KR20130126580A - 전압 컨버터 - Google Patents

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KR20130126580A
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악셀 크라우제
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브루사 일렉트로닉 아게
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Abstract

본 발명은 입력 교류전압이나 직류전압을 출력 직류전압으로 변환하는 전압 컨버터에 관한 것으로, 이 컨버터는 적어도 하나의 1차권선과, 적어도 2개의 2차 부분권선은 물론, 입력 교류전압으로부터 1차권선에 교류전압을 일으키는 수단을 포함하며, 1차권선의 교류전압은 입력 교류전압보다 더 높은 주파수를 갖는다.

Description

전압 컨버터{VOLTAGE CONVERTER}
본 발명은 입력 교류전압이나 직류전압을 출력 직류전압으로 변환하는 전압 컨버터에 관한 것으로, 이 컨버터는 적어도 하나의 1차권선과, 적어도 2개의 2차 부분권선은 물론, 입력 교류전압으로부터 1차권선에 교류전압을 일으키는 수단을 포함하며, 1차권선의 교류전압은 입력 교류전압보다 더 높은 주파수를 갖는다.
교류 전류망에 사용되고 출력단에서 직류전압을 일으키는 전압 컨버터들은 다른 장치와 간섭을 일으키지 않고 배선망 전압의 품질에 악영향을 주지 않도록 다양한 국제 표준규격들을 만족해야 한다. 특히, 전기자동차의 충전장치와 같이 수킬로와트 범위의 높은 출력에 대해서는, 배선망 입력전류의 고조파 분량을 낮추는 것이 아주 중요하다.
이상적인 경우에는, 네트웍내 전압컨버터가 전류처럼 거동하여, 네트웍에서 인출한 전류가 매 순간 입력전압에 비례한다. 일반적으로 이런 파형이 사인파이면, 인출된 전류도 완전히 사인파가 되어야 하고 다른 어떠한 고조파도 가져서는 안된다.
그러나, 많은 소비장치들은 오옴 저항처럼 거동하지 않고, 유도소자와 용량소자를 포함한다. 예를 들어, 커패시터가 정류기를 통한 다른 조치 없이 교류전압망에 연결되면, 전류가 짧은 펄스로 인출되어 많은 고조파를 포함하게 된다.
이를 방지하기 위해, PFC(power factor correction) 회로를 정류기와 커패시터 사이에 스위칭 연결하곤 한다. 간단하게는, 네트웍에서 인출된 전류가 배선망 전압처럼 거동하도록 제어되는 부스트 컨버터가 이것이다.
특히, 전기자동차의 충전장치는 추가 조건이 필요하여: 경량소형이고 튼튼하면서도 네트웍에서 배터리로 인출되는 에너지도 거의 손실이 없어야 한다. 안전성과 EMC(electro-magnetic compatibility)의 이유로 이런 충전장치는 네트웍과 배터리 사이에 전위 격리를 해야만 한다.
이런 조건 때문에, 추가 PFC 스테이지를 없애기도 한다. 또, 이런 전압컨버터는 가능한 단순히 구성되면서 에너지변환 효율이 좋아야 한다. 경량소형 조건은 흔히 높은 클록주파수를 이용해서만 충적될 수 있기도 하다. 그러나, 이 경우, 전력 반도체에서의 스위칭손실이 크다. 이를 피하려면, "공진 토폴로지"를 사용하는 것이 좋은데, 공진회로는 반도체에 전압이나 전류의 손실없는 스위칭을 가능케 하여, 비교적 스위칭손실을 적게한다.
