JP2002112548A - 定電力出力直流電源装置 - Google Patents
定電力出力直流電源装置Info
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- JP2002112548A JP2002112548A JP2000297388A JP2000297388A JP2002112548A JP 2002112548 A JP2002112548 A JP 2002112548A JP 2000297388 A JP2000297388 A JP 2000297388A JP 2000297388 A JP2000297388 A JP 2000297388A JP 2002112548 A JP2002112548 A JP 2002112548A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】トランスの利用率を高め、出力電圧のリップル
分の発生要因を低減し、トランスや平滑フィルタの小型
化、定電力出力時でのスイッチング素子による損失の低
減及び放熱フィンの小型化を図り、さらには電源装置の
小型化を可能とする電源装置及びその制御方式を提供す
るものである。 【解決手段】パルス巾制御波形を出力するスイッチング
変換部と、出力トランスと、前記出力トランスの出力を
整流する整流平滑部を有する直流電源装置を2台備え、
該夫々スイッチング変換部のスイッチング周期と同一と
し、又一方のスイッチング変換部の各スイッチ素子の点
弧位相と、他方のスイッチ素子の位相間を可変し、両者
の点弧位相差を利用し、夫々スイッチング変換部を単独
運転、又は並列及び直列運転を継続することにより定電
力出力を得る。
分の発生要因を低減し、トランスや平滑フィルタの小型
化、定電力出力時でのスイッチング素子による損失の低
減及び放熱フィンの小型化を図り、さらには電源装置の
小型化を可能とする電源装置及びその制御方式を提供す
るものである。 【解決手段】パルス巾制御波形を出力するスイッチング
変換部と、出力トランスと、前記出力トランスの出力を
整流する整流平滑部を有する直流電源装置を2台備え、
該夫々スイッチング変換部のスイッチング周期と同一と
し、又一方のスイッチング変換部の各スイッチ素子の点
弧位相と、他方のスイッチ素子の位相間を可変し、両者
の点弧位相差を利用し、夫々スイッチング変換部を単独
運転、又は並列及び直列運転を継続することにより定電
力出力を得る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
装置に関するもので、特に定電力出力を給電する直流電
源装置及びその出力電力制御に関するものである。
装置に関するもので、特に定電力出力を給電する直流電
源装置及びその出力電力制御に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】成膜装置等の電源装置には、従来、図1
９に示すような回路構成のスイッチング電源を使用して
いる。図1９において、1はスイッチング変換部で、Dｏ
は整流ダイオード、C1は平滑コンデンサ、Q1〜Q4はスイ
ッチング素子で、4個でフルブリッジを形成し、D1とD2
は、夫々スイッチング素子Q3とQ4に対し、逆導通方向に
接続されたダイオード、2は変換部の出力トランス、3は
トランス出力の整流ダイオード、4と5は夫々平滑フィル
タ用リアクトルとコンデンサである。
９に示すような回路構成のスイッチング電源を使用して
いる。図1９において、1はスイッチング変換部で、Dｏ
は整流ダイオード、C1は平滑コンデンサ、Q1〜Q4はスイ
ッチング素子で、4個でフルブリッジを形成し、D1とD2
は、夫々スイッチング素子Q3とQ4に対し、逆導通方向に
接続されたダイオード、2は変換部の出力トランス、3は
トランス出力の整流ダイオード、4と5は夫々平滑フィル
タ用リアクトルとコンデンサである。
【０００３】成膜装置を制御するには、定電力制御が必
要であり、従って電源装置の出力特性は、図２１に示す
ような特性になる。図２１でVoは電源装置の出力電圧、
Ioは出力電流である。V1とI2は夫々最大出力電圧と最大
出力電流である。V2とI1は夫々定電力特性の両端に位置
する出力電圧と出力電流である。従って、A,B間が定電
力範囲である。図２１において、例えばV1＝500V、I2＝
40Aとすると、電源装置の出力容量は20kW（V1×I2）と
なるが、実際には定電力制御を行っているため、この装
置の最大出力はI1×V1(＝I2×V2)で、I1＝20A、V2＝250
Vとすると、10kWとなる。
要であり、従って電源装置の出力特性は、図２１に示す
