JP2020022307A - 電源装置及び電源装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング素子のターンオフ損失を低減することができる電源装置及び電源装置の制御方法を提供する。【解決手段】電源装置は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが直列に接続された第１の直列回路と、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との接続点に一端が接続された直列共振回路と、直列共振回路に直列に接続された励磁インダクタンスを有するトランスと、トランスの二次巻線に接続され、双方向に導通可能な第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を有する整流回路と、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を交互にオン／オフさせる制御部とを備え、制御部は、第１のスイッチング素子のオン／オフに同期させて第３のスイッチング素子をオン／オフさせ、第２のスイッチング素子のオン／オフに同期させて第４のスイッチング素子をオン／オフさせる。【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置及び電源装置の制御方法に関する。

直流電圧を変換するＤＣ／ＤＣコンバータが産業用機器及び車載装置に用いられている。ＤＣ／ＤＣコンバータには、様々な構成が考えられるが、高効率化、小型化、低ノイズ化などの要求を反映して、ＬＬＣ回路方式のＤＣ／ＤＣコンバータが用いられている。

ＬＬＣ回路方式のＤＣ／ＤＣコンバータは、４つのスイッチング素子、インダクタ及びコンデンサから構成される共振回路、変圧器、及び２つのダイオードで構成される整流回路などを備え、共振回路の共振現象を利用して、スイッチング素子の電圧が０になるときに当該スイッチング素子をターンオンすることにより、低損失な回路を実現している（特許文献１参照）。

特開２０１７−７０１９４号公報

しかし、特許文献１のＤＣ／ＤＣコンバータでは、変圧器の一次巻線には励磁電流が流れているため、スイッチング素子がターンオフするときにスイッチング素子に流れる電流が励磁電流以下にならない。このため、スイッチング素子には、ターンオフ時の損失が発生する。

本発明は、斯かる事情に鑑みてなされたものであり、スイッチング素子のターンオフ損失を低減することができる電源装置及び電源装置の制御方法を提供することを目的とする。

本発明の実施の形態に係る電源装置は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが直列に接続された第１の直列回路と、前記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との接続点に一端が接続された直列共振回路と、前記直列共振回路に直列に接続された励磁インダクタンスを有するトランスと、前記トランスの二次巻線に接続され、双方向に導通可能な第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を有する整流回路と、前記第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を交互にオン／オフさせる制御部とを備え、前記制御部は、前記第１のスイッチング素子のオン／オフに同期させて前記第３のスイッチング素子をオン／オフさせ、前記第２のスイッチング素子のオン／オフに同期させて前記第４のスイッチング素子をオン／オフさせる。

本発明の実施の形態に係る電源装置の制御方法は、電源装置の制御方法であって、前記電源装置は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが直列に接続された第１の直列回路と、前記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との接続点に一端が接続された直列共振回路と、前記直列共振回路に直列に接続された励磁インダクタンスを有するトランスと、前記トランスの二次巻線に接続され、双方向に導通可能な第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を有する整流回路と、前記第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を交互にオン／オフさせる制御部とを備え、前記制御部は、前記第１のスイッチング素子のオン／オフに同期させて前記第３のスイッチング素子をオン／オフさせ、前記第２のスイッチング素子のオン／オフに同期させて前記第４のスイッチング素子をオン／オフさせる。

本発明によれば、スイッチング素子のターンオフ損失を低減することができる。

本実施の形態の電源装置の回路構成の一例を示す説明図である。 本実施の形態の電源装置の各部の波形の一例を示す模式図である。 期間Ｄ１での動作状態の一例を示す説明図である。 期間Ｄ２での動作状態の一例を示す説明図である。 本実施の形態の電源装置の共振周波数とスイッチング周波数との関係の一例を示すタイムチャートである。 比較例としてのＬＬＣ共振回路を備えたＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す説明図である。 図６に示すＤＣ／ＤＣコンバータの各部の波形を示す模式図である。 本実施の形態の電源装置の回路構成の他の例を示す説明図である。

［本願発明の実施形態の説明］
本実施の形態に係る電源装置は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが直列に接続された第１の直列回路と、前記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との接続点に一端が接続された直列共振回路と、前記直列共振回路に直列に接続された励磁インダクタンスを有するトランスと、前記トランスの二次巻線に接続され、双方向に導通可能な第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を有する整流回路と、前記第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を交互にオン／オフさせる制御部とを備え、前記制御部は、前記第１のスイッチング素子のオン／オフに同期させて前記第３のスイッチング素子をオン／オフさせ、前記第２のスイッチング素子のオン／オフに同期させて前記第４のスイッチング素子をオン／オフさせる。