이런 전압컨버터가 DE2716445에 소개되었는데, 여기서는 입력 직류전압을 출력 직류전압으로 변환하는 DC/DC 공진컨버터를 소개한다. 여기서는 변압기의 1차 부분권선 각각에 풀브리지 인버터가 연결된다. 1차 부분권선들 사이에는 커패시터가 스위칭되어, 풀브리지 인버터의 출력단에서 1차 부분권선들과 커패시터로 이루어진 직렬연결이 이루어진다. 또, 이 연결부에는 풀브리지 정류기가 있고, 이 정류기의 입력단은 첫번째 커패시터에, 출력단은 풀브리지 인버터의 입력단에 각각 연결된다. 2차측에 배치된 중앙 정류기는 반전된 전압으로부터 출력 직류전압을 생성한다.
또, EP2144359A2는 출력단이 2개 이상인 컨버터의 입력단에 브리지가 있는 공진 DC/DC 컨버터를 소개한다. 이 컨버터는 공진 인덕턴스와 커패시턴스를 갖는 공진회로를 갖는다. 또, 변압기의 1차권선이 브리지에 연결되고 2차권선은 정류기에 연결된다. 이 컨버터는 공진회로의 하류에 부스트 스테이지를 갖기도 한다. 다른 스위치에 의해, 공진회로가 단락되어, 에너지를 저장하고, 이 에너지는 스위치가 개방되었을 때 방출된다.
이런 회로들의 단점은, 정류된 교류 네트웍에서 작동되었을 때 전류 고조파를 생성하는 것인데, 이는 버크 컨버터와 같은 커패시티에서는 변압기-권선 비에 의해 변환된 입력전압이 출력전압보다 큰 경우에만 주로 동작하기 때문이다. 한편, 배선망 교류전압이 0으로 되는 부근에서 비교적 넓은 "전류부족"이 일어나기도 한다.
따라서, 본 발명의 목적은, 입력전압이 비교적 낮은 경우에도 전력을 전송하여 전류내의 고조파 분량이 아주 적게하는 개량된 전압컨버터를 제공하는데 있다.
본 발명에 의하면, 이런 조건이 첫번째 2차 풀브리지 정류기, 첫번째 2차 커패시터 및 두번째 2차 풀브리지 정류기를 갖는 전술한 종류의 전압컨버터에 의해 만족된다. 여기서 첫번째 2차 풀브리지 정류기의 입력단들은 변압기의 2차 부분권선들 각각의 제1 단자에 연결되고, 정류기의 출력측은 출력 직류전압을 제공한다. 첫번째 2차 커패시터는 2차 부분권선들의 제2 단자들 사이에서 스위칭되어, 2차 ㅂ부분권선들과 첫번째 2차 커패시터로 이루어진 직렬연결부가 첫번째 2차 풀브리지 정류기의 입력단에 스위칭된다. 두번째 2차 풀브리지 정류기는 첫번째 2차 풀브리지 정류기에 병렬로 스위칭되고, 두번째 2차 풀브리지 정류기의 입력단은 첫번째 2차 커패시터와, 이곳에 스위칭되는 2차 부분권선들의 제2 단자를 가지며, 이 정류기의 출력단은 첫번째 2차 풀브리지 정류기의 출력단에 호모폴라 방식으로 연결된다.
본 발명에 따른 조치들을 이용하면, 2차 부분권선들이 첫번째 2차정류기와 커패시터를 통해 직렬로 기능하거나, 두번째 2차정류기를 통해 병렬로 기능할 수 있다.
입력전압이 0으로 되는 부근에서의 전류부족이 현저히 감소되는데, 이는 입출력 전압 사이의 변압비가 2차 부분권선들의 병렬스위칭 때문에 실제로 2배로 되기 때문이다. 높은 입력전압에 대해, 병렬연결이 추가로 작용하여, 손실증가도 없고 펄스의 붕괴(감쇠) 시간의 현저한 증가도 없다.
