JPS5866577A - 直列共振コンバ−タ制御回路 - Google Patents
直列共振コンバ−タ制御回路Info
- Publication number
- JPS5866577A JPS5866577A JP16346481A JP16346481A JPS5866577A JP S5866577 A JPS5866577 A JP S5866577A JP 16346481 A JP16346481 A JP 16346481A JP 16346481 A JP16346481 A JP 16346481A JP S5866577 A JPS5866577 A JP S5866577A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- circuit
- voltage
- converter
- period
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3382—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement in a push-pull circuit arrangement
- H02M3/3384—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement in a push-pull circuit arrangement of the parallel type
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、プッシュプル動作を行なう直列共振コンバー
タの制御回路に関し、特に、ソフトスタートを円滑にさ
せるための制御回路に関する。
タの制御回路に関し、特に、ソフトスタートを円滑にさ
せるための制御回路に関する。
従来のプッシュプル形直列共振コンバータの一例を第１
図に示す。すなわち、インバータトランスＴ、０１次側
巻線中点に直流電源の正極を接続し、１次側巻線の一端
はトランジスタスイッチＱ１のコレクタに接続し、その
エミッタは前記直流電源の負側に接続する。トランジス
タスイッチＱ１のコレクタ・エミッタ間にはダイオード
１が並列に接続されている。また、前記１次側巻線の他
端と前記直流電縣の負極との間にはトランジスタスイッ
チｑおよびダイオード１の並列接続回路が同様に接続さ
れていて、トランジスタＱ、 、 Ｑ２のベースに相補
的Ｉこ入力する後述する制御信号によって上記両トラン
ジスタが交互にオン、オフする。そして、インバータト
ランスＴ１の２次側に直列に河列共眼回路り、Ｃおよび
全波整流回路２が直列に接続される。全波整流回路２の
出力は、平滑回路３によって交流成分が除去されてＸＦ
−滑され負荷４に直流電流■。が供給される。そして、
負荷４Ｉこ直列に接続された出力電流検出器１）ＢＴの
出力を誤差増幅器ＥＡに入力させる。誤差増幅器ＥＡは
上記出力電流検出器ＤＢＴの出力ｌｆｔ圧と基準電圧７
とを比較し、その差を増幅して電圧・周波数変換器５に
供給する。電圧・周波数変換器５は入力電圧に対応した
周波数の矩形波を発振する。２相分割回路６は、電圧・
周波数変換器５の周期ごとに互に１８０゛位相の異った
２つの制御信号を出力して前記トランジスタスイッチＱ
＋ 、 Ｑ−のベースにそれぞれ人力させる。
図に示す。すなわち、インバータトランスＴ、０１次側
巻線中点に直流電源の正極を接続し、１次側巻線の一端
はトランジスタスイッチＱ１のコレクタに接続し、その
エミッタは前記直流電源の負側に接続する。トランジス
タスイッチＱ１のコレクタ・エミッタ間にはダイオード
１が並列に接続されている。また、前記１次側巻線の他
端と前記直流電縣の負極との間にはトランジスタスイッ
チｑおよびダイオード１の並列接続回路が同様に接続さ
れていて、トランジスタＱ、 、 Ｑ２のベースに相補
的Ｉこ入力する後述する制御信号によって上記両トラン
ジスタが交互にオン、オフする。そして、インバータト
ランスＴ１の２次側に直列に河列共眼回路り、Ｃおよび
全波整流回路２が直列に接続される。全波整流回路２の
出力は、平滑回路３によって交流成分が除去されてＸＦ
−滑され負荷４に直流電流■。が供給される。そして、
負荷４Ｉこ直列に接続された出力電流検出器１）ＢＴの
出力を誤差増幅器ＥＡに入力させる。誤差増幅器ＥＡは
上記出力電流検出器ＤＢＴの出力ｌｆｔ圧と基準電圧７
とを比較し、その差を増幅して電圧・周波数変換器５に
供給する。電圧・周波数変換器５は入力電圧に対応した
周波数の矩形波を発振する。２相分割回路６は、電圧・
周波数変換器５の周期ごとに互に１８０゛位相の異った
２つの制御信号を出力して前記トランジスタスイッチＱ
＋ 、 Ｑ−のベースにそれぞれ人力させる。
上述の直列共振コンバータは、平常動作時において出力
電流工０が予定値より犬になると、誤差増幅器ＥＡの出
力電圧が下って電子・周波数変換器５の発振周波数が低
下下ることによりトランジスタスイッチＱ１．Ｑｈのオ
ン、オフの周期が長くなって出力電流を低下させるよう
に作用し、逆に出力電流ＩＯが予定値より小となると、
