容量変換器では循環電流
Irも大きくなるためにダイオ―ドによる損失も大きくな
る。また、そのとき発生する熱の放熱処理も問題にな
る。
を一定制御するために循環電流IrをSS→Lr→Dr2 →Ds2
→Ds3 →Dr3 →SSの経路で流している。そのため、ダイ
オ―ドDr2,Ds2,Dr3,Ds3 の順方向電圧降下による損失が
発生する。その順方向電圧降下は一般に大容量素子にな
るほど大きくなる。従って、大容量変換器では循環電流
Irも大きくなるためにダイオ―ドによる損失も大きくな
る。また、そのとき発生する熱の放熱処理も問題にな
る。
【００２１】本発明は以上の問題点に鑑みてなされたも
ので、その目的は、循環電流Irによる電力損失を減少さ
せ、変換効率を向上させ、スナバコンデンサの放電時に
流れるサ―ジ電流を抑制して、回生用のダイオ―ド等を
保護することにある。
ので、その目的は、循環電流Irによる電力損失を減少さ
せ、変換効率を向上させ、スナバコンデンサの放電時に
流れるサ―ジ電流を抑制して、回生用のダイオ―ド等を
保護することにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明として、
カソ―ド側が正側ア―ムのスナバコンデンサの他端に接
続される正側回生ダイオ―ドと、アノ―ド側が負側ア―
ムのスナバコンデンサの他端に接続される回生ダイオ―
ドと、交流電源から直流電流を得て、リアクトルと環流
ダイオ―ドを介して循環電流を供給する回生動作の可能
な電力変換器を備え、前記リアクトルと環流ダイオ―ド
の直列回路の両端に前記正側回生ダイオ―ドのカソ―ド
側と前記負側回生ダイオ―ドのアノ―ド側を接続する。
カソ―ド側が正側ア―ムのスナバコンデンサの他端に接
続される正側回生ダイオ―ドと、アノ―ド側が負側ア―
ムのスナバコンデンサの他端に接続される回生ダイオ―
ドと、交流電源から直流電流を得て、リアクトルと環流
ダイオ―ドを介して循環電流を供給する回生動作の可能
な電力変換器を備え、前記リアクトルと環流ダイオ―ド
の直列回路の両端に前記正側回生ダイオ―ドのカソ―ド
側と前記負側回生ダイオ―ドのアノ―ド側を接続する。
【００２３】請求項２の発明として、更に、前記リアク
トルと還流ダイオ―ドの直列回路の両端に前記回生ダイ
オ―ドのカソ―ド側と前記負側回生ダイオ―ドのアノ―
ド側を接続するとき、複数のダイオ―ド、抵抗器、直流
電圧源等の電圧降下要素を介して接続する。
トルと還流ダイオ―ドの直列回路の両端に前記回生ダイ
オ―ドのカソ―ド側と前記負側回生ダイオ―ドのアノ―
ド側を接続するとき、複数のダイオ―ド、抵抗器、直流
電圧源等の電圧降下要素を介して接続する。
【００２４】請求項３の発明として、更に、交流電源か
ら直流電流を得て、環流ダイオ―ドを介して循環電流を
供給する回生動作の可能な電力変換器と、一端が前記環
流ダイオ―ドの一端に接続されたリアクトルを備え、こ
のリアクトルの他端と前記環流ダイオ―ドの他端に前記
正側回生ダイオ―ドのカソ―ド側と前記負側回生ダイオ
―ドのアノ―ド側を接続する。
ら直流電流を得て、環流ダイオ―ドを介して循環電流を
供給する回生動作の可能な電力変換器と、一端が前記環
流ダイオ―ドの一端に接続されたリアクトルを備え、こ
のリアクトルの他端と前記環流ダイオ―ドの他端に前記
正側回生ダイオ―ドのカソ―ド側と前記負側回生ダイオ
―ドのアノ―ド側を接続する。
【００２５】請求項４の発明として、更に、前記リアク
トルの他端と前記還流ダイオ―ドの他端に前記正側ダイ
オ―ドのカソ―ド側と前記負側回生ダイオ―ドのアノ―
ド側を接続するとき、複数のダイオ―ド、抵抗器、直流
電圧源等の電圧降下要素を介して前記リアクトルの他端
に接続する。
トルの他端と前記還流ダイオ―ドの他端に前記正側ダイ
オ―ドのカソ―ド側と前記負側回生ダイオ―ドのアノ―
ド側を接続するとき、複数のダイオ―ド、抵抗器、直流
電圧源等の電圧降下要素を介して前記リアクトルの他端
に接続する。
【００２６】
【作用】請求項１の発明は、電力変換器から供給される
直流電流がリアクトルと環流ダイオ―ドを介して循環す
る。そして任意のスイッチ素子がタ―ンオンしてスナバ
コンデンサの電荷が正側回生ダイオ―ドと負側回生ダイ
オ―ドを介して放電するとき、環流ダイオ―ドのリカバ
リタイムの期間は環流ダイオ―ドとリアクトルを介して
放電されサ―ジ電流は抑制される。
直流電流がリアクトルと環流ダイオ―ドを介して循環す
る。そして任意のスイッチ素子がタ―ンオンしてスナバ
コンデンサの電荷が正側回生ダイオ―ドと負側回生ダイ
オ―ドを介して放電するとき、環流ダイオ―ドのリカバ