본 발명의 특별한 장점은, 2차 부분권선들의 직렬 스위칭과 병렬 스위칭 사이의 절환이 다른 조치 없이, 즉 제어신호 없이 이루어지는데 있다. 2차측 부분권선들에서의 교류전압 때문에 영구적으로 재충전되는 첫번째 2차 커패시터의 전압으로 절환이 시작되므로, 주기적인 스위치오버가 이루어진다. 여기서 사용되는 "스위치", 스위칭", "스위칭 가능" 등의 용어는 회로차단 스위치는 물론 전류방향 절환/반전에 의한 물리적인 스위칭을 의미한다. 따라서, 이런 용어들이 "절환"도 의미한다고 보아야 한다.
종래의 회로와 비교해, 전류부족 기간이 실질적으로 반감되므로, 고조파가 현저히 줄어든다.
본 발명의 장점과 다른 특징들은 도면을 참조한 이후의 설명과 종속항들에 설명된다.
변압기가 2개의 1차권선을 갖고 1차권선에 교류전류를 일으키는 수단이 아래와 같이 이루어지면 바람직하다:
입력 교류전압(UE)을 정류하기 위한 중심점 정류기인 첫번째 풀브리지 정류기(GP1);
변압기(TR1)의 1차 부분권선(WS1~2) 각각에 출력단이 연결되는 관련 풀브리지 인버터(WR1);
1차 부분권선(WS1~2) 사이에서 스위칭하고, 풀브리지 인버터(WR1)의 출력단에서 1차 부분권선(WS1~2)과 함께 직렬연결을 형성하는 첫번째 1차 커패시터(CP1); 및
풀브리지 인버터(WR1)에 역병렬로 스위칭되는 두번째 1차 풀브리지 정류기(GP2)로서, 이 정류기(GP2)의 입력단에는 첫번째 1차 커패시터(CP1)가 스위칭되고, 정류기(GP2)의 출력단은 풀브리지 인버터(WR1)의 입력단에 연결되는 두번째 1차 풀브리지 정류기(GP2).
이런 식으로, 1차측에 공진회로가 형성되고, 이 회로는 인버터의 트랜지스터들을 전력 없이도 스위칭할 수 있다. 따라서, 이 회로는 작동시 에너지효율이 높고 양호한 EMV 거동을 보여준다.
또, 풀브리지 인버터를 구동하기 위한 첫번째 제어 변압기가 있으면 좋다. 이런 트랜지서ㅌ의 제어신호는 대칭적인데, 이는 대각선 방향으로 배치된 트랜지스터들이 각각 온오프 스위칭되기 때문이다. 극성을 고려해 제어 변압기의 2차측 권선들을 트랜지스터의 제어 입력단에 연결하면, 인버터를 비교적 간단한 기술적 수단으로 구동할 수 있다.
두번째 2차 커패시터와 적어도 하나의 스위치로 이루어진 직렬 연결부를 통해 첫번째 2차 풀브리지 정류기의 입력단들을 연결해도 바람직하다. 본 발명의 이련 변형례에서, 2차측 부분권선들이 주기적으로 단락되므로, 변압기의 누설 인덕턴스들이 부스트 컨버터 초크처럼 동작한다. 두번째 2차 커패시터는 지나치게 높은 출력전압 때문에 2차측 정류기의 도전이 멈출 때 유효하게 되는 "가상의 부하"로 간주될 수 있다. 이런 식으로, 2차측 정류기가 실제로 전류부족일 때도 전류가 계속 흐른다. 따라서, PFC 기능이 가능한 최적의 조건으로 충족된다. 두번째 2차 커패시터가 다른 공진회로를 형성하므로, 부스트 컨버터 스테이지에서의 스위칭손실도 크게 피할 수 있다.
또, 첫번째 2차 풀브리지 정류기의 입력단들이 두번째 2차 커패시터와 2개의 트랜지스터로 구성되는 직렬연결을 통해 연결되고, 상기 트랜지스터에는 내부나 외부의 다이오드가 역병렬로 스위칭되며, 상기 트랜지스터의 순방향 바이어스 방향들이 서로 반대로 향하도록 하는 것이 좋다. 이 경우, 전술한 스위치가 역병렬로 스위칭되는 내부나 외부 다이오드를 갖는 2개의 트랜지스터로 이루어지므로, 스위칭이 고주파로 이루어질 수 있다.
