JP2016012969A - Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御装置及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、１次側直流電圧と２次側直流電圧の電圧差が大きい場合や軽負荷時にも、１次側スイッチ及び２次側スイッチをソフトスイッチング動作させることで、損失を低減させる。【解決手段】ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置１００において、１次側パルス変調器１０３から出力される１次側スイッチ６１〜６６の駆動信号Ｓ１ｐ〜Ｓ６ｐと、２次側パルス変調器１０４から出力される２次側スイッチ９１〜９６の駆動信号Ｓ１ｓ〜Ｓ６ｓと、の間の位相差φを位相制御部１０２で制御する。更に、デューティ制御部１０１により、１次側直流電圧Ｅ１と２次側直流電圧Ｅ２との電圧差に応じて、１次側スイッチ６１〜６６のディーティδｐと２次側スイッチ９１〜９６のデューティδｓのうち、デューティδｐを調整し、１次側スイッチ６１〜６６と２次側スイッチ９１〜９６のオン又はオフ時にソフトスイッチング動作をさせる。【選択図】図１

Description

本発明は、１次側直流電圧を２次側直流電圧に変換する直流／直流コンバータであるＤＣ／ＤＣコンバータ、例えば、三相ＤＡＢ（Dual Active Bridge）絶縁型双方向のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置及びその制御方法に係り、特に、ＤＣ／ＤＣコンバータの１次側直流電圧と２次側直流電圧との差が大きい場合、全ての負荷条件においてソフトスイッチング動作が可能な制御装置及びその制御方法に関するものである。

従来、例えば、三相ＤＡＢ絶縁型双方向のＤＣ／ＤＣコンバータとして、特許文献１及び非特許文献１の技術が知られている。

図２は、従来のＤＣ／ＤＣコンバータにおける主回路を示す構成図である。
このＤＣ／ＤＣコンバータの主回路１は、変圧器の漏れインダクタ（リーケージインダクタ）を利用したＹ−Ｙ結線方式の三相ＤＡＢ絶縁型双方向のＤＣ／ＤＣコンバータの主回路である。ＤＣ／ＤＣコンバータの主回路１は、１次側直流電圧Ｅ１が印加される一対の１次側端子２，３と、２次側直流電圧Ｅ２が印加される一対の２次側端子４，５と、を有している。１次側端子２，３には、電流リップル吸収用のコンデンサ６と１次側フルブリッジ部１０とが、並列に接続されている。１次側フルブリッジ部１０の３つの交流端子Ｎ１〜Ｎ３には、Ｙ−Ｙ結線の三相変圧器２０を介して、２次側フルブリッジ部３０の３つの交流端子Ｎ１１〜Ｎ１３が接続されている。２次側フルブリッジ部３０には、電流リップル吸収用のコンデンサ３７が並列に接続されている。コンデンサ３７の両電極には、２次側端子４，５が接続されている。

１次側フルブリッジ部１０と２次側フルブリッジ部３０とは、変圧器２０を介して、左右対称になっている。１次側フルブリッジ部１０は、直列に接続された１次側スイッチ１１、交流端子Ｎ１及び１次側スイッチ１２からなる直列回路としての第１のスイッチングレグ（これは「スイッチングアーム」とも言う。）と、直列に接続された１次側スイッチ１３、交流端子Ｎ２及び１次側スイッチ１４からなる第２のスイッチングレグと、直列に接続された１次側スイッチ１５、交流端子Ｎ３及び１次側スイッチ１６からなる第３のスイッチングレグと、が並列に接続された三相フルブリッジ回路で構成されている。１次側フルブリッジ部１０の交流端子Ｎ１〜Ｎ３に接続された変圧器２０は、三相のｕ，ｖ，ｗ相の１次巻線２１ａ〜２１ｃと２次巻線２２ａ〜２２ｃとを有し、これらがＹ−Ｙ結線されている。１次巻線２１ａ〜２１ｃと２次巻線２２ａ〜２２ｃとの巻数比は、１：ｎである。

２次巻線２２ａ〜２２ｃには、２次側フルブリッジ部３０の交流端子Ｎ１１〜Ｎ１３が接続されている。２次側フルブリッジ部３０は、直列に接続された２次側スイッチ３１、交流端子Ｎ１１及び２次側スイッチ３２からなる第４のスイッチングレグと、直列に接続された２次側スイッチ３３、交流端子Ｎ１２及び２次側スイッチ３４からなる第５のスイッチングレグと、直列に接続された２次側スイッチ３５、交流端子Ｎ１３及び２次側スイッチ３６からなる第６のスイッチングレグと、が並列に接続された三相フルブリッジ回路で構成されている。

各スイッチ１１〜１６，３１〜３６は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor、以下「ＩＧＢＴ」という。）や、ＭＯＳ形電界効果トランジスタ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor、以下「ＭＯＳＦＥＴ」という。）により構成されている。６つの１次側スイッチ１１〜１６は、図示しない制御装置から供給される６つの１次側駆動信号Ｓ１ｐ〜Ｓ６ｐによってオン／オフ動作する。６つの２次側スイッチ３１〜３６は、図示しない制御装置から供給される６つの２次側駆動信号Ｓ１ｓ〜Ｓ６ｓによってオン／オフ動作する。

このような構成のＤＣ／ＤＣコンバータでは、各スイッチ１１〜１６，３１〜３６がソフトスイッチングを行うことで、高い効率が得られている。しかし、１次側直流電圧Ｅ１と、２次側直流電圧Ｅ２を変圧器２０の巻数比１／ｎで１次側に換算した電圧と、が等しくない場合、軽負荷の条件において、直流電圧の低い側のスイッチ（例えば、３１〜３６）は、ソフトスイッチングの条件が成立せず、損失が増加してしまう問題がある。しかも、１次側直流電圧Ｅ１と、２次側直流電圧Ｅ２を変圧器２０の巻数比１／ｎで１次側に換算した電圧と、の電圧差が大きい程、ソフトスイッチング動作しない負荷領域が拡大される。

非特許文献１の技術では、１次側スイッチ１１〜１６のソフトスイッチング動作条件を次の（１）式で表し、２次側スイッチ３１〜３６のソフトスイッチング動作条件を次の（２）式で表している。

