JPS6232703B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6232703B2 JPS6232703B2 JP4083082A JP4083082A JPS6232703B2 JP S6232703 B2 JPS6232703 B2 JP S6232703B2 JP 4083082 A JP4083082 A JP 4083082A JP 4083082 A JP4083082 A JP 4083082A JP S6232703 B2 JPS6232703 B2 JP S6232703B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- winding
- output terminal
- positive
- capacitors
- transistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 53
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 25
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 14
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 7
- 230000005415 magnetization Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 3
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 238000001816 cooling Methods 0.000 description 1
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、大電流出力用に適するハーフブリツ
ジ形DC−DCコンバータ回路よりなる電源回路に
関する。
ジ形DC−DCコンバータ回路よりなる電源回路に
関する。
従来、この種の電源回路は、第１図に示すよう
に構成される。すなわち、入力端子１，２に電源
正負を接続し、制御信号により相補的にオン、オ
フする第１および第２のスイツチング素子である
トランジスタQ1，Q2の直列接続回路と、第１お
よび第２のコンデンサC2，C3の直列接続回路が
電源正負間に接続されている。入力端子１，２間
には必要によりコンデンサC1が接続される。そ
して、電力変換トランスＴの１次巻線Ｐを、トラ
ンジスタQ1のエミツタとトランジスタQ2のコレ
クタとの直列接続点と、コンデンサC2とC3の直
列接続点との間に接続する。トランジスタQ1，
Q2のベースはそれぞれゲート端子７，８に接続
され、ゲート端子７，８には交互に制御パルスが
与えられる。該制御パルスに応じてトランジスタ
Q1，Q2が交互に導通し、トランスＴの１次巻線
Ｐに流入する電流は交互に反転する。すなわち、
入力端子１，２間に印加された直流電力は交流電
力に変換されてトランスＴの２次巻線Ｓから出力
される。２次巻線Ｓの中点は負出力端子４に接続
され、２次巻線Ｓの両端はそれぞれダイオード
D1，D2のアノードに接続されている。ダイオー
ドD1，D2のカソードは共通に接続されて、チヨ
ークコイルＬを通して正出力端子３に接続されて
いる。出力端子３，４間にはコンデンサC3が接
続されている。すなわち、ダイオードD1，D2、
チヨークコイルＬ、コンデンサC3等は２次巻線
出力を整流する出力回路を構成している。
に構成される。すなわち、入力端子１，２に電源
正負を接続し、制御信号により相補的にオン、オ
フする第１および第２のスイツチング素子である
トランジスタQ1，Q2の直列接続回路と、第１お
よび第２のコンデンサC2，C3の直列接続回路が
電源正負間に接続されている。入力端子１，２間
には必要によりコンデンサC1が接続される。そ
して、電力変換トランスＴの１次巻線Ｐを、トラ
ンジスタQ1のエミツタとトランジスタQ2のコレ
クタとの直列接続点と、コンデンサC2とC3の直
列接続点との間に接続する。トランジスタQ1，
Q2のベースはそれぞれゲート端子７，８に接続
され、ゲート端子７，８には交互に制御パルスが
与えられる。該制御パルスに応じてトランジスタ
Q1，Q2が交互に導通し、トランスＴの１次巻線
Ｐに流入する電流は交互に反転する。すなわち、
入力端子１，２間に印加された直流電力は交流電
力に変換されてトランスＴの２次巻線Ｓから出力
される。２次巻線Ｓの中点は負出力端子４に接続