ような特性になる。図２１でVoは電源装置の出力電圧、
Ioは出力電流である。V1とI2は夫々最大出力電圧と最大
出力電流である。V2とI1は夫々定電力特性の両端に位置
する出力電圧と出力電流である。従って、A,B間が定電
力範囲である。図２１において、例えばV1＝500V、I2＝
40Aとすると、電源装置の出力容量は20kW（V1×I2）と
なるが、実際には定電力制御を行っているため、この装
置の最大出力はI1×V1(＝I2×V2)で、I1＝20A、V2＝250
Vとすると、10kWとなる。
【０００４】従って出力トランスは、20kWの容量をもち
ながら10kWで使われてるにすぎず、利用率が悪い。一方
スイッチング素子Q1〜Q4等で構成されるスイッチング部
は、スイッチング素子Q1〜Q4がフルブリッジに構成さ
れ、一定周期T(図18)で良く知られているパルス巾制御
(PWM)を行っている。図２０において(a)〜(d)の波形はQ
1〜Q4がオン状態にあることを示し、フルブリッジの出
力(トランスの一次入力)は、(e)の波形で示されるパル
ス巾tのパルス出力になる。定電力出力のため、電源装
置出力電流が最大値になるときは、出力電圧が低くな
り、従ってパルス巾も小さくなるため、この電圧を整流
して（波形（ｆ））平滑するときに、平滑用フィルタが
大きくなる。上記のように、従来の制御方式ではトラン
スの利用率が低く、フィルタが大きくなる等の欠点があ
った。又、定電力出力時にはパルス巾が小さいため、ス
イッチング変換部、出力トランスの一次側巻き線等の実
効値電流の増加により、出力トランス、スイッチング素
子等で発生する損失も増加し、放熱用フィンが大きくな
り小型化への障害となる。
ながら10kWで使われてるにすぎず、利用率が悪い。一方
スイッチング素子Q1〜Q4等で構成されるスイッチング部
は、スイッチング素子Q1〜Q4がフルブリッジに構成さ
れ、一定周期T(図18)で良く知られているパルス巾制御
(PWM)を行っている。図２０において(a)〜(d)の波形はQ
1〜Q4がオン状態にあることを示し、フルブリッジの出
力(トランスの一次入力)は、(e)の波形で示されるパル
ス巾tのパルス出力になる。定電力出力のため、電源装
置出力電流が最大値になるときは、出力電圧が低くな
り、従ってパルス巾も小さくなるため、この電圧を整流
して（波形（ｆ））平滑するときに、平滑用フィルタが
大きくなる。上記のように、従来の制御方式ではトラン
スの利用率が低く、フィルタが大きくなる等の欠点があ
った。又、定電力出力時にはパルス巾が小さいため、ス
イッチング変換部、出力トランスの一次側巻き線等の実
効値電流の増加により、出力トランス、スイッチング素
子等で発生する損失も増加し、放熱用フィンが大きくな
り小型化への障害となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上記のよう
な欠点を改善するためのもので、トランスの利用率を高
め、出力電圧のリップル分の発生要因を低減し、トラン
スや平滑フィルタの小型化、スイッチング素子の定電力
出力時の損失低減を図り、さらには電源装置の小型化を
可能とする電源装置を提供するものである。
な欠点を改善するためのもので、トランスの利用率を高
め、出力電圧のリップル分の発生要因を低減し、トラン
スや平滑フィルタの小型化、スイッチング素子の定電力
出力時の損失低減を図り、さらには電源装置の小型化を
可能とする電源装置を提供するものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、請求項1の発明は、パルス巾制御波形を出力するス
イッチング変換部と、出力トランスと、該出力トランス
の交流出力を整流する整流回路を有する直流電源装置を
2台備え、該夫々直流電源装置の出力端子を並列接続す
ると共に、一方の出力トランスの出力巻線の端と、他方
の出力トランスの出力巻線の他端とを共通に接続し、該
夫々直流電源装置の並列接続点に平滑用フィルタを接続
し、又、該夫々スイッチング変換部を同一周波数で同期
運転すると共に、一方のスイッチング変換部と固定し、
他方のスイッチング変換部間の位相を可変するようにし
たことを特徴とする。
め、請求項1の発明は、パルス巾制御波形を出力するス
イッチング変換部と、出力トランスと、該出力トランス
の交流出力を整流する整流回路を有する直流電源装置を
2台備え、該夫々直流電源装置の出力端子を並列接続す
ると共に、一方の出力トランスの出力巻線の端と、他方
の出力トランスの出力巻線の他端とを共通に接続し、該
夫々直流電源装置の並列接続点に平滑用フィルタを接続
し、又、該夫々スイッチング変換部を同一周波数で同期
運転すると共に、一方のスイッチング変換部と固定し、