바로 앞의 2개 실시예에서, 두번째 제어변압기는 스위치나 트랜지스터를 구동하기 위한 것이다. 제어변압기의 2차권선들을 극성을 고려해 트랜지스터의 입력단에 연결하면, 인버터와 마찬가지로 비교적 간단하게 구동을 할 수 있다.
또, 상기 첫번째 및/또는 두번째 정류기가 작동하지 않으면 컨트롤러에 의해 스위치나 트랜지스터가 온 상태로 구동되도록 하면 바람직하다. 전술한 바와 같이, 2차 부분권선들이 단락될 때는 변압기의 누설 인덕턴스가 부스트 컨버터 초크처럼 동작한다. 컨트롤러는 작동상태의 장애를 감시하고, 2차측 정류기는 출력전압이 지나치게 높을 때 도전을 정지시킨다. 이런 상태의 전제조건이 있으면(예; 과도하게 낮은 입력전압), 스위치나 트랜지스터들이 온 상태로 구동되어 전류가 2차측 권선들에 흐르게 된다. 스위치나 트랜지스터는 1차측 인버터로 구동되는 것이 좋다. 상기 작동상태의 가능한 장애물을 감지하려면, 첫번째나 두번째 2차정류기에 흐르는 전류를 측정한다. 그러나, 입출력 전압을 측정하고, 이 전압이 임계값에 도달할 때 스위치나 트랜지스터를 구동하도록 할 수도 있다. 이때 스위치나 트랜지스터가 온 상태로 구동되고, 2차 권선들의 직병렬 연결부 사이에 절환이 없는 스위칭에 대해 UE<UA/u이거나 UE<UA/2u이다. 이 경우, UE는 입력전압이고 UA는 출력전압이며 u는 변압기의 변압비이다.
또, 첫번째 1차 정류기의 출력단에 자동변압기의 중앙 탭이 연결되고, 자동변압기의 단부 탭들은 1차 부분권선과 첫번째 1차 커패시터의 직렬연결부에나 중간회로의 양극 전위에 스위치를 통해 스위칭되도록 하면 좋다. 자동변압기의 단부 탭들이 1차 부분권선들과 첫번째 1차 커패시터의 직렬연결부에 스위칭되면, 자동변압기를 통해 상향으로 변환된 입력전압이 중간회로에 걸린다. 그러나, 자동변압기의 단부 탭들이 중간회로의 양극전위에 스위칭되면, 입력전압만 중간회로에 걸린다. 이런 식으로, 배선망 전압이나 입력전압이 낮아도, 높은 배선망이나 입력 전류가 흐를 수 있다. 전력을 높일 필요가 없으면, 변압기의 권선들이 중간회로의 양극 전위에 스위칭된다. 이어서 병렬로 스위칭되는 2개의 부분권선들이 입력측 필터초크로 동작한다. 이 경우, 인버터에 사용되는 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistors)의 병렬 다이오드나 MOSFET의 다이오드가 제자리를 차지해 이중 기능을 하므로, 반도체가 더이상 필요없다는 장점이 있다.
이상 설명한 권선들의 절환을 반드시 자동변압기의 사용에 묶을 필요는 없다. 자동변압기가 아닌, 전위-격리 변압기를 배치하는 것도 고려할 수 있다. 이 경우, 배선망측이나 입력측과 중간회로 사이에 전위격리가 이루어진다.
또, 첫번째 1차 커패시터에 다른 첫번째 1차 커패시터가 병렬로 스위칭 연결되고, 첫번째 2차 커패시터에 다른 첫번째 2차 커패시터가 병렬로 스위칭 연결되며, 두번째 2차 커패시터에 다른 두번째 2차 커패시터가 병렬로 스위칭 연결될 수도 있다. 이 경우, 배선망이나 입력 전압이 낮은 경우에도 높은 배선망이나 입력 전류를 얻을 수 있으면서도, 상대적으로 무겁고 큰 자동변압기는 불필요하다.
