JP2013530673A - 電圧変換器 - Google Patents

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Abstract

電圧変換器（１ａ〜１ｇ）、特に入力交流電圧又は直流電圧（ＵE）を出力直流電圧（ＵA）に変換する共振変換器を提供する。その二次側に、変圧器（ＴＲ１）の二次分巻巻線（ＷＳ１，ＷＳ２）間を接続する第１二次コンデンサ（ＣＳ１）を設ける。二次側には、更に、出力直流電圧（ＵA）をもたらすフルブリッジ型の第１二次整流器（ＧＳ１）を設け、その入力端を変圧器（ＴＲ１）内の対応する二次分巻巻線（ＷＳ１，ＷＳ２）に接続することで、第１二次整流器（ＧＳ１）の入力端間に、二次分巻巻線（ＷＳ１，ＷＳ２）及び第１二次コンデンサ（ＣＳ１）を孕む直列接続体を挿入する。そして、電圧変換器（１ａ〜１ｆ）に、出力直流電圧（ＵA）をもたらす第１二次整流器（ＧＳ１）に対し並列になるようフルブリッジ型の第２二次整流器（ＧＳ２）を設けると共に、その第２二次整流器（ＧＳ２）の入力端間に第１二次コンデンサ（ＣＳ１）を挿入する。

Description

本願は、２０１０年６月２０日付米国暫定特許出願第６１／３５９７９３号及びそれに対応する非暫定特許出願並びに２０１０年６月２０日付欧州特許出願第１０１６７７６６号に基づく優先権主張を伴う出願であるので、米国暫定特許出願第６１／３５９７９３号及び欧州特許出願第１０１６７７６６号の全内容を、この参照を以て且つあらゆる意図及び目的において明示的に本願に繰り入れ、本願に全く同一の記載があるかの如く扱うことにする。
本発明は、１個又は複数個の一次巻線及び複数個の二次分巻巻線を有する変圧器と、入力交流電圧より周波数が高い交流電圧をその入力交流電圧に応じ一次巻線上に発生させる手段と、を備え、入力交流電圧又は直流電圧を出力直流電圧に変換する電圧変換器に関する。
交流回路網で直流電圧出力に使用される高効率電圧変換器に対しては、多数の国際標準化規則に合致すること、ひいては他装置の作動を邪魔しないことや入力電圧（主電圧）に質的劣化を及ぼさないことが求められる。特に、電気自動車用充電装置等で必要とされるｋＷ域大出力で重視されるのは、入力電流（主電流）内高調波成分が少ないことである。
理想的なケースでは、電圧変換器が回路網内で抵抗のように振る舞い、その回路網への流入電流がどの瞬間でも入力電圧に比例する値となる。入力電圧が通例の如く正弦波であるなら流入電流もまた純粋な正弦波、即ち高調波を全く含まない波形になろう。
しかし、負荷がオーミックな抵抗であることは少なく、大抵はインダクタンス成分やキャパシタンス成分を含んでいる。例えば、純粋なコンデンサを整流器経由で交流回路網に接続した場合、流入電流は急峻なパルスとなり多くの高調波が生じる。
これを防ぐ手段としては、整流器・コンデンサ間に力率補正（ＰＦＣ）回路が挿入されることが多い。その簡略な例は昇圧変換器であり、その制御を通じ、回路網への流入電流を入力電圧と同様の波形、例えば正弦波に近づけることができる。
電気自動車用充電装置には、更に、小型、軽量且つ頑丈であるのに回路網からバッテリへとほぼ損失無しでエネルギを供給できる、という条件も課される。安全性及び電磁適合性（ＥＭＣ）を満たすため、回路網・バッテリ間を電圧分離する策も講ずるべきである。
これらの条件を踏まえしばしば狙われるのがＰＦＣ段階の省略である。加えて、電圧変換器には、できるだけ簡略でエネルギ変換効率が高いことが求められる。課される軽量小型条件を満たせる策が高周波クロックの使用しかない場合も多い。しかし、クロック周波数を高めると電力半導体素子でのスイッチング損失が増大してしまう。それを避ける上で有効なのが共振型の回路構成、即ち共振回路を用い半導体素子のスイッチングを無電流又は無電圧で行いスイッチング損失を抑える回路構成である。
その種の電圧変換器としては、入力直流電圧を出力直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ共振変換器、例えば特許文献１記載のものが知られている。この変換器では、フルブリッジ型のインバータが、変圧器内一次分巻巻線それぞれに接続されている。それら一次分巻巻線間にはコンデンサが挿入され、インバータの出力端同士が当該一次分巻巻線及びコンデンサからなる直列接続体で接続されている。更に、その直列接続体にはフルブリッジ型の整流器が接続されており、その入力端が当該コンデンサ、出力端がインバータの入力端に接続されでいる。二次側には、インバータ出力電圧を出力直流電圧に変換するセンターポイント型の整流器がある。
また、特許文献２に記載のＤＣ／ＤＣ共振変換器には、ブリッジを伴う入力端や、複数個の出力端が備わっている。また、この変換器では、共振インダクタンス及び共振キャパシタンスによって共振回路が形成されている。更に、この変換器には変圧器が備わっており、その一次巻線が上掲のブリッジ、二次巻線が整流器に接続されている。加えて、この変換器には、上掲の共振回路から見て下流に位置するよう昇圧段が設けられている。上掲の共振回路は付随するスイッチング素子の働きで短絡されているが、そのスイッチング素子が開くと共振インダクタンス内に貯留済のエネルギが解放される。
これらを含め従来型の回路には、バックコンバータとしての容量内で作動しうる場合が、基本的に、入力電圧を変圧器巻数比に従い変換して得られる電圧が出力電圧より高い場合に限られるため、整流交流回路網で動作させたときに高調波電流が発生する、という難点がある。出力電圧より高い電圧にしないと、入力交流電圧ゼロクロス点の近傍で大規模な「電流不足」が発生する。
独国特許第２７１６４４５号明細書 欧州特許出願公開第２１４４３５９号明細書（Ａ２）
本発明はこれに鑑みなされたものであり、より優れた電圧変換器、特に入力電圧が低めの場合でも電力を搬送可能で高調波電流があまり生じない電圧変換器を実現することを目的としている。
この目的に鑑み、本発明では、技術分野の欄に記載の電圧変換器に、更に、
その入力端を介し変圧器内の対応する二次分巻巻線の第１端に接続されており、出力端が出力直流電圧の供給に使用されるフルブリッジ型の第１二次整流器と、
第１二次整流器の入力端同士を結ぶ直列接続体が二次分巻巻線との協働で形成されるよう二次分巻巻線の第２端間に挿入された第１二次コンデンサと、
その入力端に第１二次コンデンサ及び各二次分巻巻線の第２端が接続される一方、その出力が第１二次整流器のそれと同極性になるよう、第１二次整流器に並列接続されたフルブリッジ型の第２二次整流器と、
を設ける。
本発明に係る構成では、第１二次整流器及び第１二次コンデンサを通じ二次分巻巻線同士を直列に作動させることや、第２二次整流器を通じ二次分巻巻線同士を並列に作動あせることができる。
二次分巻巻線同士を並列接続すると入出力電圧間変圧比がかなり高まるので、入力電圧ゼロクロス点の近傍での電流不足が有意に低減されることとなる。入力電圧がより高い期間で作動させても、この並列接続体は顕著な損失増加や有意なパルス減衰時間長期化をもたらさない。