他方のスイッチング変換部間の位相を可変するようにし
たことを特徴とする。
【０００７】又、上記の課題を解決するため請求項2の
発明は、パルス巾制御波形を出力するスイッチング変換
部と、出力トランスと、該出力トランスの交流出力を整
流する整流用ダイオードを有するフォワード型コンバー
タを2台備え、該夫々コンバータの出力端子を並列接続
すると共に、該並列接続点に回生用ダイオード及び平滑
用フィルタを接続し、又、該夫々スイッチング変換部を
同一周波数で同期運転すると共に、一方のスイッチング
変換部と、他方のスイッチング変換部間の位相を可変す
るようにしたことを特徴とする。
発明は、パルス巾制御波形を出力するスイッチング変換
部と、出力トランスと、該出力トランスの交流出力を整
流する整流用ダイオードを有するフォワード型コンバー
タを2台備え、該夫々コンバータの出力端子を並列接続
すると共に、該並列接続点に回生用ダイオード及び平滑
用フィルタを接続し、又、該夫々スイッチング変換部を
同一周波数で同期運転すると共に、一方のスイッチング
変換部と、他方のスイッチング変換部間の位相を可変す
るようにしたことを特徴とする。
【０００８】
【発明の実施の態様】図1は、本発明の実施例を示す回
路図で、1−1はスイッチング素子Q1〜Q4より成るフルブ
リッジ型スイッチング変換部。T1は、出力トランスで1
次巻線ｎ1と2次巻線n2が、巻数比1：nの関係に巻装され
ている。3−1は整流用ダイオードD1〜D4より成る整流回
路。Lは出力チョークコイル。Coは平滑用コンデンサ。R
Lは負荷であり、これにより1つの直流電源装置を構成す
る。
路図で、1−1はスイッチング素子Q1〜Q4より成るフルブ
リッジ型スイッチング変換部。T1は、出力トランスで1
次巻線ｎ1と2次巻線n2が、巻数比1：nの関係に巻装され
ている。3−1は整流用ダイオードD1〜D4より成る整流回
路。Lは出力チョークコイル。Coは平滑用コンデンサ。R
Lは負荷であり、これにより1つの直流電源装置を構成す
る。
【０００９】次に、1−2、T2及び3−2は上記同様のスイ
ッチング変換部、出力トランス及び整流回路で、他方の
直流電源装置Bを構成し、夫々電源装置A、Bの端子a、b
は並列に接続されている。又一方の整流回路3−1の交流
入力の(−)端(イ)と、他方の整流回路3−2の(＋)端(ロ)
は、共通接続されている。CONTは、制御回路で負荷RLの
電圧Vo及び電流信号ILを制御要素として、夫々スイッチ
ング変換部1−1、1−2の各スイッチQ1,Q1’〜Q4,Q4’に
パルス巾制御(PWM)信号を送出する。
ッチング変換部、出力トランス及び整流回路で、他方の
直流電源装置Bを構成し、夫々電源装置A、Bの端子a、b
は並列に接続されている。又一方の整流回路3−1の交流
入力の(−)端(イ)と、他方の整流回路3−2の(＋)端(ロ)
は、共通接続されている。CONTは、制御回路で負荷RLの
電圧Vo及び電流信号ILを制御要素として、夫々スイッチ
ング変換部1−1、1−2の各スイッチQ1,Q1’〜Q4,Q4’に
パルス巾制御(PWM)信号を送出する。
【００１０】この回路の基本動作は、変換部1−1と1−2
は、同一周波数で同期運転し、変換部1−1のスイッチQ
1,Q4とQ2,Q3、又変換部1−2スイッチQ1’,Q4’とQ2’,Q
3’は、夫々ペアとなり、同じタイミングでオン、オフ
動作を行う。又変換部1−1のスイッチQ1,Q4とスイッチQ
2,Q3、及び変換部1−2のスイッチQ1’,Q4’とスイッチQ
2’,Q3’は、夫々所定巾のデッドタイムをもち、固定し
た時比率で交互に動作する。更に変換部1−1のスイッチ
Q1〜Q4の点弧位相は固定され、一方変換部1−2のスイッ
チQ1’〜Q4’の点弧位相を可変し、その位相差を制御し
て定電圧及び定電力を出力する。
は、同一周波数で同期運転し、変換部1−1のスイッチQ
1,Q4とQ2,Q3、又変換部1−2スイッチQ1’,Q4’とQ2’,Q
3’は、夫々ペアとなり、同じタイミングでオン、オフ
動作を行う。又変換部1−1のスイッチQ1,Q4とスイッチQ
2,Q3、及び変換部1−2のスイッチQ1’,Q4’とスイッチQ
2’,Q3’は、夫々所定巾のデッドタイムをもち、固定し
た時比率で交互に動作する。更に変換部1−1のスイッチ
Q1〜Q4の点弧位相は固定され、一方変換部1−2のスイッ
チQ1’〜Q4’の点弧位相を可変し、その位相差を制御し
て定電圧及び定電力を出力する。
【００１１】以下、本発明実施例回路の動作について詳
述する。図2は、本発明実施例回路の各部動作波形図、
図3〜10は動作説明用の等価回路である。
述する。図2は、本発明実施例回路の各部動作波形図、