또, 변압기가 누설자장 변압기일 수도 있다. 이 경우, 1차측과 2차측 사이에 느슨한 결합이 이루어진다. 누설자장 변압기의 누설 인덕턴스는 배선망 인덕턴스와의 직렬연결에 효과적이어서, 공진컨버터의 공진주파수를 결정한다.
끝으로, 변압기가 고정커플링과, 1차권선과 직렬인 다른 외부 초크 및/또는 2차권선과 직렬인 또다른 외부 초크를 갖는 변압기리 수 있다. 누설자장 변압기가 아닌 고정커필링을 갖는 변압기를 사용할 수 있다. 배선망의 인덕턴스와 누설 인덕턴스가 비교적 작기 때문에, 공진컨버터의 공진주파수를 고정하기 위해 변압기의 1차나 2차 권선들과 직렬로 별도의 초크들을 배치한다는 점에서 유리하다.
이하, 첨부 도면들을 참조하여 본 발명에 대해 자세히 설명한다.
도 1은 기존의 전압컨버터의 회로도;
도 2는 전류경로를 굵게 표시한 도 1의 전압컨버터의 일부분의 회로도;
도 3은 도 1의 전압컨버터의 입력전압과 입력전류의 그래프;
도 4는 본 발명에 따른 전압컨버터의 회로도;
도 5는 도 4의 전압컨버터의 일부분의 전류경로를 굵게 표시한 회로도;
도 6은 도 4의 전압컨버터의 입력전압과 입력전류의 그래프;
도 7은 전압컨버터의 제2 변형례의 회로도;
도 8은 전압컨버터의 제3 변형례의 회로도;
도 9는 도 8의 전압컨버터의 입력전압과 입력전류의 그래프;
도 10~12는 커패시터 CP1~3에서의 전압 UCP1, UCS1, UCS2와, 인버터의 1 펄스 기간의 1차전류 IP의 3가지 작동조건에서의 그래프;
도 13은 전압컨버터의 제4 변형례의 회로도;
도 14는 도 13의 전압컨버터의 일부분의 전류경로를 굵게 표시한 회로도;
도 15는 도 4에 도시된 전압컨버터(1b)의 변형례로서, 누설자장 변압기(TR1)와 관련 누설 인덕턴스 대신에, 고정커플링을 갖는 변압기(TR1)를 사용해 누설 인덕턴스를 낮춘 회로도;
도 16은 초크(L3~4)를 갖춘 도 4의 전압컨버터(2b)의 2차측을 보여주는 회로도;
도 17은 다른 스위칭 커패시터를 갖춘 본 발명의 변형례의 회로도;
도 18은 도 7과 같지만 제어부가 트랜지스터에 연결되어 있는 회로도;
도 19는 도 8과 같지만 제어부가 제어변압기에 연결되어 있는 회로도;
도 20은 도 13과 같지만 자동변압기 대신 전위격리 변압기를 사용한 회로도.
도 1은 입력 교류전압(UE)을 출력 직류전압(UA)으로 변환하는 공진 컨버터(1a) 형태의 기존의 전압컨버터의 회로도로서, 이 컨버터는 DE 27 16 445에 소개된 공진 컨버터를 기본으로 한다.