スイッチング周波数が高くなって出力電流を増加させる
ように動作する。この結果、出力電流工。は予定の値ｔ
こ制御される。
電流工０が予定値より犬になると、誤差増幅器ＥＡの出
力電圧が下って電子・周波数変換器５の発振周波数が低
下下ることによりトランジスタスイッチＱ１．Ｑｈのオ
ン、オフの周期が長くなって出力電流を低下させるよう
に作用し、逆に出力電流ＩＯが予定値より小となると、
スイッチング周波数が高くなって出力電流を増加させる
ように動作する。この結果、出力電流工。は予定の値ｔ
こ制御される。
上述の直列共振コンバータの出力を、スイッチオン時か
ら徐々に立ち上がらせるために、ソフトスタート起動が
要求される場合がある。例えば、負荷に急激な変化を与
えることが不可とされる場合である。従来、直列共振コ
ンバータをソフト起動させるために、第１図に示した起
動回路８の出力をダイオードＤ、によって前記誤差増幅
器ＥＡの出力に並列に接続している。起動回路８は積分
器であり、直流ステップ電圧を入力するとその出力は入
力電圧を積分することにより徐々に上昇する。
ら徐々に立ち上がらせるために、ソフトスタート起動が
要求される場合がある。例えば、負荷に急激な変化を与
えることが不可とされる場合である。従来、直列共振コ
ンバータをソフト起動させるために、第１図に示した起
動回路８の出力をダイオードＤ、によって前記誤差増幅
器ＥＡの出力に並列に接続している。起動回路８は積分
器であり、直流ステップ電圧を入力するとその出力は入
力電圧を積分することにより徐々に上昇する。
このため、ボ１差増幅器ＥＡの出力電圧が起動回路８の
出力電圧まで低下するから、電１“Ｅ・周波数変換器５
の出力周波数が低下し、コノパータの出力電流Ｉ。が小
さくなるように制御される。起動回路８の出力電圧が徐
々に上昇するにつれて、スイッチング周波数が上昇し、
起動回路８の出力電圧が誤差増幅器７の出力値より高く
なると前述した本来の平常制御によって出力電流が一定
に制御される。
出力電圧まで低下するから、電１“Ｅ・周波数変換器５
の出力周波数が低下し、コノパータの出力電流Ｉ。が小
さくなるように制御される。起動回路８の出力電圧が徐
々に上昇するにつれて、スイッチング周波数が上昇し、
起動回路８の出力電圧が誤差増幅器７の出力値より高く
なると前述した本来の平常制御によって出力電流が一定
に制御される。
上述の従来のソフトスタート起す１は、単にスイッチン
グ周波数を下げることによって行なうため、インバータ
トランスＴ、が飽和してインバータ動作が不安？となり
、甚だしいときはトランジスタＱ＋、Ｑ２等の破損を生
ずるという欠点がある。以下第２図を参照してその理由
を説明する。今、ソフトスタート時において、トランジ
スタＱ、を期間Ｔ８たけオンし、次の期間Ｔ、ｓはトラ
ンジスタＱ２をオンし、交互にオノ、オフをくり返すも
のとする。共振用コンデンサＣの両端のイｒ′Ｅｖｏは
、トランジスタＱ＋のオン時を二〇から共振周期の１／
２の期間Ｔ’ｏｎまでの開に、 しル まで充電される。ただし、■、は共振回路に流れる電流
であり、第２図（ａ）の曲線（Ｉｆ）のようになる。
グ周波数を下げることによって行なうため、インバータ
トランスＴ、が飽和してインバータ動作が不安？となり
、甚だしいときはトランジスタＱ＋、Ｑ２等の破損を生
ずるという欠点がある。以下第２図を参照してその理由
を説明する。今、ソフトスタート時において、トランジ
スタＱ、を期間Ｔ８たけオンし、次の期間Ｔ、ｓはトラ
ンジスタＱ２をオンし、交互にオノ、オフをくり返すも
のとする。共振用コンデンサＣの両端のイｒ′Ｅｖｏは
、トランジスタＱ＋のオン時を二〇から共振周期の１／
２の期間Ｔ’ｏｎまでの開に、 しル まで充電される。ただし、■、は共振回路に流れる電流
であり、第２図（ａ）の曲線（Ｉｆ）のようになる。
又工ｐｋは上記■、の最大値である。又ωは共振回路の
共振角周波数でありＴ。ｎ”（１）の関係がある。
共振角周波数でありＴ。ｎ”（１）の関係がある。
コンデンサＣの両端室ＥＥ Ｖｏは第２図（Ｃ１に示す
ようになる。
ようになる。
一方、この期間におけるインバ−タトランスＴ。
に生じる磁束変化量Φｌは、
で表わされる。ただし、ｎｌはインバータトランスＴ、
の１次側の半分の巻回数であり、ｖｉｎは直流電源の電
圧である。
の１次側の半分の巻回数であり、ｖｉｎは直流電源の電
圧である。
次に、Ｔｏｎ≦ｔ≦Ｔｓの期間に、コンデンサＣの蓄積
電荷が全波整流回路２、平滑回路３、トランスＴＩの２
次インダクタンスＬ。および共振インダクタンスＬを通
して放電しようとするため、インバータトランスＴ１の
２次側には引続きＰｌじ方向の磁束変化へを生じる。該
磁束変化Φ２は、である。ただし、ｎ、はトランスＴ１
の２次巻線数、ｖｏは平滑回路３の入力端電圧である。
電荷が全波整流回路２、平滑回路３、トランスＴＩの２
次インダクタンスＬ。および共振インダクタンスＬを通
して放電しようとするため、インバータトランスＴ１の
２次側には引続きＰｌじ方向の磁束変化へを生じる。該
磁束変化Φ２は、である。ただし、ｎ、はトランスＴ１
の２次巻線数、ｖｏは平滑回路３の入力端電圧である。
従って、期間Ｔ、すなわち半周期間におけるインバータ
