JPS5923186B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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- JPS5923186B2 JPS5923186B2 JP54077200A JP7720079A JPS5923186B2 JP S5923186 B2 JPS5923186 B2 JP S5923186B2 JP 54077200 A JP54077200 A JP 54077200A JP 7720079 A JP7720079 A JP 7720079A JP S5923186 B2 JPS5923186 B2 JP S5923186B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5383—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a self-oscillating arrangement
- H02M7/53832—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a self-oscillating arrangement in a push-pull arrangement
- H02M7/53835—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a self-oscillating arrangement in a push-pull arrangement of the parallel type
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
- H02M1/009—Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は一種類の直流入力信号から複数種の直流出力信
号を得るスイッチング電源回路に関する。
号を得るスイッチング電源回路に関する。
従来、この種のスイッチング゛電源回路として、第１図
、第２図および第３図に示すような構成のものがある。
まず、第１図および第２図に記載構成のものは、入力電
源端子ａ、ｂ間に印加される直流信号をトランスＴｉの
入力側において構成されるブロッキングオシレータに供
給し、所定の発振周期で繰返すパルス信号をトランスＴ
ｉのそれぞれの出力側巻線に出力させ、さらにこのパル
ス信号を出力側に配置される整流回路および平滑回路に
より直流信号に変換して出力端子Ｃｌ、ｄｌおよび出力
端子ｃ２、ｄ２から所望の直流信号を取り出すチョッパ
形多出力電源回路である。なお、第１図において、符号
Ｃ０ＮＴ１ａ、Ｃ０ＮＴ１ｂはこの電源回路のスイッチ
ング制御回路であり、通常第２図に示すような構成とな
る。つまり、チョークコイルＬｉの出力電圧と基準電圧
Ｅとを誤差増幅器（オペアンプ）ＡＭＰにより比較し、
比較器ＣＯＭＰにおいてこの出力信号により三角波発振
器ＯＳＣからの出力信号のクリップレベルを制御して駆
動回路ＤＶへの入力信号のパルス幅を制御することによ
り、トランジスタＱ２の動作時間制御を行なう。これに
より、出力電源端子に接続される負荷への電力供給制御
を成す。一方、第３図に示すものは、入力電源端子Ａ，
ｂ間に１次巻線を配置した変換トランスＴ２の出力側を
複数に分割しそれぞれの平滑回路を構成する多巻線チヨ
ークトランスＬ５，Ｌ６およびＬ７の相互誘導作用を利
用した単一制御ループにより出力端子Ｃｌ，ｄｌ、Ｃ２
，ｄ２およびＣ３，ｄ３からの出力信号のスイツチング
制御を可能にした多出力形の電源回路である。
、第２図および第３図に示すような構成のものがある。
まず、第１図および第２図に記載構成のものは、入力電
源端子ａ、ｂ間に印加される直流信号をトランスＴｉの
入力側において構成されるブロッキングオシレータに供
給し、所定の発振周期で繰返すパルス信号をトランスＴ
ｉのそれぞれの出力側巻線に出力させ、さらにこのパル
ス信号を出力側に配置される整流回路および平滑回路に
より直流信号に変換して出力端子Ｃｌ、ｄｌおよび出力
端子ｃ２、ｄ２から所望の直流信号を取り出すチョッパ
形多出力電源回路である。なお、第１図において、符号
Ｃ０ＮＴ１ａ、Ｃ０ＮＴ１ｂはこの電源回路のスイッチ
ング制御回路であり、通常第２図に示すような構成とな
る。つまり、チョークコイルＬｉの出力電圧と基準電圧
Ｅとを誤差増幅器（オペアンプ）ＡＭＰにより比較し、
比較器ＣＯＭＰにおいてこの出力信号により三角波発振
器ＯＳＣからの出力信号のクリップレベルを制御して駆
動回路ＤＶへの入力信号のパルス幅を制御することによ
り、トランジスタＱ２の動作時間制御を行なう。これに
より、出力電源端子に接続される負荷への電力供給制御
を成す。一方、第３図に示すものは、入力電源端子Ａ，