図３は、図２のソフトスイッチング動作範囲の特性を示すグラフである。
図３の横軸は、１次側スイッチ１１〜１６と２次側スイッチ３１〜３６の位相差φ［ｄｅｇ］である。縦軸は、１次側直流電圧Ｅ１と、２次側直流電圧Ｅ２を変圧器２０の巻数比１／ｎで１次側に換算した電圧Ｅ２／ｎと、の比（これを「１次側と２次側の電圧比」という。）Ｅ２／ｎＥ１である。

（１）式と（２）式に表した１次側スイッチ１１〜１６と２次側スイッチ３１〜３６の位相差φと、１次側と２次側の電圧比Ｅ２／ｎＥ１と、によるソフトスイッチング動作範囲の関係が、図３に示されている。

図３において、１次側スイッチ１１〜１６の境界線４１，４２により区画された領域（Ｉ）は、１次側スイッチ１１〜１６のソフトスイッチング不可領域である。２次側スイッチ３１〜３６の境界線４３，４４により区画された領域（ＩＩ）は、２次側スイッチ３１〜３６のソフトスイッチング不可領域である。１次側スイッチ１１〜１６の境界線４１と２次側スイッチ３１〜３６の境界線４３とにより区画された領域（ＩＩＩ）と、１次側スイッチ１１〜１６の境界線４２と２次側スイッチ３１〜３６の境界線４４とにより区画された領域（ＩＶ）とは、１次側スイッチ１１〜１６と２次側スイッチ３１〜３６とのソフトスイッチング可能領域である。

この図３に示されるように、１次と２次の電圧比Ｅ２／ｎＥ１が１から離れる程、ソフトスイッチング動作がし難くなる。又、位相差φが小さい程（即ち、軽負荷で伝送電力が小さい程）、ソフトスイッチング条件が成立し難い。

米国特許第５，０２７，２６４号明細書

電気学会論文誌Ｄ、１３３巻６号（２０１３年）周藤龍、清水敏久「Ｙ−Δ結線による三相絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの軽負荷時の効率改善」ｐ．５９５―６０８

しかしながら、従来のＤＣ／ＤＣコンバータでは、次のような課題があった。
特許文献１では、図２に示されたＤＣ／ＤＣコンバータの主回路１及び位相シフトによる制御方法を提案している。しかし、非特許文献１にも記載されているように、１次側と２次側の電圧比Ｅ２／ｎＥ１が１から離れる程、ソフトスイッチング動作しない条件がある。

その改善策として、非特許文献１では、変圧器２０の結線方式をＹ−Ｙ結線からＹ−Δ結線に変更する方法を提案している。この非特許文献１の技術では、従来の制御方式を変えず、１次側と２次側の電圧比Ｅ２／ｎＥ１が０．８６〜１．１４の範囲において、全ての負荷領域でソフトスイッチング動作条件を満足するように改善されている。

しかし、前記Ｙ−Δ結線の変圧器２０の結線方式による改善は、特許文献１の従来の制御方式であるため、制御パラメータが、１次側スイッチ１１〜１６と２次側スイッチ３１〜３６の位相差φのみであり、ソフトスイッチング動作範囲の制御ができず、前記０．８６〜１．１４のソフトスイッチング動作範囲は限界である。

１次側直流電源Ｅ１又は２次側直流電源Ｅ２は、蓄電池やキャパシタ等の蓄電デバイスを用いることが多い。これらの蓄電デバイスに要求される充放電の電圧範囲は広く、±１４％を越えるものが多い。そのため、ＤＣ／ＤＣコンバータの１次側と２次側の電圧比Ｅ２／ｎＥ１において、前記の０．８６〜１．１４のソフトスイッチング動作範囲に対し、蓄電デバイスの電圧変動範囲を全てカバーするのは難しい。効率改善のため、広い直流電圧範囲に対してソフトスイッチング動作の改善が課題となる。

本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置及びその制御方法は、１次巻線及び２次巻線を有する変圧器と、前記変圧器に対して直列に接続されたインダクタと、１次側駆動信号によってオン／オフ動作する１次側スイッチを複数有し、前記１次側スイッチのオン／オフ動作により、入力される１次側直流電圧を交流電圧に変換して前記１次巻線側へ供給する１次側ブリッジ回路と、２次側駆動信号によってオン／オフ動作する２次側スイッチを複数有し、前記２次側スイッチのオン／オフ動作により、前記２次巻線側から供給される交流電圧を整流して２次側直流電圧を出力する２次側ブリッジ回路と、を備えるＤＣ／ＤＣコンバータの主回路に対して前記１次側駆動信号及び前記２次側駆動信号を供給する装置及びその方法である。

そして、本発明の制御装置及びその制御方法は、前記１次側駆動信号と前記２次側駆動信号との間の位相差を制御すると共に、前記１次側直流電圧と前記２次側直流電圧との電圧差に応じて前記１次側スイッチの１次側デューティと前記２次側スイッチの２次側デューティとを調整し、前記１次側スイッチ及び前記２次側スイッチのオン／オフ時にソフトスイッチング動作をさせることを特徴とする。

例えば、前記変圧器、前記インダクタ、前記１次側ブリッジ回路、及び前記２次側ブリッジ回路は、それぞれ三相の変圧器、三相のインダクタ、三相の１次側ブリッジ回路、及び三相の２次側ブリッジ回路である。

本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置及びその制御方法によれば、デューティによるソフトスイッチング動作条件の制御を可能にしたので、１次側直流電圧と２次側直流電圧との電圧差が大きい場合や軽負荷時にも、ソフトスイッチング動作範囲を広げ、損失を低減させることが可能になる。

図１は本発明の実施例１におけるＤＣ／ＤＣコンバータを示す構成図である。 図２は従来のＤＣ／ＤＣコンバータにおける主回路を示す構成図である。 図３は図２のソフトスイッチング動作範囲の特性を示すグラフである。 図４は図１（ａ）中の主回路５０の等価回路を示す図である。 図５は図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおけるソフトスイッチング動作を説明するための図である。 図６は図５におけるローサイドのスイッチ６２のターンオフから、ハイサイドのスイッチ６１のターンオンの間の動作波形を示す図である。 図７は図４の等価回路における主要デバイスの動作例を示す波形図である。 図８は図１のソフトスイッチングの条件を満足するソフトスイッチング動作範囲を示す図である。 図９は図１のソフトスイッチング動作範囲の例を示す図である。 図１０は本発明の実施例２におけるＤＣ／ＤＣコンバータを示す構成図である。 図１１は本発明の実施例３におけるＤＣ／ＤＣコンバータを示す構成図である。 図１２は本発明の実施例４におけるＤＣ／ＤＣコンバータの主回路を示す構成図である。