され、２次巻線Ｓの両端はそれぞれダイオード
D1，D2のアノードに接続されている。ダイオー
ドD1，D2のカソードは共通に接続されて、チヨ
ークコイルＬを通して正出力端子３に接続されて
いる。出力端子３，４間にはコンデンサC3が接
続されている。すなわち、ダイオードD1，D2、
チヨークコイルＬ、コンデンサC3等は２次巻線
出力を整流する出力回路を構成している。
上述の従来の電源回路は、トランジスタQ1〜
Q2のスイツチング特性のバラツキ等によつて発
生するトランスＴの偏磁を防止するために、コン
デンサC2，C3の値を適切に設定する必要があ
る。しかも偏磁防止機構がトランスＴの励磁電流
のみに依存しているために充分でなく、安定性に
欠けるという欠点がある。このため、スイツチン
グ素子の破壊を起こしやすい。また、数百アンペ
アの出力電流を必要とする大電流出力の電源回路
を実現するためには、ダイオードD1，D2、チヨ
ークコイルＬは、数百アンペアの大電流容量が必
要であり、素子の選定、トランス、チヨークコイ
ルの製造上大きな困難がある。また、個々のダイ
オードの容量を半減するために２個のダイオード
を並列接続したとしてもダイオード特性の相違に
よつて負担率が1/2にならず片方のダイオードに
1/2以上の電流が流れる等の困難がある。
Q2のスイツチング特性のバラツキ等によつて発
生するトランスＴの偏磁を防止するために、コン
デンサC2，C3の値を適切に設定する必要があ
る。しかも偏磁防止機構がトランスＴの励磁電流
のみに依存しているために充分でなく、安定性に
欠けるという欠点がある。このため、スイツチン
グ素子の破壊を起こしやすい。また、数百アンペ
アの出力電流を必要とする大電流出力の電源回路
を実現するためには、ダイオードD1，D2、チヨ
ークコイルＬは、数百アンペアの大電流容量が必
要であり、素子の選定、トランス、チヨークコイ
ルの製造上大きな困難がある。また、個々のダイ
オードの容量を半減するために２個のダイオード
を並列接続したとしてもダイオード特性の相違に
よつて負担率が1/2にならず片方のダイオードに
1/2以上の電流が流れる等の困難がある。
本発明の第１の目的は、上述の従来の欠点を解
決し、２個のスイツチング素子の導通時間、損失
の相違等による電力変換トランスの偏磁が起り難
く、従つてスイツチング素子が破壊し難く、安定
な電源回路を提供することにある。また、本発明
の第２の目的は、出力側整流回路のダイオードお
よびチヨークコイル等の電流を半減することがで
きる電源回路を提供することにある。さらに、本
発明の第３の目的は、出力側整流回路のすべての
ダイオードのカソードを共通接続することによつ
てヒートシンクをダイオードから絶縁する必要が
なく、場合によつては、ヒートシンク自体を正出
力電極として使用することができるようにして実
装が容易な電源回路を提供することにある。
決し、２個のスイツチング素子の導通時間、損失
の相違等による電力変換トランスの偏磁が起り難
く、従つてスイツチング素子が破壊し難く、安定
な電源回路を提供することにある。また、本発明
の第２の目的は、出力側整流回路のダイオードお
よびチヨークコイル等の電流を半減することがで
きる電源回路を提供することにある。さらに、本
発明の第３の目的は、出力側整流回路のすべての
ダイオードのカソードを共通接続することによつ
てヒートシンクをダイオードから絶縁する必要が
なく、場合によつては、ヒートシンク自体を正出
力電極として使用することができるようにして実
装が容易な電源回路を提供することにある。
本発明の電源回路は、電源正負間に接続され制
御信号により相補的にオン、オフする第１および
第２のスイツチング素子と、電源正負間に接続さ
れた第１および第２のコンデンサの直列接続回路
と、前記第１と第２のスイツチング素子の直列接
続点と前記第１と第２のコンデンサの直列接続点
間に１次巻線を接続し同じ巻回数の第１および第
２の２次巻線を有する電力変換トランスと、該電
力変換トランスの第１および第２の２次巻線の巻
始めおよび巻終りにそれぞれのアノードを接続し
カソードは共通に接続して正出力端子に接続され
た４個のダイオードと、負出力端子と前記第１の
２次巻線の巻終りとの間に接続された第１のチヨ
ークコイルと、負出力端子と前記第２の２次巻線
の巻始めとの間に接続された第２のチヨークコイ
ルと、正負出力端子間に接続されたコンデンサと
を備えたことを特徴とする。
御信号により相補的にオン、オフする第１および
第２のスイツチング素子と、電源正負間に接続さ
れた第１および第２のコンデンサの直列接続回路