トランスＴ、の全磁束変化量Φは、Φ＝Φ１＋Φ２ となる。ここで、インバータトランスＴ、の２次側の電
圧を■、とすると、 ｖｉｎ−，７−’ＶＩ−ＶＣ−ｖ。
トランスＴ、の全磁束変化量Φは、Φ＝Φ１＋Φ２ となる。ここで、インバータトランスＴ、の２次側の電
圧を■、とすると、 ｖｉｎ−，７−’ＶＩ−ＶＣ−ｖ。
であり、第２図（ｂ）に示すように期間Ｔ８中はぼ一定
値であり、 Ｖ、 −Ｖ。
値であり、 Ｖ、 −Ｖ。
Φ中□Ｔｓ −・・・・・・・・・・・・・・・
（４１と表わすことができる。なお、インダクタンス
Ｌの両端電圧ＶＬおよび全波整流器２の入力端電圧Ｖｔ
（中Ｖ。）を同図（ｄ）および（ｅ）に示す。
（４１と表わすことができる。なお、インダクタンス
Ｌの両端電圧ＶＬおよび全波整流器２の入力端電圧Ｖｔ
（中Ｖ。）を同図（ｄ）および（ｅ）に示す。
一方、出力電流Ｉ。は、
となることから、Ｉｐｋがほぼ一定のままで単にスイッ
チング周波数（ｉ／２Ｔｓ）を低い周波数からスタート
させ、徐々ｌこ増加させることによって、出力電流工。
チング周波数（ｉ／２Ｔｓ）を低い周波数からスタート
させ、徐々ｌこ増加させることによって、出力電流工。
を徐々に立上がらせることが可能である。しかし、（４
）式から理解されるように、スイッチノブ周期２ Ｔｓ
を犬にすると、半周期Ｔｓ内におけるインバータトラン
スＴ、の磁束変化量Φが犬になって飽和してしまう。Ｔ
なわち、インパークトランスＴＩの飽和磁束をΦ とす
ると、 Ｔ８Φ６．アい Φ８ より大にすることができない。
）式から理解されるように、スイッチノブ周期２ Ｔｓ
を犬にすると、半周期Ｔｓ内におけるインバータトラン
スＴ、の磁束変化量Φが犬になって飽和してしまう。Ｔ
なわち、インパークトランスＴＩの飽和磁束をΦ とす
ると、 Ｔ８Φ６．アい Φ８ より大にすることができない。
従って、（５）式の工。を零から立上がらせるこ吉がで
きず、第３図に示すようなステップ状の立上がりとなり
、サージが問題となる負荷に対しては好ましくない。
きず、第３図に示すようなステップ状の立上がりとなり
、サージが問題となる負荷に対しては好ましくない。
本発明の目的は、上述の従来の欠点を解決し、インバー
タトランスを飽和させることなく、出力電流をほぼＯか
ら立上がらせることができる直列共振コンパーダ制御回
路を提供することにある。
タトランスを飽和させることなく、出力電流をほぼＯか
ら立上がらせることができる直列共振コンパーダ制御回
路を提供することにある。
、本発明の制御回路は、インパークトランスと、該イン
バータトランスの２次側に接続した直列共振回路と全波
整流回路の直列接続回路と、上記全波整流回路の出力か
ら負荷に供給される電流を検出する出力電流検出器と、
該出力電流検出器の出力値と基準値との差を増幅する誤
差増幅器と、該誤差増幅器の出力電圧を対応する周波数
に変換する電圧・周波数変換器と、該屯田周波数変換器
の出力波形を分相して相互に１８０°位相の異なる２つ
の制御信号を発生する２相分割回路と、上記制御信号に
よって前記インバ−タトランスの入力ヲオン、オフする
２個のトランジスタスイッチとを備えて出力電流の大小
に対応して前記電圧・周波数変換器の出力周波数を変化
させるこ七により出力電流が制御される直列共振コンバ
ークにおいて、＠流ステップ電圧を入力とする積分器の
出力をダイオードを介して前記誤差増幅器の出力に並列
に接続し、かつ、該積分器の出力によって制御された幅
のパルスを出力するパルス幅変換器を備えて、前記２相
分割回路の出力信号の周期を前記積分器の出力によって
制御するとともに、その幅を上記パルス幅変換器の出力
パルスの幅に制限して前記トランジスタスイッチの制御
入力とするように構成したことを特徴とする。
バータトランスの２次側に接続した直列共振回路と全波
整流回路の直列接続回路と、上記全波整流回路の出力か
ら負荷に供給される電流を検出する出力電流検出器と、
該出力電流検出器の出力値と基準値との差を増幅する誤
差増幅器と、該誤差増幅器の出力電圧を対応する周波数
に変換する電圧・周波数変換器と、該屯田周波数変換器
の出力波形を分相して相互に１８０°位相の異なる２つ
の制御信号を発生する２相分割回路と、上記制御信号に
よって前記インバ−タトランスの入力ヲオン、オフする
２個のトランジスタスイッチとを備えて出力電流の大小
に対応して前記電圧・周波数変換器の出力周波数を変化
させるこ七により出力電流が制御される直列共振コンバ
ークにおいて、＠流ステップ電圧を入力とする積分器の
出力をダイオードを介して前記誤差増幅器の出力に並列
に接続し、かつ、該積分器の出力によって制御された幅
のパルスを出力するパルス幅変換器を備えて、前記２相
分割回路の出力信号の周期を前記積分器の出力によって
制御するとともに、その幅を上記パルス幅変換器の出力
パルスの幅に制限して前記トランジスタスイッチの制御
入力とするように構成したことを特徴とする。
次に、本発明について、図面を参照して詳細に説明する
。
。
第４図は、本発明の一実施例を示す一部回路図を含むブ
ロック図である。すなイつち、トランジスタスイッチＱ
、 、 Ｑ２のコレクタ・エミッタ間にそれぞれダイオ