図3〜10は動作説明用の等価回路である。
【００１２】
【動作モード1(図2 時間t0〜t1)】動作モード1の等価回
路を図3に示す。この状態はスイッチング変換部1−1の
スイッチQ1,Q4と変換部1−2のスイッチQ2’,Q3’は、図
2の(a)及び(d)で示すゲート信号が与えられオンしてい
るため、夫々のトランスT1、T2の2次巻線n2には図３に
て矢印で示す方向にnVinが現れ、D1,D4及びD1’,D4’が
導通する。従って、整流回路の出力電圧VDは、夫々の整
流回路3−1及び3−2が並列接続となるためnVinが現れ、
出力チョークLにはVo−nVinの電圧が印加され、出力チ
ョーク電流ILは図３にて示す矢印の向きを正として、減
少する方向に流れる。（スイッチング変換部1−1、1−2
並列運転）
路を図3に示す。この状態はスイッチング変換部1−1の
スイッチQ1,Q4と変換部1−2のスイッチQ2’,Q3’は、図
2の(a)及び(d)で示すゲート信号が与えられオンしてい
るため、夫々のトランスT1、T2の2次巻線n2には図３に
て矢印で示す方向にnVinが現れ、D1,D4及びD1’,D4’が
導通する。従って、整流回路の出力電圧VDは、夫々の整
流回路3−1及び3−2が並列接続となるためnVinが現れ、
出力チョークLにはVo−nVinの電圧が印加され、出力チ
ョーク電流ILは図３にて示す矢印の向きを正として、減
少する方向に流れる。（スイッチング変換部1−1、1−2
並列運転）
【００１３】
【動作モード2(時間t1〜t2)】モード2の等価回路を図4
に示す。この状態は変換部1−2の全てのスイッチQ1’〜
Q4’にゲート信号が与えられず(デッドタイム期間)、変
換部1−1のスイッチQ1,Q4のみがオンし、出力へのエネ
ルギーは変換部1−1のみより送られる状態である。整流
回路の出力電圧VDは、ダイオードD1,D4及びD4’(整流回
路3−1のダイオードD3アノードとダイオードD4カソード
との接続点と、整流回路3−2のダイオードD3’アノード
とダイオードD4’カソードとの接続点とを接続している
ため、D4との並列接続)が導通してnVinが現れ、出力チ
ョークLにはVo−nVinの電圧が印加される。従って状態1
と同様に出力チョークLにはVo−nVinの電圧が印加さ
れ、出力チョーク電流ILは図４にて示す矢印の向きを正
として、減少する方向に流れる。(変換部1−1単独運転)
に示す。この状態は変換部1−2の全てのスイッチQ1’〜
Q4’にゲート信号が与えられず(デッドタイム期間)、変
換部1−1のスイッチQ1,Q4のみがオンし、出力へのエネ
ルギーは変換部1−1のみより送られる状態である。整流
回路の出力電圧VDは、ダイオードD1,D4及びD4’(整流回
路3−1のダイオードD3アノードとダイオードD4カソード
との接続点と、整流回路3−2のダイオードD3’アノード
とダイオードD4’カソードとの接続点とを接続している
ため、D4との並列接続)が導通してnVinが現れ、出力チ
ョークLにはVo−nVinの電圧が印加される。従って状態1
と同様に出力チョークLにはVo−nVinの電圧が印加さ
れ、出力チョーク電流ILは図４にて示す矢印の向きを正
として、減少する方向に流れる。(変換部1−1単独運転)
【００１４】
【動作モード3(時間t2〜t3)】モード3の等価回路を図5
に示す。この状態は変換部1−1スイッチQ1,Q4及び変換
部1−2のスイッチQ1’,Q4’がオンしているため、夫々
のトランスT1,T2の2次巻線n2には図５にて示す矢印方向
にnVinが現れる。本方式では、整流回路3−1のダイオー
ドD3アノードとダイオードD4カソードとの接続点と、整
流回路3−2のダイオードD3’アノードとダイオードD4’
カソードとの接続点とを接続しているため、ダイオード
D4及びD3’は逆バイアスされ、ダイオードD1,D2’が導
通する。そのため、整流回路の出力電圧VDは、夫々のト
ランスT1,T2の2次側出力を直列接続したこととなり、2n
Vinの電圧が発生する。従って、出力チョークLには、2n
Vin−Voの電圧が印加され、出力チョーク電流ILは図５
にて示す矢印の向きを正として、増加する方向に流れ
る。(変換部1−1、1−2 直列運転)
に示す。この状態は変換部1−1スイッチQ1,Q4及び変換
部1−2のスイッチQ1’,Q4’がオンしているため、夫々
のトランスT1,T2の2次巻線n2には図５にて示す矢印方向
にnVinが現れる。本方式では、整流回路3−1のダイオー
ドD3アノードとダイオードD4カソードとの接続点と、整
流回路3−2のダイオードD3’アノードとダイオードD4’
カソードとの接続点とを接続しているため、ダイオード
D4及びD3’は逆バイアスされ、ダイオードD1,D2’が導
