JP2004088814A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
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Abstract
【課題】各変換回路部の出力電圧に僅かな差異があっても、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流がアンバランス状態になることを阻止する。
【解決手段】フルブリッジ構成からなる二対のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１８，Ｑ２１〜Ｑ２８により直流電源Ｅの電源電圧を交流に変換する一対の変換回路部１１〜２２を直流電源Ｅに対して並列接続し、各変換回路部１１〜２２の出力側にトランスＴｒ１１〜Ｔｒ２２を介して整流回路部１３〜２４を設け、各変換回路部１１〜２２とトランスＴｒ１１〜Ｔｒ２２との間に直列コンデンサＣ１１〜Ｃ２２を挿入接続した回路構成を単位ユニットＡ１，Ａ２とし、この単位ユニットＡ１，Ａ２を直流電源Ｅに対してｎ群設け、単位ユニットＡ１，Ａ２の一方の整流回路部１３，２３のトランス二次側をｎ群間で直列に接続すると共に、他方の整流回路部１４，２４のトランス二次側をｎ群間で直列に接続する。
【選択図】 図１
【解決手段】フルブリッジ構成からなる二対のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１８，Ｑ２１〜Ｑ２８により直流電源Ｅの電源電圧を交流に変換する一対の変換回路部１１〜２２を直流電源Ｅに対して並列接続し、各変換回路部１１〜２２の出力側にトランスＴｒ１１〜Ｔｒ２２を介して整流回路部１３〜２４を設け、各変換回路部１１〜２２とトランスＴｒ１１〜Ｔｒ２２との間に直列コンデンサＣ１１〜Ｃ２２を挿入接続した回路構成を単位ユニットＡ１，Ａ２とし、この単位ユニットＡ１，Ａ２を直流電源Ｅに対してｎ群設け、単位ユニットＡ１，Ａ２の一方の整流回路部１３，２３のトランス二次側をｎ群間で直列に接続すると共に、他方の整流回路部１４，２４のトランス二次側をｎ群間で直列に接続する。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＤＣ−ＤＣコンバータに関し、詳しくは、直流電源回路に使用され、直流電源の電源電圧を、異なった直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば直流電源回路に使用されるＤＣ−ＤＣコンバータの一例を図７に示す。
【０００３】
図７に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、二対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４とＱ２，Ｑ３およびＱ５，Ｑ８とＱ６，Ｑ７をフルブリッジ構成で接続した一対の変換回路部１，２と、その変換回路部１，２の出力側に接続された二つのトランスＴｒ１，Ｔｒ２と、そのトランスＴｒ１，Ｔｒ２の二次側出力に接続され、二対のダイオードＤ１，Ｄ４とＤ２，Ｄ３およびＤ５，Ｄ８とＤ６，Ｄ７からなる一対の整流回路部３，４と、その整流回路部３，４の出力側に共通して接続されたＬＣ平滑回路部５とで構成されている。このＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、一対の変換回路部１，２は直流電源Ｅに対して並列に接続されている。また、各変換回路部１，２の出力側とトランスＴｒ１，Ｔｒ２の一次側との間には直列コンデンサＣ１，Ｃ２が挿入接続されている。
【０００４】
このＤＣ−ＤＣコンバータでは、変換回路部１，２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４とＱ２，Ｑ３およびＱ５，Ｑ８とＱ６，Ｑ７を交互にオンオフさせて交流波形出力を得る。この変換回路部１，２の交流波形出力をトランスＴｒ１，Ｔｒ２により変成し、そのトランスＴｒ１，Ｔｒ２の二次側出力を整流回路部３，４により整流すると共にＬＣ平滑回路部５により平滑することにより、所望の直流電圧ＶＯＵＴを生成する（例えば、特開２００２−２２３５６５号公報参照）。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、前述したＤＣ−ＤＣコンバータの変換容量を増大させる手段としては、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する部品に電圧・電流の大きな半導体素子や大型のトランスを用いる手段が実現可能である。
【０００６】
しかしながら、図７に示す構成を具備したＤＣ−ＤＣコンバータ単機の変換容量を増加させればさせるほど、ＤＣ−ＤＣコンバータの汎用性が低下する。つまり、単機容量が小さいＤＣ−ＤＣコンバータであれば、その小さい容量よりも大きな容量を必要とする種々の容量に対応することが可能であって柔軟性はあるが、単機容量が大きいと、その大きな容量よりも小さい容量を必要とする用途に対応することが困難となる。
【０００７】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する部品に電圧・電流の大きな半導体素子を用いた場合、高速・高性能の半導体素子を得ることが非常に困難であることや、大型のトランスを用いた場合、コア特性が良好なものを得ることが困難であった。
【０００８】
このようにＤＣ−ＤＣコンバータの単機容量を増大させる手段は、前述した問題点があることから好ましくない。そこで、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換容量を増大させる他の手段として、図７に示すＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を単位ユニットとして、複数の単位ユニットを直流電源Ｅに対して並列接続することが考えられる。
【０００９】
例えば、二つの単位ユニットＡ１，Ａ２を直流電源Ｅに対して並列接続したＤＣ−ＤＣコンバータを図８に示す。
【００１０】
同図に示すＤＣ−ＤＣコンバータの単位ユニットＡ１は、フルブリッジ構成のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ１５〜Ｑ１８により直流電源Ｅの電源電圧を交流に変換する一対の変換回路部１１，１２を前記直流電源Ｅに対して並列接続し、各変換回路部１１，１２の出力側にトランスＴｒ１１，Ｔｒ１２を介してダイオードＤ１１〜Ｄ１４，Ｄ１５〜Ｄ１８からなる整流回路部１３，１４を設け、前記各変換回路部１１，１２とトランスＴｒ１１，Ｔｒ１２との間に直列コンデンサＣ１１，Ｃ１２を挿入接続した構成を具備する。
【００１１】