ｂ間に１次巻線を配置した変換トランスＴ２の出力側を
複数に分割しそれぞれの平滑回路を構成する多巻線チヨ
ークトランスＬ５，Ｌ６およびＬ７の相互誘導作用を利
用した単一制御ループにより出力端子Ｃｌ，ｄｌ、Ｃ２
，ｄ２およびＣ３，ｄ３からの出力信号のスイツチング
制御を可能にした多出力形の電源回路である。
この電源回路において、符号ＣＯＮＴ２は第２図に示す
ものと同一構成のスイツチング制御回路である。また、
ＣＯＶＴはスイツチング制御回路ＣＯＮＴ２に電力を供
給するＤＣ−ＤＣコンバータであり、例えば第１図に示
すような構成のプロツキングオシレータを備えるもので
ある。しかしながら、第１図に示すスイツチング電源回
路は各出力電圧の安定性に優れるが、この電源回路のス
イツチング制御のために複数の制御回路を必要とするた
め構成素子が増大して大形化および高価格を招く上に、
それぞれの出力信号のスイツチング周波数を同期させる
ことが困難である為、低周波のビード雑音の発生を免れ
得ない。
ものと同一構成のスイツチング制御回路である。また、
ＣＯＶＴはスイツチング制御回路ＣＯＮＴ２に電力を供
給するＤＣ−ＤＣコンバータであり、例えば第１図に示
すような構成のプロツキングオシレータを備えるもので
ある。しかしながら、第１図に示すスイツチング電源回
路は各出力電圧の安定性に優れるが、この電源回路のス
イツチング制御のために複数の制御回路を必要とするた
め構成素子が増大して大形化および高価格を招く上に、
それぞれの出力信号のスイツチング周波数を同期させる
ことが困難である為、低周波のビード雑音の発生を免れ
得ない。
一方、第３図に示す構成の電源回路はスイツチング制御
が一系統で行なえる上に、チヨークトランスの大きさが
全体の出力で定まる為、比較的小形であるとともに本質
的に同期運転が行なえるのでビード雑音発生の問題を回
避できる。しかし、スイツチング制御回路用に小形のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを補助電源として必要とする上に、
入力信号が商用交流電源を直接整流した形式のように電
圧変動率の大きい場合は、主変換トランスの設計が困難
でありこのトランスの大形化を招く問題点を有する。上
述した多出力スイツチング電源回路の入力側における電
圧変動に対処するものとして第４図に示すような構成の
ものも存在する。この電源回路は入力電源側を安定化し
自励コンバータにより複数の出力を取出す、出力側にス
イツチング制御回路を有さない間接制御形多出力スイツ
チング電源である。つまり、入力電源端子Ａ，ｂに接続
されたチヨツパ回路部Ａに第２図に記載構成のものと同
等のスイツチング匍磨回路ＣＯＮＴ３を配置して、自励
コンバータ回路部Ｂへの入力電圧を安定化しているため
変換トランスＴ３の設計が容易である上に、負荷電流の
変化範囲が限定されている機器の専用電源として小形化
が可能である。しかしながら、自励コンバータ回路部Ｂ
の起動回路・ＳＴを必要とする。この起動回路ＳＴは、
通常、発振開始電圧を検出する電圧検出手段と、この電
圧検出手段の出力により発振動作を開始させるスイツチ
駆動手段とを備え、このスイツチ駆動手段の出力によつ
て駆動トランスＴ４の入力巻線Ｎ１に誘導起動力を発生
させトランスＴ４の出力巻線Ｎ２に接続されたトランジ
スタＱ２２あるいは出力巻線Ｎ３に接続されたトランジ
スタＱ２３を導通させ、この導通状態をトランスＴ４の
帰還巻線Ｎ４を通して保持する。この時、スイツチ駆動
手段が動作状態であると、この駆動手段の出力インピー
ダンスが低いため、このままでは帰還巻線Ｎ４による帰
還電流の大部分がスイツチ駆動手段に流入してトランジ
スタＱ２２あるいはＱ２３の導通状態を維持できない。
このため、変換トランスＴ３に補助巻線を設けるなどに
より変換トランスＴ３の発振を検出し、スイツチ駆動手
段のゲートを閉塞して動作を停止Ｅさせる発振検出手段
も必要である。このような起動回路ＳＴを備えることは
、回路構成の複雑化を招くことになる。さらに、コンバ
ータ回路部Ｂは駆動トランスＴ４の飽和によつて発振周
期を定める自励発振であるため発振周波数の変動が大き
くなる。これにより、変換トランスＴ４の使用周波数範
囲が広がり、必然的にこの変換トランスの大形化を招く
ことになる。また、チヨツパ回路部Ａと自励コンバータ
回路部Ｂとの間の発振周期の同期がとれないため、ビー
ド雑音発生の問題を有する。本発明はこのような問題点
を解消するためになされたものであり、変換トランスの
駆動周期をチヨツパ回路部と同期させることによりビー
ド雑音の発生を防［ヒし、高信頼度な動作を行なうこと
ができる多出力スイツチング電源回路を提供するもので
ある。
が一系統で行なえる上に、チヨークトランスの大きさが
全体の出力で定まる為、比較的小形であるとともに本質
的に同期運転が行なえるのでビード雑音発生の問題を回