特記すべき長所の一つは、二次分巻巻線間直並列接続切替に付加的手段が必要ない点、即ち制御信号供給が必要ない点である。第１二次コンデンサの電圧によって切替がトリガされ、二次分巻巻線に誘起する交流電圧によってその第１二次コンデンサが持続的に充電される結果、周期的な切替が引き起こされるからである。なお、本願では、「スイッチ」「スイッチング」「切替可能」等の語を、回路遮断型スイッチによる物理的切替を示唆する意味で、また電流方向の切替や反転を包含する意味で使用している。そのため、「スイッチ」「スイッチング」「切替可能」等の語を「切替」と読み替えることもできる。
このように、本件技術分野で既知の回路に比べ電流不足継続期間がかなり短縮され、高調波成分が有意に低減されるので、ＰＦＣ条件をより充足させやすくなる。
本発明の有益な実施形態及び更なる展開形態については、従属形式請求項及び明細書に概記されているので、それらに関する図面と併せ参照されたい。
本発明の電圧変換器では、更に、
上掲の変圧器に備わる一次巻線の個数を２個とし、また
それら一次巻線上に交流電圧を発生させる手段として、
入力交流電圧を整流するフルブリッジ型又はセンターポイント型の第１一次整流器と、
その出力端を介し変圧器内の対応する一次巻線に接続されたフルブリッジ型の一次インバータと、
一次インバータの出力端同士を結ぶ直列接続体が一次巻線との協働で形成されるよう一次巻線間に挿入された第１一次コンデンサと、
その入力端を介し第１一次コンデンサ、出力端を介し一次インバータの入力端に接続されており、一次インバータに対し逆並列なフルブリッジ型の第２一次整流器と、
を設けるのが望ましい。
この構成では、一次側に形成される共振回路の働きで一次インバータ内トランジスタが無電力切替される。そのため、この電圧変換器は高い動作時エネルギ効率及び良好なＥＭＣ挙動を呈する。
本発明の電圧変換器には、更に、一次インバータを駆動する第１制御変圧器を設けるのが望ましい。互いに対角配置されているトランジスタそれぞれをオンオフさせるための信号であるので、一次インバータ駆動用の制御信号は対称的な信号となる。第１制御変圧器の二次巻線は、一次インバータを比較的簡略な技術的手段で駆動できるよう、一次インバータ内トランジスタのうち相応の極性を有するものの制御入力端に接続するのが望ましい。
本発明の電圧変換器は、特に、第２二次コンデンサ及び１個又は複数個のスイッチング素子からなる直列接続体を介し第１二次整流器の入力端間が接続される形態にするのが望ましい。この形態では、その二次分巻巻線に生じる周期的な短絡に伴い、変圧器の漏れインダクタンスが一種のチョークとして働き昇圧変換が生じる。第２二次コンデンサは、この昇圧変換による出力電圧過剰が原因で第１、第２又はその双方の二次整流器が導通停止状態になったときに「仮想負荷」として働く。従って、その又はそれらの二次整流器で電流不足が現に生じても電流が流れ続ける。即ち、ＰＦＣ条件が次善の形態で充足される。第２二次コンデンサで新たに共振回路が形成され、スイッチング素子に流れる電流が当該スイッチング素子の開放に先立ち０まで減衰するので、昇圧変換段階でのスイッチング損失はかなりの程度回避されることとなる。
本発明の電圧変換器では、また、第２二次コンデンサ、２個のトランジスタ、並びにそれらトランジスタそれぞれに対し逆並列な内蔵又は外付けのダイオードからなる直列接続体を介し第１二次整流器の入力端間を接続し、それらトランジスタ間で順バイアス方向を逆にするのが望ましい。この実施形態では、上掲の実施形態におけるスイッチング素子が、２個のトランジスタとそれに対応する内蔵又は外付けダイオードとの逆並列接続で形成される。そのため高周波での切替が可能である。
本発明の電圧変換器、特に直近に述べた２個の実施形態には、上掲のスイッチング素子例えばトランジスタを駆動する第２制御変圧器を設けるのが望ましい。この第２制御変圧器の二次巻線は、そのスイッチング素子例えば対応する極性のトランジスタを（上掲の一次インバータ内のそれに倣い）比較的簡略な技術的手段で駆動できるよう、そのスイッチング素子の制御入力端に接続するのが望ましい。
本発明の電圧変換器には、特に、第１、第２又はその双方の二次整流器が非作動状態であるとき上掲のスイッチング素子例えばトランジスタを暫時オン状態にするコントローラを付設するのが望ましい。この形態でも、その二次分巻巻線が短絡すると変圧器の漏れインダクタンスが一種のチョークとして働き昇圧変換が生じる。コントローラは、好適なことに、この昇圧変換による出力電圧過剰が原因で第１、第２又はその双方の二次整流器に生じる導通停止状態を検知する。例えば、そうした状態の予兆である入力電圧不足等を検知し、上掲のスイッチング素子例えばトランジスタをオン状態にすることで、その予兆を克服し変圧器の二次分巻巻線に電流を供給させる。この場合、そのスイッチング素子例えばトランジスタの動作は一次インバータに同期する。導通停止状態の予兆検知は、第１、第２又はその双方の二次整流器に流れる電流の計測で行える。これに代え、入出力電圧を計測し、その結果が限界値に達したときにそのスイッチング素子例えばトランジスタをオンさせるようにしてもよい。スイッチング素子例えばトランジスタがオンになるのは、二次分巻巻線間の直並列接続切替を伴わない実施形態では
Figure 2013530673
が、伴う実施形態では
Figure 2013530673
が成り立っているときである。なお、ＵEは入力電圧、ＵAは出力電圧、
Figure 2013530673
（以下、便宜上uと表示する。電子出願機で表示出来ないため）は変圧器の変圧比のことである。
本発明の電圧変換器には、また、そのセンタータップが第１一次整流器の出力端に接続された単巻変圧器と、単巻変圧器に備わるエンドタップの接続先を一次巻線及び第１一次コンデンサを孕む直列接続体と中間回路内正電位部位との間で随時切り替えるスイッチング素子と、を設けるのが特に望ましい。単巻変圧器のエンドタップが一次巻線及び第１一次コンデンサを孕む直列接続体に接続されているときには、入力電圧が単巻変圧器での昇圧後に中間回路に印加される。これに対し、単巻変圧器のエンドタップが中間回路内正電位部位に接続されているときには、入力電圧がそのまま中間回路に印加される。従って、入力電圧が低いときでも入力電流を大きくすることができる。大電力が要求されていないときに、単巻変圧器のエンドタップを中間回路内正電位部位に接続させることもできる。その場合、単巻変圧器内巻線が互いに並列となり入力側フィルタチョークとして働く。好適なことに、インバータで常用されるＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）の並列ダイオードやＭＯＳＦＥＴ（金属−酸化物ー半導体電界効果トランジスタ）のボディダイオードを利用すること、即ちそれらダイオードに二役を担わせることが可能であるので、この形態は半導体デバイスの追加無しで実施することができる。
こうした巻線切替を実行できるのは単巻変圧器に限られない。単巻変圧器の代わりに絶縁変圧器を用いることも可能である。そうした実施形態では、入力側・中間回路間も電圧分離することができる。
本発明の電圧変換器は、また、第１一次コンデンサに対し補助第１一次コンデンサ、第１二次コンデンサに対し補助第１二次コンデンサ、第２二次コンデンサに対し補助第２二次コンデンサを並列に挿入可能な形態にするのが望ましい。この実施形態では、入力電圧が低いときでも入力電流を大きくすること、またそれを大型且つ重量な単巻変圧器無しで実現することができる。