通する。そのため、整流回路の出力電圧VDは、夫々のト
ランスT1,T2の2次側出力を直列接続したこととなり、2n
Vinの電圧が発生する。従って、出力チョークLには、2n
Vin−Voの電圧が印加され、出力チョーク電流ILは図５
にて示す矢印の向きを正として、増加する方向に流れ
る。(変換部1−1、1−2 直列運転)
【００１５】
【動作モード4(時間t3〜t4)】モード4の等価回路を図6
に示す。この状態は、変換部1−1のスイッチQ1〜Q4にゲ
ート信号が与えられず(デッドタイム期間)、変換部1−2
のスイッチQ1’,Q4’のみがオンし、出力へのエネルギ
ーは、変換部1−2のみより送られる状態である。整流回
路の出力電圧VDは、ダイオードD2’,D3’及びD3が導通
してnVinが現れ、出力チョークLには、Vo−nVinの電圧
が印加される。従って、出力チョークLにはVo−nVinの
電圧が印加され、出力チョーク電流ILは図６にて示す矢
印の向きを正として、減少する方向に流れる。(変換部1
−2 単独運転)
に示す。この状態は、変換部1−1のスイッチQ1〜Q4にゲ
ート信号が与えられず(デッドタイム期間)、変換部1−2
のスイッチQ1’,Q4’のみがオンし、出力へのエネルギ
ーは、変換部1−2のみより送られる状態である。整流回
路の出力電圧VDは、ダイオードD2’,D3’及びD3が導通
してnVinが現れ、出力チョークLには、Vo−nVinの電圧
が印加される。従って、出力チョークLにはVo−nVinの
電圧が印加され、出力チョーク電流ILは図６にて示す矢
印の向きを正として、減少する方向に流れる。(変換部1
−2 単独運転)
【００１６】モード5(t4〜t5)、モード6(t5〜t6)、モー
ド7(t6〜t7)及び、モード8(t7〜t0)の等価回路を図7、
図8、図9、及び図10に示す。この各モードの動作は、上
記と同様な動作を繰り返し行うため省略するが、係わる
モード(5~8)は、夫々変換部1−1、1−2のスイッチQ2,Q3
及びQ1’〜Q4’に図2に示すゲート信号が与えられ、モ
ード5は並列運転、モード6は変換部1−1の単独運転、モ
ード7は直列運転、又モード8は変換部1−2の単独運転と
なる。
ド7(t6〜t7)及び、モード8(t7〜t0)の等価回路を図7、
図8、図9、及び図10に示す。この各モードの動作は、上
記と同様な動作を繰り返し行うため省略するが、係わる
モード(5~8)は、夫々変換部1−1、1−2のスイッチQ2,Q3
及びQ1’〜Q4’に図2に示すゲート信号が与えられ、モ
ード5は並列運転、モード6は変換部1−1の単独運転、モ
ード7は直列運転、又モード8は変換部1−2の単独運転と
なる。
【００１７】以上、本発明は、2台の直流電源を夫々単
独運転と2台の並列運転及び直列運転を継続することに
より所要の直流出力電圧Vo及び出力電流ILを得て、定電
圧及び定電力出力を給電する。因みに図1において、制
御回路CONTは電源装置の検出信号(Vo)及び(IL)を制御要
素として、変換部1−1のスイッチQ1〜Q4にはスイッチン
グ周期Tsで位相の固定されたゲート信号が与えられ、
又、変換部1−2の各スイッチQ1’〜Q4’にはスイッチン
グ周期Tsで且つ上記に比し一定位相遅れた(M・TS)ゲー
ト信号が与えられ、この位相差を利用して定電圧及び定
電力運転する。
独運転と2台の並列運転及び直列運転を継続することに
より所要の直流出力電圧Vo及び出力電流ILを得て、定電
圧及び定電力出力を給電する。因みに図1において、制
御回路CONTは電源装置の検出信号(Vo)及び(IL)を制御要
素として、変換部1−1のスイッチQ1〜Q4にはスイッチン
グ周期Tsで位相の固定されたゲート信号が与えられ、
又、変換部1−2の各スイッチQ1’〜Q4’にはスイッチン
グ周期Tsで且つ上記に比し一定位相遅れた(M・TS)ゲー
ト信号が与えられ、この位相差を利用して定電圧及び定
電力運転する。
【００１８】次に、図1において入力電圧Vinと出力電圧
Voの電圧変換比率は、以下により求められる。先ず、ス
イッチング周期をTs,トランスT1,T2の夫々1次、2次巻数
比を１：ｎ、スイッチQ1とQ1’の位相差をφ(時間領域
に変換すると、φ＝M・Ts、但し、Mはディレイ係数)、
又、並列運転時(デッドタイム期間を含む) のチョーク
電流IL(チョーク電流)の減少方向への変化量(ΔILP)
は、
Voの電圧変換比率は、以下により求められる。先ず、ス
イッチング周期をTs,トランスT1,T2の夫々1次、2次巻数
比を１：ｎ、スイッチQ1とQ1’の位相差をφ(時間領域
に変換すると、φ＝M・Ts、但し、Mはディレイ係数)、
又、並列運転時(デッドタイム期間を含む) のチョーク