本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。

（実施例１の構成）
図１（ａ）〜（ｃ）は、本発明の実施例１におけるＤＣ／ＤＣコンバータを示す構成図であり、同図（ａ）はＤＣ／ＤＣコンバータの全体の構成図、及び、同図（ｂ）、（ｃ）は同図（ａ）中のスイッチの構成図である。

本実施例１のＤＣ／ＤＣコンバータは、例えば、Ｙ−Ｙ結線の変圧器と外付けのインダクタを用いた三相絶縁型双方向のＤＣ／ＤＣコンバータであり、双方向変換回路である主回路５０と、この主回路５０の２次側電圧を目標電圧に追従制御するための制御装置１００と、により構成されている。

主回路５０は、１次側と２次側の間の電気的絶縁を確保しつつ、双方向に電力を転送するものであり、１次側直流電圧Ｅ１が印加される一対の１次側端子５１，５２と、２次側直流電圧Ｅ２が印加される一対の２次側端子５３，５４と、を有している。１次側端子５１，５２と２次側端子５３，５４との間には、電流リップル吸収用の１次側電源フィルタ（例えば、コンデンサ）５５と、１次側ブリッジ回路としての１次側フルブリッジ部６０と、外付けのインダクタ部８０と、Ｙ−Ｙ結線された三相変圧器７０と、２次側ブリッジ回路としての２次側フルブリッジ部９０と、電流リップル吸収用の２次側電源フィルタ（例えば、コンデンサ）９７と、が縦続接続されている。１次側フルブリッジ部６０と２次側フルブリッジ部９０とは、変圧器７０及びインダクタ部８０を中心にして左右対称構成になっている。

１次側端子５１，５２には、コンデンサ５５と１次側フルブリッジ部６０とが並列に接続されている。１次側フルブリッジ部６０は、直列に接続された１次側スイッチ６１、交流端子Ｎ２１及び１次側スイッチ６２からなる第１のスイッチングレグと、直列に接続された１次側スイッチ６３、交流端子Ｎ２２及び１次側スイッチ６４からなる第２のスイッチングレグと、直列に接続された１次側スイッチ６５、交流端子Ｎ２３及び１次側スイッチ６６からなる第３のスイッチングレグと、が並列接続された三相フルブリッジ回路で構成されている。第１〜第３のスイッチングレグの３つの交流端子Ｎ２１〜Ｎ２３には、インダクタ部８０を介して、変圧器７０が接続されている。インダクタ部８０は、一端が交流端子Ｎ２１に接続されたインダクタ８１と、一端が交流端子Ｎ２２に接続されたインダクタ８２と、一端が交流端子Ｎ２３に接続されたインダクタ８３と、により構成されている。３つのインダクタ８１〜８３の他端には、変圧器７０が接続されている。

変圧器７０は、ｕ相の１次巻線７１ａ、ｖ相の１次巻線７１ｂ、ｗ相の１次巻線７１ｃ、ｕ相の２次巻線７２ａ、ｖ相の２次巻線７２ｂ、及びｗ相の２次巻線７２ｃを有し、これらの巻線がＹ−Ｙ結線されている。本実施例１では、変圧器７０の構造は限定されないが、例えば、小容量のＤＣ／ＤＣコンバータでは、１つのコアに三相の巻線が巻かれた一体化構造の変圧器を使用できる。又、大容量のＤＣ／ＤＣコンバータでは、変圧器のコアサイズが大型化するので、３つの変圧器を使用することが望ましい。３つの２次巻線７２ａ，７２ｂ，７２ｃには、２次側フルブリッジ部９０の３つの交流端子Ｎ３１〜Ｎ３３が接続されている。

２次側フルブリッジ部９０は、直列に接続された２次側スイッチ９１、交流端子Ｎ３１及び２次側スイッチ９２からなる第４のスイッチングレグと、直列に接続された２次側スイッチ９３、交流端子Ｎ３２及び２次側端子９４からなる第５のスイッチングレグと、直列に接続された２次側スイッチ９５、交流端子Ｎ３３及び２次側端子９６からなる第６のスイッチングレグと、が並列接続された三相フルブリッジ回路で構成されている。この２次側フルブリッジ部９０には、並列に接続されたコンデンサ９７を介して、２次側端子５３，５４が接続されている。

６つの１次側スイッチ６１〜６６は、制御装置１００から供給される６つの１次側駆動信号Ｓ１ｐ〜Ｓ６ｐによってそれぞれオン／オフ動作する。６つの２次側スイッチ９１〜９６は、制御装置１００から供給される６つの２次側駆動信号Ｓ１ｓ〜Ｓ６ｓによってそれぞれオン／オフ動作する。

各スイッチ６１〜６６，９１〜９６は、例えば、図１（ｂ）に示すように、半導体スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ６１ａと、このＭＯＳＦＥＴ６１ａのドレイン及びソースに対して逆並列に接続されたダイオード６１ｂと、ＭＯＳＦＥＴ６１ａのドレイン及びソースに対して並列に接続された外付けのコンデンサ６１ｃと、により構成されている。ダイオード６１ｂは、外付けの還流ダイオード（フリーホイールダイオード）又はＭＯＳＦＥＴ６１ａの寄生ダイオードにより構成されている。コンデンサ６１ｃは、ＭＯＳＦＥＴ６１ａの寄生容量で構成しても良い。

又、各スイッチ６１〜６６，９１〜９６は、例えば、図１（ｃ）に示すように、半導体スイッチング素子としてのＩＧＢＴ６１ｄと、このＩＧＢＴ６１ｄのコレクタ及びエミッタに対して逆並列に接続されたダイオード６１ｅと、ＩＧＢＴ６１ｄのコレクタ及びエミッタに対して並列に接続された外付けのコンデンサ６１ｆと、により構成されている。ダイオード６１ｅは、外付けのフリーホイールダイオードにより構成されている。コンデンサ６１ｆは、ＩＧＢＴ６１ｄの寄生容量で構成しても良い。