リタイムの期間は環流ダイオ―ドとリアクトルを介して
放電されサ―ジ電流は抑制される。
【００２７】請求項２の発明は、任意のスイッチ素子が
タ―ンオンしてスナバコンデンサの電荷が放電されると
き、更に、電圧降下要素を介して放電される。そしてそ
の放電が完了するとき、電圧降下要素に生じる電圧の作
用により循環電流が速やかに環流ダイオ―ドとリアクト
ルの直列回路側に転流し、回生ダイオ―ドの電流は零と
なる。
タ―ンオンしてスナバコンデンサの電荷が放電されると
き、更に、電圧降下要素を介して放電される。そしてそ
の放電が完了するとき、電圧降下要素に生じる電圧の作
用により循環電流が速やかに環流ダイオ―ドとリアクト
ルの直列回路側に転流し、回生ダイオ―ドの電流は零と
なる。
【００２８】請求項３の発明は、電力変換器から供給さ
れる直流電流が環流ダイオ―ドを介して循環する。そし
て任意のスイッチ素子がタ―ンオンしてスナバコンデン
サの電荷が正側回生ダイオ―ドと負側ダイオ―ドとリア
クトルを介して放電するとき、環流ダイオ―ドのリカバ
リタイムの期間は環流ダイオ―ドを介して放電されるが
リアクトルによってサ―ジ電流は抑制される。
れる直流電流が環流ダイオ―ドを介して循環する。そし
て任意のスイッチ素子がタ―ンオンしてスナバコンデン
サの電荷が正側回生ダイオ―ドと負側ダイオ―ドとリア
クトルを介して放電するとき、環流ダイオ―ドのリカバ
リタイムの期間は環流ダイオ―ドを介して放電されるが
リアクトルによってサ―ジ電流は抑制される。
【００２９】請求項４の発明は、任意のスイッチ素子が
タ―ンオンしてスナバコンデンサの電荷が放電されると
き、更に、電圧降下要素を介して放電される。そして放
電が終了するとき、電圧降下要素に生じる電圧の作用に
より循環電流が速やかに環流ダイオ―ドに転流し、回生
ダイオ―ドの電流は零となる。
タ―ンオンしてスナバコンデンサの電荷が放電されると
き、更に、電圧降下要素を介して放電される。そして放
電が終了するとき、電圧降下要素に生じる電圧の作用に
より循環電流が速やかに環流ダイオ―ドに転流し、回生
ダイオ―ドの電流は零となる。
【００３０】
【実施例】本発明の請求項１に対応する中性点クランプ
式インバ―タの実施例の構成を図１に示す。図１におい
て、Lrはスナバコンデンサの放電電流の上昇率を抑制す
るリアクトル、MLr は平滑用直流リアクトル、Dr1,Dr2,
Dr3,Dr4 は回生ダイオ―ド、SSは回生動作の可能なサイ
リスタコンバ―タで、経路SS→MLr →Lr→DF→SSに循環
電流Irを流す回路を構成する。その他の回路及び動作は
従来の回路（図５）と同じなので同符号で示す。
式インバ―タの実施例の構成を図１に示す。図１におい
て、Lrはスナバコンデンサの放電電流の上昇率を抑制す
るリアクトル、MLr は平滑用直流リアクトル、Dr1,Dr2,
Dr3,Dr4 は回生ダイオ―ド、SSは回生動作の可能なサイ
リスタコンバ―タで、経路SS→MLr →Lr→DF→SSに循環
電流Irを流す回路を構成する。その他の回路及び動作は
従来の回路（図５）と同じなので同符号で示す。
【００３１】図１の構成において、サイリスタコンバ―
タSSはスイッチング素子のオン・オフ動作とは関係なく
平滑用直流リアクトルMLr →リアクトルLr→ダイオ―ド
DFの経路で循環電流Irを流している。
タSSはスイッチング素子のオン・オフ動作とは関係なく
平滑用直流リアクトルMLr →リアクトルLr→ダイオ―ド
DFの経路で循環電流Irを流している。
【００３２】循環電流Irは電流検出器CTr で検出され、
比較器C5で電流指令値Ir* と比較され、増幅器Gr(s) は
誤差をなくすように位相制御回路PHC へ制御信号を入力
する。位相制御回路PHC はその入力値に比例した位相制
御されたゲ―ト信号ｇP を出力し、サイリスタコンバ―
タSSへ与えられる。ゲ―ト信号ｇP によりサイリスタコ
ンバ―タSSは、指令値Ir* と一致した電流Irを流すよう
に電圧を出力する。その結果、定電流源回路として機能
する。
比較器C5で電流指令値Ir* と比較され、増幅器Gr(s) は
誤差をなくすように位相制御回路PHC へ制御信号を入力
する。位相制御回路PHC はその入力値に比例した位相制
御されたゲ―ト信号ｇP を出力し、サイリスタコンバ―
タSSへ与えられる。ゲ―ト信号ｇP によりサイリスタコ
ンバ―タSSは、指令値Ir* と一致した電流Irを流すよう
に電圧を出力する。その結果、定電流源回路として機能
する。
【００３３】次に、循環電流Irが一定制御された状態で
スイッチ素子S1〜S4がインバ―タの動作モ―ドに従って