本発明の電圧変換器では、上掲の変圧器として磁界漏れ変圧器を使用するのが望ましい。この形態では一次側・二次側間が疎結合になる。磁界漏れ変圧器の漏れインダクタンスは同変圧器の主インダクタンスに対し直列であるので、共振変換器としての共振周波数を当該漏れインダクタンスで概ね決めることができる。
そして、本発明の電圧変換器では、上掲の変圧器として密結合型の変圧器を使用し、その一次巻線、二次分巻巻線又はその双方に外部チョークを直列接続することもできる。即ち、密結合変圧器を磁界漏れ変圧器に代え使用することができる。密結合変圧器では主インダクタンス及び漏れインダクタンスが共に小さめになるので、変圧器の一次巻線、二次分巻巻線又はその双方に対し直列にチョークを設け、共振変換器としての共振周波数をそのチョークで画定するのが有益である。
上述した諸構成及びそれらの変形構成は任意に組み合わせることができる。本明細書、別紙特許請求の範囲及び別紙図面の読者にはご理解頂けるように、語「つなぐ」及び「接続する」は、回路素子の接続に留まらず通電可能な種々の電気的接続を包含する意味で使用されている。
従来型電圧変換器を示す図である。 図１に示した電圧変換器の一部における電流経路を強調して示す図である。 図１に示した電圧変換器への入力電圧及び入力電流を示す図である。 第１実施形態に係る電圧変換器を示す図である。 図４に示した電圧変換器の一部における電流経路を強調して示す図である。 図４に示した電圧変換器への入力電圧及び入力電流を示す図である。 第２実施形態に係る電圧変換器を示す図である。 第３実施形態に係る電圧変換器を示す図である。 図８に示した電圧変換器への入力電圧及び入力電流を示す図である。 出力電圧に比し入力電圧が遙かに低い場合に関し、図８に示した電圧変換器にて一次及び二次コンデンサに加わる電圧及び変圧器に流れる一次電流の時間的推移を示す図である。 入力電圧が若干高い場合に関し図１０に倣い示す図である。 出力電圧に比し入力電圧が高い場合に関し図１０に倣い示す図である。 第４実施形態に係る電圧変換器を示す図である。 図１３に示した電圧変換器の一部における電流経路を強調して示す図である。 図４の類例として、変圧器が密結合で一次側に別個のチョークがある電圧変換器を示す図である。 図４の類例として、二次側に別個のチョークがある電圧変換器を示す図である。 挿抜可能なコンデンサが付加された実施形態を示す図である。 図７の類例として、トランジスタにコントローラを接続した構成を示す図である。 図８の類例として、制御変圧器にコントローラを接続した構成示す図である。 図１３の類例として、単巻変圧器に代え絶縁変圧器を備える構成を示す図である。
以下、諸模式図に示した諸実施形態を参照し本発明について詳細に説明する。それらの図中、同一の部材には同一の参照符号を付す一方、類似した機能を有する別々の部材及び構成には（特に断らない限り）添え字違いで同一の参照符号を付してある。
図１に、従来型電圧変換器の一例として、特許文献１記載の共振変換器と同じ仕組みで入力交流電圧ＵEを出力直流電圧ＵAに変換する共振型の電圧変換器１ａを示す。
この図の回路には、入力交流電圧ＵEを整流して中間回路コンデンサＣＺに印加するフルブリッジ型（センターポイント型でもよい）の第１一次整流器ＧＰ１が設けられている。その整流器ＧＰ１にはフルブリッジ型の一次インバータＷＲ１が接続されており、そのインバータＷＲ１の出力端は対応する変圧器ＴＲ１内一次分巻巻線ＷＰ１，ＷＰ２に接続されている。それら巻線ＷＰ１・ＷＰ２間には一次コンデンサＣＰ１が挿入されており、それと巻線ＷＰ１，ＷＰ２とからなる直列接続体によってインバータＷＲ１の出力端間が接続されている。そのインバータＷＲ１にはフルブリッジ型の第２一次整流器ＧＰ２が逆並列接続されており、その整流器ＧＰ２の入力端はコンデンサＣＰ１、出力端はインバータＷＲ１の入力端に接続されている。この図の回路には、更にフルブリッジ型の第１二次整流器ＧＳ１が設けられ、その入力端が対応する変圧器ＴＲ１内二次分巻巻線ＷＳ１，ＷＳ２に接続される一方、その出力端が出力直流電圧ＵAの供給に使用されている。そして、この回路の出力端にはフィルタコンデンサＣＡが設けられている。
次に、その一部及び電流経路を示す図２を参照し、図１に示した電圧変換器１ａの働きについて詳細に説明する。ここからの説明は、いずれも定常状態に関するものである。
まず、あるサイクルの冒頭で一次コンデンサＣＰ１が中間回路電圧ＵCZまで充電されていて（ＵCP1＝ＵCZ）電流が流れていなかったとする。次いで、一次インバータＷＲ１内トランジスタＴ１のうち左下のもの及び右上のものを作動させたとする。すると、キルヒホッフの第２法則（メッシュ則）に従い一次分巻巻線ＷＰ１，ＷＰ２に電圧が加わり（ＵWP1＝ＵWP2＝ＵCZ）、電流が流れてコンデンサＣＰ１の再充電が始まる。このときの電流経路は図２に太線で示す経路となる。
この再充電動作の終了時点には、一次コンデンサＣＰ１の電圧が中間回路電圧ＵCZと同値で逆極性の電圧になる。通常、この時点で、共振回路の電流がダイオードＤＰ２のうち左下のもの及び右上のものを通る破線沿いの経路で流れ始め、変圧器ＴＲ１の漏れ磁界内貯留エネルギがフィルタコンデンサＣＡへと輸送されてゆく。このパルス輸送が終わった時点が前半サイクルの終了時点である。次いで、一次インバータＷＲ１内トランジスタＴ１のうち左下のもの及び右上のものから右下のもの及び左上のものへの切替を行うと、逆方向の電流及び電圧条件下で上述した動作が反復される。その終了時点が１サイクルの終了時点であり、その時点から次のサイクルが始まる。これらパルス同士の間に任意長の一時停止期間を挿入することもできる。
この構成では、一次コンデンサＣＰ１に加わる電圧が、その過渡変動幅が中間回路電圧ＵCZに等しく、周波数が共振回路の動作及びトランジスタＴ１のスイッチング周波数で決まる交流電圧となる。同構成との関連では、一次側・二次側間結合を疎結合にすべく、一般に磁界漏れ変圧器が変圧器ＴＲ１として使用されることに留意すべきである。磁界漏れ変圧器の漏れインダクタンスが図中の分巻巻線ＷＰ１，ＷＰ２，ＷＳ１，ＷＳ２による主インダクタンスに対し直列となるため、上述したパルスの継続時間や共振周波数は、変圧器ＴＲ１の漏れインダクタンスで大きく左右される。
第２一次整流器ＧＰ２の役目は一次コンデンサＣＰ１の電圧ＵCP1を制限することである。電圧ＵCP1が図示極性である場合、オーバシュートが原因で電圧ＵCP1の値が中間回路電圧ＵCZを超過すると整流器ＧＰ２内ダイオードＤＰ２のうち右下のもの及び左上のものが導通し始め、そのダイオードＤＰ２が理想的ダイオードならば電圧ＵCP1が電圧ＵCZによる制限を受ける（ＵCP1＝ＵCZ）。電圧ＵCP1の極性が逆の場合は、図２中に破線で示した電流経路からもわかるように、整流器ＧＰ２内ダイオードＤＰ２のうち左下のもの及び右上のものが導通し始め、電圧ＵCP1が同様の、但し逆方向の制限を受ける。この動作には、コンデンサＣＰ１に貯留されるエネルギ即ち
Ｅ＝２・ＣＰ１・ＵCZ 2
の如く常に電圧ＵZの値で決まるエネルギＥが出力側に余さずパルス輸送される、という効果がある。この式によれば、パルスのエネルギＥは電圧ＵCZの自乗に従い増大する。そのため、上述したサイクルの反復周波数がｆならば、輸送される電力Ｐは
Ｐ＝４・ｆ・ＣＰ１・ＵCZ 2