本実施の形態に係る電源装置の制御方法は、電源装置の制御方法であって、前記電源装置は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが直列に接続された第１の直列回路と、前記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との接続点に一端が接続された直列共振回路と、前記直列共振回路に直列に接続された励磁インダクタンスを有するトランスと、前記トランスの二次巻線に接続され、双方向に導通可能な第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を有する整流回路と、前記第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を交互にオン／オフさせる制御部とを備え、前記制御部は、前記第１のスイッチング素子のオン／オフに同期させて前記第３のスイッチング素子をオン／オフさせ、前記第２のスイッチング素子のオン／オフに同期させて前記第４のスイッチング素子をオン／オフさせる。

電源装置は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが直列に接続された第１の直列回路と、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との接続点に一端が接続された直列共振回路と、直列共振回路に直列に接続された励磁インダクタンスを有するトランスと、トランスの二次巻線に接続され、双方向に導通可能な第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を有する整流回路と、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を交互にオン／オフさせる制御部とを備える。

第１のスイッチング素子を高圧側のスイッチング素子とし、第２のスイッチング素子を低圧側のスイッチング素子とすることができる。第１のスイッチング素子をオンにし、第２のスイッチング素子をオフにすると、第１のスイッチング素子には、トランスの励磁電流と直列共振回路による共振電流が流れ、この共振電流がトランスで変換され、変換された変換電流はトランスの二次側の整流回路の第３のスイッチング素子を通じて負荷電流として出力される。

次に、第１のスイッチング素子をオフにし、第２のスイッチング素子をオンにすると、直列共振回路による共振電流が第２のスイッチング素子を介して流れ、この共振電流がトランスで変換され、変換された変換電流はトランスの二次側の整流回路の第４のスイッチング素子を通じて負荷電流として出力される。

制御部は、第１のスイッチング素子のオン／オフに同期させて第３のスイッチング素子をオン／オフさせ、第２のスイッチング素子のオン／オフに同期させて第４のスイッチング素子をオン／オフさせる。第３のスイッチング素子は、双方向に導通可能であるため、第１のスイッチング素子のオン期間中は、オン状態となり、双方向に電流を流すことができる。同様に、第４のスイッチング素子は、双方向に導通可能であるため、第２のスイッチング素子のオン期間中は、オン状態となり、双方向に電流を流すことができる。

第１のスイッチング素子がオンのとき、トランスの一次側（一次巻線）には励磁電流が流れ、第１のスイッチング素子にも流れる。また、第１のスイッチング素子がオンのとき、第１のスイッチング素子には、共振電流が流れる。第１のスイッチング素子のオン期間中、共振電流は、正弦波状に増加し、その後減少する。共振電流が正から負（電流方向が逆転）になっても、トランスの二次側の第３のスイッチング素子は双方向に電流を流すことができるので、共振電流を負にすることができる。これにより、負になった共振電流と励磁電流とが相殺され、第１のスイッチング素子に流れる電流を０にすることができる。第１のスイッチング素子に流れる電流が、例えば、０のときに第１のスイッチング素子をターンオフすることにより、ターンオフ損失を低減することができる。なお、第２のスイッチング素子についても同様である。

本実施の形態に係る電源装置において、前記制御部は、前記直列共振回路の共振周波数以下のスイッチング周波数で第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を交互にオン／オフさせる。

制御部は、直列共振回路の共振周波数以下のスイッチング周波数で第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を交互にオン／オフさせる。共振周波数をｆｒとし、スイッチング周波数（動作周波数）をｆｓｗとする。また、共振周期をＴｒとし、スイッチング周期をＴｓｗとする。すなわち、Ｔｒ＝１／ｆｒであり、Ｔｓｗ＝１／ｆｓｗである。第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子が共にオフとなるデッドタイムは、スイッチング周期Ｔｓｗに比べて小さいとする。第１のスイッチング素子がターンオンしてからターンオフするまでの時間（オン期間）は、Ｔｓｗ／２となる。また、共振電流が０から増加し、その後減少して０になるまでの時間は、Ｔｒ／２となる。

スイッチング周波数ｆｓｗ≦共振周波数ｆｒとすることにより、Ｔｒ／２≦Ｔｓｗ／２とすることができる。すなわち、共振電流が正から負になる時点で第１のスイッチング素子はオン状態とすることができるので、第１のスイッチング素子がターンオフする時点までの間に、共振電流を０から負値とすることができ、正値である励磁電流と相殺することができる。