ード１を並列に接続し、エミッタを共通に接続して直流
電源の負側に接続し、コレクタはそれぞれインバータト
ランスＴ、Ｑ）１次巻線の両端に接続する。上記１次巻
線の中点には前記直流電源の正側が接続されている。イ
ンバータトランスＴ１の２次側巻線の一端を、イノダク
タンスＬとコンデンサＣからなる直列共振回路に接続し
、上記２次巻線の他端と上記コンデンサＣとの間に全波
整流回路２を接続し、その出力側は平滑回路３を通して
負荷４に接続される。負荷４に直列に出力ｗ、流検出回
、絡Ｔ）ＥＴを接続し、その出力は誤差増幅器ＥＡによ
って基準電子７と比較され、その差電圧を増幅して電圧
周波数変換器５に入力させる。電圧・周波数変換器５は
入力電圧に対応した周波数の矩形波を発振する。２相分
割回路６は、電圧・周波数変換器５の周期ごとに互に１
８０°位相の異った２つの制御信号すおよびＣを出力し
て平常時の前記トランジスタＱｌ、Ｑ２の制御信号とす
る。
ロック図である。すなイつち、トランジスタスイッチＱ
、 、 Ｑ２のコレクタ・エミッタ間にそれぞれダイオ
ード１を並列に接続し、エミッタを共通に接続して直流
電源の負側に接続し、コレクタはそれぞれインバータト
ランスＴ、Ｑ）１次巻線の両端に接続する。上記１次巻
線の中点には前記直流電源の正側が接続されている。イ
ンバータトランスＴ１の２次側巻線の一端を、イノダク
タンスＬとコンデンサＣからなる直列共振回路に接続し
、上記２次巻線の他端と上記コンデンサＣとの間に全波
整流回路２を接続し、その出力側は平滑回路３を通して
負荷４に接続される。負荷４に直列に出力ｗ、流検出回
、絡Ｔ）ＥＴを接続し、その出力は誤差増幅器ＥＡによ
って基準電子７と比較され、その差電圧を増幅して電圧
周波数変換器５に入力させる。電圧・周波数変換器５は
入力電圧に対応した周波数の矩形波を発振する。２相分
割回路６は、電圧・周波数変換器５の周期ごとに互に１
８０°位相の異った２つの制御信号すおよびＣを出力し
て平常時の前記トランジスタＱｌ、Ｑ２の制御信号とす
る。
また、ステップ電圧の入力により徐々に電圧が上昇する
起動回路８の出力をダイオードＤ１を介して前記誤差増
幅器ＥＡの出力に並列に接続する。以上は従来例と同様
であるが、本実施例ではさらに、起動回路８の出力をダ
イオードＤ、を介してパルス幅変換器９に接続する。パ
ルス幅変換器９は、前記電圧・周波数変換器５の出力信
号ａの立下りごとにトリガされ、前記起動回路８の出力
電圧によってパルス幅が制御されたパルス信号ｄを出力
する。パルス信号ｄのパルス幅１こついては後述する。
起動回路８の出力をダイオードＤ１を介して前記誤差増
幅器ＥＡの出力に並列に接続する。以上は従来例と同様
であるが、本実施例ではさらに、起動回路８の出力をダ
イオードＤ、を介してパルス幅変換器９に接続する。パ
ルス幅変換器９は、前記電圧・周波数変換器５の出力信
号ａの立下りごとにトリガされ、前記起動回路８の出力
電圧によってパルス幅が制御されたパルス信号ｄを出力
する。パルス信号ｄのパルス幅１こついては後述する。
次に、２相分割回路１０は、前記パルス信号ｄの立下り
ごとに状態反転した信号ｅと、該信号ｅと逆位相の信号
ｆとを出力する。上記信号ｅと前記制御信号すとを図示
されないアンド回路を介して制御信号りを作成し、前記
トランジスタＱ。
ごとに状態反転した信号ｅと、該信号ｅと逆位相の信号
ｆとを出力する。上記信号ｅと前記制御信号すとを図示
されないアンド回路を介して制御信号りを作成し、前記
トランジスタＱ。
のベースに印加する。また、上記信号ｆと前記制御信号
Ｃとを図示されないアンド回路を介して制御信号ｇとし
て前記トランジスタＱ１のベースに印加する。
Ｃとを図示されないアンド回路を介して制御信号ｇとし
て前記トランジスタＱ１のベースに印加する。
上述の、各部の電圧波形を第５図に示Ｔ０同図（ａｌは
、市、圧・周波数変換器５の出力ａを示し、その周期は
、誤差増幅器ＥＡの出力電圧に対応する。
、市、圧・周波数変換器５の出力ａを示し、その周期は
、誤差増幅器ＥＡの出力電圧に対応する。
しかし、起動時においては、起動回路８の出力電圧が低
いため、起動回路８の出力電圧に対応することになる。
いため、起動回路８の出力電圧に対応することになる。
同図（ｂ） 、 （Ｃｌはそれぞれ２相分割回路６の出
力信号すおよびＣを示す。同図（ｄＪはパルス幅変換器
９の出力波形を示し、同図（ｅ） 、 （ｆ）はそれぞ
れ２相分割回路１０の２相の出力ｅおよびｆを示す。同
図（ｇ）はトランジスタＱＩのベースに印加される制御
信号ｇであり、上記信号Ｃとｆの論理積である。また同
図（ｈ）はトランジスタＱ、のベースに印加される制御
信号りであり、上記信号ｂ （！： ｅの論理積である
。すなわち、トランジスタＱ＝ 、 Ｑ＊のベースには
、それぞれ起動回路日の出力電圧に対応した周期とパル
ス幅を持ったパルスであって相互に１８０°位相の異な
った制御信号が入力される。本発明の構成は、上述の実
施例に限定されることなく、例えば、２相分割回路乙の
出力信号す。
力信号すおよびＣを示す。同図（ｄＪはパルス幅変換器
９の出力波形を示し、同図（ｅ） 、 （ｆ）はそれぞ