なお、各インダクタ８１〜８３は、Ｙ−Ｙ結線された変圧器７０と直列に接続されている。そのため、各インダクタ８１〜８３は、変圧器７０の２次側に接続しても良い。又は、各インダクタ８１〜８３を２分割し、それぞれ変圧器７０の１次側と２次側に直列に接続しても良い。変圧器７０の各ｕ相、ｖ相、ｗ相の巻数比は同じであり、１次巻線７１ａ〜７１ｃと２次巻線７２ａ〜７２ｃとの巻数比は、例えば、１：ｎである。

制御装置１００は、中央処理装置（ＣＰＵ）等で構成され、１次側直流電圧Ｅ１及び２次側直流電圧Ｅ２を入力するデューティ制御部１０１と、２次側直流電圧Ｅ２とこの電圧の目標値である２次側目標電圧Ｅ２ｒｅｆとを入力する位相制御部１０２と、を有している。デューティ制御部１０１及び位相制御部１０２の出力側には、１次側パルス変調器１０３及び２次側パルス変調器１０４が接続されている。

デューティ制御部１０１は、入力された１次側直流電圧Ｅ１と２次側直流電圧Ｅ２とを計測し、１次側と２次側の電圧比Ｅ２／ｎＥ１の大小に応じて、１次側スイッチ６１〜６６又は２次側スイッチ９１〜９６がソフトスイッチング動作になるように、１次側スイッチ６１〜６６の１次側デューティδｐ及び２次側スイッチ９１〜９６の２次側デューティδｓ（例えば、１−δｐ）の指令を生成する機能を有している。生成された１次側デューティδｐの指令は、１次側パルス変調器１０３へ出力され、生成された２次側デューティδs（＝１−δｐ）の指令は、２次側パルス変調器１０４へ出力される。

なお、デューティ制御部１０１において、１次側スイッチ６１〜６６の１次側デューティδｐのみ、又は２次側スイッチ９１〜９６の２次側デューティδsのみを、調整する構成に変形しても良い。

位相制御部１０２は、入力された２次側直流電圧Ｅ２及び２次側目標電圧Ｅ２ｒｅｆに基づき、電力転送する目標電力に応じて、１次側スイッチ６１〜６６と２次側スイッチ９１〜９６との位相差φの指令を生成し、この指令を１次側パルス変調器１０３及び２次側パルス変調器１０４へ出力する機能を有している。

１次側パルス変調器１０３は、入力された１次側デューティδｐの指令と位相差φの指令とに基づき、１次側スイッチ６１〜６６の１次側デューティδｐ及び１次側位相を変調し、１次側スイッチ６１〜６６へ与える１次側駆動信号Ｓ１ｐ〜Ｓ６ｐを生成する機能を有している。例えば、第１〜第３のスイッチングレグのハイサイドのスイッチ６１，６３，６５とローサイドのスイッチ６２，６４，６６との信号を反転させ、それぞれのスイッチングレグの駆動信号Ｓ１ｐ〜Ｓ６ｐは、２π／３の位相差を設け、１次側デューティを同じδｐとしている。

２次側パルス変調器１０４は、入力された位相差φの指令と２次側デューティδsの指令とに基づき、２次側スイッチ９１〜９６の２次側デューティδs及び２次側位相を変調し、２次側スイッチ９１〜９６へ与える２次側駆動信号Ｓ１ｓ〜Ｓ６ｓを生成する機能を有している。例えば、第４〜第６のスイッチングレグのハイサイドのスイッチ９１，９３，９５とローサイドのスイッチ９２，９４，９６との信号を反転させ、それぞれのスイッチングレグの駆動信号Ｓ１ｓ〜Ｓ６ｓは、２π／３の位相差を設け、２次側デューティを同じδs（＝１−δｐ）としている。

図４は、図１（ａ）中の主回路５０の等価回路を示す図である。
反転したパルスの駆動信号Ｓ１ｐ〜Ｓ６ｐ，Ｓ１ｓ〜Ｓ６ｓにより、第１〜第６のスイッチングレグを構成するハイサイドのスイッチ６１，６３，６５，９１，９３，９５と、ローサイドのスイッチ６２，６４，６６，９２，９４，９６と、を駆動すると、スイッチングレグの交流端子Ｎ２１〜Ｎ２３，Ｎ３１〜Ｎ３３に、その駆動信号Ｓ１ｐ〜Ｓ６ｐ，Ｓ１ｓ〜Ｓ６ｓに同期した矩形波が出力される。この矩形波を、制御された電圧源と見なした等価回路が図４に示されている。

図４に示すように、１次側フルブリッジ部６０とコンデンサ５５と１次側直流電圧Ｅ１とは、Ｙ結線した三相矩形波電圧源Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐからなる１次側三相電圧源６０ａに置き換えられ、２次側フルブリッジ部９０とコンデンサ９７と２次側直流電圧Ｅ２と変圧器７０とは、Ｙ結線した三相矩形波電圧源Ｖｕｓ／ｎ、Ｖｖｓ／ｎ、Ｖｗｓ／ｎからなる２次側三相電圧源９０ａに置き換えられる。１次側三相電圧源６０ａの中性点Ｎｐに接続された三相矩形波電圧源Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐは、１次側の第１〜第３のスイッチングレグの交流端子Ｎ２１〜Ｎ２３から出力される矩形波である。２次側三相電圧源９０ａの中性点Ｎｓに接続された三相矩形波電圧源Ｖｕｓ／ｎ、Ｖｖｓ／ｎ、Ｖｗｓ／ｎは、２次側の第４〜第６のスイッチングレグの交流端子Ｎ３１〜Ｎ３３から出力された矩形波を変圧器７０の巻数比１／ｎで１次側に換算した矩形波である。

１次側の三相矩形波電圧源Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐと、２次側の三相矩形波電圧源Ｖｕｓ／ｎ、Ｖｖｓ／ｎ、Ｖｗｓ／ｎとは、対称三相であり、それぞれの相がｕ相、ｖ相、ｗ相である。各ｕ，ｖ，ｗ相のインダクタ８１〜８３は、それぞれ１次側と２次側の三相矩形波電圧源Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐ，Ｖｕｓ／ｎ、Ｖｖｓ／ｎ、Ｖｗｓ／ｎに接続されている。各相のインダクタ８１〜８３には、矢印方向のインダクタ電流Ｉ８１〜Ｉ８３がそれぞれ流れる。