また、単位ユニットＡ２は、単位ユニットＡ１と同一回路構成で、フルブリッジ構成のスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ２５〜Ｑ２８からなる並列接続の変換回路部２１，２２と、各変換回路部２１，２２の出力側に直列コンデンサＣ２１，Ｃ２２およびトランスＴｒ２１，Ｔｒ２２を介して接続されたダイオードＤ２１〜Ｄ２４，Ｄ２５〜Ｄ２８からなる整流回路部２３，２４とで構成されている。なお、整流回路部１３，１４，２３，２４の出力側にＬＣ平滑回路部１５が設けられている。
【００１２】
このように複数の単位ユニットＡ１，Ａ２を直流電源Ｅに対して並列接続すれば、単位ユニットＡ１，Ａ２それぞれの変換容量を増大させることなく、構成部品として電圧・電流の大きな半導体素子や大型のトランスを用いることなく、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の変換容量を増大させることができる。
【００１３】
しかしながら、図８に示すＤＣ−ＤＣコンバータでは、電圧源である変換回路部１１，１２，２１，２２を並列接続すると、それぞれの変換回路部１１，１２，２１，２２の出力電圧の僅かな差異により変換回路部間に横流が流れ、この横流によりＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流が増加または減少したりしてアンバランス状態が発生し、ひいては過電流発生を招来することになる。このＤＣ−ＤＣコンバータにおける各変換回路部１１，１２，２１，２２の出力電圧を等しくするためには、変換回路部１１，１２，２１，２２の出力電圧をフィードバック制御する方法や、各変換回路部１１，１２，２１，２２での部品間の精度を高めることにより出力電圧の差異を抑制する方法が考えられる。しかし、前者の方法では、制御回路が複雑になり、後者の方法では、部品コストの上昇を招来するという弊害がそれぞれ発生する。
【００１４】
そこで、本発明は前記問題点に鑑みて提案されたもので、その目的とするところは、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換容量を増大させるに際して、各変換回路部の出力電圧に僅かな差異があっても、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流がアンバランス状態になることを阻止することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するための技術的手段として、本発明は、フルブリッジ構成のスイッチング素子により直流電源の電源電圧を交流に変換する一対の変換回路部を前記直流電源に対して並列接続し、各変換回路部の出力側にトランスを介して整流回路部を設け、前記各変換回路部とトランスとの間に直列コンデンサを挿入接続した回路構成を単位ユニットとし、この単位ユニットを前記直流電源に対してｎ群設け、各単位ユニットの一方の整流回路部のトランス二次側をｎ群間で直列に接続すると共に、他方の整流回路部のトランス二次側をｎ群間で直列に接続したことを特徴とする。
【００１６】
本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータでは、直流電源に対して一対の変換回路部、直列コンデンサ、トランスおよび整流回路部からなる単位ユニットをｎ群設けたことにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換容量を増大させることができる。このＤＣ−ＤＣコンバータの変換容量を増大させるに際して、ｎ群の単位ユニットにおける一方の整流回路部のトランス二次側をｎ群間で直列に接続すると共に、他方の整流回路部のトランス二次側をｎ群間で直列に接続したことにより、各変換回路部の出力電圧に僅かな差異があっても、一方の整流回路部のトランス二次側と他方の整流回路部のトランス二次側の出力分担を等しくすることができるので、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流がアンバランス状態になることはない。
【００１７】
なお、前記ＤＣ−ＤＣコンバータでは、ｎ群の単位ユニットにおける一対の変換回路部を前記直流電源に対して並列接続した構成としたが、本発明はこれに限定されることなく、一対の変換回路部を直流電源に対して直列接続した構成も可能である。このように一対の変換回路部を直流電源に対して直列接続したｎ群の単位ユニットは、前記直流電源に対して並列あるいは直列のいずれかに接続した構成とすることが可能である。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【００１９】
この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、ｎ群、例えば二群の単位ユニットＡ１，Ａ２を直流電源Ｅに対して並列接続した回路構成を具備する。なお、単位ユニットは、三群以上設けることも可能である。
【００２０】
一方の単位ユニットＡ１は、フルブリッジ構成の二対のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４とＱ１２，Ｑ１３およびＱ１５，Ｑ１８とＱ１６，Ｑ１７（例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴ、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴ）により直流電源Ｅの電源電圧を交流に変換する一対の変換回路部１１，１２を直流電源Ｅに対して並列接続し、各変換回路部１１，１２の出力側にトランスＴｒ１１，Ｔｒ１２を介して二対のダイオードＤ１１，Ｄ１４とＤ１２，Ｄ１３およびＤ１５，Ｄ１８とＤ１６，Ｄ１７からなる整流回路部１３，１４を設け、各変換回路部１１，１２とトランスＴｒ１１，Ｔｒ１２との間に直列コンデンサＣ１１，Ｃ１２を挿入接続した構成を具備する。
【００２１】
また、他方の単位ユニットＡ２は、単位ユニットＡ１と同一回路構成で、二対のスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２４とＱ２２，Ｑ２３およびＱ２５，Ｑ２８とＱ２６，Ｑ２７（例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴ、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴ）をフルブリッジ構成で接続し、直流電源Ｅに対して並列に接続された二つの変換回路部２１，２２と、それら変換回路部２１，２２の各出力側に接続された二つのトランスＴｒ２１，Ｔｒ２２と、各変換回路部２１，２２の出力側とトランスＴｒ２１，Ｔｒ２２の一次側との間に挿入接続された直列コンデンサＣ２１，Ｃ２２と、トランスＴｒ２１，Ｔｒ２２の二次側出力に接続され、二対のダイオードＤ２１，Ｄ２４とＤ２２，Ｄ２３およびＤ２５，Ｄ２８とＤ２６，Ｄ２７からなる整流回路部２３，２４とを具備する。