タ―ンオンした場合のスナバコンデンサのエネルギ回生
について説明する。 （１）スイッチ素子S1がタ―ンオンした場合（S2：オ
ン，S3：オン→オフ，S4：オフ）、ダイオ―ドDFには循
環電流Irが流れているためにダイオ―ドDFのリカバリタ
イムtrr の間は、スナバコンデンサCs1 の充電電荷Qcs1
はCs1 →S1→S2→Ds3 →Dr3 →DF→Lr→Dr1 →Cs1 の経
路で放電する。しかし、その放電電流Ics1の上昇率はリ
アクトルLrによって抑制され、サ―ジ電流として放電さ
れることがなくなり、ダイオ―ドDs3,Dr3,DF,Dr1が保護
される。
スイッチ素子S1〜S4がインバ―タの動作モ―ドに従って
タ―ンオンした場合のスナバコンデンサのエネルギ回生
について説明する。 （１）スイッチ素子S1がタ―ンオンした場合（S2：オ
ン，S3：オン→オフ，S4：オフ）、ダイオ―ドDFには循
環電流Irが流れているためにダイオ―ドDFのリカバリタ
イムtrr の間は、スナバコンデンサCs1 の充電電荷Qcs1
はCs1 →S1→S2→Ds3 →Dr3 →DF→Lr→Dr1 →Cs1 の経
路で放電する。しかし、その放電電流Ics1の上昇率はリ
アクトルLrによって抑制され、サ―ジ電流として放電さ
れることがなくなり、ダイオ―ドDs3,Dr3,DF,Dr1が保護
される。
【００３４】その後ダイオ―ドDFは不導通になり、放電
電流Ics1は正規の経路Cs1 →s1→s2→Ds3 →Dr3 →SS→
MLr →Dr1 →Cs1 で流れ、循環電流制御回路CONT3 によ
って電流Ir′に一定制御され、コンバ―タSSを介して電
源へ回生される。 （２）スイッチ素子S2がタ―ンオンした場合（S1：オ
フ，S3：オン，S4：オン→オフ）、ダイオ―ドDFのリカ
バリタイムtrr の間は、スナバコンデンサCs2 の充電電
荷Qcs2はCs2 →S2→Ds3 →Dr3 →DF→Lr→Dr2 →Cs2 の
経路で放電するが、その放電電流Ics2の上昇率はリアク
トルLrによって抑制され、その経路に接続されているダ
イオ―ドが保護される。その後ダイオ―ドDFは不導通に
なり、放電電流Ics2は正規の経路Cs2 →S2→Ds3 →Dr3
→SS→MLr →Dr2 →Cs2 で流れ、循環電流制御回路CONT
3 によって電流Ir′に一定制御され、コンバ―タSSを介
して電源へ回生される。 （３）スイッチ素子S3がタ―ンオンした場合（S1：オン
→オフ，S2：オン，S4：オフ）、ダイオ―ドDFのリカバ
リタイムtrr の間は、スナバコンデンサCs3 の充電電荷
Qcs3はCs3 →Dr3 →DF→Lr→Dr2 →Ds2 →S3→Cs3 の経
路で放電する。しかし、その放電電流Ics3の上昇率はリ
アクトルLrによって抑制され、ダイオ―ドDr3,DF,Dr2,D
s2が保護される。その後ダイオ―ドDFは不導通になり、
放電電流Ics3は正規の経路Cs3 →Dr3 →SS→MLr →Dr2
→Ds2 →S3→Cs3 で流れ、循環電流制御回路CONT3 によ
って電流Ir′に一定制御され、コンバ―タSSを介して電
源へ回生される。 （４）スイッチ素子S4がタ―ンオンした場合（S1：オ
フ，S2：オフ→オン，S4：オン）、ダイオ―ドDFのリカ
バリタイムtrr の間は、スナバコンデンサCs4 の充電電
荷Qcs4はCs4 →Dr4 →DF→Lr→Dr2 →Ds2 →S3→DS4 →
Cs4 の経路で放電する。しかし、その放電電流Ics4の上
昇率はリアクトルLrによって抑制され、ダイオ―ドDr3,
DF,Dr2,Ds2が保護される。その後ダイオ―ドDFは不導通
になると、放電電流Ics3は正規の経路Cs3 →Dr3 →SS→
MLr →Dr2 →Ds2 →S3→Cs3 で流れ、循環電流制御回路
CONT3 によって電流Ir′に一定制御され、コンバ―タSS
を介して電源へ回生される。
電流Ics1は正規の経路Cs1 →s1→s2→Ds3 →Dr3 →SS→
MLr →Dr1 →Cs1 で流れ、循環電流制御回路CONT3 によ
って電流Ir′に一定制御され、コンバ―タSSを介して電
源へ回生される。 （２）スイッチ素子S2がタ―ンオンした場合（S1：オ
フ，S3：オン，S4：オン→オフ）、ダイオ―ドDFのリカ
バリタイムtrr の間は、スナバコンデンサCs2 の充電電
荷Qcs2はCs2 →S2→Ds3 →Dr3 →DF→Lr→Dr2 →Cs2 の
経路で放電するが、その放電電流Ics2の上昇率はリアク
トルLrによって抑制され、その経路に接続されているダ
イオ―ドが保護される。その後ダイオ―ドDFは不導通に