（実施例１のソフトスイッチング動作）
図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおけるソフトスイッチング動作のメカニズムを説明する。

１次側直流電圧Ｅ１、２次側直流電圧Ｅ２、及び２次側目標電圧Ｅ２ｒｅｆが、制御装置１００に入力される。デューティ制御部１０１は、入力された１次側直流電圧Ｅ１及び２次側直流電圧Ｅ２を計測し、１次側と２次側の電圧比Ｅ２／ｎＥ１の大小に応じて、１次側スイッチ６１〜６６の１次側デューティδｐ及び２次側スイッチ９１〜９６の２次側デューティδs（＝１−δｐ）の指令を生成し、その１次側デューティδｐの指令を１次側パルス変調器１０３へ与えると共に、２次側デューティδsの指令を２次側パルス変調器１０４へ与える。位相制御部１０２は、入力された２次側直流電圧Ｅ２及び２次側目標電圧Ｅ２ｒｅｆに基づき、１次側スイッチ６１〜６６と２次側スイッチ９１〜９６との位相差φの指令を生成し、この指令を１次側パルス変調器１０３及び２次側パルス変調器１０４へ与える。

１次側パルス変調器１０３は、入力された１次側デューティδｐの指令と位相差φの指令とに基づき、デューティδｐを有する１次側駆動信号Ｓ１ｐ〜Ｓ６ｐを生成し、この１次側駆動信号Ｓ１ｐ〜Ｓ６ｐによって１次側スイッチ６１〜６６をオン／オフ動作させる。更に、２次側パルス変調器１０４は、入力された位相差φの指令と２次側デューティδsの指令とに基づき、それぞれ２π／３の位相差を有する２次側駆動信号Ｓ１ｓ〜Ｓ６ｓを生成し、この２次側駆動信号Ｓ１ｓ〜Ｓ６ｓによって２次側スイッチ９１〜９６をオン／オフ動作させる。

主回路５０において、インダクタ８１〜８３の遅れ電流により、例えば、スイッチ６１〜６６がターンオンする前のデッドタイム中に、スイッチ６１〜６６内の半導体スイッチング素子に逆方向の電流が流れ、このスイッチ６１〜６６内の半導体スイッチング素子に対して並列に接続されたコンデンサ又は寄生容量を放電させる。この放電により、スイッチ６１〜６６内の半導体スイッチング素子の電圧がゼロになってから、スイッチ６１〜６６内の半導体スイッチング素子に対して逆並列に接続されたダイオードが導通する。その後のスイッチ６１〜６６内の半導体スイッチング素子のターンオン時にスイッチ電圧がゼロであるため、ゼロ・ボルト・スイッチング（以下「ＺＶＳ」という。）動作になる。又、例えば、フルブリッジ部６０の出力電流のゼロクロスは、ＺＶＳ後に発生するため、スイッチングレグの交流端子Ｎ２１〜Ｎ２３における電流と電圧の波形は、正弦波状でなくても電流が電圧よりも遅れる。

図５は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおけるソフトスイッチング動作を説明するための図である。この図５には、１スイッチングレグ分のハイサイドのスイッチ６１のターンオン時と、ローサイドのスイッチ６２のターンオフ時の動作が示されている。更に、図６は、図５におけるローサイドのスイッチ６２のターンオフから、ハイサイドのスイッチ６１のターンオンの間の動作波形を示す図である。

１次側と２次側の各相のスイッチ６１〜６６，９１〜９６の動作は同じであるため、１スイッチングレグ分のハイサイドのスイッチ６１のターンオン時と、ローサイドのスイッチ６２のターンオフ時の動作が、代表例として図５に示されている。スイッチ６１，６２は、図１（ｂ）に示すＭＯＳＦＥＴ６１ａ，６２ａを使用している。図５中の符号６１ｂ，６２ｂはＭＯＳＦＥＴ６１ａ，６２ａのボディーダイオード、及び、符号６１ｃ，６２ｃはドレイン・ソース間の寄生容量である。

図６の動作波形図において、横軸は期間Ｔ１〜Ｔ４の経過時間（ｔ）、縦軸は電圧及び電流である。図６の縦軸において、Ｓ１ｐ，Ｓ２ｐはＭＯＳＦＥＴ６１ａ，６２ａのゲートに印加される駆動信号の電圧、Ｉ８１はインダクタ８１を流れるインダクタ電流、Ｉ６１ａはＭＯＳＦＥＴ６１ａのドレイン・ソース間電流、Ｉ６１ｂはダイオード６１ｂに流れる電流、Ｉ６２ａはＭＯＳＦＥＴ６２ａのドレイン・ソース間電流、Ｉ６２ｂはダイオード６２ｂに流れる電流、Ｉ６１ｃは寄生容量６１ｃに流れる電流、Ｉ６２ｃは寄生容量６２ｃに流れる電流、Ｖ６１ｃは寄生容量６１ｃの両電極間の電圧、及び、Ｖ６２ｃは寄生容量６２ｃの両電極間の電圧である。図６の横軸のｔｄは、ＭＯＳＦＥＴ６１ａとＭＯＳＦＥＴ６２ａのデッドタイムである。

図５及び図６において、期間Ｔ１にＭＯＳＦＥＴ６１ａがオフし、ＭＯＳＦＥＴ６２ａがオンしているため、インダクタ電流Ｉ８１は、短波線で示すように、ＭＯＳＦＥＴ６２ａに流れる。期間Ｔ２にＭＯＳＦＥＴ６１ａ，６２ａがオフし、長波線で示すように、ＭＯＳＦＥＴ６２ａに流れていたインダクタ電流Ｉ８１は、継続してスイッチングレグの交流端子Ｎ２１に向かって流れ、それぞれインダクタ電流Ｉ８１の１／２の電流で寄生容量６２ｃを充電し、寄生容量６１ｃを放電させる。寄生容量６１ｃの電圧Ｖ６１ｃがゼロまで放電完了と同時に、寄生容量６２ｃの電圧Ｖ６２ｃは、１次側直流電圧Ｅ１まで充電され、一点鎖線で示すように、期間Ｔ３にボディーダイオード６１ｂが導通する。実線で示すように、期間Ｔ４にＭＯＳＦＥＴ６１ａがターンオンし、インダクタ電流Ｉ８１がＭＯＳＦＥＴ６１ａ又はボディーダイオード６１ｂに流れる。