이 회로에서, 입력 교류전압(UE)을을 정류하는 첫번째 1차 풀브리지 정류기(GP1)를 볼 수 있는데, 이 정류기는 중간 회로 커패시터(CZ)에 전기를 공급한다. 풀브리지 인버터(WR1)의 출력은 변압기(TR1)의 1차 부분 권선(WP1~2)에 연결된다. 첫번째 1차 커패시터(CP1)는 1차 부분권선(WP1) 사이에 스위칭되어, 풀브리지 인버터(WR1)의 출력단에서 1차 부분권선(WP1~2)와 1차 커패시터(CP1)이 직렬연결을 이룬다. 풀브리지 인버터(WR1)에 두번째 1차 풀브리지 정류기(GP2)가 역병렬 스위칭 연결되고, 이 정류기의 입력단에 첫번째 1차 커패시터(CP1)가 연결되고, 출력단에는 풀브리지 인버터(WR1)의 입력단이 연결된다. 첫번째 2차 풀브리지 정류기(GS1)의 입력단은 변압기(TR1)의 2차 부분권선(WS1~2)에 연결되고, 출력측에서는 출력 직류전압(UA)을 공급한다. 끝으로, 출력측에 필터 커패시터(CA)가 제공된다.
선(WP1,WP2) 둘다의 전압이 UWP1=UWP2=UCZ이므로, 이제 전류가 흐르기 시작하면서 첫번째 1차 커패시터(CP1)를 재충전한다. 이에 해당하는 전류 경로가 도 2에 굵은 실선으로 표시되었다.
재충전 작업의 끝에서, 첫번째 1차 커패시터(CP1)에 걸린 전압은 UCZ이고 극성이 바뀐다. 그러나, 이때 공진회로의 전류는 대체로 하단 좌측과 상단 우측 다이오드들(D2)을 지나는 점선으로 표시된 전류경로를 따라, 변압기(TR1)의 누설자장에 저장된 에너지가 필터 커패시터(CA)로 보내질 때까지 계속 흐른다. 이렇게 되면 절반의 사이클이 끝난다. 풀브리지 인버터(WR1)의 트랜지스터들(T1) 중의 좌하/우상 트랜지스터에서 우하/좌상 트랜지스터로 스위칭되면, 앞에 설명한 과정이 이제 전류전압 조건이 반전된 상태에서 진행된다. 이로써 사이클이 완성되고, 새로운 사이클이 시작될 수 있다. 펄스 사이사이에 랜덤 휴지기가 있을 수 있다.
따라서, 진폭 UCZ이고 주파수는 트랜지스터(T1)의 공진전류/스위칭 주파수로 결정되는 교류 전압이 첫번째 1차 커패시터(CP1)에서 형성된다. 이와 관련해, 누설자장 변압기가 TR1으로 제공되어, 1차측과 2차측 사이에 느슨한 결합이 이루어진다. 누설 인덕턴스는 도시된 메인 인덕턴스(WP1~2,WS1~2)와의 직렬연결에 효과적이어서, 전술한 펄스의 길이(지속기간)이나 공진주파수를 결정하는데 큰 영향을 준다.
두번째 1차정류기(GP2)는 첫번째 1차 커패시터(CP1)의 전압을 제한하는데 사용된다. 오버슈트로 인해, 도시된 극성이 중간 회로의 전압(UCZ)보다 높아지면, 두번째 1차정류기(GP2)의 다이오드들(DP2) 중의 우하 및 좌상 다이오드들이 도전을 시작하여, 이상적인 다이오드(DP2)를 위한 전압 UCP1을 UCP1=UCZ로 제한한다. UCP1의 극성반전을 위해, 두번째 1차정류기(GP2)의 다이오드들(DP2) 중의 좌하 및 우상 다이오드들이 도전을 시작하여, 역방향으로도 전압 UCP1을 제한한다(도 2의 점선표시 전류경로 참조). 이는 첫번째 1차 커패시터(CP1)에 저장된 에너지(E)가 항상 중간회로의 전압(UZ)의 크기에 의해 결정되고 각각의 펄스로 완전하게 출력에 전송되는데 효과적이다:
E = 2·CP1·U CZ 2
즉, 펄스에너지가 전압(UCZ)의 제곱으로 증가함을 알 수 있다. 위의 사이클이 주파수 f로 반복되면, 전송되는 전압 P는 아래와 같다:
P = 4·f·CP1·U CZ 2
따라서, 입력측의 컨버터가 저항(R)처럼 거동하고, 그 값이 아래와 같이 주파수 f에 의해 변한다:
P = U CZ 2/R
R = 1/(4·f·CP1)
특히, 입력전압이 사인파이면, 입력전류도 사인파이다.