【００２２】
このように複数の単位ユニットＡ１，Ａ２を直流電源Ｅに対して並列接続すれば、単位ユニットＡ１，Ａ２それぞれの変換容量を増大させることなく、構成部品として電圧・電流の大きな半導体素子や大型のトランスを用いることなく、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の変換容量を増大させることができる。
【００２３】
このＤＣ−ＤＣコンバータにおける一方の単位ユニットＡ１の動作は以下のとおりである。なお、他方の単位ユニットＡ２の動作も同様であるため、単位ユニットＡ２の動作説明は省略する。
【００２４】
図２はそのＤＣ−ＤＣコンバータの各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ１５〜Ｑ１８をオンオフさせるゲート信号Ｖｇｓ１１〜Ｖｇｓ１４，Ｖｇｓ１５〜Ｖｇｓ１８のタイミングチャートを示す。図２で示すように変換回路部１１，１２のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４とＱ１２，Ｑ１３およびＱ１５，Ｑ１８とＱ１６，Ｑ１７を交互にオンオフさせて交流波形出力を得る。この変換回路部１１，１２の交流波形出力をトランスＴｒ１１，Ｔｒ１２により変成し、そのの二次側出力をダイオードＤ１１〜Ｄ１４，Ｄ１５〜Ｄ１８からなる整流回路部１３，１４により整流することにより所望の直流電圧ＶＯＵＴを生成する。
【００２５】
二つの変換回路部１１，１２では、図２のタイミングチャートで示すように一方の変換回路部１１で対をなすスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４のうち、一方のスイッチング素子Ｑ１１（スイッチング素子Ｑ１２はスイッチング素子Ｑ１１の反転）に対して他方のスイッチング素子Ｑ１４（スイッチング素子Ｑ１３はスイッチング素子Ｑ１４の反転）のスイッチング位相を１／３ｎ周期、この実施形態の場合では１／６周期遅らせる。
【００２６】
また、変換回路部１１と１２間で対応するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１５について、他方の変換回路部１２のスイッチング素子Ｑ１５（スイッチング素子Ｑ１６はスイッチング素子Ｑ１５の反転）のスイッチング位相をスイッチング素子Ｑ１１に対して１／２ｎ周期、この実施形態の場合では１／４周期遅らせる。
【００２７】
さらに、他方の変換回路部１２で対をなすスイッチング素子Ｑ１５，Ｑ１８のうち、一方のスイッチング素子Ｑ１５（スイッチング素子Ｑ１６はスイッチング素子Ｑ１５の反転）に対して他方のスイッチング素子Ｑ１８（スイッチング素子Ｑ１７はスイッチング素子Ｑ１８の反転）のスイッチング位相を１／６周期遅らせる。
【００２８】
図３は整流回路部１３，１４のそれぞれの出力電圧Ｖ１１，Ｖ１２、トランスＴｒ１１，Ｔｒ１２の一次側電圧、各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ１５〜Ｑ１８のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓおよびドレイン電流Ｉｄの波形図である。変換回路部１１，１２のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ１５〜Ｑ１８は、図３に示すようなドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓおよびドレイン電流Ｉｄでもってスイッチング動作する（図４の表参照）。ここで、図４の表は、各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ１５〜Ｑ１８の電流値の変化・推移を示す。負荷に一定電力を供給、つまり定電圧出力のもとで一定電流を供給するため、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ１５〜Ｑ１８からの出力電流の合計は、いずれのタイミングにおいても電流値１ｐｕとなる。すなわち、いずれかのタイミングで一方の変換回路部１１のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４からの出力電流が０→１ｐｕに変化していれば、他方の変換回路部１２のスイッチング素子Ｑ１５〜Ｑ１８からの出力電流は１→０ｐｕに変化している。また、別のタイミングで一方の変換回路部１１のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４からの出力電流が１ｐｕであれば、他方の変換回路部１２のスイッチング素子Ｑ１５〜Ｑ１８からの出力電流は０ｐｕである。
【００２９】
なお、区間ｔ１〜ｔ８は、０＜ｔ１≦１／４・Ｔ、０≦ｔ２＜１／４・Ｔ、０＜ｔ３≦１／４・Ｔ、０≦ｔ４＜１／４・Ｔ、０＜ｔ５≦１／４・Ｔ、０≦ｔ６＜１／４・Ｔ、０＜ｔ７≦１／４・Ｔ、０≦ｔ８＜１／４・Ｔの条件の範囲内で自由に変更可能である。この８つの条件はｏｒ条件であるが、ｔ１＋ｔ２＋ｔ３＋ｔ４＋ｔ５＋ｔ６＋ｔ７＋ｔ８＝Ｔを満たすことが必要である。電流が増減する区間ｔ１，ｔ３，ｔ５，ｔ７は回路定数により波形が異なるので、実際上、スイッチング損失が発生しない範囲に限られる。
【００３０】
各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ１５〜Ｑ１８のスイッチング動作により、トランスＴｒ１１，Ｔｒ１２の一次側電圧（図３の最上段から二番目）にトランスＴｒ１１，Ｔｒ１２の変成比をかけてその絶対値をとったもの、つまり、一次側電圧の波形を零点で折り返したもの（図３の最上段）が、トランスＴｒ１１，Ｔｒ１２の二次側電圧を整流回路部１３，１４のダイオードＤ１１〜Ｄ１４，Ｄ１５〜Ｄ１８により整流した出力電圧Ｖ１１，Ｖ１２として得られる。この整流回路部１３，１４の出力電圧Ｖ１１，Ｖ１２を転流により最も電圧値の高いところでトレースすることにより直流電圧ＶＯＵＴが生成される。この転流は、図３の矢印で示すタイミングでもって、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４→スイッチング素子Ｑ１５，Ｑ１８→スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３→スイッチング素子Ｑ１６，Ｑ１７→スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４の順で繰り返し行われる。
【００３１】
これらスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ１５〜Ｑ１８を前述したスイッチング位相をずらしたタイミングでオンオフさせることにより、整流回路部１３，１４の出力電圧Ｖ１，Ｖ２は、転流によりスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ１５〜Ｑ１８にドレイン電流Ｉｄが流れながらドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが印加される状態がなくなるのでスイッチング損失が発生することはない。また、転流のタイミングを決定するのは、転流のトリガとなっているスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ１７，Ｑ１８であるが、これらのスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ１７，Ｑ１８は、ゲート信号が付与されてターンオンしてもドレイン電流ＩｄがトランスＴｒ１１，Ｔｒ１２の漏れリアクタンスのために転流後瞬時にピーク電流に達するのではなく、電流の立ち上がりが抑制されることから、ターンオンスイッチング損失が発生することはない。
【００３２】
また、変換回路部１１，１２とトランスＴｒ１１，Ｔｒ１２との間に直列コンデンサＣ１１，Ｃ１２を挿入接続したことにより、この直列コンデンサＣ１１，Ｃ１２とトランスＴｒ１１，Ｔｒ１２の漏れリアクタンスによって構成される微分回路でもって、変換回路部１１，１２の出力電圧の平坦部にドループ（傾き）をつけ、立ち上がり部分の高い電圧波形とすることで、転流タイミング時の前後で電圧差を大きくして転流動作を確実に行う。さらに、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ１５〜Ｑ１８の個体差によるオン抵抗やスイッチング速度のばらつきによって含まれる直流成分をカットしてトランスＴｒ１１，Ｔｒ１２の直流偏励磁を防止することも可能である。
【００３３】
この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータでは、一対の変換回路部１１，１２、直列コンデンサＣ１１，Ｃ１２、トランスＴｒ１１，Ｔｒ１２および整流回路部１３，１４からなる単位ユニットＡ１と、一対の変換回路部２１，２２、直列コンデンサＣ２１，Ｃ２２、トランスＴｒ２１，Ｔｒ２２および整流回路部２３，２４からなる単位ユニットＡ２とを直流電源Ｅに対して並列に接続し、それら整流回路部１３，１４，２３，２４の出力側にＬＣ平滑回路１５を共通して接続している。
【００３４】
二群の単位ユニットＡ１，Ａ２における一方の整流回路部１３，２３のトランス二次側を二群間で直列に接続すると共に、他方の整流回路部１４，２４のトランス二次側を二群間で直列に接続する。このように一方の整流回路部１３，２３のトランス二次側を二群の単位ユニットＡ１，Ａ２間で直列に接続すると共に、他方の整流回路部１４，２４のトランス二次側を二群の単位ユニットＡ１，Ａ２間で直列に接続した構成とすることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換容量増大のため、並列接続された各変換回路部１１，１２，２１，２２の出力電圧に僅かな差異があっても、一方の整流回路部１３，２３のトランス二次側と他方の整流回路部１４，２４のトランス二次側の出力分担を等しくすることができるので、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流がアンバランス状態になることはない。
【００３５】
なお、図１の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータでは、単位ユニットＡ１における一対の変換回路部１１，１２、単位ユニットＡ２における一対の変換回路部２１，２２のそれぞれを直流電源Ｅに対して並列接続した構成としたが、本発明はこれに限定されることなく、図５および図６に示すように単位ユニットＡ１における一対の変換回路部１１，１２、単位ユニットＡ２における一対の変換回路部２１，２２のそれぞれを直流電源Ｅに対して直列接続した構成も可能である。このように一対の変換回路部１１，１２，２１，２２を直流電源Ｅに対して直列接続した二群の単位ユニットＡ１，Ａ２は、直流電源Ｅに対して並列に接続した構成（図５参照）あるいは直列に接続した構成（図６参照）のいずれも可能である。
【００３６】
【発明の効果】
本発明によれば、直流電源に対して一対の変換回路部、直列コンデンサ、トランスおよび整流回路部からなる単位ユニットをｎ群設けたことにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換容量を増大させることができる。このＤＣ−ＤＣコンバータの変換容量を増大させるに際して、ｎ群の単位ユニットにおける一方の整流回路部のトランス二次側をｎ群間で直列に接続すると共に、他方の整流回路部のトランス二次側をｎ群間で直列に接続したことにより、各変換回路部の出力電圧に僅かな差異があっても、電流の制御回路や高精度の部品を必要とすることなく、一方の整流回路部のトランス二次側と他方の整流回路部のトランス二次側の出力分担を等しくすることができるので、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流がアンバランス状態になることがなく、高性能のＤＣ−ＤＣコンバータを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態で、一対の変換回路部を並列接続した単位ユニットを二群並列接続したＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図２】図１のＤＣ−ＤＣコンバータの各スイッチング素子をオンオフさせるゲート信号のタイミングチャートである。
【図３】図１の整流回路部の出力電圧、トランスの一次側電圧、各スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧およびドレイン電流の波形図である。
【図４】図３のトランスの一次側電圧波形の１周期における各スイッチング素子のオンオフ状態を示す表である。
【図５】本発明の他の実施形態で、一対の変換回路部を直列接続した単位ユニットを二群並列接続したＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【図６】本発明の他の実施形態で、一対の変換回路部を直列接続した単位ユニットを二群直列接続したＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【図７】ＤＣ−ＤＣコンバータの従来例を示す回路図である。
【図８】本発明の前提となるＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１１，１２，２１，２２ 変換回路部