ＭＯＳＦＥＴ６１ａは、ターンオン時にドレイン・ソース間の電圧Ｖ６１ｃがゼロになっていたため、ＭＯＳＦＥＴ６１ａのターンオン時はＺＶＳ動作をする。一方で、ＭＯＳＦＥＴ６２ａがターンオフの瞬間に電圧がゼロであり、長波線で示すように、ＭＯＳＦＥＴ６２ａに流れていたインダクタ電流Ｉ８１が寄生容量６２ｃを充電する。ＭＯＳＦＥＴ６２ａのドレイン・ソース間電圧Ｖ６２ｃが緩やかに上昇し、寄生容量６２ｃに電荷を蓄積するため、スイッチング損失は殆ど発生しない。寄生容量６２ｃに蓄積された電荷は、ＭＯＳＦＥＴ６２ａの次のターンオンする前のデッドタイムｔｄ中に、ＭＯＳＦＥＴ６１ａのターンオン時と同じ動作で、実線で示すインダクタ電流Ｉ８１と逆方向で放出し、無駄な損失にはならない。

インダクタ電流Ｉ８１が上下対称であるため、ＭＯＳＦＥＴ６１ａのターンオフ直前の電流の向きは、ターンオン直前の向きと逆であり、電流値が等しい。ＭＯＳＦＥＴ６１ａのターンオフからＭＯＳＦＥＴ６２ａのターンオンまでの動作は、前記のソフトスイッチング動作と同じメカニズムであり、ハイサイドのスイッチ６１とローサイドのスイッチ６２のターンオン時のソフトスイッチング動作条件は同時に満足する。

（図４の等価回路の主要デバイス動作）
図７は、図１（ａ）の制御装置１００で生成した駆動信号Ｓ１ｐ〜Ｓ６ｐ，Ｓ１ｓ〜Ｓ６ｓの指令で１次側スイッチ６１〜６６と２次側スイッチ９１〜９６を駆動した時の図４の等価回路における主要デバイスの動作例を示す波形図である。

インダクタ８１〜８３に印加された電圧をそれぞれＶ８１，Ｖ８２，Ｖ８３とし、次の（３）式〜（５）式に表す。

三相対称であるため、（４）式、（５）式に表した電圧Ｖａｐ，Ｖａｓとｕ相のインダクタ８１の両電極間の電圧Ｖ８１とインダクタ電流Ｉ８１のみを示す。

ハイサイドの１次側スイッチ６１のターンオン時の電流はｉ８１ａ、ターンオフ時の電流はｉ８１ｃ３であり、ハイサイドの２次側スイッチ９１のターンオン時の電流はｉ８１ｂ、ターンオフ時の電流はｉ８１ｄである。１次側スイッチ６１のターンオン時におけるソフトスイッチングの条件はｉ８１ａ≦０、１次側スイッチ６１のターンオフ時におけるソフトスイッチングの条件はｉ８１ｃ≧０、２次側スイッチ９１のターンオン時におけるソフトスイッチングの条件はｉ８１ｂ≧０、１次側スイッチ６１のターンオフ時におけるソフトスイッチングの条件はｉ８１ｄ≦０である。

図８は、前記のソフトスイッチングの条件を満足するハイサイドの１次側スイッチ６１，６３，６５とハイサイドの２次側スイッチ９１，９３，９５とのターンオンとターンオフのタイミングでソフトスイッチング動作が行える範囲を示す図である。

図８において、符号ａは、ハイサイドの１次側スイッチ６１，６３，６５におけるソフトスイッチングのターンオン時の境界、符号ｂは、ハイサイドの１次側スイッチ６１，６３，６５におけるソフトスイッチングのターンオフ時の境界である。符号ｃは、ハイサイドの２次側スイッチ９１，９３，９５におけるソフトスイッチングのターンオン時の境界、符号ｄは、ハイサイドの２次側スイッチ９１，９３，９５におけるソフトスイッチングのターンオフ時の境界である。

領域（１）は、ハイサイドの１次側スイッチ６１，６３，６５のターンオン、ハイサイドの１次側スイッチ６１，６３，６５のターンオフ、ハイサイドの２次側スイッチ９１，９３，９５のターンオン、及び、ハイサイドの２次側スイッチ９１，９３，９５のターンオフについて、全てソフトスイッチング可能（図８の表中の○印）な領域である。領域（２）〜（７）は、ハイサイドの１次側スイッチ６１，６３，６５及びハイサイドの２次側スイッチ９１，９３，９５におけるターンオン及びターンオフのいずれかが、ハードスイッチング（ソフトスイッチング不可、図８の表中の×印）の領域である。

１次側と２次側の電圧比Ｅ２／ｎＥ１が１から離れる場合、１次側スイッチ６１〜６６のデューティδｐを制御することで、軽負荷時のスイッチング動作範囲が拡大される。

図９は、図１の１次側スイッチ６１〜６６のデューティδｐがδｐ＝２／３の時のハイサイドの１次側スイッチ６１，６３，６５とハイサイドの２次側スイッチ９１，９３，９５のターンオンとターンオフのタイミングでソフトスイッチング動作が行える範囲の例を示す図であり、図８中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

本実施例１におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置１００は、１次側と２次側の電圧比Ｅ２／ｎＥ１に応じて１次側スイッチ６１〜６６のデューティδｐと２次側スイッチ９１〜９６のデューティδs（＝１−δｐ）の和を１とし、主回路５０のインダクタ８１〜８３の両電極側に、位相が反転する偶数次高調波電圧を発生させる。これにより、インダクタ８１〜８３に位相が遅れる高調波電流が流れる。この高調波は、基本波電圧に対して遅れているため、スイッチ６１〜６６，９１〜９６のスイッチング時における電圧がゼロとなり、ＺＶＳ動作をする。

（実施例１の効果）
本実施例１におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置１００及びその制御方法によれば、次の（ｉ）〜（ｉｉｉ）のような効果がある。

（ｉ） １次側と２次側の電圧比Ｅ２／ｎＥ１が１から離れていても、ＺＶＳ動作を成立させ、高効率に電力を伝送させることができる。更に、図８及び図９に示したように、１次側スイッチ６１〜６６のデューティδｐと２次側スイッチ９１〜９６のデューティδsを制御することで、軽負荷において広い１次側と２次側の電圧比Ｅ２／ｎＥ１に対してＺＶＳ動作が可能になる。