れ２相分割回路１０の２相の出力ｅおよびｆを示す。同
図（ｇ）はトランジスタＱＩのベースに印加される制御
信号ｇであり、上記信号Ｃとｆの論理積である。また同
図（ｈ）はトランジスタＱ、のベースに印加される制御
信号りであり、上記信号ｂ （！： ｅの論理積である
。すなわち、トランジスタＱ＝ 、 Ｑ＊のベースには
、それぞれ起動回路日の出力電圧に対応した周期とパル
ス幅を持ったパルスであって相互に１８０°位相の異な
った制御信号が入力される。本発明の構成は、上述の実
施例に限定されることなく、例えば、２相分割回路乙の
出力信号す。
Ｃをそれぞれ争安定マルチバイブレータに入力させ、該
単安定マルチパイプレークのパルス幅ヲ前記起動回路８
の出力電圧で制御するように構成し、該竿安定マルチバ
イブｌ／−夕の出力パルスによって上述の実施例の制御
信号ｇ、ｂと同様な制御信号を得るようにしてもよい。
単安定マルチパイプレークのパルス幅ヲ前記起動回路８
の出力電圧で制御するように構成し、該竿安定マルチバ
イブｌ／−夕の出力パルスによって上述の実施例の制御
信号ｇ、ｂと同様な制御信号を得るようにしてもよい。
要するに、周期およびパルス幅が起動回路８の出力電圧
番こ対応して変化するように構成すればよい。
番こ対応して変化するように構成すればよい。
次に、本実施例の動作について説明する。先ず、ソフト
起動時に、起動回路８にステップ電圧を与えると、起動
回路８の出力電圧は０から徐々に上昇する。そして、今
、電圧・周波数変換器５の出力波形が第５図（ａＪのよ
うになったとする。このとき、前述の説明から明らかな
ように、トランジスタＱ、＋ 、 Ｑ＊のベースにはそ
れぞれ同図（ｇ） 、 （ｈ）に示すような制御信号が
入力する。該制御信号の幅τ、および周期２Ｔ′ｓは起
動回路８の出力電圧に対応している。
起動時に、起動回路８にステップ電圧を与えると、起動
回路８の出力電圧は０から徐々に上昇する。そして、今
、電圧・周波数変換器５の出力波形が第５図（ａＪのよ
うになったとする。このとき、前述の説明から明らかな
ように、トランジスタＱ、＋ 、 Ｑ＊のベースにはそ
れぞれ同図（ｇ） 、 （ｈ）に示すような制御信号が
入力する。該制御信号の幅τ、および周期２Ｔ′ｓは起
動回路８の出力電圧に対応している。
第６図は、この状態における各部の電流、電圧を示す波
形図である。すなわち、１＝０でトランジスタ端がオン
し、 ｔ＝τすなわち位相角θ（θくπ）までの期間は
、共振回路ＬＣに第６図（ａ）に示すような電流１１が
流れる。この電流によってコンデンサＣが充電され、そ
の両端電圧■二は同図（ｃ）に示すようになり、インダ
クタンスＬの両端電圧４は同図（ｄｌに示すようになる
。また、整流回路２の入力端電圧Ｖ、’ （＋ Ｖｏ）
は同図（ｅ）に示す。この間インバータトランスＴ、の
２次巻線には、同図（ｂｌに示すような電圧机がかかつ
ている。
形図である。すなわち、１＝０でトランジスタ端がオン
し、 ｔ＝τすなわち位相角θ（θくπ）までの期間は
、共振回路ＬＣに第６図（ａ）に示すような電流１１が
流れる。この電流によってコンデンサＣが充電され、そ
の両端電圧■二は同図（ｃ）に示すようになり、インダ
クタンスＬの両端電圧４は同図（ｄｌに示すようになる
。また、整流回路２の入力端電圧Ｖ、’ （＋ Ｖｏ）
は同図（ｅ）に示す。この間インバータトランスＴ、の
２次巻線には、同図（ｂｌに示すような電圧机がかかつ
ている。
上述のコンデンサＣの電圧■。は、
ｆだし、符号Ｉｐｋ ｌ ＴＯｎ ＋ω等は、第（１）
式に用いたものと同じである。（６）式から理解される
ように、ｖ二はτを小にすることにより小さくすること
ができる。また、ｔ＝０からｔ−τまでのインバータト
ランスＴ１の磁束変化量Φ；は、 である。次に、ｔ＝τでトランジスタＱ１がオフすると
、■二がτ＜ｔ＜Ｔ’、の期間に整流回路２．インバー
タトランスＴ、の２次巻線のインダクタンスＬ、共振イ
ンダクタンスＬ。を通して放電しようとするため、イン
バータトランスＴ１の２次巻線にはｖ′ｃ−礼の電圧が
かかる。従って、この期間におけるインバータトランス
Ｔ、に生ずる磁束変化Φ：は、 Φニーｉｆ’（Ｖ’、−Ｖ、’ ） ｄｔｎ２ τ ここに■Ｌは平滑回路６の入力端電圧であり、整流回路
２の入力端電圧■、とほぼ等しい。
式に用いたものと同じである。（６）式から理解される
ように、ｖ二はτを小にすることにより小さくすること
ができる。また、ｔ＝０からｔ−τまでのインバータト
ランスＴ１の磁束変化量Φ；は、 である。次に、ｔ＝τでトランジスタＱ１がオフすると
、■二がτ＜ｔ＜Ｔ’、の期間に整流回路２．インバー
タトランスＴ、の２次巻線のインダクタンスＬ、共振イ
ンダクタンスＬ。を通して放電しようとするため、イン
バータトランスＴ１の２次巻線にはｖ′ｃ−礼の電圧が
かかる。従って、この期間におけるインバータトランス
Ｔ、に生ずる磁束変化Φ：は、 Φニーｉｆ’（Ｖ’、−Ｖ、’ ） ｄｔｎ２ τ ここに■Ｌは平滑回路６の入力端電圧であり、整流回路
２の入力端電圧■、とほぼ等しい。
従って、半周期間におけるインバータトランスＴ、の全
磁束変化量Φ′は、 Φ′＝Φ；十Φ、、Ｖｉμｍτ＋−！−（ｖ′。−■二