１３，１４，２３，２４ 整流回路部
Ａ１，Ａ２ 単位ユニット
Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ２１，Ｃ２２ 直列コンデンサ
Ｅ 直流電源
Ｔｒ１１，Ｔｒ１２，Ｔｒ２１，Ｔｒ２２ トランス
Ｑ１１〜Ｑ１８，Ｑ２１〜Ｑ２８ スイッチング素子
【発明の属する技術分野】
本発明はＤＣ−ＤＣコンバータに関し、詳しくは、直流電源回路に使用され、直流電源の電源電圧を、異なった直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば直流電源回路に使用されるＤＣ−ＤＣコンバータの一例を図７に示す。
【０００３】
図７に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、二対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４とＱ２，Ｑ３およびＱ５，Ｑ８とＱ６，Ｑ７をフルブリッジ構成で接続した一対の変換回路部１，２と、その変換回路部１，２の出力側に接続された二つのトランスＴｒ１，Ｔｒ２と、そのトランスＴｒ１，Ｔｒ２の二次側出力に接続され、二対のダイオードＤ１，Ｄ４とＤ２，Ｄ３およびＤ５，Ｄ８とＤ６，Ｄ７からなる一対の整流回路部３，４と、その整流回路部３，４の出力側に共通して接続されたＬＣ平滑回路部５とで構成されている。このＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、一対の変換回路部１，２は直流電源Ｅに対して並列に接続されている。また、各変換回路部１，２の出力側とトランスＴｒ１，Ｔｒ２の一次側との間には直列コンデンサＣ１，Ｃ２が挿入接続されている。
【０００４】
このＤＣ−ＤＣコンバータでは、変換回路部１，２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４とＱ２，Ｑ３およびＱ５，Ｑ８とＱ６，Ｑ７を交互にオンオフさせて交流波形出力を得る。この変換回路部１，２の交流波形出力をトランスＴｒ１，Ｔｒ２により変成し、そのトランスＴｒ１，Ｔｒ２の二次側出力を整流回路部３，４により整流すると共にＬＣ平滑回路部５により平滑することにより、所望の直流電圧ＶＯＵＴを生成する（例えば、特開２００２−２２３５６５号公報参照）。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、前述したＤＣ−ＤＣコンバータの変換容量を増大させる手段としては、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する部品に電圧・電流の大きな半導体素子や大型のトランスを用いる手段が実現可能である。
【０００６】
しかしながら、図７に示す構成を具備したＤＣ−ＤＣコンバータ単機の変換容量を増加させればさせるほど、ＤＣ−ＤＣコンバータの汎用性が低下する。つまり、単機容量が小さいＤＣ−ＤＣコンバータであれば、その小さい容量よりも大きな容量を必要とする種々の容量に対応することが可能であって柔軟性はあるが、単機容量が大きいと、その大きな容量よりも小さい容量を必要とする用途に対応することが困難となる。
【０００７】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する部品に電圧・電流の大きな半導体素子を用いた場合、高速・高性能の半導体素子を得ることが非常に困難であることや、大型のトランスを用いた場合、コア特性が良好なものを得ることが困難であった。
【０００８】
このようにＤＣ−ＤＣコンバータの単機容量を増大させる手段は、前述した問題点があることから好ましくない。そこで、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換容量を増大させる他の手段として、図７に示すＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を単位ユニットとして、複数の単位ユニットを直流電源Ｅに対して並列接続することが考えられる。
【０００９】
例えば、二つの単位ユニットＡ１，Ａ２を直流電源Ｅに対して並列接続したＤＣ−ＤＣコンバータを図８に示す。
【００１０】
同図に示すＤＣ−ＤＣコンバータの単位ユニットＡ１は、フルブリッジ構成のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ１５〜Ｑ１８により直流電源Ｅの電源電圧を交流に変換する一対の変換回路部１１，１２を前記直流電源Ｅに対して並列接続し、各変換回路部１１，１２の出力側にトランスＴｒ１１，Ｔｒ１２を介してダイオードＤ１１〜Ｄ１４，Ｄ１５〜Ｄ１８からなる整流回路部１３，１４を設け、前記各変換回路部１１，１２とトランスＴｒ１１，Ｔｒ１２との間に直列コンデンサＣ１１，Ｃ１２を挿入接続した構成を具備する。
【００１１】
また、単位ユニットＡ２は、単位ユニットＡ１と同一回路構成で、フルブリッジ構成のスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ２５〜Ｑ２８からなる並列接続の変換回路部２１，２２と、各変換回路部２１，２２の出力側に直列コンデンサＣ２１，Ｃ２２およびトランスＴｒ２１，Ｔｒ２２を介して接続されたダイオードＤ２１〜Ｄ２４，Ｄ２５〜Ｄ２８からなる整流回路部２３，２４とで構成されている。なお、整流回路部１３，１４，２３，２４の出力側にＬＣ平滑回路部１５が設けられている。
【００１２】
このように複数の単位ユニットＡ１，Ａ２を直流電源Ｅに対して並列接続すれば、単位ユニットＡ１，Ａ２それぞれの変換容量を増大させることなく、構成部品として電圧・電流の大きな半導体素子や大型のトランスを用いることなく、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の変換容量を増大させることができる。
【００１３】
しかしながら、図８に示すＤＣ−ＤＣコンバータでは、電圧源である変換回路部１１，１２，２１，２２を並列接続すると、それぞれの変換回路部１１，１２，２１，２２の出力電圧の僅かな差異により変換回路部間に横流が流れ、この横流によりＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流が増加または減少したりしてアンバランス状態が発生し、ひいては過電流発生を招来することになる。このＤＣ−ＤＣコンバータにおける各変換回路部１１，１２，２１，２２の出力電圧を等しくするためには、変換回路部１１，１２，２１，２２の出力電圧をフィードバック制御する方法や、各変換回路部１１，１２，２１，２２での部品間の精度を高めることにより出力電圧の差異を抑制する方法が考えられる。しかし、前者の方法では、制御回路が複雑になり、後者の方法では、部品コストの上昇を招来するという弊害がそれぞれ発生する。