첫번째 1차 커패시터(CP1)에 걸리는 교류전압에 대응하여, 1차 커패시터(CP1)과 2개의 1차 권선(WP1~2)에도 교류전류가 형성되고, 이 전류는 변압기(TR1)를 거쳐 변압비 u로 2차 부분권선(WS1~2)로 전송되는데, 본 실시예에서는 편의상 u=1이라 한다. 2차 부분권선(WS1~2)에 걸린 전압은 첫번WO 2차 풀브리지 정류기(GS1)에 의해 정류되고, 필터 커패시터(CA)에서 여과된 다음, 출력전압 UA로 된다.
그러나, 2차 부분권선(WS1~2)에 걸린 전압이 출력전압 UA보다 높을 경우에만 2차정류기(GS1)가 도전된다. 이는 출력전압 UA가 0을 지날 때 전류부족이 일어나 출력전압 UA가 입력전압 UE에 비례해 증가하는 것처럼 증가하기 때문이고, 이때 첫번째 변압기(T1)의 전압비 u를 고려해야 한다.
도 3은 f=50Hz이고 길이 10ms 동안 반파가 지속되는 시간 t에서의 입력전압 UE와 입력전류 IE의 파형도이다. UE<UA/u의 전류부족이 일어나기 시작해, 전술한 바와 같이, 출력전압 UA이 증가할수록 커진다. 전류부족이 증가할수록, 입력전류내 고조파 분량도 증가하여 송전선으로부터의 원치않는 백래시도 증가한다.
주지하는 바와 같이 예시된 전류부족이 작을수록 변압기(TR1)의 변압비는 아래와 같이 커진다:
u = n2/n1
그러나, 변압비는 아래와 같이 전류펄스보다 더 커지게 되고, 이때문에 전력손실이 증가한다:
umax ≒ 2UA/[UE(eff)]
또, 전류펄스들이 붕괴시간이 길어지고, 이는 최대 주파수를 낮춰, 결국 최대 전력을 낮추게 된다.
이런 단점을 줄이기 위해, 본 발명의 변형례로서 도 4는 2차 부분권선(WS1~2) 사이에서 첫번째 2차 커패시터(CS1)가 스위칭되는 회로도를 보인다. 이 회로에 의하면, 첫번째 2차 풀브리지 정류기(GS1)의 입력단에서, 2차 부분권선(WS1~2)과 첫번째 2차 커패시터(CS1)을 포함한 직렬연결이 이루어진다. 또, 첫번째 2차 풀브리지 정류기(GS1)는 두번째 2차 풀브리지 정류기(GS2)와 병렬로 스위칭되고, 이 정류기(GS2)의 입력단에 첫번째 2차 커패시터(CS1)가 스위칭되고 정류기(GS2)의 출력단은 첫번째 2차 풀브리지 정류기(GS1)의 출력단에 연결된다. 본 발명의 이런 실시예에서는, 첫번째 1차 커패시터(CP1)와 첫번째 2차 커패시터(CS1) 사이에 아래 관계가 성립된다:
CS1 = CP1/u2
실제로는, 기생 효과와 용량을 보상하기 위해, 첫번째 2차 커패시터(CS1)은 위의 식으로 얻은 값보다 5~10% 정도 크게 선택할 수 있다.
도 5는 전류경로를 포함해 도 4의 공진컨버터(1b)의 일부분의 회로도로서, 이하 도 5를 참조하여 공진컨버터의 기능을 자세히 설명한다. 이하의 설명은 정상상태 조건을 기본으로 한다.