と、前記第１と第２のスイツチング素子の直列接
続点と前記第１と第２のコンデンサの直列接続点
間に１次巻線を接続し同じ巻回数の第１および第
２の２次巻線を有する電力変換トランスと、該電
力変換トランスの第１および第２の２次巻線の巻
始めおよび巻終りにそれぞれのアノードを接続し
カソードは共通に接続して正出力端子に接続され
た４個のダイオードと、負出力端子と前記第１の
２次巻線の巻終りとの間に接続された第１のチヨ
ークコイルと、負出力端子と前記第２の２次巻線
の巻始めとの間に接続された第２のチヨークコイ
ルと、正負出力端子間に接続されたコンデンサと
を備えたことを特徴とする。
次に、本発明について、図面を参照して詳細に
説明する。
説明する。
第２図は、本発明の一実施例を示す回路図であ
る。本実施例においては、トランジスタQ1，
Q2、コンデンサC2，C3、電力変換トランスＴの
１次巻線Ｐ等は第１図に示した従来例と同様であ
り、必要に応じて入力端子１，２間にコンデンサ
C1が接続される。しかし、電力変換トランスＴ
の２次巻線は同一巻回数の第１の２次巻線S1と第
２の２次巻線S2とから構成される。第１の２次巻
線S1、第２の２次巻線S2のそれぞれ巻始め（図
中・印を付した方）および巻終りにはそれぞれダ
イオードD1〜D4のアノードが接続され、ダイオ
ードD1〜D4のカソードは共通に接続して正出力
端子３に接続される。負出力端子４と前記第１の
２次巻線S1の巻終りとの間にはチヨークコイル
L1を接続し、負出力端子４と前記第２の２次巻
線S2の巻始めとの間にはチヨークコイルL2を接
続する。出力端子３，４間にはコンデンサC3が
接続されている。本実施例においては、後述する
ようにトランジスタQ1のオン期間と、トランジ
スタQ2のオン期間に相違があつてもトランスＴ
の偏磁を生じ難く、安定した動作を可能とし、ス
イツチング素子（トランジスタ）の破壊を防止で
きる効果がある。また、ダイオードD1〜D4およ
びチヨークコイルL1，L2に流れる電流は、第１
図に示した従来例のダイオードD1，D2に流れる
電流の半分である。すなわち、小容量のダイオー
ドやチヨークコイルによつて大電流出力を得るこ
とができる効果がある。そのためにダイオード
D1〜D4の特性が全く同一のものを選定する必要
はない。さらに、ダイオードD1〜D4のカソード
はすべて共通に接続されているから、ヒートシン
クを取り付ける場合にダイオードと絶縁する必要
がなく、例えば４個のダイオードのケース電極
（通常カソード側である）を直線ヒートシンクに
取付けることが可能である。また、この場合ヒー
トシンク自体を正出力端子として使用することも
可能であり、実装を容易にし、冷却効果も大であ
るという効果がある。
る。本実施例においては、トランジスタQ1，
Q2、コンデンサC2，C3、電力変換トランスＴの
１次巻線Ｐ等は第１図に示した従来例と同様であ
り、必要に応じて入力端子１，２間にコンデンサ
C1が接続される。しかし、電力変換トランスＴ
の２次巻線は同一巻回数の第１の２次巻線S1と第
２の２次巻線S2とから構成される。第１の２次巻
線S1、第２の２次巻線S2のそれぞれ巻始め（図
中・印を付した方）および巻終りにはそれぞれダ
イオードD1〜D4のアノードが接続され、ダイオ
ードD1〜D4のカソードは共通に接続して正出力
端子３に接続される。負出力端子４と前記第１の
２次巻線S1の巻終りとの間にはチヨークコイル
L1を接続し、負出力端子４と前記第２の２次巻
線S2の巻始めとの間にはチヨークコイルL2を接
続する。出力端子３，４間にはコンデンサC3が
接続されている。本実施例においては、後述する
ようにトランジスタQ1のオン期間と、トランジ
スタQ2のオン期間に相違があつてもトランスＴ
の偏磁を生じ難く、安定した動作を可能とし、ス
イツチング素子（トランジスタ）の破壊を防止で
きる効果がある。また、ダイオードD1〜D4およ
びチヨークコイルL1，L2に流れる電流は、第１
図に示した従来例のダイオードD1，D2に流れる
電流の半分である。すなわち、小容量のダイオー
ドやチヨークコイルによつて大電流出力を得るこ
とができる効果がある。そのためにダイオード
D1〜D4の特性が全く同一のものを選定する必要
はない。さらに、ダイオードD1〜D4のカソード
はすべて共通に接続されているから、ヒートシン
クを取り付ける場合にダイオードと絶縁する必要
がなく、例えば４個のダイオードのケース電極
（通常カソード側である）を直線ヒートシンクに
取付けることが可能である。また、この場合ヒー
トシンク自体を正出力端子として使用することも
可能であり、実装を容易にし、冷却効果も大であ