避できる。しかし、スイツチング制御回路用に小形のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを補助電源として必要とする上に、
入力信号が商用交流電源を直接整流した形式のように電
圧変動率の大きい場合は、主変換トランスの設計が困難
でありこのトランスの大形化を招く問題点を有する。上
述した多出力スイツチング電源回路の入力側における電
圧変動に対処するものとして第４図に示すような構成の
ものも存在する。この電源回路は入力電源側を安定化し
自励コンバータにより複数の出力を取出す、出力側にス
イツチング制御回路を有さない間接制御形多出力スイツ
チング電源である。つまり、入力電源端子Ａ，ｂに接続
されたチヨツパ回路部Ａに第２図に記載構成のものと同
等のスイツチング匍磨回路ＣＯＮＴ３を配置して、自励
コンバータ回路部Ｂへの入力電圧を安定化しているため
変換トランスＴ３の設計が容易である上に、負荷電流の
変化範囲が限定されている機器の専用電源として小形化
が可能である。しかしながら、自励コンバータ回路部Ｂ
の起動回路・ＳＴを必要とする。この起動回路ＳＴは、
通常、発振開始電圧を検出する電圧検出手段と、この電
圧検出手段の出力により発振動作を開始させるスイツチ
駆動手段とを備え、このスイツチ駆動手段の出力によつ
て駆動トランスＴ４の入力巻線Ｎ１に誘導起動力を発生
させトランスＴ４の出力巻線Ｎ２に接続されたトランジ
スタＱ２２あるいは出力巻線Ｎ３に接続されたトランジ
スタＱ２３を導通させ、この導通状態をトランスＴ４の
帰還巻線Ｎ４を通して保持する。この時、スイツチ駆動
手段が動作状態であると、この駆動手段の出力インピー
ダンスが低いため、このままでは帰還巻線Ｎ４による帰
還電流の大部分がスイツチ駆動手段に流入してトランジ
スタＱ２２あるいはＱ２３の導通状態を維持できない。
このため、変換トランスＴ３に補助巻線を設けるなどに
より変換トランスＴ３の発振を検出し、スイツチ駆動手
段のゲートを閉塞して動作を停止Ｅさせる発振検出手段
も必要である。このような起動回路ＳＴを備えることは
、回路構成の複雑化を招くことになる。さらに、コンバ
ータ回路部Ｂは駆動トランスＴ４の飽和によつて発振周
期を定める自励発振であるため発振周波数の変動が大き
くなる。これにより、変換トランスＴ４の使用周波数範
囲が広がり、必然的にこの変換トランスの大形化を招く
ことになる。また、チヨツパ回路部Ａと自励コンバータ
回路部Ｂとの間の発振周期の同期がとれないため、ビー
ド雑音発生の問題を有する。本発明はこのような問題点
を解消するためになされたものであり、変換トランスの
駆動周期をチヨツパ回路部と同期させることによりビー
ド雑音の発生を防［ヒし、高信頼度な動作を行なうこと
ができる多出力スイツチング電源回路を提供するもので
ある。
本発明によるスイツチング電源回路は、１次巻線に対し
て第１および第２の２次巻線を互いに逆極性配置した駆
動トランスと、このトランスの前記第１および第２の２
次巻線にそれぞれ第１およ、び第２電極を接続しこれら
２次巻線に生じる誘導起電力により交互に動作する第１
および第２のスイツチ素子とを有し、これら第１および
第２スイツチ素子の交互動作により複数の２次巻線に交
流パルス信号を出力する変換トランスの１次巻線と前記
第１および第２のスイツチ素子の交互動作保持を成す前
記駆動トランスの帰還巻線とを直列接続して前記第１お
よび第２のスイツチ素子のそれぞれの第２および第３電
極間に共通配置して成る電圧変換回路と；直流信号が供
給される入力電源端子間に配置され所定の発振周期に基
づいて互いに位相差を有する２種類の直流パルス信号を
出力するスイツチング制御回路と；このスイツチング制
御回路にそれぞれの第１電極を接続し、抵抗素子と容量
素子を並列接続したそれぞれの第２電極に与えられる前
記スイツチング制御回路からの前記直流パルス信号によ
り交互に動作し、且つ前記駆動トランスの１次巻線両端
に第３電極を接続した第１および第２のスイツチ素子を
有する定電流駆動回路と；第１電極を前記駆動トランス
の１次巻線中間タツプに接続し、第２電極を入力電源端
子に接続し、且つ第３電極をチヨークコイルを介して前
記電圧変換回路の前記第１のスイツチ素子の第３電極に
接続した主スイツチ素子とを備え：前記変換トランスの
複数の２次巻線に生じる交流パルス信号をそれぞれ整流
回路および平滑回路を介して複数の直流信号に変換出力
し、且つ前記スイツチング制御回路は前記チヨークコイ
ルの出力側より帰還される電圧と基準電圧との比較によ
り前記直流パルス信号の信号幅を制御することを特徴と
する。
て第１および第２の２次巻線を互いに逆極性配置した駆
動トランスと、このトランスの前記第１および第２の２
次巻線にそれぞれ第１およ、び第２電極を接続しこれら
２次巻線に生じる誘導起電力により交互に動作する第１
および第２のスイツチ素子とを有し、これら第１および