となる。従って、その入力端から見た電圧変換器の振る舞いは抵抗Ｒのような振る舞いとなり、その値は
Ｐ＝ＵCZ 2／Ｒ
Ｒ＝１／（４・ｆ・ＣＰ１）
の如く周波数ｆに応じた値となる。これは、入力電圧が正弦波なら入力電流もまた正弦波になる、ということである。
一次コンデンサＣＰ１にこうして交流電圧が印加されると、そのコンデンサＣＰ１に加え一次分巻巻線ＷＰ１，ＷＰ２に交流電流が流れ、相応する電流が同変圧器ＴＲ１の変圧比uに従い二次分巻巻線ＷＳ１，ＷＳ２上に誘導される。なお、以下の諸例では、簡略化のためu＝１であるとする。この誘導で巻線ＷＳ１，ＷＳ２に誘起された電圧は、第１二次整流器ＧＳ１で整流され、フィルタコンデンサＣＡでフィルタリングされた後に、出力電圧ＵAとして利用される。
しかしながら、第１二次整流器ＧＳ１が導通するのは、二次分巻巻線ＷＳ１，ＷＳ２に誘起された電圧が出力電圧ＵAを上回る場合のみである。このことは、電圧ＵAのゼロクロス点近傍で電流不足、特に入力電圧ＵEに比例し電圧ＵAが上昇するにつれ増大する電流不足が生じる原因であり、変圧器ＴＲ１の変圧比uもこれに寄与している。
図３に、その半サイクル長が１０ｍｓ即ち一般的な入力周波数ｆ＝５０Ｈｚに相当する値である場合に関し、時刻ｔによる入力電圧ＵE及び入力電流ＩEの推移を示す。図示の通り、ＵE＜ＵA／uになると電流不足が始まり、上述の通り出力電圧ＵAの上昇につれ増大していく。電圧ＵEの低下に反し電流不足が増し電流ＩE内の高調波成分が増大するため、入力側からの不本意なバックラッシュが増大していく。
容易にご理解頂けるように、こうした電流不足は変圧器ＴＲ１の変圧比
u＝ｎ2／ｎ1
が高く設定されているほど少なくなる。しかし、変圧比uが
umax≒２ＵA／ＵE（ｅｆｆ）
を上回るほどであると、電流パルスが顕著に大きくなって電力損失が有意に増大する。電流パルスの減衰に費やされる時間も長くなり、それにつれ最高周波数の低下ひいては最大電力の減少が生じる。
図４に、本発明の好適な実施形態に係りこれらの難点を抑圧可能な構成を示す。本実施形態では、それら巻線ＷＳ１，ＷＳ２及びコンデンサＣＳ１からなる直列接続体が二次整流器ＧＳ１（以下「第１」を冠する）の入力端間に形成されるよう、二次分巻巻線ＷＳ１・ＷＳ２間に二次コンデンサＣＳ１が挿入されており、またその整流器ＧＳ２の入力端間にコンデンサＣＳ１、出力端に整流器ＧＳ１の出力端がつながるよう、整流器ＧＳ１にフルブリッジ型の第２二次整流器ＧＳ２が並列接続されている。ことに好適なことに、コンデンサＣＰ１・ＣＳ１間関係には次の式
ＣＳ１＝ＣＰ１／u2
が適用されている。但し、詳細には、寄生効果及び寄生キャパシタンスを補償する目的で、コンデンサＣＳ１のキャパシタンスはこの式で定まる値より約５〜１０％大きめの値に設定されている。
次に、同図に示した共振型電圧変換器１ｂの機能に関し、その一部における電流経路を示す図５を参照してより詳細に説明する。以下の説明も定常状態下でのものである。
この図に示した電圧変換器１ｂの一次側は図１に示したそれと同じであり、その動作も図１を参照して説明したものと同様の動作になる。二次側では、図５に示すように二次コンデンサＣＳ１が充電されている状態で、二次分巻巻線ＷＳ１，ＷＳ２に電圧ＵWS1，ＵWS2が誘起される。これに応じ、第１二次整流器ＧＳ１内ダイオードＤＳ１のうち左下のもの及び右上のものに電流が流れる。この電流は太線で示す経路を辿る。コンデンサＣＳ１はその電流で再充電される。この再充電によって電圧ＵCS1の極性が反転しその値が出力電圧ＵAを超過すると、第２二次整流器ＧＳ２内ダイオードＤＳ２のうち左上のもの及び右下のものが導通する。これに伴い、電流経路は破線で示した経路に変化する。ご理解頂けるように、これによって巻線ＷＳ１・ＷＳ２間接続が直列接続から並列接続へと付加的手段無し即ち制御信号無しで切り替わる。
二次分巻巻線ＷＳ１，ＷＳ２にて電圧ＵWS1，ＵWS2の極性反転が生じた後の後半サイクルでは、これまで作動していなかったダイオードＤＳ１，ＤＳ２に逆方向の電圧が加わり導通する点を除き、それまでと同様の動作が実行される。その終了後は次のサイクルが開始される。
ＵE＜ＵA／uの領域で電力輸送が生じない従前通りの状況で、主に二次分巻巻線ＷＳ１・ＷＳ２間接続の並列化を通じ変圧比uが略倍加する構成であるため、損失の顕著な増大やパルス減衰時間の顕著な延長が生じない。その結果、図１に示した変換器に比べ電流不足の継続期間が略半減されて高調波成分が大きく削減される。即ち、図６に示す電圧変化及び電流変化から明瞭に読み取れるように、電流不足が顕著に削減される。
この構成との関連では、二次整流器ＧＳ１，ＧＳ２内ダイオードＤＳ１，ＤＳ２を全く任意なまとまりで提供できる点に留意すべきである。例えば、ハーフブリッジ４個を並列に設け、それらブリッジ内のダイオードそれぞれをダイオードＤＳ１又はＤＳ２として使用する形態でもよい。或いは、ダイオードＤＳ１，ＤＳ２のうち左側４個をあるフルブリッジ整流器、右側４個を別のフルブリッジ整流器で提供する形態でもよい。回路の機能が変わらなければよい。
電流不足削減の結果入力電流ｌE内高調波成分が減少するものの、許容限界値をなお上回る状況が多々あることも確かである。そうした状況を防ぐには、入力電圧が非常に低い場合例えばほぼ０の場合でも作動するよう変換器を構成すればよい。図７に、本発明の他の実施形態として、この点を踏まえ昇圧変換機能を導入した形態を示す。
この図の回路では、図４に示した回路と違い、第１二次整流器ＧＳ１の入力端間が、第２二次コンデンサＣＳ２及び１個又は複数個のスイッチング素子からなる直列接続体を介し接続されている。具体的には、図示の通り、整流器ＧＳ１の入力端間が、コンデンサＣＳ２、２個のトランジスタＴ２，Ｔ３、並びにそれらトランジスタＴ２，Ｔ３に対し逆並列な内蔵又は外付けのダイオードＤ５，Ｄ６を孕む直列接続体を介し接続されている。トランジスタＴ２，Ｔ３の順バイアス方向は互いに逆である。
本実施形態の機能は以下の通りである。まず、本実施形態では、トランジスタＴ２，Ｔ３の働きで二次分巻巻線ＷＳ１，ＷＳ２が周期的に短絡され、変圧器ＴＲ１の漏れインダクタンスが昇圧変換チョークとして働く状態になる。更に、第２二次コンデンサＣＳ２が、
｜ＵE｜＜ＵA／u 又は ｜ＵE｜＜ＵA／（２u）
であるとき「仮想負荷」として作動する。この負荷には、先に説明した従来例及び実施形態ならば電流不足が生じる期間でも電流が流れ続ける。その結果、ＰＦＣ条件が好適に満たされることとなる。
こうした電圧変換器１ｃを入力側から見ると、電圧源からの入力電圧ＵEが小さい領域でも、その値Ｒが
Ｐ＝ＵE 2／Ｒ
ひいては
Ｒ＝１／（４・ｆ・ＣP1）
で表される抵抗の如き振る舞いとなる。第２二次コンデンサＣＳ２の働きで更なる共振回路が形成され、半導体スイッチ（Ｔ２，Ｔ３）に流れる電流がその開放前に０まで減衰するため、昇圧変換段階でのスイッチング損失は概ね回避されることとなる。
第２二次コンデンサＣＳ２としては、好適にもそのキャパシタンスが
ＣS2＝ＣS1／４＝ＣP1／（４u2）
であるものが追加されている。但し、詳細には、寄生容量及び寄生キャパシタンスを補償する目的で、コンデンサＣＳ２のキャパシタンスはこの式で定まる値より約５〜１０％大きめに設定されている。