るという効果がある。
次に、本実施例の動作および偏磁が生じない理
由について説明する。入力端子１，２間に印加さ
れた直流電力はトランジスタQ1とトランジスタ
Q2が交互にオン、オフすることによつて、交流
電力に変換され、トランスＴの２次巻線S1および
S2から出力される。該２次出力は、ダイオード
D1〜D4により整流され、チヨークコイルL1，L2
およびコンデンサC3によつて平滑化されて、出
力端子３，４から出力される。
由について説明する。入力端子１，２間に印加さ
れた直流電力はトランジスタQ1とトランジスタ
Q2が交互にオン、オフすることによつて、交流
電力に変換され、トランスＴの２次巻線S1および
S2から出力される。該２次出力は、ダイオード
D1〜D4により整流され、チヨークコイルL1，L2
およびコンデンサC3によつて平滑化されて、出
力端子３，４から出力される。
いま、トランジスタQ1の導通時間をt1とし、ト
ランジスタQ2の導通時間をt2とする。また、これ
らのくり返し周期をＴとする。そして、トランジ
スタQ1，Q2の電圧降下およびトランスＴ、ダイ
オードD1〜D4、チヨークコイルL1，L2等の電圧
降下を便宜上無視し、トランスＴの第１の２次巻
線S1の電圧をＶs1、第２の２次巻線S2の電圧をＶ
s2、コンデンサC4の両端電圧をV0とすれば、チヨ
ークコイルL1，L2を流れる直流電流ＩL1，ＩL2の
交流分ΔＩL1およびΔＩL2は、トランジスタQ1が
導通時には、 ΔＩL1＝（Ｖs1−V0）t1／L1 ……(1) トランジスタQ1が非導通時には、 ΔＩL1＝V0（Ｔ−t1）／L1 ……(2) トランジスタQ2が導通時には、 ΔＩL2＝（Ｖs2−V0）t2／L2 ……(3) トランジスタQ2が非導通時には、 ΔＩL2＝V0（Ｔ−t2）／L2 ……(4) である。なお上式においては符号L1，L2は、チ
ヨークコイルL1，L2のインダクタンス値を表わ
すものとする。定常動作状態においては、(1)式と
(2)式とは等しく、また(3)式と(4)式は等しいから、 Ｖs1＝V0T／t1 ……(5) Ｖs2＝V0T／t2 ……(6) である。従つて、 Ｖs1t1＝Ｖs2t2 ……(7) となる。２次巻線S1とS2の巻回数が等しいから、
トランジスタQ1のオン時においてトランスＴの
１次巻線にかかる電圧をＶP1とし、トランジスタ
Q2のオン時にトランスＴの１次巻線にかかる電
圧をＶP2とすれば、１次巻線電圧ＶP1，ＶP2につ
いても同様な関係が成立する。すなわち、 ＶP1t1＝ＶP2t2 ……(8) 今、トランスＴの１次巻線に印加される電圧が
矩形波である場合、トランスコアの磁束密度は、
印加電圧と印加時間の積に比例する。従つて(8)式
はトランジスタQ1の導通期間にトランスコア中
に生じた磁束と、トランジスタQ2の導通期間に
逆方向に励磁されて生じる磁束とが等しいことを
意味し、導通期間t1とt2が等しくない場合でも偏
磁を生じないことを意味する。従つて、トランジ
スタQ1，Q2の特性の相違や制御パルスの不等長
等によつて偏磁を生じないという効果がある。す
なわち、トランスコアの飽和等によつて不安定と
なり、トランジスタQ1，Q2等を破壊するおそれ
がない。
ランジスタQ2の導通時間をt2とする。また、これ
らのくり返し周期をＴとする。そして、トランジ
スタQ1，Q2の電圧降下およびトランスＴ、ダイ
オードD1〜D4、チヨークコイルL1，L2等の電圧
降下を便宜上無視し、トランスＴの第１の２次巻
線S1の電圧をＶs1、第２の２次巻線S2の電圧をＶ
s2、コンデンサC4の両端電圧をV0とすれば、チヨ
ークコイルL1，L2を流れる直流電流ＩL1，ＩL2の
交流分ΔＩL1およびΔＩL2は、トランジスタQ1が
導通時には、 ΔＩL1＝（Ｖs1−V0）t1／L1 ……(1) トランジスタQ1が非導通時には、 ΔＩL1＝V0（Ｔ−t1）／L1 ……(2) トランジスタQ2が導通時には、 ΔＩL2＝（Ｖs2−V0）t2／L2 ……(3) トランジスタQ2が非導通時には、 ΔＩL2＝V0（Ｔ−t2）／L2 ……(4) である。なお上式においては符号L1，L2は、チ
ヨークコイルL1，L2のインダクタンス値を表わ
すものとする。定常動作状態においては、(1)式と
(2)式とは等しく、また(3)式と(4)式は等しいから、 Ｖs1＝V0T／t1 ……(5) Ｖs2＝V0T／t2 ……(6) である。従つて、 Ｖs1t1＝Ｖs2t2 ……(7) となる。２次巻線S1とS2の巻回数が等しいから、
トランジスタQ1のオン時においてトランスＴの
１次巻線にかかる電圧をＶP1とし、トランジスタ