第２スイツチ素子の交互動作により複数の２次巻線に交
流パルス信号を出力する変換トランスの１次巻線と前記
第１および第２のスイツチ素子の交互動作保持を成す前
記駆動トランスの帰還巻線とを直列接続して前記第１お
よび第２のスイツチ素子のそれぞれの第２および第３電
極間に共通配置して成る電圧変換回路と；直流信号が供
給される入力電源端子間に配置され所定の発振周期に基
づいて互いに位相差を有する２種類の直流パルス信号を
出力するスイツチング制御回路と；このスイツチング制
御回路にそれぞれの第１電極を接続し、抵抗素子と容量
素子を並列接続したそれぞれの第２電極に与えられる前
記スイツチング制御回路からの前記直流パルス信号によ
り交互に動作し、且つ前記駆動トランスの１次巻線両端
に第３電極を接続した第１および第２のスイツチ素子を
有する定電流駆動回路と；第１電極を前記駆動トランス
の１次巻線中間タツプに接続し、第２電極を入力電源端
子に接続し、且つ第３電極をチヨークコイルを介して前
記電圧変換回路の前記第１のスイツチ素子の第３電極に
接続した主スイツチ素子とを備え：前記変換トランスの
複数の２次巻線に生じる交流パルス信号をそれぞれ整流
回路および平滑回路を介して複数の直流信号に変換出力
し、且つ前記スイツチング制御回路は前記チヨークコイ
ルの出力側より帰還される電圧と基準電圧との比較によ
り前記直流パルス信号の信号幅を制御することを特徴と
する。
次に本発明の実施例について図面を参照して説明する。
第５図はこの発明によるスイツチング電源回路の一実施
例を示す回路構成図である。
例を示す回路構成図である。
第５図を参照すると、この実施例による電源回路は、入
力電源端子Ａ，ｂ間に直列接続されたバイアス抵抗Ｒ２
ＯおよびツエナーダイオードＺＤ２Ｏと、このツエナー
ダイオードＺＤ２Ｏに並列接続されるとともに入力検出
端子およびプツシユプル出力端子を有するスイツチング
制御回路ＣＯＮＴ４と、このスイツチング制御回路ＣＯ
ＮＴ４の電源入力端子およびプツシユプル出力端子に接
続されたトランジスタＱ３Ｏ，Ｑ３ｌ、電流制御用抵抗
Ｒ３Ｏ，Ｒ３ｌ、およびピーキング用コンデンサＣ３Ｏ
，Ｃ３ｌより成る定電流駆動回路ＣＳＴと、この定電流
駆動回路ＣＳＴの出力側に接続された一対のフ駆動巻線
を有する駆動トランスＴ４と、この駆動トランスＴ４の
駆動巻線の共通端子にベースを接続するトランジスタＱ
２ｌとコレクタを入力電源正端子ａに且つエミツタをチ
ヨークトランスＬ２Ｏおよび転流ダイオードＤ２Ｏのカ
ソードに接続するトランジスタＱ２Ｏと抵抗器Ｒ２ｌ，
Ｒ２２とによりコンプリメンタリ構成を成すスイツチン
グトランジスタプロツク（主スイツチ）ＳＷと、チヨー
クトランスＬ２Ｏの他端と入力電源負端子ｂ間に直列に
接続され駆動トランスＴ４の出力巻線をベース・エミツ
タ間に互いに逆極性となるようにそれぞれ接続したスイ
ツチングトランジスタＱ２２，Ｑ２３と、トランジスタ
Ｑ２２，Ｑ２３のそれぞれのコレクタにカソードを且つ
それぞれのエミツタにアノードを接続したクランプダイ
オードＤ２ｌ，Ｄ２２と、この直列接続されたダイオー
ドＤ２ｌ，Ｄ２２に並列接続された平滑用コンデンサＣ
２Ｏ，Ｃ２ｌと、トランジスタＱ２３のコレクタから駆
動トランスＴ４の帰還巻線を通してコンデンサＣ２Ｏと
同Ｃ２ｌの接続点に接続される一次巻線を備える変換ト
ランスＴ３と、この変換トランスＴ３の３つの出力巻線
に各々接続され、全波整流及び平滑を行うべく構成され
た整流ダイオードＤ２３〜Ｄ２８および平滑コンデンサ
Ｃ２２〜Ｃ２４とを備え、平滑用コンデンサＣ２２〜Ｃ
２４の両端を各々端子Ｃｌ，ｄｌ，Ｃ２，ｄ２、および
Ｃ３，ｄ３とする３出力スイツチング電源回路である。
力電源端子Ａ，ｂ間に直列接続されたバイアス抵抗Ｒ２
ＯおよびツエナーダイオードＺＤ２Ｏと、このツエナー
ダイオードＺＤ２Ｏに並列接続されるとともに入力検出
端子およびプツシユプル出力端子を有するスイツチング
制御回路ＣＯＮＴ４と、このスイツチング制御回路ＣＯ
ＮＴ４の電源入力端子およびプツシユプル出力端子に接
続されたトランジスタＱ３Ｏ，Ｑ３ｌ、電流制御用抵抗
Ｒ３Ｏ，Ｒ３ｌ、およびピーキング用コンデンサＣ３Ｏ
，Ｃ３ｌより成る定電流駆動回路ＣＳＴと、この定電流
駆動回路ＣＳＴの出力側に接続された一対のフ駆動巻線
を有する駆動トランスＴ４と、この駆動トランスＴ４の
駆動巻線の共通端子にベースを接続するトランジスタＱ
２ｌとコレクタを入力電源正端子ａに且つエミツタをチ
ヨークトランスＬ２Ｏおよび転流ダイオードＤ２Ｏのカ
ソードに接続するトランジスタＱ２Ｏと抵抗器Ｒ２ｌ，
Ｒ２２とによりコンプリメンタリ構成を成すスイツチン
グトランジスタプロツク（主スイツチ）ＳＷと、チヨー
クトランスＬ２Ｏの他端と入力電源負端子ｂ間に直列に
接続され駆動トランスＴ４の出力巻線をベース・エミツ
タ間に互いに逆極性となるようにそれぞれ接続したスイ
ツチングトランジスタＱ２２，Ｑ２３と、トランジスタ