電流IL(チョーク電流)の減少方向への変化量(ΔILP)
は、
【００１９】直列運転時のチョーク電流ILの増加方向へ
の変化量(ΔILS)は、
の変化量(ΔILS)は、
【００２０】定常状態では(3)式を満たす。
【００２１】従って、
【００２２】(4)式を整理すると、
【００２３】ここで、0≦M≦１より、 となり、この範囲で入力電圧Vinと出力電圧Voの関係を
制御できる。従って、図２１に示す出力特性を要求され
る電源装置では、上記制御方法により定電圧及び定電力
制御を可能とする。
制御できる。従って、図２１に示す出力特性を要求され
る電源装置では、上記制御方法により定電圧及び定電力
制御を可能とする。
【００２４】なお、図2において、(f)はチョーク電流波
形、(g),(h)はスイッチQ1,Q2の電流波形、(ｉ),(ｊ)は
スイッチQ1’,Q2’の電流波形、(ｋ),(ｌ)は整流ダイオ
ードD1,D1’の電流波形、(m)は整流ダイオードD3(又D
3’)の電流波形を示す。D3、D4及びD3’、D4’は、図１
の回路図からも明らかなように、並列接続となるためD
3’、D4’を削除することも可能である。
形、(g),(h)はスイッチQ1,Q2の電流波形、(ｉ),(ｊ)は
スイッチQ1’,Q2’の電流波形、(ｋ),(ｌ)は整流ダイオ
ードD1,D1’の電流波形、(m)は整流ダイオードD3(又D
3’)の電流波形を示す。D3、D4及びD3’、D4’は、図１
の回路図からも明らかなように、並列接続となるためD
3’、D4’を削除することも可能である。
【００２５】上記説明は、スイッチング変換部としてス
イッチング素子を４個用いたフルブリッジ構成での説明
であるが、ハーフブリッジ構成及びプッシュプル構成に
しても、同じ効果を得られることは言うまでもない。
又、図11及び図12は、ハーフブリッジ及びプッシュプル
構成での実施例を示す回路図である。
イッチング素子を４個用いたフルブリッジ構成での説明
であるが、ハーフブリッジ構成及びプッシュプル構成に
しても、同じ効果を得られることは言うまでもない。
又、図11及び図12は、ハーフブリッジ及びプッシュプル
構成での実施例を示す回路図である。
【００２６】図13は、本発明をフォワード型コンバータ
に適用した実施例を示す。又、図14には、その各部動作
波形図、図15〜図18は本発明の動作モードを示す等価回
路図である。この実施例の動作は上記実施例(図1)とほ
ぼ同様であり、省略する。
に適用した実施例を示す。又、図14には、その各部動作
波形図、図15〜図18は本発明の動作モードを示す等価回
路図である。この実施例の動作は上記実施例(図1)とほ
ぼ同様であり、省略する。
【００２７】なお、この実施例において、図15は動作モ
ード1の状態（Q1動作）、図16は動作モード2の状態(ス
イッチQ1,Q2並列動作)、図17は動作モード３の状態（Q2
動作）、図18は動作モード４の状態(スイッチQ1,Q2オ
フ、ダイオードD3の回生動作)を示す。
ード1の状態（Q1動作）、図16は動作モード2の状態(ス
イッチQ1,Q2並列動作)、図17は動作モード３の状態（Q2
動作）、図18は動作モード４の状態(スイッチQ1,Q2オ
フ、ダイオードD3の回生動作)を示す。
【００２８】因みに、図13において、入力電圧Vinと出
力電圧Voの電圧変換比率は、以下により求められる。先
ず、スイッチング周期をTs、トランスT1,T2の夫々1次、
2次巻数比を1：ｎ、スイッチQ1,Q2のオン巾は等しく(D
・Ts)、又スイッチQ1とQ2の位相差をφ(時間領域に変換
するとφ＝M・Ts、但し、Mはディレイ係数)、又チョー
ク電流ILの増加方向への変化量(ΔIon)は、（時間t0〜t
3の期間）
力電圧Voの電圧変換比率は、以下により求められる。先
ず、スイッチング周期をTs、トランスT1,T2の夫々1次、
2次巻数比を1：ｎ、スイッチQ1,Q2のオン巾は等しく(D
・Ts)、又スイッチQ1とQ2の位相差をφ(時間領域に変換
するとφ＝M・Ts、但し、Mはディレイ係数)、又チョー
ク電流ILの増加方向への変化量(ΔIon)は、（時間t0〜t
3の期間）
【００２９】チョーク電流ILの減少方向への変化量(ΔI
Loff)は、（時間t3〜t0の期間）
Loff)は、（時間t3〜t0の期間）
【００３０】定常状態では、
【００３１】(3)式を整理すると、
【００３２】ここで、0≦M≦Dより、 となり、この範囲で入力電圧Vinと出力電圧Voの関係を
制御できる。従って、図２１に示す出力特性を要求され
る電源装置では、上記制御方法により定電圧及び定電力
制御を可能とする。
制御できる。従って、図２１に示す出力特性を要求され