Q2のオン時にトランスＴの１次巻線にかかる電
圧をＶP2とすれば、１次巻線電圧ＶP1，ＶP2につ
いても同様な関係が成立する。すなわち、 ＶP1t1＝ＶP2t2 ……(8) 今、トランスＴの１次巻線に印加される電圧が
矩形波である場合、トランスコアの磁束密度は、
印加電圧と印加時間の積に比例する。従つて(8)式
はトランジスタQ1の導通期間にトランスコア中
に生じた磁束と、トランジスタQ2の導通期間に
逆方向に励磁されて生じる磁束とが等しいことを
意味し、導通期間t1とt2が等しくない場合でも偏
磁を生じないことを意味する。従つて、トランジ
スタQ1，Q2の特性の相違や制御パルスの不等長
等によつて偏磁を生じないという効果がある。す
なわち、トランスコアの飽和等によつて不安定と
なり、トランジスタQ1，Q2等を破壊するおそれ
がない。
一方、定常動作状態では、コンデンサC2，C3
の流入、流出電荷量は等しくなければならないか
ら、トランジスタQ1のオン時にトランジスタQ1
に流れる電流をi1とし、トランジスタQ2のオン時
にトランジスタQ2に流れる電流をi2とすると、 i1t1＝i2t2 ……(9) である。一方、前記(7)、(8)式は、チヨークコイル
L1，L2に流れる電流値には無関係であり、従つ
て、第２図の回路は、(7)、(8)式が成立するよう
に、チヨークコイルL1，L2の電流の和（負荷電
流）が一定となる範囲で自由に分担率が変化する
ことを意味するが、チヨークコイルL1，L2の電
流値の１／ｎ（ｎは１次巻線Ｐと２次巻線S1，S2
との巻回数比）の電流i1，i2が最終的には(9)式で
定まる値をとることが判る。すなわち、導通期間
t1，t2の差は、コンデンサC2，C4の流入、流出電
流の差として現われ、これによつて、負荷分担が
定まる。一方トランスＴの１次巻線に各期間中に
印加される電圧は(8)式の関係を満足するから偏磁
が生じない。
の流入、流出電荷量は等しくなければならないか
ら、トランジスタQ1のオン時にトランジスタQ1
に流れる電流をi1とし、トランジスタQ2のオン時
にトランジスタQ2に流れる電流をi2とすると、 i1t1＝i2t2 ……(9) である。一方、前記(7)、(8)式は、チヨークコイル
L1，L2に流れる電流値には無関係であり、従つ
て、第２図の回路は、(7)、(8)式が成立するよう
に、チヨークコイルL1，L2の電流の和（負荷電
流）が一定となる範囲で自由に分担率が変化する
ことを意味するが、チヨークコイルL1，L2の電
流値の１／ｎ（ｎは１次巻線Ｐと２次巻線S1，S2
との巻回数比）の電流i1，i2が最終的には(9)式で
定まる値をとることが判る。すなわち、導通期間
t1，t2の差は、コンデンサC2，C4の流入、流出電
流の差として現われ、これによつて、負荷分担が
定まる。一方トランスＴの１次巻線に各期間中に
印加される電圧は(8)式の関係を満足するから偏磁
が生じない。
なお、上述において、コンデンサC2，C3の値
は、本発明の動作原理を左右するものではない
が、コンデンサC2，C3の値が大きすぎると安定
動作に至るまでに時間がかかり、入力電圧又は出
力電流の急変時等にトランジスタQ1〜Q4に過大
な負担がかかる可能性がある。逆に、コンデンサ
C2，C3が過小の場合は、トランスＴの１次電流
が正弦波に近づき、ピーク電流が増加することに
よりトランジスタQ1〜Q4の負担が大きくなる。
なおコンデンサC1，C2は等しいことが望まし
い。
は、本発明の動作原理を左右するものではない
が、コンデンサC2，C3の値が大きすぎると安定
動作に至るまでに時間がかかり、入力電圧又は出
力電流の急変時等にトランジスタQ1〜Q4に過大
な負担がかかる可能性がある。逆に、コンデンサ
C2，C3が過小の場合は、トランスＴの１次電流
が正弦波に近づき、ピーク電流が増加することに
よりトランジスタQ1〜Q4の負担が大きくなる。
なおコンデンサC1，C2は等しいことが望まし
い。
また、チヨークコイルL1，L2に流れる電流は
負荷電流の約半分であり、さらに、ダイオード
D1，D2に流れる電流はチヨークコイルL1に流れ
る電流に等しい。ダイオードD3，D4の電流はチ
ヨークコイルL2に流れる電流に等しい。従つ
て、これらの素子は従来例の素子に比して電流容
量が半分ですむという効果がある。そのためにダ
イオードD1〜D4の特性を特にそろえる必要はな
い。
負荷電流の約半分であり、さらに、ダイオード
D1，D2に流れる電流はチヨークコイルL1に流れ
る電流に等しい。ダイオードD3，D4の電流はチ
ヨークコイルL2に流れる電流に等しい。従つ
て、これらの素子は従来例の素子に比して電流容