Ｑ２２，Ｑ２３のそれぞれのコレクタにカソードを且つ
それぞれのエミツタにアノードを接続したクランプダイ
オードＤ２ｌ，Ｄ２２と、この直列接続されたダイオー
ドＤ２ｌ，Ｄ２２に並列接続された平滑用コンデンサＣ
２Ｏ，Ｃ２ｌと、トランジスタＱ２３のコレクタから駆
動トランスＴ４の帰還巻線を通してコンデンサＣ２Ｏと
同Ｃ２ｌの接続点に接続される一次巻線を備える変換ト
ランスＴ３と、この変換トランスＴ３の３つの出力巻線
に各々接続され、全波整流及び平滑を行うべく構成され
た整流ダイオードＤ２３〜Ｄ２８および平滑コンデンサ
Ｃ２２〜Ｃ２４とを備え、平滑用コンデンサＣ２２〜Ｃ
２４の両端を各々端子Ｃｌ，ｄｌ，Ｃ２，ｄ２、および
Ｃ３，ｄ３とする３出力スイツチング電源回路である。
このスイツチング電源回路において、スイツチングトラ
ンジスタプロツクＳＷｌスイツチング制御回路ＣＯＮＴ
４、定電流駆動回路ＣＳＴ、チヨークトランスＬ２Ｏ、
および転流用ダイオードＤ２Ｏの構成要素はチヨツパ回
路部Ｃを構成し、平滑用コンデンサＣ２Ｏ，Ｃ２ｌの端
子間電圧を安定化している。
ンジスタプロツクＳＷｌスイツチング制御回路ＣＯＮＴ
４、定電流駆動回路ＣＳＴ、チヨークトランスＬ２Ｏ、
および転流用ダイオードＤ２Ｏの構成要素はチヨツパ回
路部Ｃを構成し、平滑用コンデンサＣ２Ｏ，Ｃ２ｌの端
子間電圧を安定化している。
このチヨツパ回路部Ｃはパルス幅制御方式となり、スイ
ツチング制御回路ＣＯＮＴ４に内蔵された基本発振器に
よりスイツチング周期を設定している。さらに、スイツ
チング制御回路ＣＯＮＴ４の出力形式はプツシユプル形
としている為、定電流駆動回路ＣＳＴは一対となりトラ
ンスＴ４の駆動巻線を通した後、ワイアードオアで主ス
イツチＳＷを駆動する。なお、この実施例において主ス
イツチＳＷはコンプリメンタリダーリントン接続となつ
ているが、出力容量により１つのＰＮＰトランジスタを
用いることも可能である。また、駆動トランスＴ４、ト
ランジスタＱ２２，Ｑ２３、ダイオードＤ２ｌ，Ｄ２２
、コンデンサＣ２Ｏ，Ｃ２ｌ、および変換トランスＴ３
の構成要素は電流帰還形の他励ハーフブリツジ形変換回
路部Ｄを構成し、駆動トランスＴ４の帰還巻線を変換ト
ランスＴ３の一次巻線に直列に接続して駆動巻線に要す
る駆動エネルギーを節約することにより定電流駆動回路
ＣＳＴの負担を軽減している。電流帰還形のコンバータ
回路部ＤはトランジスタＱ２２，Ｑ２３の駆動電流の大
部分を駆動トランスＴ４の帰還巻線から供給する為、ト
ランジスタＱ２２，Ｑ２３の動作を反転させるには帰還
巻線からの駆動電流に比べて大きい電流を駆動回路ＣＳ
Ｔより駆動トランスＴ４の１次巻線に供給する必要があ
る。このために駆動回路ＣＳＴは電流制限用抵抗Ｒ３Ｏ
，Ｒ３ｌにそれぞれピーキング用コンデンサＣ３Ｏ，Ｃ
３ｌを並列接続して構成されるピーキング回路によつて
駆動トランスＴ４の１次巻線に加えるトランジスタＱ２
２，Ｑ２３の駆動電流にピークを与え動作反転を促進し
ている。さらに、変換トランスＴ３の出力巻線はセンタ
ータツプ付として全波整流構成を可能にし、各巻線の巻
線比は一次巻線両端電圧（チヨツパ電源回路部Ｃの出力
電圧の１／２）に対する必要とする出力電圧の比で定め
る。そして、たれぞれの出力巻線は整流ダイオード回路
と平滑コンデンサ回路を通してそれぞれの出力端子に所
定の出力電圧を与える。ここで、上記のスイツチング制
御回路ＣＯＮＴ４の詳細な構成を示す第６図を参照する
とともに、この発明の一実施例である上記スイツチング
電源回路の動作を説明する。
ツチング制御回路ＣＯＮＴ４に内蔵された基本発振器に
よりスイツチング周期を設定している。さらに、スイツ
チング制御回路ＣＯＮＴ４の出力形式はプツシユプル形
としている為、定電流駆動回路ＣＳＴは一対となりトラ
ンスＴ４の駆動巻線を通した後、ワイアードオアで主ス
イツチＳＷを駆動する。なお、この実施例において主ス
イツチＳＷはコンプリメンタリダーリントン接続となつ
ているが、出力容量により１つのＰＮＰトランジスタを
用いることも可能である。また、駆動トランスＴ４、ト
ランジスタＱ２２，Ｑ２３、ダイオードＤ２ｌ，Ｄ２２
、コンデンサＣ２Ｏ，Ｃ２ｌ、および変換トランスＴ３
の構成要素は電流帰還形の他励ハーフブリツジ形変換回
路部Ｄを構成し、駆動トランスＴ４の帰還巻線を変換ト
ランスＴ３の一次巻線に直列に接続して駆動巻線に要す
る駆動エネルギーを節約することにより定電流駆動回路
ＣＳＴの負担を軽減している。電流帰還形のコンバータ
回路部ＤはトランジスタＱ２２，Ｑ２３の駆動電流の大
部分を駆動トランスＴ４の帰還巻線から供給する為、ト
ランジスタＱ２２，Ｑ２３の動作を反転させるには帰還
巻線からの駆動電流に比べて大きい電流を駆動回路ＣＳ
Ｔより駆動トランスＴ４の１次巻線に供給する必要があ
る。このために駆動回路ＣＳＴは電流制限用抵抗Ｒ３Ｏ
，Ｒ３ｌにそれぞれピーキング用コンデンサＣ３Ｏ，Ｃ