なり、放電電流Ics2は正規の経路Cs2 →S2→Ds3 →Dr3
→SS→MLr →Dr2 →Cs2 で流れ、循環電流制御回路CONT
3 によって電流Ir′に一定制御され、コンバ―タSSを介
して電源へ回生される。 （３）スイッチ素子S3がタ―ンオンした場合（S1：オン
→オフ，S2：オン，S4：オフ）、ダイオ―ドDFのリカバ
リタイムtrr の間は、スナバコンデンサCs3 の充電電荷
Qcs3はCs3 →Dr3 →DF→Lr→Dr2 →Ds2 →S3→Cs3 の経
路で放電する。しかし、その放電電流Ics3の上昇率はリ
アクトルLrによって抑制され、ダイオ―ドDr3,DF,Dr2,D
s2が保護される。その後ダイオ―ドDFは不導通になり、
放電電流Ics3は正規の経路Cs3 →Dr3 →SS→MLr →Dr2
→Ds2 →S3→Cs3 で流れ、循環電流制御回路CONT3 によ
って電流Ir′に一定制御され、コンバ―タSSを介して電
源へ回生される。 （４）スイッチ素子S4がタ―ンオンした場合（S1：オ
フ，S2：オフ→オン，S4：オン）、ダイオ―ドDFのリカ
バリタイムtrr の間は、スナバコンデンサCs4 の充電電
荷Qcs4はCs4 →Dr4 →DF→Lr→Dr2 →Ds2 →S3→DS4 →
Cs4 の経路で放電する。しかし、その放電電流Ics4の上
昇率はリアクトルLrによって抑制され、ダイオ―ドDr3,
DF,Dr2,Ds2が保護される。その後ダイオ―ドDFは不導通
になると、放電電流Ics3は正規の経路Cs3 →Dr3 →SS→
MLr →Dr2 →Ds2 →S3→Cs3 で流れ、循環電流制御回路
CONT3 によって電流Ir′に一定制御され、コンバ―タSS
を介して電源へ回生される。
【００３５】上記（１）〜（４）のモ―ドにおいて、ス
ナバコンデンサCs1 〜cs4 の充電電荷による放電電流が
循環電流Irの大きさで放電されている間はダイオ―ドDF
が不導通となるため、Lr→DFの経路で循環電流Irは流れ
ない。
ナバコンデンサCs1 〜cs4 の充電電荷による放電電流が
循環電流Irの大きさで放電されている間はダイオ―ドDF
が不導通となるため、Lr→DFの経路で循環電流Irは流れ
ない。
【００３６】図２は本発明の請求項２に対応する中性点
クランプ式インバ―タの実施例の構成図である。この実
施例は、スナバコンデンサの放電経路にダイオ―ドDc1,
Dc2 を直列接続したもので、その他の回路は図１と同様
である。
クランプ式インバ―タの実施例の構成図である。この実
施例は、スナバコンデンサの放電経路にダイオ―ドDc1,
Dc2 を直列接続したもので、その他の回路は図１と同様
である。
【００３７】スイッチ素子に例えばＧＴＯ（ゲ―トタ―
ンオフサイリス）素子を用いた場合、素子特性，スナバ
コンデンサの充電時間，放電時間等によって最小オン時
間ton ，最小オフ時間toffが設定され、また、インバ―
タの動作からは電源短絡を防止するためのむだ時間tdが
設定されて使用している。
ンオフサイリス）素子を用いた場合、素子特性，スナバ
コンデンサの充電時間，放電時間等によって最小オン時
間ton ，最小オフ時間toffが設定され、また、インバ―
タの動作からは電源短絡を防止するためのむだ時間tdが
設定されて使用している。
【００３８】図３（ａ）はＧＴＯ素子を最小オン時間to
n ，最小オフ時間toffで動作させた場合の電圧電流波形
を示す。Sg1 はＧＴＯ素子S1のゲ―ト信号，Sg3 はＧＴ
Ｏ素子S3のゲ―ト信号，Ir′（Ics1,Ics3 ）は回生時に
流れるスナバコンデンサCs1,Cs3 の放電電流，IrはSS→
MLr →Lr→DF→SSの経路で流れる循環電流，Vcs1はスナ
バコンデンサCs1 の端子電圧である。
n ，最小オフ時間toffで動作させた場合の電圧電流波形
を示す。Sg1 はＧＴＯ素子S1のゲ―ト信号，Sg3 はＧＴ
Ｏ素子S3のゲ―ト信号，Ir′（Ics1,Ics3 ）は回生時に
流れるスナバコンデンサCs1,Cs3 の放電電流，IrはSS→
MLr →Lr→DF→SSの経路で流れる循環電流，Vcs1はスナ
バコンデンサCs1 の端子電圧である。
【００３９】時点t0で、スイッチ素子１がタ―ンオン
（S2：オン，S3：オン→オフ，S4：オフ）すると、図１
の場合と同様にスナバコンデンサCs1 の放電電流Ics1は
ダイオ―ドDFのリカバリタイムtrr の間はダイオ―ドD
F，リアクトルLrを通って放電される。ダイオ―ドDFは
リカバリタイムtrr 後、不導通となり、放電電流Ics1は