る電源装置では、上記制御方法により定電圧及び定電力
制御を可能とする。
【００３３】
【発明の効果】上記の説明のように、定電力出力特性を
もつ直流電源装置の変換回路において、２つの変換回路
の位相差を利用した直・並列動作で出力電力制御を行わ
せることにより、夫々の回路の部品、特にトランスは自
己の持つ容量を100%利用でき、その利用率の高さからト
ランスの小型化ができ、又、出力波形の変化分が少ない
ことから、出力フィルタを小型化でき、定電力出力時に
おいても各スイッチング素子のパルス巾を固定のままで
小さくする必要が無く実効値電流の増加を防ぎ、スイッ
チング素子の損失の低減により放熱フィンの小型化が可
能となった。電源装置の構成において、比較的大きさと
重量の比率の大きいこれらの部品の小型化により、電源
装置の小型化ができる。
もつ直流電源装置の変換回路において、２つの変換回路
の位相差を利用した直・並列動作で出力電力制御を行わ
せることにより、夫々の回路の部品、特にトランスは自
己の持つ容量を100%利用でき、その利用率の高さからト
ランスの小型化ができ、又、出力波形の変化分が少ない
ことから、出力フィルタを小型化でき、定電力出力時に
おいても各スイッチング素子のパルス巾を固定のままで
小さくする必要が無く実効値電流の増加を防ぎ、スイッ
チング素子の損失の低減により放熱フィンの小型化が可
能となった。電源装置の構成において、比較的大きさと
重量の比率の大きいこれらの部品の小型化により、電源
装置の小型化ができる。
【図１】 本発明の実施例回路図
【図２】 本発明実施例の動作波形図
【図３】 本発明の動作説明用の等価回路
【図４】 本発明の動作説明用の等価回路
【図５】 本発明の動作説明用の等価回路
【図６】 本発明の動作説明用の等価回路
【図７】 本発明の動作説明用の等価回路
【図８】 本発明の動作説明用の等価回路
【図９】 本発明の動作説明用の等価回路
【図１０】 本発明の動作説明用の等価回路
【図１１】 本発明の実施例回路図（ハーフブリッジ）
【図１２】 本発明の実施例回路図（プッシュプル）
【図１３】 本発明の実施例回路図
【図１４】 本発明実施例(図11)の各部動作波形図
【図１５】 本発明実施例の動作説明用の等価回路
【図１６】 本発明実施例の動作説明用の等価回路
【図１７】 本発明実施例の動作説明用の等価回路
【図１８】 本発明実施例の動作説明用の等価回路
【図１９】 従来例
【図２０】 従来例の各部動作波形図
【図２１】 定電力装置の出力特性図
1−1,1−2・・・・・・スイッチング変換部 T1,T2・・・・・・・・・・・出力トランス 3−1,3−2・・・・・・・整流回路 L・・・・・・・・・・・・・・・出力チョークコイル Co・・・・・・・・・・・・・・平滑用コンデンサ RL・・・・・・・・・・・・・・負荷 Q1~Q4・・・・・・・・・・スイッチング素子 Q1’~Q4’・・・・・・・・・スイッチング素子 D1~D4・・・・・・・・・・ダイオード D1’~D4’・・・・・・・・・ダイオード CONT・・・・・・・・・・制御回路
Claims (2)
- 【請求項１】パルス巾制御波形を出力するスイッチング
変換部と、出力トランスと、該出力トランスの交流出力
を整流する整流回路を有する直流電源装置を2台備え、
該夫々直流電源装置の出力端子を並列接続すると共に、
一方の出力トランスの出力巻線の一端と、他方の出力ト
ランスの出力巻線の他端とを共通に接続し、該夫々直流
電源装置の並列接続点に平滑用フィルタを接続し、又、
該夫々スイッチング変換部を同一周波数で同期運転する
と共に、一方のスイッチング変換部と、他方のスイッチ
ング変換部間の位相を可変するようにしたことを特徴と
する定電力出力直流電源装置。 - 【請求項２】パルス巾制御波形を出力するスイッチング
変換部と、出力トランスと、該出力トランスの交流出力
を整流する整流用ダイオードを有するフォワード型コン
バータを2台備え、該夫々コンバータの出力端子を並列
接続すると共に、該並列接続点に回生用ダイオード及び
平滑用フィルタを接続し、又、該夫々スイッチング変換
部を同一周波数で同期運転すると共に、一方のスイッチ
ング変換部と、他方のスイッチング変換部間の位相を可
変するようにしたことを特徴とする定電力出力直流電源
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000297388A JP4392975B2 (ja) | 2000-09-28 | 2000-09-28 | 定電力出力直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000297388A JP4392975B2 (ja) | 2000-09-28 | 2000-09-28 | 定電力出力直流電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002112548A true JP2002112548A (ja) | 2002-04-12 |