３ｌを並列接続して構成されるピーキング回路によつて
駆動トランスＴ４の１次巻線に加えるトランジスタＱ２
２，Ｑ２３の駆動電流にピークを与え動作反転を促進し
ている。さらに、変換トランスＴ３の出力巻線はセンタ
ータツプ付として全波整流構成を可能にし、各巻線の巻
線比は一次巻線両端電圧（チヨツパ電源回路部Ｃの出力
電圧の１／２）に対する必要とする出力電圧の比で定め
る。そして、たれぞれの出力巻線は整流ダイオード回路
と平滑コンデンサ回路を通してそれぞれの出力端子に所
定の出力電圧を与える。ここで、上記のスイツチング制
御回路ＣＯＮＴ４の詳細な構成を示す第６図を参照する
とともに、この発明の一実施例である上記スイツチング
電源回路の動作を説明する。
スイツチング制御回路ＣＯＮＴ４は、入力電源端子Ａ，
ｂ間にバイアス抵抗Ｒ２Ｏとともに直列接続されたツエ
ナーダイオードＺＤ２Ｏの電極間電圧により起動および
動作し、抵抗器ＲおよびコンデンサＣにより設定される
発振周波数により信号を出力する発振器０ＳＣ１と、こ
の発振器０ＳＣ１からの出力信号周期に基づいて動作す
るフリツプフロツプＦ／Ｆと、チヨークトランスＬ２Ｏ
の出力電圧と基準電圧Ｅ１とを比較し所定のレベル信号
を出力する演算増幅器ＡＭＰｌと、この増幅器ＡＭＰｌ
の出力信号レベルに基いて発振器０ＳＣ１から三角波信
号のクリツプレベルを制御する比較器ＣＯＭＰｌと、ア
ンドゲートを介して入力される比較器ＣＯＭＰｌとフリ
ツプフロツプＦ／Ｆとからのパルス信号により動作する
駆動回路ＳＤＶｌａ，ＳＤＶｌｂとを備える。つまり、
駆動回路ＳＤＶｌａおよびＳＤＶｌｂのそれぞれの出力
端子Ｘ，父からは発振器０ＳＣ１の出力信号周期で繰返
し且つ比較器ＣＯＭＰｌからの出力信号幅を有するパル
ス信号が出力される。これらの出力パルス信号は、第６
図に示すように、互いに半周期の位相差を有する。この
ようなスイツチング制御回路ＣＯＮＴ４の出力端子Ｘ，
Ｘに接続される定電流駆動回路ＣＳＴにおいては、トラ
ンジスタＱ３ＯおよびＱ３ｌが交互に導通し、これによ
り主スイツチＳＷが動作しコンバータ回路部Ｄに電圧を
印加する。一方、このコンバータ回路部Ｄにおけるトラ
ンジスタＱ２２およびＱ２３が駆動トランスＴ４によつ
てトランス結合された定電流駆動回路ＣＳＴからの駆動
をうけて交互に導通する。これらトランジスタＱ２２あ
るいはＱ２３の導通状態は駆動トランスＴ４の帰還巻線
により維持される。この時、駆動トランスＴ４の入力巻
線に接続された定電流駆動回路ＣＳＴは高インピーダン
スであるため、帰還巻線による帰還電流は有効にトラン
ジスタＱ２２あるいはＱ２３に流れるのでこれらトラン
ジスタの導通保持に支障はない。なお、トランジスタＱ
２２およびＱ２３の導通時間は定電流駆動回路ＣＳＴの
トランジスタＱ３ＯおよびＱ３ｌの導通時間より長い。
また、定電流駆動回路ＣＳＴの出力ピーク信号は、トラ
ンジスタＱ２２およびＱ２３への帰還電流の最大値より
大きな値となるように設定する。これにより、駆動回路
ＣＳＴがスイツチング制御回路ＣＯＮＴ４から駆動され
るたびに駆動トランスＴ４が強制反転され、変換トラン
スＴ３からの出力信号も反転する。従つて、チヨツパ回
路部Ｃとコンバータ回路部Ｄとのスイツチング周期は同
期することになる。このように、本発明による多出力ス
イツチング電源回路はチヨツパ部および変換部が強制同
期させられる構成であるため多出力電源特有のビード雑
音を除去でき、これにより、雑音フイルタは高周波用の
みで良く音声領域で動作する機器用電源として用いる時
でも雑音フイルタは小形化が可能である。
ｂ間にバイアス抵抗Ｒ２Ｏとともに直列接続されたツエ
ナーダイオードＺＤ２Ｏの電極間電圧により起動および
動作し、抵抗器ＲおよびコンデンサＣにより設定される
発振周波数により信号を出力する発振器０ＳＣ１と、こ
の発振器０ＳＣ１からの出力信号周期に基づいて動作す
るフリツプフロツプＦ／Ｆと、チヨークトランスＬ２Ｏ
の出力電圧と基準電圧Ｅ１とを比較し所定のレベル信号
を出力する演算増幅器ＡＭＰｌと、この増幅器ＡＭＰｌ
の出力信号レベルに基いて発振器０ＳＣ１から三角波信
号のクリツプレベルを制御する比較器ＣＯＭＰｌと、ア
ンドゲートを介して入力される比較器ＣＯＭＰｌとフリ
ツプフロツプＦ／Ｆとからのパルス信号により動作する
駆動回路ＳＤＶｌａ，ＳＤＶｌｂとを備える。つまり、
駆動回路ＳＤＶｌａおよびＳＤＶｌｂのそれぞれの出力
端子Ｘ，父からは発振器０ＳＣ１の出力信号周期で繰返
し且つ比較器ＣＯＭＰｌからの出力信号幅を有するパル
ス信号が出力される。これらの出力パルス信号は、第６
図に示すように、互いに半周期の位相差を有する。この
ようなスイツチング制御回路ＣＯＮＴ４の出力端子Ｘ，
Ｘに接続される定電流駆動回路ＣＳＴにおいては、トラ
ンジスタＱ３ＯおよびＱ３ｌが交互に導通し、これによ
り主スイツチＳＷが動作しコンバータ回路部Ｄに電圧を
印加する。一方、このコンバータ回路部Ｄにおけるトラ