）（Ｔ′、、−τ）２ で表わすことができる。すなわち、起動時において出力
電流Ｉ′ｏを略零の状態（ｖｏ＝ｏ）から立ち上がらせ
ても、インバータトランスＴ、の飽和磁束Φに対して、 ＶＣ・ Φ′＝−Ｔ、、〈Φ８ ・・・・・・旧・・・ （１
ｏ）２ を満足させれば、インバータトランスＴ１が飽和するこ
とはない。（１０）式を満足させるためには、ｖ：ｃを
小とすればよく、剋は（６）式から理解されるようにパ
ルス幅τを小にすることにより小とすることができる。
磁束変化量Φ′は、 Φ′＝Φ；十Φ、、Ｖｉμｍτ＋−！−（ｖ′。−■二
）（Ｔ′、、−τ）２ で表わすことができる。すなわち、起動時において出力
電流Ｉ′ｏを略零の状態（ｖｏ＝ｏ）から立ち上がらせ
ても、インバータトランスＴ、の飽和磁束Φに対して、 ＶＣ・ Φ′＝−Ｔ、、〈Φ８ ・・・・・・旧・・・ （１
ｏ）２ を満足させれば、インバータトランスＴ１が飽和するこ
とはない。（１０）式を満足させるためには、ｖ：ｃを
小とすればよく、剋は（６）式から理解されるようにパ
ルス幅τを小にすることにより小とすることができる。
従って、パルス幅変換器９を起動回路８の出力電圧によ
って制御して、起動回路８の出力電圧が低くて周期Ｔ二
が長いときはパルス幅τ（１７） を小とし、周期Ｔλが徐々に短縮するにつれて、パルス
幅τを徐々に犬にするようにして（和）式を満足させる
ことができる。本実施例による出力電流工。は、第７図
に示すように、はぼ零から徐々に上昇する。すなわち、
インバータトランスの飽和を生じることなく、安定なソ
フトスタートが可能である。
って制御して、起動回路８の出力電圧が低くて周期Ｔ二
が長いときはパルス幅τ（１７） を小とし、周期Ｔλが徐々に短縮するにつれて、パルス
幅τを徐々に犬にするようにして（和）式を満足させる
ことができる。本実施例による出力電流工。は、第７図
に示すように、はぼ零から徐々に上昇する。すなわち、
インバータトランスの飽和を生じることなく、安定なソ
フトスタートが可能である。
以上のように、本発明においては、ソフトスタート時に
、起動回路の出力電圧を零から徐々に上昇させ、それに
対応してスイッチング制御パルスの周期およびパルス幅
を制御するように構成したから、インバータトランスの
磁束飽和を生じさせないで安定したソフトスタートを行
わせることが可能でちる。サージが問題となる負荷を駆
動するのに有用である。
、起動回路の出力電圧を零から徐々に上昇させ、それに
対応してスイッチング制御パルスの周期およびパルス幅
を制御するように構成したから、インバータトランスの
磁束飽和を生じさせないで安定したソフトスタートを行
わせることが可能でちる。サージが問題となる負荷を駆
動するのに有用である。
第１図は従来の直列共振コンバータの一例を示す一部回
路図を含むブロック図、第２図は上記従来例の主要各部
の電流、電圧を示す波形図、第３図は上記従来例による
出力電流の立上がりを示す図、第４図は本発明の一実施
例を示す一部回路図を含むブロック図、第５図は一ヒ記
実施例の各部信号を宗す波形図、第６図は上記実施例の
主要各部の電流、底圧を示す波形図、第７図は上記実施
例による出力電流の立上がりを示す図である。 図において、１・・ダイオード、２・・全波整流器、３
・−平滑回路、４・・・負荷、５・・電圧・周波数変換
器、６・・・２相分割回路、７・・基準電圧、８・・−
起動回路、９・・パルス幅変換器、１０・・２相分割回
路、Ｑｌ、 Ｑｔ・・ トランジスタスイッチ、Ｔ、・
・インバータトランス、Ｌ・・共振インダクタンス、Ｃ
・・・共振コンデンサ、ＤＥＴ・・出力′４流検出回路
、ＥＡ−・−誤差増幅器。 代理人 弁理士 住 １）俊 宗 （１９） 第６図 楯５図 第７図 ｔ
路図を含むブロック図、第２図は上記従来例の主要各部
の電流、電圧を示す波形図、第３図は上記従来例による
出力電流の立上がりを示す図、第４図は本発明の一実施
例を示す一部回路図を含むブロック図、第５図は一ヒ記
実施例の各部信号を宗す波形図、第６図は上記実施例の
主要各部の電流、底圧を示す波形図、第７図は上記実施
例による出力電流の立上がりを示す図である。 図において、１・・ダイオード、２・・全波整流器、３
・−平滑回路、４・・・負荷、５・・電圧・周波数変換
器、６・・・２相分割回路、７・・基準電圧、８・・−
起動回路、９・・パルス幅変換器、１０・・２相分割回
路、Ｑｌ、 Ｑｔ・・ トランジスタスイッチ、Ｔ、・
・インバータトランス、Ｌ・・共振インダクタンス、Ｃ
・・・共振コンデンサ、ＤＥＴ・・出力′４流検出回路
、ＥＡ−・−誤差増幅器。 代理人 弁理士 住 １）俊 宗 （１９） 第６図 楯５図 第７図 ｔ
Claims (1)
- インバータトランスと、該インバータトランスの２次側
に接続した直列共振回路と全波整流回路の直列接続回路
と、上記全波整流回路の出力から負荷に供給される電流
を検出する出力電流検出器と、該出力電流検出器の出力
値と基準値との差を増幅する誤差増幅器と、該誤差増幅
器の出力電圧を対応する周波数に変換する電圧・周波数
変換器と、該電圧周波数変換器の出力波形を分相して相
互に１８０°位相の異なる２つの制御信号を発生する２