図１８に、一次インバータＷＲ１内トランジスタＴ１やトランジスタＴ２，Ｔ３を制御するコントローラＣＴＲ１を、図７に示した電圧変換器１ｃに付加した構成を示す。
この構成との関連では、図１に示した電圧変換器１ａにも昇圧変換機能を付加しうる点に留意すべきである。その構成は、第２二次ジ整流器ＧＳ２や二次コンデンサＣＳ１（以下「第１」を冠する）がない構成となる。この構成の方が回路構成が単純であるが、昇圧変換機能で克服すべき電流不足の量は多くなる。
図８に、本発明の他の実施形態として、一次側及び二次側の電力スイッチ（Ｔ１〜Ｔ３）を直接駆動できるよう２個の制御変圧器ＴＲ２，ＴＲ３を追加した形態を示す。本実施形態では、対称的な制御信号を使用することで、変圧器ＴＲ２，ＴＲ３の二次巻線以外をトランジスタＴ１〜Ｔ３の制御入力端に接続する必要がないようにしている。
輸送される電力は、一次インバータＷＲ１内に対角配置されているトランジスタＴ１それぞれでのスイッチング周波数をｆとした場合、概略
Ｐ＝４・ｆ・ＣP1・ＵE 2
で与えられる。このように、本変換器で輸送される電力Ｐは駆動周波数ｆに正比例する。制御変圧器ＴＲ２，ＴＲ３が低周波で飽和するのを防ぐため、パルス幅は相応の制限を受けている。
図１９に、制御変圧器ＴＲ２，ＴＲ３を使用し一次インバータＷＲ１内トランジスタＴ１やトランジスタＴ２，Ｔ３を制御するコントローラＣＴＲ２を、図８に示した電圧変換器１ｄに付加した構成を示す。
図９に制御信号推移の好適例を示す。図示例では、一次インバータＷＲ１や制御変圧器ＴＲ２，ＴＲ３のスイッチング周波数が入力周波数に比べ高くなっている。図示する都合上、ここではスイッチング周波数が実際よりかなり低めに描かれていることに留意されたい。また、明示されている通り、制御変圧器ＴＲ３の働きでトランジスタＴ２，Ｔ３が作動するのは入力電圧ＵEのゼロクロス域内、即ち次の式
｜ＵE｜＜ＵA／u 又は ｜ＵE｜＜ＵA／（２u）
が成り立つ域内だけである。図１０〜図１２に、インバータＷＲ１がパルス動作している期間に関し且つ三通りの動作条件に亘り、コンデンサＣＰ１，ＣＳ１，ＣＳ２に加わる電圧ＵCP1，ＵCS1，ＵCS2や一次電流ＩPの典型的な推移例を示す。
図１０に示したのは、入力電圧ＵEの過渡変動幅が出力電圧ＵAのそれに比べ狭い例である。この例では、電圧ＵEの過渡変動幅が６０Ｖ、電圧ＵAのそれが１６０Ｖに設定されている。図示の通り、電流が減衰して０に達するより先に電圧ＵCP1の絶対値が６０Ｖに達し第２一次フルブリッジ整流器ＧＰ２による制限を受けるため、コンデンサＣＰ１，ＣＳ１は上下６０Ｖの範囲内でしか充電されていない。他方、第２二次コンデンサＣＳ２は−１６０Ｖから＋１６０Ｖまでの範囲内で充電されている。これは、コンデンサＣＳ２及びトランジスタＴ２，Ｔ３によに提供される昇圧変換機能が作動していることを表している。
図１１に示したのは、入力電圧ＵEの過渡変動幅が出力電圧ＵAのそれに比べやはり狭いけれども、図１０に示した例に比べれば広い例である。この例では、電圧ＵEの公称的な過渡変動幅が１２０Ｖ、電圧ＵAのそれが１６０Ｖに設定されている。図示の通り、この例でも、第１一次コンデンサＣＰ１の電圧過渡変動幅が第２一次整流器ＧＰ２による制限を受けているが、第１二次コンデンサＣＳ１は１２０Ｖより若干広い過渡変動幅で充電されている。第２二次コンデンサＣＳ２は、この例でも−１６０Ｖから＋１６０Ｖまでの範囲内で充電されているが、その速度は図１０に比べ有意に高まっている。即ち、コンデンサＣＳ２及びトランジスタＴ２，Ｔ３により提供される昇圧変換機能がなおも作動している。
図１２に示したのは、入力電圧ＵEの過渡変動幅が出力電圧ＵAのそれに比べ広い例である。この例では、電圧ＵEの公称的な過渡変動幅が１８０Ｖ、電圧ＵAのそれが１６０Ｖに設定されている。図示の通り、第１二次コンデンサＣＳ１の電圧過渡変動幅が第２二次整流器ＧＳ２による１６０Ｖ制限を受ける一方、第１一次コンデンサＣＰ１は１８０Ｖの過渡変動幅で充電されており、パルスの終わりに非常に近くなるまで第２一次整流器ＧＰ２による制限を受けていない。こうした場合、第２二次コンデンサＣＳ２及びトランジスタＴ２，Ｔ３により提供される昇圧変換機能はもはや作動しない。
更に、こうした変換器を例えば２４０Ｖ入力電圧仕様で設計し、より低い入力電圧例えば米国で使用される１２０Ｖで作動させた場合、出力電力はその「抵抗特性」によって有意に抑えられてしまう。入力電圧が半分であれば輸送される電力は１／４になる。この難点は、入力電圧が低いときにそれを倍加する単純な手段を設けることで克服することが可能である。
図１３に、本発明の他の実施形態として、そのセンタータップが第１一次整流器ＧＰ１の出力端に接続されている単巻変圧器ＴＲ４や、その変圧器ＴＲ４に備わるエンドタップの接続先を一次分巻巻線ＷＰ１，ＷＰ２及び第１一次コンデンサＣＰ１からなる直列接続体と中間回路内正電位部位との間で随時切り替えるスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２や、それらの素子Ｓ１，Ｓ２を駆動する巻線ＳＰ１を備える電圧変換器１ｅを示す。
次に、この単巻変圧器ＴＲ４で追加された機能に関し、簡明化のため一次インバータＷＲ１内トランジスタＴ１を省き対応する逆並列ボディダイオードＤＴ１のみを示した図１４を参照して説明する。この種のダイオードＤＴ１は、対応するトランジスタＴ１で想定されているのとは逆の方向に電流が流れうるよう、同種のインバータで一般的なＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等に付設されるものである。同類のダイオードＤＴ１が元々備わっていない場合でも、相応のダイオードを逆並列に外付けすることで、本実施形態のそれと同様の回路機能を実現することができる。
まず、トランジスタＴ１のうち左下のものがオンし、単巻変圧器ＴＲ４の左側分巻巻線に加わる電圧ＵTR4aが入力電圧ＵEに等しくなっているとする（ＵTR4a＝ＵE）。また、単巻変圧器ＴＲ４の変圧比が１：２であるため（u＝１：２）電圧分布が対称的で、右側分巻巻線に加わる電圧ＵTR4bが電圧ＵEに等しくなっているとする（ＵTR4b＝ＵE）。無論、変圧比uをまた違う値にすることもできる。こうした電圧が加わると、トランジスタＴ１のうち右上のものに係る逆並列ボディダイオードＤＴ１が導通するため、図中太線で示す電流経路に沿い、電圧ＵEの倍に当たる電圧が中間回路コンデンサＣＺに加わることとなる。従って、この電圧変換器１ｅでは、半分の電圧ＵEでも全電力を輸送し相応に大きな入力電流を流すことが可能である。ダイオードＤＴ１が図１４の如く元々備わっている場合は、このスイッチング動作を実行するための半導体素子を追加する必要もない。
大電力が必要とされない場合は、単巻変圧器内分巻巻線の接続先を中間回路内正電位部位へと切り替える。この状態では、それら２個の分巻巻線が並列化され入力側フィルタチョークとして作動する。
図２０に、図１３に示した電圧変換器１ｅと類似するが絶縁変圧器ＴＲ５を備える点で異なる電圧変換器１ｇを示す。このように単巻変圧器ＴＲ４に代えて絶縁変圧器ＴＲ５を設け、その一次側を第１一次整流器ＧＰ１の出力端に接続する一方、二次側の接続先を一次分巻巻線ＷＰ１，ＷＰ２及び第１一次コンデンサＣＰ１からなる直列接続体と中間回路内正電位部位との間でスイッチング素子により随時切り替えるようにした構成でも、同様の効果を得ることができる。