ンジスタＱ２２およびＱ２３が駆動トランスＴ４によつ
てトランス結合された定電流駆動回路ＣＳＴからの駆動
をうけて交互に導通する。これらトランジスタＱ２２あ
るいはＱ２３の導通状態は駆動トランスＴ４の帰還巻線
により維持される。この時、駆動トランスＴ４の入力巻
線に接続された定電流駆動回路ＣＳＴは高インピーダン
スであるため、帰還巻線による帰還電流は有効にトラン
ジスタＱ２２あるいはＱ２３に流れるのでこれらトラン
ジスタの導通保持に支障はない。なお、トランジスタＱ
２２およびＱ２３の導通時間は定電流駆動回路ＣＳＴの
トランジスタＱ３ＯおよびＱ３ｌの導通時間より長い。
また、定電流駆動回路ＣＳＴの出力ピーク信号は、トラ
ンジスタＱ２２およびＱ２３への帰還電流の最大値より
大きな値となるように設定する。これにより、駆動回路
ＣＳＴがスイツチング制御回路ＣＯＮＴ４から駆動され
るたびに駆動トランスＴ４が強制反転され、変換トラン
スＴ３からの出力信号も反転する。従つて、チヨツパ回
路部Ｃとコンバータ回路部Ｄとのスイツチング周期は同
期することになる。このように、本発明による多出力ス
イツチング電源回路はチヨツパ部および変換部が強制同
期させられる構成であるため多出力電源特有のビード雑
音を除去でき、これにより、雑音フイルタは高周波用の
みで良く音声領域で動作する機器用電源として用いる時
でも雑音フイルタは小形化が可能である。
また、回路構成がチヨツパ回路部とハ一フブリツジ形変
換回路部である為、スイツチングトランジスタの耐圧は
ＡＣ入力直接整流形電源でも２００程度の低いもので十
分であり高速のスイツチングトランジスタが比較的容易
に得られスイツチング損失が小さく高効率である。これ
はスイツチング周波数の高周波化を可能にし、トランス
、チヨークコイル、コンデンサなどの小形化とともに電
源回路全体の小形化を実現できる。電流帰還形ハーフブ
リツジである変換回路部は変換トランスの磁束使用能率
が高く、出力も短形波全波整流であるので出力リツプル
電圧が小さい。したがつて、平滑用コンデンサが小さく
てすむ為、共に電源の小形化に有効である。更に、変換
トランスに印加される電圧がチヨツパ電源回路部の出力
である為、安定度が良く且つスイツチング周期も制御回
路内蔵の発振器を用いるので設定が任意であるとともに
安定している。これにより、変換トランスの設計が容易
で相対的に小形化が可能である。なお、この発明による
スイツチング電源回路は、実施例でも明らかなように、
出力電圧を直接検出してスイツチング制御せず、変換ト
ランス入力電圧を制御する間接制御方式をとつている為
、通常の電源出力変動の他に整流ダイオードの順方向電
圧降下が直接負荷変動となつて現われる。
換回路部である為、スイツチングトランジスタの耐圧は
ＡＣ入力直接整流形電源でも２００程度の低いもので十
分であり高速のスイツチングトランジスタが比較的容易
に得られスイツチング損失が小さく高効率である。これ
はスイツチング周波数の高周波化を可能にし、トランス
、チヨークコイル、コンデンサなどの小形化とともに電
源回路全体の小形化を実現できる。電流帰還形ハーフブ
リツジである変換回路部は変換トランスの磁束使用能率
が高く、出力も短形波全波整流であるので出力リツプル
電圧が小さい。したがつて、平滑用コンデンサが小さく
てすむ為、共に電源の小形化に有効である。更に、変換
トランスに印加される電圧がチヨツパ電源回路部の出力
である為、安定度が良く且つスイツチング周期も制御回
路内蔵の発振器を用いるので設定が任意であるとともに
安定している。これにより、変換トランスの設計が容易
で相対的に小形化が可能である。なお、この発明による
スイツチング電源回路は、実施例でも明らかなように、
出力電圧を直接検出してスイツチング制御せず、変換ト
ランス入力電圧を制御する間接制御方式をとつている為
、通常の電源出力変動の他に整流ダイオードの順方向電
圧降下が直接負荷変動となつて現われる。
この問題点は機器組込専用電源のように負荷電流があら
かじめある範囲に限定されるような用途には初期調整お
よび設計時における変換トランスの巻数比の修正等で対
処可能である。このような用途では特に電源の小形化、
高効率化が要求され、多種小容量の出力電力が要求され
る為この発明によるスイツチング電源回路は有効である
。以上説明したように本発明によれば、チヨツパ電源回
路部と電圧変換回路部とを同期させることにより、ビー
ド雑音の発生を防１１：．し高効率で信頼性の良い多出
力スイツチング電源回路を実現でき特に機器組込電源の
ように負荷が限定され、かつ多出力、小形化を要求する
機器に対し非常に有用である。
かじめある範囲に限定されるような用途には初期調整お
よび設計時における変換トランスの巻数比の修正等で対
処可能である。このような用途では特に電源の小形化、
高効率化が要求され、多種小容量の出力電力が要求され
る為この発明によるスイツチング電源回路は有効である