| JP4392975B2 JP4392975B2 (ja) | 2010-01-06 |
Family
ID=18779509
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000297388A Expired - Lifetime JP4392975B2 (ja) | 2000-09-28 | 2000-09-28 | 定電力出力直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4392975B2 (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005224067A (ja) * | 2004-02-09 | 2005-08-18 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| US7414869B2 (en) | 2006-02-03 | 2008-08-19 | Tdk Corporation | Switching power supply unit |
| US7558092B2 (en) | 2006-02-28 | 2009-07-07 | Tdk Corporation | Switching power supply unit |
| EP2161823A1 (en) * | 2007-06-28 | 2010-03-10 | Shindengen Electric Manufacturing Co., Ltd. | Bidirectional dc/dc converter |
| JP2010531459A (ja) * | 2007-06-28 | 2010-09-24 | マイクロ・モーション・インコーポレーテッド | 機器電力制御装置、及び、実質的に一定の出力電力を維持する、出力電圧及び出力電流を適応的に提供する方法 |
| JP2012065397A (ja) * | 2010-09-14 | 2012-03-29 | Fujitsu Telecom Networks Ltd | フォワード型スイッチング電源装置とフォワード型スイッチング電源装置の駆動方法 |
| JP2013005655A (ja) * | 2011-06-20 | 2013-01-07 | Auto Network Gijutsu Kenkyusho:Kk | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2013530673A (ja) * | 2010-06-29 | 2013-07-25 | ブルサ エレクトロニック アーゲー | 電圧変換器 |
| KR101594303B1 (ko) * | 2014-09-24 | 2016-02-19 | 한국에너지기술연구원 | 상전이 듀얼 풀브리지 컨버터 |
| CN110138239A (zh) * | 2019-05-20 | 2019-08-16 | 深圳市优优绿能电气有限公司 | 一种宽范围恒功率变换器电路 |
-
2000
- 2000-09-28 JP JP2000297388A patent/JP4392975B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| EP2161823A4 (en) * | 2007-06-28 | 2013-10-23 | Shindengen Electric Mfg | BIDIRECTIONAL DC / DC CONVERTER |
| JP2013530673A (ja) * | 2010-06-29 | 2013-07-25 | ブルサ エレクトロニック アーゲー | 電圧変換器 |
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| JP2013005655A (ja) * | 2011-06-20 | 2013-01-07 | Auto Network Gijutsu Kenkyusho:Kk | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4392975B2 (ja) | 2010-01-06 |
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