本実施の形態に係る電源装置において、前記制御部は、前記励磁インダクタンスに流れる励磁電流と前記第３のスイッチング素子に流れる電流を前記トランスの一次側に換算した電流との合計値が所定の閾値以下になった場合、前記第１のスイッチング素子をオンからオフにする。

制御部は、励磁インダクタンスに流れる励磁電流と第３のスイッチング素子に流れる電流をトランスの一次側に換算した電流との合計値が所定の閾値以下になった場合、第１のスイッチング素子をオンからオフにする。

第３のスイッチング素子に流れる電流をトランスの一次側に換算した電流は、第１のスイッチング素子に流れる共振電流である。励磁電流は、トランスを励磁するための電流であり、トランスの二次側には現れない。所定の閾値は、例えば、第１のスイッチング素子のターンオフ損失を許容することができる程度の値とすることができ、０又は０に近い値とすることができる。これにより、ＺＣＳ（ゼロカレントスイッチング）を実現することができ、第１のスイッチング素子のターンオフ損失を低減することができる。

本実施の形態に係る電源装置において、前記制御部は、前記励磁インダクタンスに流れる励磁電流と前記第４のスイッチング素子に流れる電流を前記トランスの一次側に換算した電流との合計値が所定の閾値以下になった場合、前記第２のスイッチング素子をオンからオフにする。

制御部は、励磁インダクタンスに流れる励磁電流と第４のスイッチング素子に流れる電流をトランスの一次側に換算した電流との合計値が所定の閾値以下になった場合、第２のスイッチング素子をオンからオフにする。

第４のスイッチング素子に流れる電流をトランスの一次側に換算した電流は、第２のスイッチング素子に流れる共振電流である。励磁電流は、トランスを励磁するための電流であり、トランスの二次側には現れない。所定の閾値は、例えば、第２のスイッチング素子のターンオフ損失を許容することができる程度の値とすることができ、０又は０に近い値とすることができる。これにより、ＺＣＳ（ゼロカレントスイッチング）を実現することができ、第２のスイッチング素子のターンオフ損失を低減することができる。

本実施の形態に係る電源装置は、第５のスイッチング素子と第６のスイッチング素子とが直列に接続された第２の直列回路を備え、前記第５のスイッチング素子と第６のスイッチング素子との接続点に前記直列共振回路と励磁インダクタンスの直列回路の一端が接続され、前記制御部は、前記第１のスイッチング素子及び第６のスイッチング素子のオン／オフに同期させて前記第３のスイッチング素子をオン／オフさせ、前記第２のスイッチング素子及び第５のスイッチング素子のオン／オフに同期させて前記第４のスイッチング素子をオン／オフさせる。

電源装置は、第５のスイッチング素子と第６のスイッチング素子とが直列に接続された第２の直列回路を備え、第５のスイッチング素子と第６のスイッチング素子との接続点に直列共振回路と励磁インダクタンスの直列回路の一端が接続されている。第５のスイッチング素子を高圧側のスイッチング素子とし、第６のスイッチング素子を低圧側のスイッチング素子とすることができる。第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子、第５のスイッチング素子、及び第６のスイッチング素子の４つのスイッチング素子を備えることにより、いわゆるフルブリッジの回路を構成できる。

制御部は、第１のスイッチング素子及び第６のスイッチング素子のオン／オフに同期させて第３のスイッチング素子をオン／オフさせ、第２のスイッチング素子及び第５のスイッチング素子のオン／オフに同期させて第４のスイッチング素子をオン／オフさせる。

第１のスイッチング素子及び第６のスイッチング素子がオンのとき、トランスの一次側（一次巻線）には励磁電流が流れ、第１のスイッチング素子及び第６のスイッチング素子にも流れる。また、第１のスイッチング素子及び第６のスイッチング素子がオンのとき、第１のスイッチング素子及び第６のスイッチング素子には、共振電流が流れる。第１のスイッチング素子及び第６のスイッチング素子のオン期間中、共振電流は、正弦波状に増加し、その後減少する。共振電流が正から負（電流方向が逆転）になっても、トランスの二次側の第３のスイッチング素子は双方向に電流を流すことができるので、共振電流を負にすることができる。これにより、負になった共振電流と励磁電流とが相殺され、第１のスイッチング素子及び第６のスイッチング素子に流れる電流を０にすることができる。第１のスイッチング素子及び第６のスイッチング素子に流れる電流が、例えば、０のときに第１のスイッチング素子及び第６のスイッチング素子をターンオフすることにより、ターンオフ損失を低減することができる。なお、第２のスイッチング素子及び第５のスイッチング素子についても同様である。