【００１４】
そこで、本発明は前記問題点に鑑みて提案されたもので、その目的とするところは、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換容量を増大させるに際して、各変換回路部の出力電圧に僅かな差異があっても、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流がアンバランス状態になることを阻止することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するための技術的手段として、本発明は、フルブリッジ構成のスイッチング素子により直流電源の電源電圧を交流に変換する一対の変換回路部を前記直流電源に対して並列接続し、各変換回路部の出力側にトランスを介して整流回路部を設け、前記各変換回路部とトランスとの間に直列コンデンサを挿入接続した回路構成を単位ユニットとし、この単位ユニットを前記直流電源に対してｎ群設け、各単位ユニットの一方の整流回路部のトランス二次側をｎ群間で直列に接続すると共に、他方の整流回路部のトランス二次側をｎ群間で直列に接続したことを特徴とする。
【００１６】
本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータでは、直流電源に対して一対の変換回路部、直列コンデンサ、トランスおよび整流回路部からなる単位ユニットをｎ群設けたことにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換容量を増大させることができる。このＤＣ−ＤＣコンバータの変換容量を増大させるに際して、ｎ群の単位ユニットにおける一方の整流回路部のトランス二次側をｎ群間で直列に接続すると共に、他方の整流回路部のトランス二次側をｎ群間で直列に接続したことにより、各変換回路部の出力電圧に僅かな差異があっても、一方の整流回路部のトランス二次側と他方の整流回路部のトランス二次側の出力分担を等しくすることができるので、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流がアンバランス状態になることはない。
【００１７】
なお、前記ＤＣ−ＤＣコンバータでは、ｎ群の単位ユニットにおける一対の変換回路部を前記直流電源に対して並列接続した構成としたが、本発明はこれに限定されることなく、一対の変換回路部を直流電源に対して直列接続した構成も可能である。このように一対の変換回路部を直流電源に対して直列接続したｎ群の単位ユニットは、前記直流電源に対して並列あるいは直列のいずれかに接続した構成とすることが可能である。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【００１９】
この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、ｎ群、例えば二群の単位ユニットＡ１，Ａ２を直流電源Ｅに対して並列接続した回路構成を具備する。なお、単位ユニットは、三群以上設けることも可能である。
【００２０】
一方の単位ユニットＡ１は、フルブリッジ構成の二対のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４とＱ１２，Ｑ１３およびＱ１５，Ｑ１８とＱ１６，Ｑ１７（例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴ、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴ）により直流電源Ｅの電源電圧を交流に変換する一対の変換回路部１１，１２を直流電源Ｅに対して並列接続し、各変換回路部１１，１２の出力側にトランスＴｒ１１，Ｔｒ１２を介して二対のダイオードＤ１１，Ｄ１４とＤ１２，Ｄ１３およびＤ１５，Ｄ１８とＤ１６，Ｄ１７からなる整流回路部１３，１４を設け、各変換回路部１１，１２とトランスＴｒ１１，Ｔｒ１２との間に直列コンデンサＣ１１，Ｃ１２を挿入接続した構成を具備する。
【００２１】
また、他方の単位ユニットＡ２は、単位ユニットＡ１と同一回路構成で、二対のスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２４とＱ２２，Ｑ２３およびＱ２５，Ｑ２８とＱ２６，Ｑ２７（例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴ、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴ）をフルブリッジ構成で接続し、直流電源Ｅに対して並列に接続された二つの変換回路部２１，２２と、それら変換回路部２１，２２の各出力側に接続された二つのトランスＴｒ２１，Ｔｒ２２と、各変換回路部２１，２２の出力側とトランスＴｒ２１，Ｔｒ２２の一次側との間に挿入接続された直列コンデンサＣ２１，Ｃ２２と、トランスＴｒ２１，Ｔｒ２２の二次側出力に接続され、二対のダイオードＤ２１，Ｄ２４とＤ２２，Ｄ２３およびＤ２５，Ｄ２８とＤ２６，Ｄ２７からなる整流回路部２３，２４とを具備する。
【００２２】
このように複数の単位ユニットＡ１，Ａ２を直流電源Ｅに対して並列接続すれば、単位ユニットＡ１，Ａ２それぞれの変換容量を増大させることなく、構成部品として電圧・電流の大きな半導体素子や大型のトランスを用いることなく、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の変換容量を増大させることができる。
【００２３】
このＤＣ−ＤＣコンバータにおける一方の単位ユニットＡ１の動作は以下のとおりである。なお、他方の単位ユニットＡ２の動作も同様であるため、単位ユニットＡ２の動作説明は省略する。
【００２４】
図２はそのＤＣ−ＤＣコンバータの各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ１５〜Ｑ１８をオンオフさせるゲート信号Ｖｇｓ１１〜Ｖｇｓ１４，Ｖｇｓ１５〜Ｖｇｓ１８のタイミングチャートを示す。図２で示すように変換回路部１１，１２のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４とＱ１２，Ｑ１３およびＱ１５，Ｑ１８とＱ１６，Ｑ１７を交互にオンオフさせて交流波形出力を得る。この変換回路部１１，１２の交流波形出力をトランスＴｒ１１，Ｔｒ１２により変成し、そのの二次側出力をダイオードＤ１１〜Ｄ１４，Ｄ１５〜Ｄ１８からなる整流回路部１３，１４により整流することにより所望の直流電圧ＶＯＵＴを生成する。
【００２５】