Cs1 →S1→S2→Ds3 →Dr3 →SS→MLr →Dr1 →Cs1 で流
れ、循環電流制御回路CONT3 によって電流Ir′に一定制
御され、コンバ―タSSを介して電源へ回生される。この
場合、スナバコンデンサCs1 の放電時間tdi は（１）式
より求められる。
（S2：オン，S3：オン→オフ，S4：オフ）すると、図１
の場合と同様にスナバコンデンサCs1 の放電電流Ics1は
ダイオ―ドDFのリカバリタイムtrr の間はダイオ―ドD
F，リアクトルLrを通って放電される。ダイオ―ドDFは
リカバリタイムtrr 後、不導通となり、放電電流Ics1は
Cs1 →S1→S2→Ds3 →Dr3 →SS→MLr →Dr1 →Cs1 で流
れ、循環電流制御回路CONT3 によって電流Ir′に一定制
御され、コンバ―タSSを介して電源へ回生される。この
場合、スナバコンデンサCs1 の放電時間tdi は（１）式
より求められる。
【００４０】
【数１】 ｔdi＝Ｖdi・Ｃs1／Ｉr' …（１） 時点t1で、放電電流Ics1が減衰し、循環電流IrがSS→ML
r →Lr→DF→SSの経路で流れ始め、その立ち上がり（重
なり）時間trは（２）式より求められる。
r →Lr→DF→SSの経路で流れ始め、その立ち上がり（重
なり）時間trは（２）式より求められる。
【００４１】
【数２】 ｔr ＝Ｌr ・Ｉr ／ＶF …（２） 但し、VFはLrとDFの両端の電圧で、ダイオ―ドDr2,Ds2,
Ds3,Dr3 の順電圧降下電圧である。
Ds3,Dr3 の順電圧降下電圧である。
【００４２】時点t3で、スイッチ素子S3がタ―ンオン
（S1：オン→オフ，S2：オン，S4：オフ）すると、スナ
バコンデンサCs3 の放電電流Ics3はダイオ―ドDFのリカ
バリタイムtrr の間はダイオ―ドDF，リアクトルLrを通
って放電される。ダイオ―ドDFはリカバリタイムtrr
後、不導通となり、放電電流Ics3はCs3 →Dr3 →SS→ML
r→Dr2 →Ds2 →S3→Cs3 で流れ、循環電流制御回路CON
T3 によって電流Ir′（Ics3）に一定制御され、コンバ
―タSSを介して電源へ回生される。
（S1：オン→オフ，S2：オン，S4：オフ）すると、スナ
バコンデンサCs3 の放電電流Ics3はダイオ―ドDFのリカ
バリタイムtrr の間はダイオ―ドDF，リアクトルLrを通
って放電される。ダイオ―ドDFはリカバリタイムtrr
後、不導通となり、放電電流Ics3はCs3 →Dr3 →SS→ML
r→Dr2 →Ds2 →S3→Cs3 で流れ、循環電流制御回路CON
T3 によって電流Ir′（Ics3）に一定制御され、コンバ
―タSSを介して電源へ回生される。
【００４３】この場合、次のような問題点が発生する。
スイッチ素子S1がタ―ンオンし、放電電流Ics1の減衰と
ともに流れる循環電流IrはＬr とDFの両端電圧が小さい
場合、正規の経路SS→MLr →Lr→DF→SSを流れないで、
SS→MLr →Dr2 →Ds2 →Ds3 →Dr3 →ssの経路で流れる
（図３（ａ）の点線示す電流Ir′）。その結果、スイッ
チ素子S3がタ―ンオンすると、ダイオ―ドDs3 が導通し
ているために、スナバコンデンサCs3 の充電電荷Qcs3は
Cs3 →Ds3 →S3→Cs3 の経路で放電し、急峻なサ―ジ電
流が流れ、ダイオ―ドDs3 に損傷を与える。従って、循
環電流Irはスイッチ素子S3がオンする前に正規の経路へ
転流させる必要がある。
スイッチ素子S1がタ―ンオンし、放電電流Ics1の減衰と
ともに流れる循環電流IrはＬr とDFの両端電圧が小さい
場合、正規の経路SS→MLr →Lr→DF→SSを流れないで、
SS→MLr →Dr2 →Ds2 →Ds3 →Dr3 →ssの経路で流れる
（図３（ａ）の点線示す電流Ir′）。その結果、スイッ
チ素子S3がタ―ンオンすると、ダイオ―ドDs3 が導通し
ているために、スナバコンデンサCs3 の充電電荷Qcs3は
Cs3 →Ds3 →S3→Cs3 の経路で放電し、急峻なサ―ジ電
流が流れ、ダイオ―ドDs3 に損傷を与える。従って、循
環電流Irはスイッチ素子S3がオンする前に正規の経路へ
転流させる必要がある。
【００４４】以上は、スイッチ素子S1とスイッチ素子S3
の動作モ―ドについて説明を行ったが他の動作モ―ドで
も同様なことが発生する。本実施例はこの問題を解決す
るため、スナバコンデンサの電荷の放電経路（Vpc とVn
c の間）にダイオ―ドDc1,Dc2 を直列接続したものであ
る。
の動作モ―ドについて説明を行ったが他の動作モ―ドで
も同様なことが発生する。本実施例はこの問題を解決す