［本願発明の実施形態の詳細］
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。図１は本実施の形態の電源装置の回路構成の一例を示す説明図である。本実施の形態の電源装置は、入力側の端子Ａ及びＢ、出力側の端子Ｃ及びＤを備え、入力側の端子Ａ及びＢには、直流電源（不図示）が接続され、出力側の端子Ｃ及びＤには負荷が接続される。電源装置は、ＬＬＣ回路方式のＤＣ／ＤＣコンバータであり、入力側の電圧を降圧して出力することができる。

電源装置は、第１のスイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor、以下、「ＦＥＴ」と称する）１１と第２のスイッチング素子としてのＦＥＴ１２とが直列に接続された第１の直列回路、ＦＥＴ１１とＦＥＴ１２との接続点に一端が接続され、キャパシタ２１とインダクタ２２で構成される直列共振回路、キャパシタ２１及びインダクタ２２に直列に接続された一次巻線３１を有するトランス３０、トランス３０の二次巻線３２ａ、３２ｂに接続され、双方向に導通可能な第３のスイッチング素子としてのＦＥＴ１３及び第４のスイッチング素子としてのＦＥＴ１４を有する整流回路、ＦＥＴ１１及びＦＥＴ１２を交互にオン／オフさせる制御部５０を備える。制御部５０は、ＦＥＴ１３及びＦＥＴ１４のオン／オフも制御する。ＦＥＴ１１、１２、１３、１４は、それぞれボディダイオードを有する。

より具体的には、端子ＡにはＦＥＴ１１のドレインが接続され、ＦＥＴ１１のソースにはＦＥＴ１２のドレインが接続され、ＦＥＴ１２のソースは端子Ｂに接続されている。ＦＥＴ１１のソース及びＦＥＴ１２のドレインの接続点には、キャパシタ２１とインダクタ２２の直列回路の一端が接続され、キャパシタ２１とインダクタ２２の直列回路の他端は、トランス３０の一次巻線３１の一端に接続されている。キャパシタ２１とインダクタ２２は、ＬＣ共振回路を構成することができる。一次巻線３１の他端は端子Ｂに接続されている。端子Ｂと一次巻線３１の他端との間には、電流検出部４３（例えば、カレントトランスなど）を接続している。電流検出部４３で検出した電流は制御部５０へ出力される。端子ＡＢ間には、キャパシタ４１を接続してある。

トランス３０は、二次巻線３２ａ、３２ｂを有し、二次巻線３２ａの一端にはＦＥＴ１３のソースが接続され、ＦＥＴ１３のドレインは端子Ｃに接続されている。二次巻線３２ｂの一端にはＦＥＴ１４のソースが接続され、ＦＥＴ１４のドレインは端子Ｃに接続されている。二次巻線３２ａと二次巻線３２ｂとの接続点は端子Ｄに接続されている。端子ＣＤ間には、キャパシタ４２を接続してある。

一次巻線３１の励磁インダクタンスをＬｍとし、インダクタ２２のインダクタンスをＬとし、キャパシタ２１のキャパシタンスをＣとする。インダクタ２２は、トランス３０とは別個のコイルとすることができるが、トランス３０の漏れインダクタンスを利用してもよい。

次に、本実施の形態の電源装置の動作について説明する。

図２は本実施の形態の電源装置の各部の波形の一例を示す模式図であり、図３は期間Ｄ１での動作状態の一例を示す説明図であり、図４は期間Ｄ２での動作状態の一例を示す説明図である。図２では、上から順番にＦＥＴ１１のゲート信号、ＦＥＴ１３のゲート信号、ＦＥＴ１１のソース・ドレイン間の電圧、ＦＥＴ１３に流れる電流の一次側換算電流及びトランス３０の励磁電流、ＦＥＴ１１の電流を示す。図２では、ＦＥＴ１１のオン期間（時点ｔ１から時点ｔ３まで）の各部の波形を模式的に表している。また、時点ｔ１から時点ｔ２までを期間Ｄ１とし、時点ｔ２から時点ｔ３までを期間Ｄ２としている。以下、期間Ｄ１と期間Ｄ２に分けて説明する。