量が半分ですむという効果がある。そのためにダ
イオードD1〜D4の特性を特にそろえる必要はな
い。
また、ダイオードD1〜D4のカソードはすべて
共通に接続されているから、ヒートシンクを取付
ける場合にダイオードの電極に直づけにすること
ができる。その場合該ヒートシンクを出力端子と
して利用できることは勿論である。従つて、実装
が容易となるという効果がある。
共通に接続されているから、ヒートシンクを取付
ける場合にダイオードの電極に直づけにすること
ができる。その場合該ヒートシンクを出力端子と
して利用できることは勿論である。従つて、実装
が容易となるという効果がある。
以上のように、本発明においては、電力変換ト
ランスの２次巻線を独立に２つ設け、各々の巻線
出力を整流して別個のチヨークコイルを通して負
荷電流を供給するように構成したから、前記電力
変換トランスの１次巻線にかかる電圧と印加時間
の積が各期間において等しくなり、電力変換トラ
ンスの偏磁を生じないという効果がある。従つ
て、安定動作が可能であり、スイツチング素子を
破壊させることがない。また、上記２つの２次巻
線出力から別々のチヨークコイルによつて負荷電
流を供給するから、各チヨークコイルに流れる電
流は負荷電流の約半分となる。そして、各整流ダ
イオードに流れる電流も1/2となり、そのために
ダイオード特性を特に揃える必要はないから素子
の選定が容易である。また、各ダイオードのカソ
ードはすべて共通に接続された構成であるから、
１つのヒートシンクに各ダイオードを直づけする
ことが可能であり、さらに該ヒートシンクを出力
端子として利用することも可能である。すなわ
ち、部品の選定を容易とし、実装配置が比較的簡
単に行なえるという効果がある。
ランスの２次巻線を独立に２つ設け、各々の巻線
出力を整流して別個のチヨークコイルを通して負
荷電流を供給するように構成したから、前記電力
変換トランスの１次巻線にかかる電圧と印加時間
の積が各期間において等しくなり、電力変換トラ
ンスの偏磁を生じないという効果がある。従つ
て、安定動作が可能であり、スイツチング素子を
破壊させることがない。また、上記２つの２次巻
線出力から別々のチヨークコイルによつて負荷電
流を供給するから、各チヨークコイルに流れる電
流は負荷電流の約半分となる。そして、各整流ダ
イオードに流れる電流も1/2となり、そのために
ダイオード特性を特に揃える必要はないから素子
の選定が容易である。また、各ダイオードのカソ
ードはすべて共通に接続された構成であるから、
１つのヒートシンクに各ダイオードを直づけする
ことが可能であり、さらに該ヒートシンクを出力
端子として利用することも可能である。すなわ
ち、部品の選定を容易とし、実装配置が比較的簡
単に行なえるという効果がある。
第１図は従来のハーフブリツジ形の電源回路の
一例を示す回路図、第２図は本発明の一実施例を
示す回路図である。 図において、１，２……入力端子、３，４……
出力端子、７，８……ゲート端子、C1〜C4……
コンデンサ、Q1，Q2……トランジスタ、Ｔ……
電力変換トランス、D1，D4……ダイオード、
Ｌ，L1，L2……チヨークコイル、Ｐ……電力変
換トランスの１次巻線、Ｓ，S1，S2……電力変換
トランスの２次巻線。
一例を示す回路図、第２図は本発明の一実施例を
示す回路図である。 図において、１，２……入力端子、３，４……
出力端子、７，８……ゲート端子、C1〜C4……
コンデンサ、Q1，Q2……トランジスタ、Ｔ……
電力変換トランス、D1，D4……ダイオード、
Ｌ，L1，L2……チヨークコイル、Ｐ……電力変
換トランスの１次巻線、Ｓ，S1，S2……電力変換
トランスの２次巻線。
Claims (1)
- １ 電源正負間に接続され制御信号により相補的
にオン、オフする第１および第２のスイツチング
素子と、電源正負間に接続された第１および第２
のコンデンサの直列接続回路と、前記第１と第２
のスイツチング素子の直列接続点と前記第１と第
２のコンデンサの直列接続点間に１次巻線を接続
し同じ巻回数の第１および第２の２次巻線を有す
る電力変換トランスと、該電力変換トランスの第
１および第２の２次巻線の巻始めおよび巻終りに
それぞれのアノードを接続しカソードは共通に接
続して正出力端子に接続された４個のダイオード
と、負出力端子と前記第１の２次巻線の巻終りと
の間に接続された第１のチヨークコイルと、負出
力端子と前記第２の２次巻線の巻始めとの間に接
続された第２のチヨークコイルと、正負出力端子
間に接続されたコンデンサとを備えたことを特徴