るため、スナバコンデンサの電荷の放電経路（Vpc とVn
c の間）にダイオ―ドDc1,Dc2 を直列接続したものであ
る。
【００４５】図２の構成によれば、コンバ―タSSから供
給される循環電流Irがダイオ―ドDc1,Dc2 とリアクトル
Lr，ダイオ―ドDFの両方に重なって流れるとき、リアク
トルLrとダイオ―ドDFの両端には、ダイオ―ドDr2,Ds2,
Ds3,Dr3 で発生する電圧VFと、ダイオ―ドDc1,Dc2 の両
端に発生する電圧ΔVFの加算された電圧VF＋ΔVFが発生
する。その結果、循環電流Irは速やかに正規経路のSS→
MLr →Lr→DF→SSへ転流する。この場合、（２）式の立
ち上がり時間trは（３）式のように表される。
給される循環電流Irがダイオ―ドDc1,Dc2 とリアクトル
Lr，ダイオ―ドDFの両方に重なって流れるとき、リアク
トルLrとダイオ―ドDFの両端には、ダイオ―ドDr2,Ds2,
Ds3,Dr3 で発生する電圧VFと、ダイオ―ドDc1,Dc2 の両
端に発生する電圧ΔVFの加算された電圧VF＋ΔVFが発生
する。その結果、循環電流Irは速やかに正規経路のSS→
MLr →Lr→DF→SSへ転流する。この場合、（２）式の立
ち上がり時間trは（３）式のように表される。
【００４６】
【数３】 ｔr ＝Ｌr ・Ｉr ／（ＶF ＋ΔＶF ） …（３） 例えば、直流リアクトルLr＝10μH ，循環電流Ir＝200
A，ダイオ―ドDr2,Ds2,Ds3,Sr3 の順降下電圧をそれぞ
れ1V，ダイオ―ドDc1,Dc2 の順電圧降下をそれぞれ5Vと
すると、（２）式ではtr＝ 500μs に対して、（３）式
ではtr＝ 142.8μs となり、 3.5倍の速さで転流し確実
に正規の経路に転流する。
A，ダイオ―ドDr2,Ds2,Ds3,Sr3 の順降下電圧をそれぞ
れ1V，ダイオ―ドDc1,Dc2 の順電圧降下をそれぞれ5Vと
すると、（２）式ではtr＝ 500μs に対して、（３）式
ではtr＝ 142.8μs となり、 3.5倍の速さで転流し確実
に正規の経路に転流する。
【００４７】このように、確実に正規の経路へ転流させ
ることで回生時に動作するダイオ―ドを確実に保護する
という効果が得られる。図３（ｂ），（ｃ）は、図２の
ダイオ―ドDc1,Dc2 の代りに使用する抵抗Rc，直流電源
Ecを示したもので、このような電圧降下要素を用いても
同様の効果が得られる。
ることで回生時に動作するダイオ―ドを確実に保護する
という効果が得られる。図３（ｂ），（ｃ）は、図２の
ダイオ―ドDc1,Dc2 の代りに使用する抵抗Rc，直流電源
Ecを示したもので、このような電圧降下要素を用いても
同様の効果が得られる。
【００４８】図４（ａ）は本発明の請求項３に対応する
中性点クランプ式インバ―タの実施例の構成図である。
この実施例は、ダイオ―ドDFにのみ循環電流Irを流しリ
アクトルLr1 には循環電流Irを流さないようにして、そ
の他の回路は図１と同様に構成する。
中性点クランプ式インバ―タの実施例の構成図である。
この実施例は、ダイオ―ドDFにのみ循環電流Irを流しリ
アクトルLr1 には循環電流Irを流さないようにして、そ
の他の回路は図１と同様に構成する。
【００４９】上記構成において、スイッチ素子S1がタ―
ンオンした場合（S2：オン，S3：オン→オフ，S4：オ
フ）、ダイオ―ドDFのリカバリタイムtrr の間は、スナ
バコンデンサCs1 の充電電荷Qcs1はCs1 →S1→S2→Ds3
→Dr3 →DF→Lr1 →Dr1 →Cs1 の経路で放電する。この
放電電流Ics1の上昇率はリアクトルLr1 によって抑制さ
れ、ダイオ―ドDs3,Dr3,DF,Dr1が保護される。
ンオンした場合（S2：オン，S3：オン→オフ，S4：オ
フ）、ダイオ―ドDFのリカバリタイムtrr の間は、スナ
バコンデンサCs1 の充電電荷Qcs1はCs1 →S1→S2→Ds3
→Dr3 →DF→Lr1 →Dr1 →Cs1 の経路で放電する。この
放電電流Ics1の上昇率はリアクトルLr1 によって抑制さ
れ、ダイオ―ドDs3,Dr3,DF,Dr1が保護される。
【００５０】その後ダイオ―ドDFは不導通になり、放電
電流Ics1は正規の経路Cs1 →S1→S2→Ds3 →Dr3 →SS→
MLr →Lr1 →Dr1 →Cs1 で流れ、循環電流制御回路CONT
3 によって電流Ir′に一定制御され、コンバ―タSSを介
して電源へ回生される。
電流Ics1は正規の経路Cs1 →S1→S2→Ds3 →Dr3 →SS→
MLr →Lr1 →Dr1 →Cs1 で流れ、循環電流制御回路CONT