制御部５０は、時点ｔ１において、ＦＥＴ１１及びＦＥＴ１３をオフからオンにする。時点ｔ１では、ＦＥＴ１２及びＦＥＴ１４はオフ状態である。図２及び図３に示すように、ＦＥＴ１１がオンになると、端子ＡＢ間の直流電圧が、キャパシタ２１、インダクタ２２を介してトランス３０の一次巻線３１に印加される。トランス３０の一次巻線３１には、時間経過とともに増加する励磁電流Ｉｍ（図３中、破線の矢印で示す）が流れる。ＦＥＴ１１には励磁電流Ｉｍが流れる。なお、励磁電流Ｉｍはトランス３０の二次側には現れない。

キャパシタ２１とインダクタ２２は、直列共振回路（ＬＣ共振回路）を構成するので、トランス３０の一次巻線３１には、正弦波状に増減する共振電流Ｉｏ′が流れる。共振電流Ｉｏ′は、トランス３０によって二次側に変換され、変換された変換電流が負荷電流Ｉｏとして、二次巻線３２ａ、ＦＥＴ１３を通じて端子ＣＤに流れる。別言すれば、負荷電流Ｉｏをトランス３０の一次側に換算した換算電流がＩｏ′である。ＦＥＴ１１には、励磁電流Ｉｍと共振電流Ｉｏ′を合計した電流が流れる。期間Ｄ１の終点（時点ｔ２）は、共振電流Ｉｏ′（すなわち、負荷電流Ｉｏ）が、減少して０となる時点である。

ＦＥＴ１３は、オン状態で双方向に導通可能であるため、負荷電流Ｉｏの向きが逆になっても負荷電流Ｉｏを流すことができる。図２及び図４に示すように、期間Ｄ２では、負荷電流Ｉｏが、共振により逆向きになる。このため、共振電流Ｉｏ′は０から負値になる。共振電流Ｉｏ′と励磁電流Ｉｍとの合計が所定の閾値以下となる時点ｔ３では、ＦＥＴ１１に流れる電流を所定の閾値以下とすることができる。すなわち、時点ｔ３でＦＥＴ１１をターンオフすることにより、ＺＣＳ（ゼロカレントスイッチング）を実現することができる。制御部５０は、時点ｔ３において、ＦＥＴ１１及びＦＥＴ１３をオンからオフにする。

上述のように、負になった共振電流Ｉｏ′と励磁電流Ｉｍとが相殺され、ＦＥＴ１１に流れる電流を０にすることができる。ＦＥＴ１１に流れる電流が、例えば、０のときにＦＥＴ１１をターンオフすることにより、ターンオフ損失を低減することができる。

なお、図示していないが、ＦＥＴ１２についても同様である。ＦＥＴ１１及びＦＥＴ１３がオフの状態で、ＦＥＴ１２及びＦＥＴ１４をオフからオンにする。キャパシタ２１とインダクタ２２で構成される共振回路により共振電流がＦＥＴ１２に流れる。この共振電流がトランス３０で変換され、変換された変換電流はトランス３０の二次側のＦＥＴ１４を通じて負荷電流として出力される。トランス３０の一次巻線３１には、時間経過とともに減少する励磁電流Ｉｍが流れ、負値となる。ＦＥＴ１２には励磁電流Ｉｍが流れる。なお、励磁電流Ｉｍはトランス３０の二次側には現れない。

キャパシタ２１とインダクタ２２は、直列共振回路（ＬＣ共振回路）を構成するので、トランス３０の一次巻線３１には、正弦波状に増減する共振電流が流れる。共振電流は、トランス３０によって二次側に変換され、変換された変換電流が負荷電流として、二次巻線３２ｂ、ＦＥＴ１４を通じて端子ＣＤに流れる。別言すれば、負荷電流をトランス３０の一次側に換算した換算電流が共振電流である。ＦＥＴ１２には、励磁電流Ｉｍと共振電流を合計した電流が流れる。

ＦＥＴ１４は、オン状態で双方向に導通可能であるため、負荷電流の向きが逆になっても負荷電流を流すことができる。このため、共振電流は負値から０を経由して正値になる。正値となった共振電流と負値となった励磁電流との合計が所定の閾値以下となる時点では、ＦＥＴ１２に流れる電流を所定の閾値以下とすることができる。すなわち、当該時点でＦＥＴ１２をターンオフすることにより、ＺＣＳ（ゼロカレントスイッチング）を実現することができる。