（ｉｉ） 三相の変圧器７０として、１つのコアに三相の巻線が巻かれた一体化構造のものを使用すれば、小型化及び高効率化が可能になる。そのため、一体化構造の変圧器７０は、小容量のＤＣ／ＤＣコンバータに向いている。

（ｉｉｉ） 図１のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、１次側のコンデンサ５５及びフルブリッジ部６０と、２次側のコンデンサ９７及びフルブリッジ部９０と、が同一の回路構成になっているので、入出力関係を逆にすれば、双方向の使用が可能である。これにより、実施例１のＤＣ／ＤＣコンバータにおける利用範囲が広がり、便利である。

（実施例２の構成）
図１０は、本発明の実施例２におけるＤＣ／ＤＣコンバータを示す構成図であり、実施例１を示す図１（ａ）中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

本実施例２のＤＣ／ＤＣコンバータは、実施例１の主回路５０とは構成の異なる主回路５０Ａと、実施例１と同様の制御装置１００と、を備えている。本実施例２の主回路５０Ａには、実施例１のＹ−Ｙ結線の三相変圧器７０に代えて、Δ−Δ結線の三相変圧器７０Ａが設けられている。即ち、実施例１の変圧器７０では、１次巻線７１ａ〜７１ｃと２次巻線７２ａ〜７２ｃとがＹ−Ｙ結線になっているが、これに対して、本実施例２の変圧器７０Ａでは、１次巻線７１ａ〜７１ｃと２次巻線７２ａ〜７２ｃとがΔ−Δ結線になっている。その他の構成は、実施例１と同様である。

（実施例２の動作）
本実施例２のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、２次側フルブリッジ部９０で生成した三相矩形波が変圧器７０Ａを通してインダクタ部８０に印加される電圧は、実施例１と同様である。そのため、図４の等価回路に置き換えることができ、実施例１と同等なＺＶＳ動作範囲が得られる。

（実施例２の効果）
本実施例２のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、実施例１に比べて、変圧器７０Ａの定格電力ｋＶＡは同じであるが、変圧器７０Ａに印加される電圧が大きく、電流が小さい。そのため、低電圧大電流の用途に対して本実施例２のＤＣ／ＤＣコンバータを使用すれば、最適な設計ができる。

（実施例３の構成）
図１１は、本発明の実施例３におけるＤＣ／ＤＣコンバータを示す構成図であり、実施例１を示す図１（ａ）中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

本実施例３のＤＣ／ＤＣコンバータは、実施例１の主回路５０とは構成の異なる主回路５０Ｂと、実施例１と同様の制御装置１００と、を備えている。実施例１の主回路５０において、外付けのインダクタ８１〜８３は、Ｙ−Ｙ結線の三相変圧器７０から独立してこの変圧器７０と直列に接続されている。これに対して、本実施例３の主回路５０Ｂでは、実施例１と同様のＹ−Ｙ結線の三相変圧器７０の外部に、インダクタを使用せず、変圧器７０の漏れインダクタを利用している。その他の構成は、実施例１と同様である。

（実施例３の動作）
本実施例３において、Ｙ−Ｙ結線の変圧器７０の漏れインダクタは、等価的に変圧器７０に直列に接続されるため、原理的に、実施例１の動作と全く同じである。そのため、図４の等価回路に置き換えることができ、実施例１と同等なＺＶＳ動作範囲が得られる。

（実施例３の効果）
本実施例３のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、実施例１に比べて、変圧器７０の外部にインダクタを必要としないため、小型化、及び効率化が可能になる。

（実施例４の構成）
図１２は、本発明の実施例４におけるＤＣ／ＤＣコンバータの主回路を示す構成図であり、実施例１を示す図１（ａ）中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

本実施例４におけるＤＣ／ＤＣコンバータの主回路５０Ｃでは、実施例１の主回路５０に対して、Ｙ−Ｙ結線の三相変圧器７０における１次側と２次側とに、直流遮断用のコンデンサ１１１〜１１３，１２１〜１２３がそれぞれ直列に接続されている。その他の構成は、実施例１と同様である。

（実施例４の動作・効果）
１次側スイッチ６１〜６６又は２次側スイッチ９１〜９６で発生した矩形波パルスは、変圧器７０とインダクタ８１〜８３に印加される。各相の矩形波パルスのデューティが同じであれば、インダクタ８１〜８３の両電極側に印加される電圧の直流成分はゼロになる。つまり、（３）式〜（５）式の電圧Ｖａｐ，Ｖｂｐ，Ｖｃｐ，Ｖａｓ，Ｖｂｓ，Ｖｃｓはゼロになり、各インダクタ８１〜８３における両電極間の各電圧Ｖ８１〜Ｖ８３もゼロになる。ところで、各スイッチングレグにおけるスイッチ６１〜６６，９１〜９６の制御誤差や、スイッチ６１〜６６，９１〜９６のスイッチング遅れのばらつきにより、各スイッチングレグの交流端子Ｎ２１〜Ｎ２３，Ｎ３１〜Ｎ３３から出力される矩形波パルスのデューティはからなずしも同じではなく、それぞれの直流成分が同じではない。すると、電圧Ｖａｐ，Ｖｂｐ，Ｖｃｐ，Ｖａｓ，Ｖｂｓ，Ｖｃｓ，Ｖ８１〜Ｖ８３に直流成分が残り、インダクタ８１〜８３や変圧器７０は偏励磁され、飽和してしまう。

そこで、本実施例４では、変圧器７０の１次側と２次側に直列にコンデンサ１１１〜１１３，１２１〜１２３を挿入し、直流電圧を遮断している。これにより、インダクタ８１〜８３や変圧器７０の偏励磁を防止でき、前記の問題を解決できる。

（実施例１〜４の変形例）
本発明において、記載された実施例に対してのみ詳細に説明したが、本発明は、技術的思想の範囲で多彩な変形及び修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形及び修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

本発明の変形及び修正例としては、例えば、次の（ｉ）、（ｉｉ）のようなものがある。

（ｉ） 実施例４を示す図１２中の直流遮断用のコンデンサ１１１〜１１３，１２１〜１２３は、実施例２を示す図１０の主回路５０Ａや、実施例３を示す図１１の主回路５０Ｂに設けて良い。これにより、実施例４と同様の作用効果を奏することができる。