3 によって電流Ir′に一定制御され、コンバ―タSSを介
して電源へ回生される。
【００５１】スナバコンデンサCs2,Cs3,Cs4 の充電電荷
の回生も同様に行われ、ダイオ―ドDs1 〜Ds4 ，Dr1 〜
Dr4 が保護される。図４（ｂ）はリアクトルLr1 にダイ
オ―ドDc1,Dc2 を直列接続する構成としたもので、本発
明の請求項４に対応する実施例である。
の回生も同様に行われ、ダイオ―ドDs1 〜Ds4 ，Dr1 〜
Dr4 が保護される。図４（ｂ）はリアクトルLr1 にダイ
オ―ドDc1,Dc2 を直列接続する構成としたもので、本発
明の請求項４に対応する実施例である。
【００５２】この実施例ではダイオ―ドDc1,Dc2 、リア
クトルLr1 の動作については図２の場合と同じである。
図４（ｂ）のダイオ―ドDc1,Dc2 の代りに図３（ｂ）
（ｃ）に示すように抵抗Rc及び直流電源Ecを用いた回路
を用いても同様の効果が得られる。以上の説明では、中
性点クランプ式インバ―タの１相分で説明したが、各相
毎に同様の回路を設けて実施することは云うまでもな
い。
クトルLr1 の動作については図２の場合と同じである。
図４（ｂ）のダイオ―ドDc1,Dc2 の代りに図３（ｂ）
（ｃ）に示すように抵抗Rc及び直流電源Ecを用いた回路
を用いても同様の効果が得られる。以上の説明では、中
性点クランプ式インバ―タの１相分で説明したが、各相
毎に同様の回路を設けて実施することは云うまでもな
い。
【００５３】
【発明の効果】本発明によれば、スナバコンデンサの回
生時に流れるサ―ジ電流から、回生時に動作するダイオ
―ドを保護し、また、循環電流の流れる経路を短くする
ことで、損失を軽減し、変換効率の向上した中性点クラ
ンプ式インバ―タを提供することができる。
生時に流れるサ―ジ電流から、回生時に動作するダイオ
―ドを保護し、また、循環電流の流れる経路を短くする
ことで、損失を軽減し、変換効率の向上した中性点クラ
ンプ式インバ―タを提供することができる。
【００５４】更に、スナバコンデンサの電荷を回生する
とき、循環電流Irを速やかに正規の回路へ転流させるこ
とによって、回生時に動作するダイオ―ドを確実に保護
する信頼性の向上した中性点クランプ式インバ―タを提
供することができる。
とき、循環電流Irを速やかに正規の回路へ転流させるこ
とによって、回生時に動作するダイオ―ドを確実に保護
する信頼性の向上した中性点クランプ式インバ―タを提
供することができる。
【図１】本発明の請求項１に対応する実施例の構成図。
【図２】本発明の請求項２に対応する実施例の構成図。
【図３】（ａ）は本発明の作用を説明するための波形
図、（ｂ）（ｃ）は図２のダイオ―ドDc1,Dc2 の代りに
用いる抵抗Rcと直流電圧源Ecを示す図。
図、（ｂ）（ｃ）は図２のダイオ―ドDc1,Dc2 の代りに
用いる抵抗Rcと直流電圧源Ecを示す図。
【図４】（ａ）は本発明の請求項３に対応する実施例の
構成図、（ｂ）は本発明の請求項４に対応する実施例の
構成図。
構成図、（ｂ）は本発明の請求項４に対応する実施例の
構成図。
【図５】従来の中性点クランプ式インバ―タの構成図。
【図６】中性点クランプ式インバ―タの一般的なＰＷＭ
制御動作波形図。
制御動作波形図。
【図７】従来の装置の動作を説明するための回路図。
Vd1,Vd2 ：交流電圧源 BUS ：交流電源 TR ：トランス SS ：サイリスタコンバ―タ Lr，Lr1 ：リアクトル Dr1 〜Dr4 ：ダイオ―ド DF ：環流ダイオ―ド S1〜S4 ：スイッチ素子 Cs1 〜Cs4 ：スナバコンデンサ Ds1 〜Ds4 ：スナバダイオ―ド D1〜D4，Dc1,Dc2 ：ホィ―リングダイオ―ド D5,D6 ：クランプダイオ―ド La1,La2 ：アノ―ドリアクトル Rc ：抵抗器 Ec ：直流電圧源 Load ：負荷 CTr ：電流検出器 CONT ：電流制御回路 CONT3 ：循環電流制御回路 TRG ：三角波発生回路 C5,C6 ：比較器 Gr(s),Gu(s) ：比例増幅器 Gu1,Gu2 ：関数回路 Gc1,Gc2 ：コンパレ―タ PWMCU1,PWMCU2 ：ＰＷＭ制御回路
Claims (4)
- 【請求項１】 ２個のスイッチ素子を直列接続した正側
ア―ムと負側ア―ムを直列接続して直流電源の正負間に
接続し、正側ア―ムと負側ア―ムの接続点に３レベルの
電圧を出力するブリッジ回路と、一端が各スイッチ素子
の一端に接続されるスナバコンデンサと、一端が前記ス
ナバコンデンサの他端に接続され他端が前記スイッチ素
子の他端に接続されるスナバダイオ―ドを備え、カソ―