上述のように、制御部５０は、励磁インダクタンスＬｍに流れる励磁電流Ｉｍと、ＦＥＴ１３に流れる負荷電流をトランス３０の一次側に換算した電流（共振電流）との合計値が所定の閾値以下になった場合、ＦＥＴ１１をオンからオフにすることができる。

具体的には、制御部５０は、電流検出部４３で検出した電流（又は電流から変換された電圧）が所定の閾値電流又は閾値電圧以下となった時点でＦＥＴ１１をオンからオフにすることができる。

ＦＥＴ１３に流れる電流をトランス３０の一次側に換算した電流は、ＦＥＴ１１に流れる共振電流である。励磁電流Ｉｍは、トランス３０を励磁するための電流であり、トランス３０の二次側には現れない。所定の閾値は、例えば、ＦＥＴ１１のターンオフ損失を許容することができる程度の値とすることができ、０又は０に近い値とすることができる。これにより、ＺＣＳ（ゼロカレントスイッチング）を実現することができ、ＦＥＴ１１のターンオフ損失を低減することができる。

また、制御部５０は、励磁インダクタンスＬｍに流れる励磁電流Ｉｍと、ＦＥＴ１４に流れる電流をトランス３０の一次側に換算した電流との合計値が所定の閾値以下になった場合、ＦＥＴ１２をオンからオフにすることができる。

具体的には、制御部５０は、電流検出部４３で検出した電流（又は電流から変換された電圧）が所定の閾値電流又は閾値電圧以下となった時点でＦＥＴ１１をオンからオフにすることができる。

ＦＥＴ１４に流れる電流をトランス３０の一次側に換算した電流は、ＦＥＴ１２に流れる共振電流である。所定の閾値は、例えば、ＦＥＴ１２のターンオフ損失を許容することができる程度の値とすることができ、０又は０に近い値とすることができる。これにより、ＺＣＳ（ゼロカレントスイッチング）を実現することができ、ＦＥＴ１２のターンオフ損失を低減することができる。

図５は本実施の形態の電源装置の共振周波数とスイッチング周波数との関係の一例を示すタイムチャートである。図５では、上段から、ＦＥＴ１１のゲート信号、ＦＥＴ１２のゲート信号、ＦＥＴ１１に流れる共振電流、ＦＥＴ１２に流れる共振電流を模式的に示している。図５に示すように、制御部５０は、ＦＥＴ１１及びＦＥＴ１２を交互にオン／オフするようにスイッチング動作させる。スイッチング周波数（動作周波数）をｆｓｗとする。スイッチング周期をＴｓｗで表すと、Ｔｓｗ＝１／ｆｓｗとなる。ＦＥＴ１１及びＦＥＴ１２の両方がオフとなるデッドタイムは、スイッチング周期Ｔｓｗに比べて小さいとし、ＦＥＴ１１及びＦＥＴ１２のオン期間が同じであるとすると、ＦＥＴ１１がターンオンしてからターンオフするまでの時間（オン期間）は、Ｔｓｗ／２となる。

キャパシタ２１とインダクタ２２とで構成されるＬＣ共振回路の共振周波数をｆｒとする。共振周波数ｆｒは、例えば、ｆｒ＝１／｛２π√（Ｃ・Ｌ）｝で表すことができる。ここで、Ｃはキャパシタ２１のキャパシタンスであり、Ｌはインダクタ２２のインダクタンスである。共振周期をＴｒとすると、Ｔｒ＝１／ｆｒとなる。図５に示すように、ＦＥＴ１１に流れる共振電流が０から増加し、その後減少して０になるまでの時間は、Ｔｒ／２となる。

制御部５０は、直列共振回路の共振周波数ｆｒ以下のスイッチング周波数ｆｓｗでＦＥＴ１１及びＦＥＴ１２を交互にオン／オフさせる。スイッチング周波数ｆｓｗ≦共振周波数ｆｒとすることにより、Ｔｒ／２≦Ｔｓｗ／２とすることができる。すなわち、共振電流が正から負になる時点でＦＥＴ１１はオン状態のままとすることができるので、ＦＥＴ１１がターンオフする時点までの間に、共振電流を０から負値とすることができ、正値である励磁電流を負値となる共振電流によって相殺することができる。これにより、ＦＥＴ１１に流れる電流（共振電流と励磁電流との合計）が所定の閾値以下にすることができ、ＺＣＳを実現することができる。ＦＥＴ１２についても同様である。