（ｉｉ） 実施例１〜４では、双方向のＤＣ／ＤＣコンバータについて説明したが、本発明は、一方向のＤＣ／ＤＣコンバータにも適用できる。

５０，５０Ａ，５０Ｂ，５０Ｃ 主回路
５５，９７ コンデンサ
６０ １次側フルブリッジ部
６１〜６６ １次側スイッチ
７０，７０Ａ 三相変圧器
８０ インダクタ部
８１〜８３ インダクタ
９０ ２次側フルブリッジ部
９１〜９６ ２次側スイッチ
１００ 制御装置
１０１ デューティ制御部
１０２ 位相制御部
１０３ １次側パルス変調器
１０４ ２次側パルス変調器
１１１〜１１３，１２１〜１２３ コンデンサ

Claims (13)

1. １次巻線及び２次巻線を有する変圧器と、
   前記変圧器に対して直列に接続されたインダクタと、
   １次側駆動信号によってオン／オフ動作する１次側スイッチを複数有し、前記１次側スイッチのオン／オフ動作により、入力される１次側直流電圧を交流電圧に変換して前記１次巻線側へ供給する１次側ブリッジ回路と、
   ２次側駆動信号によってオン／オフ動作する２次側スイッチを複数有し、前記２次側スイッチのオン／オフ動作により、前記２次巻線側から供給される交流電圧を整流して２次側直流電圧を出力する２次側ブリッジ回路と、
   を備えるＤＣ／ＤＣコンバータの主回路に対して前記１次側駆動信号及び前記２次側駆動信号を供給するＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置であって、
   前記１次側駆動信号と前記２次側駆動信号との間の位相差を制御すると共に、前記１次側直流電圧と前記２次側直流電圧との電圧差に応じて前記１次側スイッチの１次側デューティと前記２次側スイッチの２次側デューティとを調整し、前記１次側スイッチ及び前記２次側スイッチのオン／オフ時にソフトスイッチング動作をさせるように構成されていることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
2. 前記変圧器、前記インダクタ、前記１次側ブリッジ回路、及び前記２次側ブリッジ回路は、
   それぞれ三相の変圧器、三相のインダクタ、三相の１次側ブリッジ回路、及び三相の２次側ブリッジ回路であることを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
3. 前記電圧差に応じて前記１次側スイッチの前記１次側デューティと前記２次側スイッチの２次側デューティとを調整して生成するデューティ制御部と、
   前記１次側直流電圧又は前記２次側直流電圧と目標電圧とを入力し、前記１次側直流電圧又は前記２次側直流電圧を前記目標電圧に追従させるための前記位相差を生成する位相制御部と、
   前記１次側デューティ及び前記位相差に基づいて、前記１次側スイッチの前記１次側デューティ及び１次側位相を変調し、前記１次側スイッチへ供給する前記１次側駆動信号を生成する１次側パルス変調器と、
   前記２次側スイッチの前記２次側デューティ及び前記位相差に基づいて、前記２次側スイッチの前記２次側デューティ及び２次側位相を変調し、前記２次側スイッチへ供給する前記２次側駆動信号を生成する２次側パルス変調器と、
   を有することを特徴とする請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
4. 前記デューティ制御部は、
   前記１次側スイッチの前記１次側デューティのみ、又は前記２次側スイッチの前記２次側デューティのみ、又は前記１次側デューティと前記２次側デューティとを同時に調整することを特徴とする請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
5. 前記１次側スイッチの前記１次側デューティをδｐに、前記２次側スイッチの前記２次側デューティをδｓとし、
   前記デューティ制御部は、
   前記１次側デューティδｐと前記２次側デューティδｓを同時に調整する場合、
   前記１次側デューティδｐと前記２次側デューティδｓとの和を１とし、前記電圧差に応じて、前記１次側デューティδｐと前記２次側デューティδｓとを調整することを特徴とする請求項４記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
6. 前記変圧器は、Ｙ−Ｙ結線の変圧器であることを特徴とする請求項２〜５のいずれか１項記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
7. 前記変圧器は、Δ−Δ結線の変圧器であることを特徴とする請求項２〜５のいずれか１項記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
8. 前記インダクタは、外付けのインダクタ、又は前記変圧器の漏れインダクタであることを特徴とする請求項６載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
9. 前記インダクタは、外付けのインダクタであることを特徴とする請求項７記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
10. 前記三相の変圧器は、
    １つのコアに三相の巻線が巻かれた一体化構造をしていることを特徴とする請求項２〜９のいずれか１項記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
11. 前記変圧器における各相の１次側と２次側とには、直流遮断用のコンデンサがそれぞれ直列に接続されていることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
12. 前記１次側スイッチ及び前記２次側スイッチは、
    半導体スイッチング素子と、
    前記半導体スイッチング素子に対して逆並列に接続された外付けダイオード又は寄生ダイオードと、
    前記半導体スイッチング素子に対して並列に接続された外付けコンデンサ又は寄生容量と、
    をそれぞれ有することを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
13. １次巻線及び２次巻線を有する変圧器と、
    前記変圧器に対して直列に接続されたインダクタと、
    １次側駆動信号によってオン／オフ動作する１次側スイッチを複数有し、前記１次側スイッチのオン／オフ動作により、入力される１次側直流電圧を交流電圧に変換して前記１次巻線側へ供給する１次側ブリッジ回路と、
    ２次側駆動信号によってオン／オフ動作する２次側スイッチを複数有し、前記２次側スイッチのオン／オフ動作により、前記２次巻線側から供給される交流電圧を整流して２次側直流電圧を出力する２次側ブリッジ回路と、
    を備えるＤＣ／ＤＣコンバータの主回路に対して前記１次側駆動信号及び前記２次側駆動信号を供給するＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法であって、
    前記１次側駆動信号と前記２次側駆動信号との間の位相差を制御すると共に、前記１次側直流電圧と前記２次側直流電圧との電圧差に応じて前記１次側スイッチの１次側デューティと前記２次側スイッチの２次側デューティとを調整し、前記１次側スイッチ及び前記２次側スイッチのオン／オフ時にソフトスイッチング動作をさせることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。

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