ド側が前記正側ア―ムのスナバコンデンサの他端に接続
される正側回生ダイオ―ドと、アノ―ド側が前記負側ア
―ムのスナバコンデンサの他端に接続される回生ダイオ
―ドと、交流電源から直流電流を得て、リアクトルと環
流ダイオ―ドを介して循環電流を供給する回生動作の可
能な電力変換器を備え、前記リアクトルと環流ダイオ―
ドの直列回路の両端に前記正側回生ダイオ―ドのカソ―
ド側と前記負側回生ダイオ―ドのアノ―ド側を接続する
ことを特徴とする中性点クランプ式インバ―タ。 - 【請求項２】 請求項１に記載の中性点クランプ式イン
バ―タにおいて、前記リアクトルと還流ダイオ―ドの直
列回路の両端に前記回生ダイオ―ドのカソ―ド側と前記
負側回生ダイオ―ドのアノ―ド側を接続するとき、複数
のダイオ―ド、抵抗器、直流電圧源等の電圧降下要素を
介して接続することを特徴とする中性点クランプ式イン
バ―タ。 - 【請求項３】 ２個のスイッチ素子を直列接続した正側
ア―ムと負側ア―ムを直列接続して直流電源の正負間に
接続し、正側ア―ムと負側ア―ムの接続点に３レベルの
電圧を出力するブリッジ回路と、一端が各スイッチ素子
の一端に接続されるスナバコンデンサと、一端が前記ス
ナバコンデンサの他端に接続され他端が前記スイッチ素
子の他端に接続されるスナバダイオ―ドを備え、カソ―
ド側が前記正側ア―ムのスナバコンデンサの他端に接続
される正側回生ダイオ―ドと、アノ―ド側が前記負側ア
―ムのスナバコンデンサの他端に接続される回生ダイオ
―ドと、交流電源から直流電流を得て、環流ダイオ―ド
を介して循環電流を供給する回生動作の可能な電力変換
器と、一端が前記環流ダイオ―ドの一端に接続されたリ
アクトルを備え、このリアクトルの他端と前記環流ダイ
オ―ドの他端に前記正側回生ダイオ―ドのカソ―ド側と
前記負側回生ダイオ―ドのアノ―ド側を接続することを
特徴とする中性点クランプ式インバ―タ。 - 【請求項４】 請求項３に記載の中性点クランプ式イン
バ―タにおいて、前記リアクトルの他端と前記還流ダイ
オ―ドの他端に前記正側ダイオ―ドのカソ―ド側と前記
負側回生ダイオ―ドのアノ―ド側を接続するとき、複数
のダイオ―ド、抵抗器、直流電圧源等の電圧降下要素を
介して前記リアクトルの他端に接続することを特徴とす
る中性点クランプ式インバ―タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6184471A JPH0851780A (ja) | 1994-08-05 | 1994-08-05 | 中性点クランプ式インバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6184471A JPH0851780A (ja) | 1994-08-05 | 1994-08-05 | 中性点クランプ式インバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0851780A true JPH0851780A (ja) | 1996-02-20 |
Family
ID=16153748
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6184471A Pending JPH0851780A (ja) | 1994-08-05 | 1994-08-05 | 中性点クランプ式インバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0851780A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6304475B1 (en) | 1998-06-16 | 2001-10-16 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Switching power supply for gas laser |
-
1994
- 1994-08-05 JP JP6184471A patent/JPH0851780A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6304475B1 (en) | 1998-06-16 | 2001-10-16 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Switching power supply for gas laser |
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