図６は比較例としてのＬＬＣ共振回路を備えたＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す説明図であり、図７は図６に示すＤＣ／ＤＣコンバータの各部の波形を示す模式図である。図７では、上段から、ＦＥＴ（Ｑ１）のゲート信号、ＦＥＴ（Ｑ１）のソース・ドレイン電圧、共振電流及び励磁電流、ＦＥＴ（Ｑ１）の電流を示す。

ＦＥＴ（Ｑ２）がオフの状態でＦＥＴ（Ｑ１）がオンすると、端子ＡＢ間の直流電圧が、キャパシタ（Ｃｒ）、インダクタ（Ｌｒ）を介してトランスの一次巻線に印加される。トランスの一次巻線には、時間経過とともに増加する励磁電流（図７中、破線の矢印で示す）が流れる。ＦＥＴ（Ｑ１）には励磁電流が流れる。

キャパシタ（Ｃｒ）とインダクタ（Ｌｒ）は、ＬＣ共振回路を構成するので、トランスの一次巻線には、正弦波状に増減する共振電流が流れる。共振電流は、トランスによって二次側に変換され、変換された変換電流が負荷電流として、二次巻線、ダイオード（Ｄ１）を通じて端子ＣＤに流れる。ＦＥＴ（Ｑ１）には、励磁電流と共振電流を合計した電流が流れる。

共振電流は、ピーク値を超えて正弦波状に減少し、０に到達する。このとき、ダイオード（Ｄ１）に流れる負荷電流も共振電流と同様に減少し、０に到達する。ダイオード（Ｄ１）は順方向には電流が流れるが、逆方向には電流が流れないので、負荷電流は負値とならず、０のままになる。このため、トランスの一次側に流れる共振電流も負値とならず０のままになる。このため、ＦＥＴ（Ｑ１）には、励磁電流が流れ、共振電流により相殺されない。このため、ＦＥＴ（Ｑ１）をターンオフするときに、ＦＥＴ（Ｑ１）には励磁電流が流れているため、ＺＣＳを実現することができず、ターンオフ損失が増大する。

しかし、本実施の形態の電源装置によれば、ＦＥＴ１１及びＦＥＴ１２に流れる励磁電流を共振電流によって相殺して、ＦＥＴ１１及びＦＥＴ１２に流れる電流を所定の閾値以下にすることができ、ＺＣＳを実現することができる。これにより、ＦＥＴ１１及びＦＥＴ１２のターンオフ損失を低減することができる。

ＦＥＴ１１及びＦＥＴ１２のターンオフ損失は、入力電圧（端子ＡＢ間の電圧）が高い電圧になるほど大きくなる傾向がある。また、ＦＥＴ１１及びＦＥＴ１２のターンオフ損失は、スイッチング周波数（動作周波数）が高くなるほど大きくなる傾向がある。本実施の形態によれば、ＦＥＴ１１及びＦＥＴ１２のＺＣＳを実現することができるので、入力電圧を高くしてもターンオフ損失を許容範囲内にすることができ、また、スイッチング周波数を高くしてもターンオフ損失を許容範囲内にすることができる。スイッチング周波数を高くすることができると、トランス、インダクタなどの部品を小さくすることができ、電源装置の小型化を図ることができる。

図８は本実施の電源装置の回路構成の他の例を示す説明図である。図１に示す構成との違いは、図１がハーフブリッジ構成であるのに対して、図８はフルブリッジ構成である点である。すなわち、電源装置は、第５のスイッチング素子としてのＦＥＴ１５と第６のスイッチング素子としてのＦＥＴ１６とが直列に接続された第２の直列回路を備え、ＦＥＴ１５とＦＥＴ１６との接続点に、キャパシタ２１及びインダクタ２２で構成される直列共振回路と一次巻線３１（励磁インダクタンス）との直列回路の一端が接続されている。

ＦＥＴ１５を高圧側のスイッチング素子とし、ＦＥＴ１６を低圧側のスイッチング素子とすることができる。ＦＥＴ１１、ＦＥＴ１２、ＦＥＴ１５、及びＦＥＴ１６の４つのＦＥＴを備えることにより、いわゆるフルブリッジの回路を構成できる。

制御部５０は、ＦＥＴ１１及びＦＥＴ１６のオン／オフに同期させてＦＥＴ１３をオン／オフさせ、ＦＥＴ１２及びＦＥＴ１５のオン／オフに同期させてＦＥＴ１４をオン／オフさせることができる。