とするハーフブリツジ電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4083082A JPS58159664A (ja) | 1982-03-17 | 1982-03-17 | ハ−フブリツジ電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4083082A JPS58159664A (ja) | 1982-03-17 | 1982-03-17 | ハ−フブリツジ電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58159664A JPS58159664A (ja) | 1983-09-22 |
| JPS6232703B2 true JPS6232703B2 (ja) | 1987-07-16 |
Family
ID=12591560
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4083082A Granted JPS58159664A (ja) | 1982-03-17 | 1982-03-17 | ハ−フブリツジ電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58159664A (ja) |
-
1982
- 1982-03-17 JP JP4083082A patent/JPS58159664A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58159664A (ja) | 1983-09-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6687137B1 (en) | Resonant switching power supply circuit with voltage doubler output | |
| US4736284A (en) | Switching power supply circuit including forward converter | |
| US3935526A (en) | DC-to-DC converter | |
| US3940682A (en) | Rectifier circuits using transistors as rectifying elements | |
| JPH09117141A (ja) | コンバータ | |
| JP2680914B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| US4424556A (en) | Self-oscillating DC to DC converter | |
| EP0058400B1 (en) | High frequency switching circuit | |
| EP0058401A2 (en) | High frequency switching circuit | |
| US6914788B2 (en) | Power supply apparatus | |
| US5729447A (en) | Switched-mode power supply | |
| US5327334A (en) | Zero current switching DC-DC converter incorporating a tapped resonant inductor | |
| EP0058399A2 (en) | High frequency switching circuit | |
| JPS6232703B2 (ja) | ||
| JPS6232702B2 (ja) | ||
| JP3343870B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPS6124913B2 (ja) | ||
| JPS5939838Y2 (ja) | インバ−タの起動回路 | |
| JPS646628B2 (ja) | ||
| JPS6241593Y2 (ja) | ||
| CA1104647A (en) | Inverter with coupling transformers | |
| JPS5923186B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JPS645993Y2 (ja) | ||
| JPH0336223Y2 (ja) | ||
| JPH06112064A (ja) | 電力変換回路 |