。以上説明したように本発明によれば、チヨツパ電源回
路部と電圧変換回路部とを同期させることにより、ビー
ド雑音の発生を防１１：．し高効率で信頼性の良い多出
力スイツチング電源回路を実現でき特に機器組込電源の
ように負荷が限定され、かつ多出力、小形化を要求する
機器に対し非常に有用である。
第１図〜第４図は従来の多出力スイツチング電源回路の
例を示す回路構成図、第５図は本発明によるスイツチン
グ電源回路の一実施例を示す回路構成図、第６図は第５
図におけるスイツチング制御回路の構成の概略を示すプ
ロツク図である。
例を示す回路構成図、第５図は本発明によるスイツチン
グ電源回路の一実施例を示す回路構成図、第６図は第５
図におけるスイツチング制御回路の構成の概略を示すプ
ロツク図である。
Claims (1)
- １ １次巻線に対して第１および第２の２次巻線を互い
に逆極性配置した駆動トランスと、このトランスの前記
第１および第２の２次巻線にそれぞれ第１および第２電
極を接続しこれら２次巻線に生じる誘導起電力により交
互に動作する第１および第２のスイッチ素子とを有し、
これら第１および第２のスイッチ素子の交互動作により
複数の２次巻線に交流パルス信号を出力する変換トラン
スの１次巻線と前記第１および第２のスイッチ素子の交
互動作保持を成す前記駆動トランスの帰還巻線とを直列
接続して前記第１および第２のスイッチ素子のそれぞれ
の第２および第３電極間に共通配置して成る電圧変換回
路と；直流信号が供給される入力電源端子間に配置され
所定の発振周期に基づいて互いに位相差を有する２種類
の直流パルス信号を出力するスイッチング制御回路と；
このスイッチング制御回路にそれぞれの第１電極を接続
し、抵抗素子と容量素子を並列接続したそれぞれの第２
電極に与えられる前記スイッチング制御回路からの前記
直流パルス信号により交互に動作し、且つ前記駆動トラ
ンスの１次巻線両端に第３電極を接続した第１および第
２のスイッチ素子を有する定電流駆動回路と、第１電極
を前記駆動トランスの１次巻線中間タップに接続し、第
２電極を入力電源端子に接続し、且つ第３電極をチョー
クコイルを介して前記電圧変換回路の前記第１のスイッ
チ素子の第３電極に接続した主スイッチ素子とを備え；
前記変換トランスの複数の２次巻線に生じる交流パルス
信号をそれぞれ整流回路および平滑回路を介して複数の
直流信号に変換出力し、且つ前記スイッチング制御回路
は前記チョークコイルの出力側より帰還される電圧と基
準電圧との比較により前記直流パルス信号の信号幅を制
御することを特徴とするスイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP54077200A JPS5923186B2 (ja) | 1979-06-19 | 1979-06-19 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP54077200A JPS5923186B2 (ja) | 1979-06-19 | 1979-06-19 | スイッチング電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS561770A JPS561770A (en) | 1981-01-09 |
| JPS5923186B2 true JPS5923186B2 (ja) | 1984-05-31 |
Family
ID=13627173
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP54077200A Expired JPS5923186B2 (ja) | 1979-06-19 | 1979-06-19 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5923186B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57125190U (ja) * | 1981-01-28 | 1982-08-04 | ||
| JPS59127804A (ja) * | 1983-01-12 | 1984-07-23 | 松下電器産業株式会社 | 抵抗値修正装置 |
| GB2179477B (en) * | 1985-08-23 | 1989-03-30 | Ferranti Plc | Power supply circuit |
-
1979
- 1979-06-19 JP JP54077200A patent/JPS5923186B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS561770A (en) | 1981-01-09 |
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