図１５に、図４に示した電圧変換器１ｂの変形例を示す。この変形例では、変圧器ＴＲ１として、漏れインダクタンス（図４では図示を省略）を利用できる磁界漏れ変圧器に代え、漏れインダクタンスの少ない密結合変圧器が使用されている。それに伴い、この図の変換器１ｂでは別個のチョークＬ１，Ｌ２が設けられ、図２に示したものに類する共振回路の形成が図られている。その意味では、この図の回路は図４に示した変換器１ｂの別表現、即ち磁界漏れ型の変圧器ＴＲ１に現る漏れインダクタンスを半分ずつチョークＬ１，Ｌ２で表した表現であるともいえる。
図１６に、図４に示した電圧変換器１ｂの二次側に別個のチョークＬ３，Ｌ４を設けた例を示す。その役目はお察しの通り図１５中のチョークＬ１，Ｌ２と類似している。即ち、このチョークＬ３，Ｌ４は密結合型の変圧器ＴＲ１を補うためのものであると同時に、磁界漏れ変圧器の漏れインダクタンスを明示的に示したものであるともいえる。
この図の例でチョークＬ３，Ｌ４が互いに結合されていることからわかるように、図１５に示した例でチョークＬ１，Ｌ２を互いに結合させることも可能である。チョークＬ１・Ｌ２間結合やチョークＬ３・Ｌ４間結合は、例えば同一コアへの巻回という手段で、ひいてはかなり小型且つ単純な構成で実現することができる。
そして、図１７に、本発明の他の実施形態として、図１３に示した電圧変換器１ｅと同じく半分の入力電圧ＵEでも全電力を輸送可能な電圧変換器１ｆを示す。本実施形態では、単巻変圧器ＴＲ４を不要化するため、第２制御巻線ＳＰ２によって制御される第３スイッチＳ３の働きで第１一次コンデンサＣＰ１に随時並列接続されるよう、補助第１一次コンデンサＣＰ１’がコンデンサＣＰ１に付設されている。同様に、第３制御巻線ＳＰ３によって制御される第４スイッチＳ４の働きで第１二次コンデンサＣＳ１に随時並列接続されるよう、補助第１二次コンデンサＣＳ１’がコンデンサＣＳ１に付設されている。更に、第３制御巻線ＳＰ３によって制御される第５スイッチＳ５の働きで第２二次コンデンサＣＳ２に随時並列接続されるよう、補助第２二次コンデンサＣＳ２’がコンデンサＣＳ２に付設されている。
スイッチＳ３〜Ｓ５を閉ざしたときにキャパシタンスが倍加されるので、入力電圧ＵEひいては電圧ＵCP1が半減しても、
Ｐ＝ＩE・ＵE 及び Ｐ＝４・ｆ・ＣP1・ＵE 2
の関係により変圧器の一次分巻巻線ＷＰ１，ＷＰ２に流れる電流が同じ値に保たれる。なお、ここでいう周波数ｆは、中間回路コンデンサＣＺ、第１一次コンデンサＣＰ１及び一次分巻巻線ＷＰ１，ＷＰ２で形成される発振回路の発振周波数ではなく、一次インバータＷＲ１のスイッチング周波数のことである。
また、第１一次コンデンサＣＰ１に対する並列コンデンサ付設はスイッチングパルス継続時間の延長につながるが、図１０〜図１２に示した通り入力電圧ＵEの低下がスイッチングパルス継続時間の短縮につながるので、前者による延長分は後者による短縮分によって大なり小なり補償されることとなる。
図１３に示した電圧変換器１ｅや図１７に示した電圧変換器１ｆを使用すれば、同一の装置を、欧州における商用電圧と米国におけるそれとの違いによらず、同一の装置に給電することができる。その意味では、並列コンデンサ付設でキャパシタンスが倍加する構成が望ましいものの、補助的なコンデンサＣＰ１’，ＣＳ１’，ＣＳ２’のキャパシタンス、厳密には対応するコンデンサに対するキャパシタンス比は、必要に応じ別の値に設定することも可能である。そして、留意すべきことに、スイッチＳ３〜Ｓ５を電気機械式のスイッチではなく固体スイッチにすることも可能である。
総じて、上述した電圧変換器１ａ〜１ｆは本発明の多様な実施形態の例に過ぎず、本発明の適用範囲がそれらによって制限されるわけではないことに留意すべきである。例えば、上掲の諸実施形態で想定されているＩＧＢＴに代え他種トランジスタ、例えばＭＯＳＦＥＴを使用することも可能である。特に、一次側共振回路は、それなりの長所を有するものの、本発明の機能を実現する上で必須のものではない。原則として、変圧器ＴＲ１向け交流電圧の生成には任意の手法を使用することができる。それによって二次側回路の機能が影響を受けることはない。本件技術分野で習熟を積まれた方々（いわゆる当業者）ならば、本発明の保護範囲から逸脱することなく、めいめいの需要に応じ本発明を適用することができよう。そして、図示した装置の諸部分が独立した発明の基礎にもなりうることをご理解頂きたい。
１ａ〜１ｇ 電圧変換器、ＣＡ フィルタコンデンサ、ＣＰ１ 第１一次コンデンサ、ＣＰ１’ 補助第１一次コンデンサ、ＣＳ１ 第１二次コンデンサ、ＣＳ１’ 補助第１二次コンデンサ、ＣＳ２ 第２二次コンデンサ、ＣＳ２’ 補助第２二次コンデンサ、ＣＴＲ１，CＴＲ２ コントローラ、ＣＺ 中間回路コンデンサ、Ｄ５，Ｄ６ ダイオード、ＤＰ１ ＧＰ１内ダイオード、ＤＰ２ ＧＰ２内ダイオード、ＤＳ１ ＧＳ１内ダイオード、ＤＳ２ ＧＳ２内ダイオード、ＤＴ１ ＷＲ１内ダイオード、ＧＰ１ 第１一次整流器、ＧＰ２ 第２一次整流器、ＧＳ１ 第１二次整流器、ＧＳ２ 第２二次整流器、Ｉ 電流、ｌE 入力電流、ＩP 一次電流、Ｌ１〜Ｌ４ チョーク、Ｓ１〜Ｓ５ スイッチ、ＳＰ１〜ＳＰ３ 制御巻線、ｔ 時刻、Ｔ１ ＷＲ１内トランジスタ、Ｔ２，Ｔ３ トランジスタ、ＴＲ１ 変圧器、ＴＲ２ 第１制御変圧器、ＴＲ３ 第２制御変圧器、ＴＲ４ 単巻変圧器、ＴＲ５ 絶縁変圧器、Ｕ 電圧、ＵA 出力電圧、ＵCP1 ＣＰ１電圧、ＵCS1 ＣＳ１電圧、ＵCS2 ＣＳ２電圧、ＵCZ 中間回路電圧、ＵE 入力電圧、u 変圧比、ＵTR2 ＴＲ２電圧、ＵTR3 ＴＲ３電圧、ＵTR4a ＴＲ４内左側分巻巻線電圧、ＵTR4b ＴＲ４内右側分巻巻線電圧、ＵWP1 ＷＰ１電圧、ＵWP2 ＷＰ２電圧、ＵWS1 ＷＳ１電圧、ＵWS2 ＷＳ２電圧、ＷＰ１，ＷＰ２ ＴＲ１内一次分巻巻線、ＷＲ１ インバータ、ＷＳ１，ＷＳ２ ＴＲ１内二次分巻巻線。

Claims (36)

  1. １個又は複数個の一次巻線（ＷＰ１，ＷＰ２）及び複数個の二次分巻巻線（ＷＳ１，ＷＳ２）を有する変圧器（ＴＲ１）と、
    入力交流電圧（ＵE）より周波数が高い交流電圧をその入力交流電圧（ＵE）に応じ変圧器の一次巻線（ＷＰ１，ＷＰ２）上に発生させる手段と、
    を備え、入力電圧（ＵE）を出力直流電圧（ＵA）に変換する電圧変換器（１ａ〜１ｇ）であって、
    その入力端を介し変圧器（ＴＲ１）内の対応する二次分巻巻線（ＷＳ１，ＷＳ２）の第１端に接続されており、出力端が出力直流電圧（ＵA）の供給に使用されるフルブリッジ型の第１二次整流器（ＧＳ１）と、
    第１二次整流器（ＧＳ１）の入力端同士を結ぶ直列接続体が二次分巻巻線（ＷＳ１，ＷＳ２）との協働で形成されるよう二次分巻巻線（ＷＳ１，ＷＳ２）の第２端間に挿入された第１二次コンデンサ（ＣＳ１）と、
    その入力端に第１二次コンデンサ（ＣＳ１）及び各二次分巻巻線（ＷＳ１，ＷＳ２）の第２端が接続される一方、その出力が第１二次整流器（ＧＳ１）のそれと同極性になるよう、第１二次整流器（ＧＳ１）に並列接続されたフルブリッジ型の第２二次整流器（ＧＳ２）と、
    を備えることを特徴とする電圧変換器。
  2. 請求項１記載の電圧変換器（１ａ〜１ｇ）であって、