二つの変換回路部１１，１２では、図２のタイミングチャートで示すように一方の変換回路部１１で対をなすスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４のうち、一方のスイッチング素子Ｑ１１（スイッチング素子Ｑ１２はスイッチング素子Ｑ１１の反転）に対して他方のスイッチング素子Ｑ１４（スイッチング素子Ｑ１３はスイッチング素子Ｑ１４の反転）のスイッチング位相を１／３ｎ周期、この実施形態の場合では１／６周期遅らせる。
【００２６】
また、変換回路部１１と１２間で対応するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１５について、他方の変換回路部１２のスイッチング素子Ｑ１５（スイッチング素子Ｑ１６はスイッチング素子Ｑ１５の反転）のスイッチング位相をスイッチング素子Ｑ１１に対して１／２ｎ周期、この実施形態の場合では１／４周期遅らせる。
【００２７】
さらに、他方の変換回路部１２で対をなすスイッチング素子Ｑ１５，Ｑ１８のうち、一方のスイッチング素子Ｑ１５（スイッチング素子Ｑ１６はスイッチング素子Ｑ１５の反転）に対して他方のスイッチング素子Ｑ１８（スイッチング素子Ｑ１７はスイッチング素子Ｑ１８の反転）のスイッチング位相を１／６周期遅らせる。
【００２８】
図３は整流回路部１３，１４のそれぞれの出力電圧Ｖ１１，Ｖ１２、トランスＴｒ１１，Ｔｒ１２の一次側電圧、各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ１５〜Ｑ１８のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓおよびドレイン電流Ｉｄの波形図である。変換回路部１１，１２のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ１５〜Ｑ１８は、図３に示すようなドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓおよびドレイン電流Ｉｄでもってスイッチング動作する（図４の表参照）。ここで、図４の表は、各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ１５〜Ｑ１８の電流値の変化・推移を示す。負荷に一定電力を供給、つまり定電圧出力のもとで一定電流を供給するため、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ１５〜Ｑ１８からの出力電流の合計は、いずれのタイミングにおいても電流値１ｐｕとなる。すなわち、いずれかのタイミングで一方の変換回路部１１のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４からの出力電流が０→１ｐｕに変化していれば、他方の変換回路部１２のスイッチング素子Ｑ１５〜Ｑ１８からの出力電流は１→０ｐｕに変化している。また、別のタイミングで一方の変換回路部１１のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４からの出力電流が１ｐｕであれば、他方の変換回路部１２のスイッチング素子Ｑ１５〜Ｑ１８からの出力電流は０ｐｕである。
【００２９】
なお、区間ｔ１〜ｔ８は、０＜ｔ１≦１／４・Ｔ、０≦ｔ２＜１／４・Ｔ、０＜ｔ３≦１／４・Ｔ、０≦ｔ４＜１／４・Ｔ、０＜ｔ５≦１／４・Ｔ、０≦ｔ６＜１／４・Ｔ、０＜ｔ７≦１／４・Ｔ、０≦ｔ８＜１／４・Ｔの条件の範囲内で自由に変更可能である。この８つの条件はｏｒ条件であるが、ｔ１＋ｔ２＋ｔ３＋ｔ４＋ｔ５＋ｔ６＋ｔ７＋ｔ８＝Ｔを満たすことが必要である。電流が増減する区間ｔ１，ｔ３，ｔ５，ｔ７は回路定数により波形が異なるので、実際上、スイッチング損失が発生しない範囲に限られる。
【００３０】
各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ１５〜Ｑ１８のスイッチング動作により、トランスＴｒ１１，Ｔｒ１２の一次側電圧（図３の最上段から二番目）にトランスＴｒ１１，Ｔｒ１２の変成比をかけてその絶対値をとったもの、つまり、一次側電圧の波形を零点で折り返したもの（図３の最上段）が、トランスＴｒ１１，Ｔｒ１２の二次側電圧を整流回路部１３，１４のダイオードＤ１１〜Ｄ１４，Ｄ１５〜Ｄ１８により整流した出力電圧Ｖ１１，Ｖ１２として得られる。この整流回路部１３，１４の出力電圧Ｖ１１，Ｖ１２を転流により最も電圧値の高いところでトレースすることにより直流電圧ＶＯＵＴが生成される。この転流は、図３の矢印で示すタイミングでもって、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４→スイッチング素子Ｑ１５，Ｑ１８→スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３→スイッチング素子Ｑ１６，Ｑ１７→スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４の順で繰り返し行われる。
【００３１】
これらスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ１５〜Ｑ１８を前述したスイッチング位相をずらしたタイミングでオンオフさせることにより、整流回路部１３，１４の出力電圧Ｖ１，Ｖ２は、転流によりスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ１５〜Ｑ１８にドレイン電流Ｉｄが流れながらドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが印加される状態がなくなるのでスイッチング損失が発生することはない。また、転流のタイミングを決定するのは、転流のトリガとなっているスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ１７，Ｑ１８であるが、これらのスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ１７，Ｑ１８は、ゲート信号が付与されてターンオンしてもドレイン電流ＩｄがトランスＴｒ１１，Ｔｒ１２の漏れリアクタンスのために転流後瞬時にピーク電流に達するのではなく、電流の立ち上がりが抑制されることから、ターンオンスイッチング損失が発生することはない。
【００３２】
また、変換回路部１１，１２とトランスＴｒ１１，Ｔｒ１２との間に直列コンデンサＣ１１，Ｃ１２を挿入接続したことにより、この直列コンデンサＣ１１，Ｃ１２とトランスＴｒ１１，Ｔｒ１２の漏れリアクタンスによって構成される微分回路でもって、変換回路部１１，１２の出力電圧の平坦部にドループ（傾き）をつけ、立ち上がり部分の高い電圧波形とすることで、転流タイミング時の前後で電圧差を大きくして転流動作を確実に行う。さらに、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ１５〜Ｑ１８の個体差によるオン抵抗やスイッチング速度のばらつきによって含まれる直流成分をカットしてトランスＴｒ１１，Ｔｒ１２の直流偏励磁を防止することも可能である。