相分割回路と、上記制御信号によって前記インバータト
ランスの入力をオン、オフする２個のトランジスタスイ
ッチとを備えて出力電流の大小に対応して前記電圧・周
波数変換器の出力周波数を変化させることにより出力電
流が制御される直列共振コンバータにおいて、直流ステ
ップ電圧を入力とする積分器の出力をダイオードを介し
て前記誤差増幅器の出力に並列に接続し、かつ、該積分
器の出力によって制御された幅のパルスを出力するパル
ス幅変換器を備えて、前記２相分割回路の出力信号の周
期を前記積分器の出力によって制御するとともに、その
幅を上記パルス幅変換器の出力パルスの幅に制限して前
記トランジスタスイッチの制御入力とするように構成し
たことを特徴とする直列共振コンバータ制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16346481A JPS5866577A (ja) | 1981-10-15 | 1981-10-15 | 直列共振コンバ−タ制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16346481A JPS5866577A (ja) | 1981-10-15 | 1981-10-15 | 直列共振コンバ−タ制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5866577A true JPS5866577A (ja) | 1983-04-20 |
| JPS6232708B2 JPS6232708B2 (ja) | 1987-07-16 |
Family
ID=15774367
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16346481A Granted JPS5866577A (ja) | 1981-10-15 | 1981-10-15 | 直列共振コンバ−タ制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5866577A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1985004060A1 (en) * | 1984-02-27 | 1985-09-12 | Sundstrand Corporation | Soft-start control for a push-pull converter-regulator with a flux balancing circuit |
| US4890214A (en) * | 1985-11-15 | 1989-12-26 | Nec Corporation | Start circuit for adapting a constant current generator to a wide variety of loads |
| WO2001028078A1 (en) * | 1999-10-08 | 2001-04-19 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Soft start scheme for resonant converters having variable frequency control |
| JP2012029436A (ja) * | 2010-07-22 | 2012-02-09 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 電流共振型コンバータ及びその制御方法 |
| DE102008053999B4 (de) * | 2007-11-01 | 2016-06-23 | Fuji Electric Co., Ltd. | Ansteuerungssystem für eine Stromrichteranordnung |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4858695B2 (ja) * | 2006-07-31 | 2012-01-18 | 日本電気株式会社 | 定電流／定電流変換器用出力電流制御回路及びそれを備えた出力電流制御機能付き定電流／定電流変換器 |
| JP5463476B2 (ja) * | 2008-07-30 | 2014-04-09 | アイセル株式会社 | 摩擦攪拌加工装置及び摩擦攪拌加工用ツールの再生方法 |
-
1981
- 1981-10-15 JP JP16346481A patent/JPS5866577A/ja active Granted
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1985004060A1 (en) * | 1984-02-27 | 1985-09-12 | Sundstrand Corporation | Soft-start control for a push-pull converter-regulator with a flux balancing circuit |