    上掲の変圧器（ＴＲ１）に備わる一次巻線の個数が２個（ＷＰ１，ＷＰ２）であり、
    それら一次巻線（ＷＰ１，ＷＰ２）上に交流電圧を発生させる手段が、
    入力交流電圧（ＵE）を整流するフルブリッジ型又はセンターポイント型の第１一次整流器（ＧＰ１）と、
    その出力端を介し変圧器（ＴＲ１）内の対応する一次分巻巻線（ＷＰ１，ＷＰ２）に接続されたフルブリッジ型の一次インバータ（ＷＲ１）と、
    一次インバータ（ＷＲ１）の出力端間を結ぶ直列接続体が一次巻線（ＷＰ１，ＷＰ２）との協働で形成されるよう一次巻線（ＷＰ１，ＷＰ２）間に挿入された第１一次コンデンサ（ＣＰ１）と、
    その入力端を介し第１一次コンデンサ（ＣＰ１）、出力端を介し一次インバータ（ＷＲ１）の入力端に接続されており、一次インバータ（ＷＲ１）に対し逆並列なフルブリッジ型の第２一次整流器（ＧＰ２）と、
    を有することを特徴とする電圧変換器。
  3. 請求項２記載の電圧変換器（１ａ〜１ｇ）であって、一次インバータ（ＷＲ１）を駆動する第１制御変圧器（ＴＲ２）を備えることを特徴とする電圧変換器。
  4. 請求項１乃至３のいずれか一項記載の電圧変換器（１ａ〜１ｇ）であって、第２二次コンデンサ（ＣＳ２）及び１個又は複数個のスイッチング素子からなる直列接続体を介し第１二次整流器（ＧＳ１）の入力端間が接続されたことを特徴とする電圧変換器。
  5. 請求項１乃至３のいずれか一項記載の電圧変換器（１ａ〜１ｇ）であって、第２二次コンデンサ（ＣＳ２）、２個のトランジスタ（Ｔ２，Ｔ３）、並びにそのトランジスタ（Ｔ２，Ｔ３）それぞれに逆並列接続された内蔵又は外付けのダイオード（Ｄ５，Ｄ６）からなる直列接続体を介し第１二次整流器（ＧＳ１）の入力端間が接続されており、それらトランジスタ（Ｔ２，Ｔ３）間で順バイアス方向が逆なことを特徴とする電圧変換器。
  6. 請求項４又は５記載の電圧変換器（１ａ〜１ｇ）であって、上掲のスイッチング素子又はトランジスタ（Ｔ２，Ｔ３）を駆動する第２制御変圧器（ＴＲ３）を備えることを特徴とする電圧変換器。
  7. 請求項４乃至６のいずれか一項記載の電圧変換器（１ａ〜１ｇ）であって、第１、第２又はその双方の二次整流器（ＧＳ１，ＧＳ２）が非作動状態であるとき上掲のスイッチング素子又はトランジスタ（Ｔ２，Ｔ３）を暫時オン状態にするコントローラ（ＣＴＲ１，ＣＴＲ２）を伴うことを特徴とする電圧変換器。
  8. 請求項１乃至７のいずれか一項記載の電圧変換器（１ａ〜１ｇ）であって、そのセンタータップが第１一次整流器（ＧＰ１）の出力端に接続された単巻変圧器（ＴＲ４）と、単巻変圧器（ＴＲ４）に備わるエンドタップの接続先を一次巻線（ＷＰ１，ＷＰ２）及び第１一次コンデンサ（ＣＰ１）を孕む直列接続体と中間回路内正電位部位との間で随時切替可能なスイッチング素子と、を備えることを特徴とする電圧変換器。
  9. 請求項２乃至７のいずれか一項記載の電圧変換器（１ａ〜１ｇ）であって、第１一次コンデンサ（ＣＰ１）に対し補助第１一次コンデンサ（ＣＰ１’）、第１二次コンデンサ（ＣＳ１）に対し補助第１二次コンデンサ（ＣＳ１’）、第２二次コンデンサ（ＣＳ２）に対し補助第２二次コンデンサ（ＣＳ２’）を随時並列接続可能なことを特徴とする電圧変換器。
  10. 請求項１乃至９のいずれか一項記載の電圧変換器（１ａ〜１ｇ）であって、上掲の変圧器（ＴＲ１）が磁界漏れ変圧器であることを特徴とする電圧変換器。
  11. 請求項１乃至９のいずれか一項記載の電圧変換器（１ａ〜１ｇ）であって、上掲の変圧器（ＴＲ１）が密結合型の変圧器であり、その一次巻線（ＷＰ１，ＷＰ２）、二次分巻巻線（ＷＳ１，ＷＳ２）又はその双方に外部チョーク（Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４）が接続されたことを特徴とする電圧変換器。
  12. １個又は複数個の一次巻線並びに第１及び第２二次分巻巻線を有し、それらの巻線がめいめいに第１及び第２端を有する変圧器と、
    入力交流電流をより高周波の交流電流に変換して変圧器の一次巻線に供給するＡＣ／ＡＣ変換回路と、
    その第１入力端を介し第１二次分巻巻線の第１端、第２入力端を介し第２二次分巻巻線の第１端に接続されており、出力端が出力直流電圧の供給に使用されるフルブリッジ型の第１二次整流器と、
    その第１端を介し第１二次分巻巻線の第２端、第２端を介し第２二次分巻巻線の第２端に接続された第１二次コンデンサと、
    その第１入力端を介し第１二次分巻巻線の第２端及び第１二次コンデンサの第１端、第２入力端を介し第２二次分巻巻線の第２端及び第１二次コンデンサの第２端に接続されており、出力端に第１二次整流器のそれと同極性の出力が現れるフルブリッジ型の第２二次整流器と、
    を備える電圧変換器。
  13. 請求項１２記載の電圧変換器であって、更に、
    その第１端を介し第１二次整流器の第１入力端、第２端を介し第１二次整流器の第２入力端に接続された第２二次コンデンサと、
    第２二次コンデンサに直列接続されたスイッチと、
    を備える電圧変換器。
  14. 請求項１３記載の電圧変換器であって、更に、
    上掲のスイッチたる第１トランジスタと、
    第１トランジスタに逆並列接続された第１ダイオードと、
    を備える電圧変換器。
  15. 請求項１４記載の電圧変換器であって、更に、
    第２二次コンデンサの第２端に接続された第２トランジスタと、
    第２トランジスタに逆並列接続された第２ダイオードと、
    を備え、第１トランジスタ、第２二次コンデンサ及び第２トランジスタを有する直列接続体に沿い第１・第２トランジスタ間で順バイアス方向が異なる電圧変換器。
  16. 請求項１５記載の電圧変換器であって、更に、第１、第２又はその双方の二次整流器が非作動状態であるとき第１及び第２トランジスタを制御するコントローラを備える電圧変換器。
  17. 請求項１５記載の電圧変換器であって、更に、第１及び第２トランジスタを可制御的に駆動する制御変圧器を備える電圧変換器。
  18. 請求項１７記載の電圧変換器であって、更に、制御変圧器の二次巻線が第１及び第２トランジスタの制御入力端に接続された電圧変換器。
  19. 請求項１２記載の電圧変換器であって、更に、第１又は第２二次分巻巻線に直列接続された１個又は複数個のチョークを備える電圧変換器。
  20. 請求項１２記載の電圧変換器であって、更に、第１二次コンデンサに対し並列になるよう第１二次分巻巻線の第２端と第２二次分巻巻線の第２端との間に随時挿入される補助第１二次コンデンサを備える電圧変換器。
  21. 請求項２０記載の電圧変換器であって、更に、
    その第１端を介し第１二次整流器の第１入力端、第２端を介し第１二次整流器の第２入力端に接続された第２二次コンデンサと、
    第２二次コンデンサに直列接続されたスイッチと、
    第２二次コンデンサに対し並列になるよう第１二次整流器の第１端・第２端間に随時挿入される補助第２二次コンデンサと、
    を備える電圧変換器。
  22. 請求項２１記載の電圧変換器であって、更に、
    上記スイッチとして第２二次コンデンサの第１端に接続された第１トランジスタと、