【００３３】
この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータでは、一対の変換回路部１１，１２、直列コンデンサＣ１１，Ｃ１２、トランスＴｒ１１，Ｔｒ１２および整流回路部１３，１４からなる単位ユニットＡ１と、一対の変換回路部２１，２２、直列コンデンサＣ２１，Ｃ２２、トランスＴｒ２１，Ｔｒ２２および整流回路部２３，２４からなる単位ユニットＡ２とを直流電源Ｅに対して並列に接続し、それら整流回路部１３，１４，２３，２４の出力側にＬＣ平滑回路１５を共通して接続している。
【００３４】
二群の単位ユニットＡ１，Ａ２における一方の整流回路部１３，２３のトランス二次側を二群間で直列に接続すると共に、他方の整流回路部１４，２４のトランス二次側を二群間で直列に接続する。このように一方の整流回路部１３，２３のトランス二次側を二群の単位ユニットＡ１，Ａ２間で直列に接続すると共に、他方の整流回路部１４，２４のトランス二次側を二群の単位ユニットＡ１，Ａ２間で直列に接続した構成とすることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換容量増大のため、並列接続された各変換回路部１１，１２，２１，２２の出力電圧に僅かな差異があっても、一方の整流回路部１３，２３のトランス二次側と他方の整流回路部１４，２４のトランス二次側の出力分担を等しくすることができるので、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流がアンバランス状態になることはない。
【００３５】
なお、図１の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータでは、単位ユニットＡ１における一対の変換回路部１１，１２、単位ユニットＡ２における一対の変換回路部２１，２２のそれぞれを直流電源Ｅに対して並列接続した構成としたが、本発明はこれに限定されることなく、図５および図６に示すように単位ユニットＡ１における一対の変換回路部１１，１２、単位ユニットＡ２における一対の変換回路部２１，２２のそれぞれを直流電源Ｅに対して直列接続した構成も可能である。このように一対の変換回路部１１，１２，２１，２２を直流電源Ｅに対して直列接続した二群の単位ユニットＡ１，Ａ２は、直流電源Ｅに対して並列に接続した構成（図５参照）あるいは直列に接続した構成（図６参照）のいずれも可能である。
【００３６】
【発明の効果】
本発明によれば、直流電源に対して一対の変換回路部、直列コンデンサ、トランスおよび整流回路部からなる単位ユニットをｎ群設けたことにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換容量を増大させることができる。このＤＣ−ＤＣコンバータの変換容量を増大させるに際して、ｎ群の単位ユニットにおける一方の整流回路部のトランス二次側をｎ群間で直列に接続すると共に、他方の整流回路部のトランス二次側をｎ群間で直列に接続したことにより、各変換回路部の出力電圧に僅かな差異があっても、電流の制御回路や高精度の部品を必要とすることなく、一方の整流回路部のトランス二次側と他方の整流回路部のトランス二次側の出力分担を等しくすることができるので、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流がアンバランス状態になることがなく、高性能のＤＣ−ＤＣコンバータを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態で、一対の変換回路部を並列接続した単位ユニットを二群並列接続したＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図２】図１のＤＣ−ＤＣコンバータの各スイッチング素子をオンオフさせるゲート信号のタイミングチャートである。
【図３】図１の整流回路部の出力電圧、トランスの一次側電圧、各スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧およびドレイン電流の波形図である。
【図４】図３のトランスの一次側電圧波形の１周期における各スイッチング素子のオンオフ状態を示す表である。
【図５】本発明の他の実施形態で、一対の変換回路部を直列接続した単位ユニットを二群並列接続したＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【図６】本発明の他の実施形態で、一対の変換回路部を直列接続した単位ユニットを二群直列接続したＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【図７】ＤＣ−ＤＣコンバータの従来例を示す回路図である。
【図８】本発明の前提となるＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１１，１２，２１，２２ 変換回路部
１３，１４，２３，２４ 整流回路部
Ａ１，Ａ２ 単位ユニット
Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ２１，Ｃ２２ 直列コンデンサ
Ｅ 直流電源
Ｔｒ１１，Ｔｒ１２，Ｔｒ２１，Ｔｒ２２ トランス
Ｑ１１〜Ｑ１８，Ｑ２１〜Ｑ２８ スイッチング素子
Claims (4)
- フルブリッジ構成のスイッチング素子により直流電源の電源電圧を交流に変換する一対の変換回路部を前記直流電源に対して並列接続し、各変換回路部の出力側にトランスを介して整流回路部を設け、前記各変換回路部とトランスとの間に直列コンデンサを挿入接続した回路構成を単位ユニットとし、この単位ユニットを前記直流電源に対してｎ群設け、各単位ユニットの一方の整流回路部のトランス二次側をｎ群間で直列に接続すると共に、他方の整流回路部のトランス二次側をｎ群間で直列に接続したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
- 前記ｎ群の単位ユニットにおける一対の変換回路部を前記直流電源に対して直列接続したことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
- 前記ｎ群の単位ユニットを直流電源に対して並列に接続したことを特徴とする請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
- 前記ｎ群の単位ユニットを直流電源に対して直列に接続したことを特徴とする請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
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