ＦＥＴ１１及びＦＥＴ１６がオンのとき、トランス３０の一次巻線３１には励磁電流が流れ、この励磁電流はＦＥＴ１１及びＦＥＴ１６に流れる。また、ＦＥＴ１１及びＦＥＴ１６がオンのとき、ＦＥＴ１１及びＦＥＴ１６には、共振電流が流れる。ＦＥＴ１１及びＦＥＴ１６のオン期間中、共振電流は、正弦波状に増加し、その後減少する。共振電流が正から負（電流方向が逆転）になっても、トランス３０の二次側のＦＥＴ１３は双方向に電流を流すことができるので、共振電流を負にすることができる。これにより、負になった共振電流と励磁電流とが相殺され、ＦＥＴ１１及びＦＥＴ１６に流れる電流を０にすることができる。ＦＥＴ１１及びＦＥＴ１６に流れる電流が、例えば、０のときにＦＥＴ１１及びＦＥＴ１６をターンオフすることにより、ターンオフ損失を低減することができる。なお、ＦＥＴ１２及びＦＥＴ１５についても同様である。

スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴに限定されるものではなく、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などのデバイスであってもよい。本実施の形態のように、スイッチング素子が、ＭＯＳＦＥＴの場合には、ドレイン・ソース間には等価的に内蔵されたボディダイオードが存在する。また、スイッチング素子として、バイポーラトランジスタを用いる場合には、トランジスタのコレクタ・エミッタ間にダイオードを逆並列に接続すればよい。

以上に開示された実施の形態及び実施例は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考慮されるべきである。本発明の範囲は、以上の実施の形態及び実施例ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての修正や変形を含むものと意図される。

１１、１２、１３、１４、１５、１６ ＦＥＴ
２１、４１、４２ キャパシタ
２２ インダクタ
３０ トランス
３１ 一次巻線
３２ａ、３２ｂ 二次巻線
４３ 電流検出部
５０ 制御部

Claims (6)

1. 第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが直列に接続された第１の直列回路と、
   前記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との接続点に一端が接続された直列共振回路と、
   前記直列共振回路に直列に接続された励磁インダクタンスを有するトランスと、
   前記トランスの二次巻線に接続され、双方向に導通可能な第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を有する整流回路と、
   前記第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を交互にオン／オフさせる制御部と
   を備え、
   前記制御部は、
   前記第１のスイッチング素子のオン／オフに同期させて前記第３のスイッチング素子をオン／オフさせ、
   前記第２のスイッチング素子のオン／オフに同期させて前記第４のスイッチング素子をオン／オフさせる電源装置。
2. 前記制御部は、
   前記直列共振回路の共振周波数以下のスイッチング周波数で第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を交互にオン／オフさせる請求項１に記載の電源装置。
3. 前記制御部は、
   前記励磁インダクタンスに流れる励磁電流と前記第３のスイッチング素子に流れる電流を前記トランスの一次側に換算した電流との合計値が所定の閾値以下になった場合、前記第１のスイッチング素子をオンからオフにする請求項１又は請求項２に記載の電源装置。
4. 前記制御部は、
   前記励磁インダクタンスに流れる励磁電流と前記第４のスイッチング素子に流れる電流を前記トランスの一次側に換算した電流との合計値が所定の閾値以下になった場合、前記第２のスイッチング素子をオンからオフにする請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の電源装置。
5. 第５のスイッチング素子と第６のスイッチング素子とが直列に接続された第２の直列回路を備え、
   前記第５のスイッチング素子と第６のスイッチング素子との接続点に前記直列共振回路と励磁インダクタンスの直列回路の一端が接続され、
   前記制御部は、
   前記第１のスイッチング素子及び第６のスイッチング素子のオン／オフに同期させて前記第３のスイッチング素子をオン／オフさせ、
   前記第２のスイッチング素子及び第５のスイッチング素子のオン／オフに同期させて前記第４のスイッチング素子をオン／オフさせる請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の電源装置。
6. 電源装置の制御方法であって、
   前記電源装置は、
   第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが直列に接続された第１の直列回路と、
   前記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との接続点に一端が接続された直列共振回路と、
   前記直列共振回路に直列に接続された励磁インダクタンスを有するトランスと、
   前記トランスの二次巻線に接続され、双方向に導通可能な第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を有する整流回路と、
   前記第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を交互にオン／オフさせる制御部と
   を備え、
   前記制御部は、
   前記第１のスイッチング素子のオン／オフに同期させて前記第３のスイッチング素子をオン／オフさせ、
   前記第２のスイッチング素子のオン／オフに同期させて前記第４のスイッチング素子をオン／オフさせる電源装置の制御方法。

Images