    第２二次コンデンサの第２端に接続された第２トランジスタと、
    を備え、第１トランジスタ、第２二次コンデンサ及びそれと並列な補助第２二次コンデンサ、並びに第２トランジスタを有する直列接続体に沿い第１・第２トランジスタ間で順バイアス方向が異なる電圧変換器。
  23. その一次側に第１及び第２一次分巻巻線、二次側に第１及び第２二次分巻巻線を有し、それらの巻線がめいめいに第１及び第２端を有する変圧器と、
    入力交流電流を整流する第１一次整流器と、
    その第１出力端を介し第１一次分巻巻線の第１端、第２出力端を介し第２一次分巻巻線の第１端に接続されており、入力端が第１一次整流器からの整流済電流受入に使用されるフルブリッジ型の一次インバータと、
    その第１入力端を介し第１一次分巻巻線の第２端、第２入力端を介し第２一次分巻巻線の第２端、出力端を介し一次インバータの入力端に接続された第２一次整流器と、
    その第１端を介し第１一次分巻巻線の第２端及び第２一次整流器の第１入力端、第２端を介し第２一次分巻巻線の第２端及び第２一次整流器の第２入力端に接続された第１一次コンデンサと、
    その第１入力端を介し第１二次分巻巻線の第１端、第２入力端を介し第２二次分巻巻線の第１端に接続されており、出力端が出力直流電圧の供給に使用されるフルブリッジ型の第１二次整流器と、
    その第１端を介し第２二次分巻巻線の第１端、第２端を介し第２二次分巻巻線の第２端に接続された第１二次コンデンサと、
    その第１入力端を介し第１二次分巻巻線の第２端及び第１二次コンデンサの第１端、第２入力端を介し第２二次分巻巻線の第２端及び第１二次コンデンサの第２端に接続されており、出力端に第１二次整流器のそれと同極性の出力が現れるフルブリッジ型の第２二次整流器と、
    を備える電圧変換器。
  24. 請求項２３記載の電圧変換器であって、更に、一次インバータを可制御的に駆動する第１制御変圧器を備える電圧変換器。
  25. 請求項２４記載の電圧変換器であって、更に、
    その第１端を介し第１二次整流器の第１入力端、第２端を介し第１二次整流器の第２入力端に接続された第２二次コンデンサと、
    第２二次コンデンサに直列接続されておりその第２二次コンデンサの第１端に接続された第１トランジスタを有するスイッチと、
    第２二次コンデンサの第２端に接続された第２トランジスタと、
    第１及び第２トランジスタを可制御的に駆動する第２制御変圧器と、
    を備える電圧変換器。
  26. 請求項２５記載の電圧変換器であって、更に、
    そのセンタータップが第１一次整流器の出力端に接続されており、且つ第１及び第２エンドタップを有する単巻変圧器と、
    単巻変圧器の第１エンドタップを第１一次分巻巻線の第１端、第２エンドタップを第２一次分巻巻線の第１端に可制御的に接続させる１個又は複数個の単巻変圧器制御スイッチと、
    を備える電圧変換器。
  27. 請求項２５記載の電圧変換器であって、更に、
    一次側及び二次側のうち一次側に第１一次整流器の出力端が接続された絶縁変圧器と、
    絶縁変圧器の二次側を第１及び第２一次分巻巻線の第１端に可制御的に接続させる１個又は複数個の絶縁変圧器制御スイッチと、
    を備える電圧変換器。
  28. 請求項２３記載の電圧変換器であって、更に、
    そのセンタータップが第１一次整流器の出力端に接続されており、且つ第１及び第２エンドタップを有する単巻変圧器と、
    単巻変圧器の第１エンドタップを第１一次分巻巻線の第１端、第２エンドタップを第２一次分巻巻線の第１端に可制御的に接続させる１個又は複数個の単巻変圧器制御スイッチと、
    を備える電圧変換器。
  29. 請求項２３記載の電圧変換器であって、更に、
    一次側及び二次側のうち一次側に第１一次整流器の出力端が接続された絶縁変圧器と、
    絶縁変圧器の二次側を第１及び第２一次分巻巻線の第１端に可制御的に接続させる１個又は複数個の絶縁変圧器制御スイッチと、
    を備える電圧変換器。
  30. 請求項２３記載の電圧変換器であって、更に、第１又は第２一次分巻巻線に直列接続された１個又は複数個のチョークを備える電圧変換器。
  31. 請求項３０記載の電圧変換器であって、更に、
    第１又は第２一次分巻巻線に直列接続された１個又は複数個の補助チョークを備え、
    上掲の変圧器が密結合型である電圧変換器。
  32. 請求項２３記載の電圧変換器であって、更に、上掲の変圧器として磁界漏れ変圧器を備える電圧変換器。
  33. 請求項２３記載の電圧変換器であって、更に、第１一次コンデンサに対し並列になるよう第１一次分巻巻線の第２端と第２一次分巻巻線の第２端との間に随時挿入される補助第１一次コンデンサを備える電圧変換器。
  34. 請求項３３記載の電圧変換器であって、更に、第１二次コンデンサに対し並列になるよう第１二次分巻巻線の第２端と第２二次分巻巻線の第２端との間に随時挿入される補助第１二次コンデンサを備える電圧変換器。
  35. 請求項３４記載の電圧変換器であって、更に、
    その第１端を介し第１二次整流器の第１入力端、第２端を介し第１二次整流器の第２入力端に接続された第２二次コンデンサと、
    第２二次コンデンサに直列接続されたスイッチと、
    第２二次コンデンサに対し並列になるよう第１二次整流器の第１入力端・第２入力端間に随時挿入される補助第２二次コンデンサと、
    を備える電圧変換器。
  36. その一次側に第１及び第２一次分巻巻線、二次側に第１及び第２二次分巻巻線を有し、それらの巻線がめいめいに第１及び第２端を有する変圧器と、
    入力交流電流を整流する第１一次整流器と、
    その第１出力端を介し第１一次分巻巻線の第１端、第２出力端を介し第２一次分巻巻線の第１端に接続されており、入力端が第１一次整流器からの整流済電流受入に使用されるフルブリッジ型の一次インバータと、
    その第１入力端を介し第１一次分巻巻線の第２端、第２入力端を介し第２一次分巻巻線の第２端、出力端を介し一次インバータの入力端に接続された第２一次整流器と、
    その第１端を介し第１一次分巻巻線の第２端及び第２一次整流器の第１入力端、第２端を介し第２一次分巻巻線の第２端及び第２一次整流器の第２入力端に接続された第１一次コンデンサと、
    その第１入力端を介し第１二次分巻巻線の第１端、第２入力端を介し第２二次分巻巻線の第１端に接続されており、出力端が出力直流電圧の供給に使用されるフルブリッジ型の第１二次整流器と、
    その第１端を介し第１二次整流器の第１入力端、第２端を介し第１二次整流器の第２入力端に接続された二次コンデンサと、
    第２二次コンデンサに直列接続されており第１トランジスタを有するスイッチと、
    第１トランジスタに逆並列接続された第１ダイオードと、
    二次コンデンサの第２端に接続された第２トランジスタと、
    第２トランジスタに逆並列接続された第２ダイオードと、
    を備え、第１トランジスタ、二次コンデンサ及び第２トランジスタを有する直列接続体に沿い第１及び第２トランジスタ間で順バイアス方向が異なる電圧変換器。
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