| US4598351A (en) * | 1984-02-27 | 1986-07-01 | Sundstrand Corporation | Soft-start control for a push-pull converter-regulator with a flux balancing circuit |
| US4890214A (en) * | 1985-11-15 | 1989-12-26 | Nec Corporation | Start circuit for adapting a constant current generator to a wide variety of loads |
| WO2001028078A1 (en) * | 1999-10-08 | 2001-04-19 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Soft start scheme for resonant converters having variable frequency control |
| DE102008053999B4 (de) * | 2007-11-01 | 2016-06-23 | Fuji Electric Co., Ltd. | Ansteuerungssystem für eine Stromrichteranordnung |
| JP2012029436A (ja) * | 2010-07-22 | 2012-02-09 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 電流共振型コンバータ及びその制御方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6232708B2 (ja) | 1987-07-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5856916A (en) | Assembly set including a static converter with controlled switch and control circuit | |
| US5581451A (en) | Circuit for improving the power efficiency of an AC/DC converter | |
| US20020012257A1 (en) | Complex resonant DC-DC converter and high voltage generating circuit driven in a plurality of frequency regions | |
| CA2139027A1 (en) | Circuit arrangement | |
| US4719559A (en) | Current-mode control of capacitively coupled power converters | |
| US11777408B2 (en) | Converter adaptable to wide range output voltage and control method thereof | |
| JP3221185B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPS59191485A (ja) | 低損失高周波インバ−タ | |
| JPS5866577A (ja) | 直列共振コンバ−タ制御回路 | |
| JPH08130871A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2003259644A (ja) | スイッチングコンバータ回路 | |
| JP2976603B2 (ja) | 直列共振コンバータ制御回路 | |
| JP2716221B2 (ja) | Ｄｃ―ｄｃコンバータ | |
| JPH0646561A (ja) | 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPS61277372A (ja) | 電源装置 | |
| JPS5923186B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JPS6241593Y2 (ja) | ||
| JP3004759B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH0147116B2 (ja) | ||
| JPH0343835Y2 (ja) | ||
| JP2729478B2 (ja) | コンバータ | |
| JPH0710170B2 (ja) | 直列共振コンバ−タ | |
| SU1257790A1 (ru) | Преобразователь посто нного напр жени | |
| JPH01107655A (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| JPS631029B2 (ja) |