1차측에서는 회로(1b)가 도 1의 회로와 동일한데, 이는 도 4에 도시된 회로에도 적용하기 위해서이다. 2차측에서는, 도 5와 같애, 첫번째 2차 커패시터(CS1)이 처음부터 충전되어 있다고 하자. 2차 부분권선(WS1~2)에 전압 UWS1과 UWS2가 걸린다. 따라서, 첫번째 2차정류기(GS1)의 좌하 및 우상 다이오드(DS1)에 전류가 흐른다(굵은 선으로 표시된 전류경로 참조). 이 전류가 첫번째 2차 커패시터(CS1)를 재충전시킨다. 이제 역전 전압 UCS1이 출력전압 UA보다 커지면, 두번째 2차정류기(GS2)의 좌상 및 우하 다이오드(DS2)가 도전되어, 점선으로 표시된 전류경로가 형성된다. 따라서, 2개의 부분권선(WS1~2)는 더이상 직렬이 아닌 병렬로 스위칭되고, 이런 스위칭이 추가수단 없이, 즉 제어신호 공급 없이 이루어지는데서 장점을 갖는다.
전압 UCS1과 UCS1이 2개의 부분권선(WS1~2)에서 방향이 바뀐 뒤, 두번째 반파에서 거의 아날로그 시퀀스가 일어나지만, 다이오드(DS1~2)에 흐르는 음의 전압과 전류 경로가 비활성화된 다음에야 사이클이 다시 시작한다.
전과 마찬가지로 UE<UA/u에 대해서는 전력전송이 일어나지 않지만, 큰 손실 증가가 없고 너무 긴 펄스의 붕괴시간도 없으면 2차 부분권선(WS1~2)의 병렬효과 때문에 변압비가 실제로는 2배로 될 수 있다. 전류 부족기간은 도 1의 예에 비해 절반이어서, 고조파를 줄인다. 도 6은 전류부족이 상당히 줄어든 것을 보여주는 전압과 전류의 파형도이다.
정류기(GS1~2)의 다이오드(DS1~2)를 임의적으로 묶을 수 있다. 예컨대, 다이오드(DS1~2)를 병렬로 스위칭되는 4개의 하프브리지로 간주할 수 있다. 또, 4개의 좌측 다이오드를 하나의 풀브리지 정류기에 할당하고, 4개의 우측 다이오드를 다른 정류기에 할당할 수도 있다. 그러나, 회로의 기능은 변하지 않는다.
도 4의 회로와 비교해, 도 7은 첫번째 2차 풀브리지 정류기(GS1)의 입력단들이 두번째 2차 커패시터(CS2)와 하나 이상의 스위치로 이루어진 직렬연결을 통해 서로 연결되는 회로도이다. 구체적으로, 첫번째 2차 풀브리지 정류기(GS1)의 입력단들이 두번째 2차 커패시터(CS2)와 2개의 트랜지스터(T2~3)로 이루어진 직렬연결을 통해 연결되고, 이런 트랜지스터는 역병렬로 스위칭되는 내부나 외부의 다이오드(D5~6)를 포함한다. 트랜지스터(T2~3)의 순방향 바이어스 방향은 서로 반대로 향한다.
본 발명의 이런 실시예의 기능은 다음과 같다:
2차 부분권선(WS1~2)가 트랜지스터(T2~3)를 통해 주기적으로 단락되면서, 변압기(TR1)의 누설 인덕턴스가 부스트 컨버터 초크처롬 동작한다. 두번째 2차컨버터(CS2)도 아래와 같이 될 때 활성화되는 "가상의 부하"처럼 간주된다:
┃U E ┃<U A /u 또는 ┃U E ┃<U A /2u
이런 식으로 앞서 2개의 실시예에서 전류부족이 있을 때에도 전류가계속 흐르게 된다. 따라서, PFC 기능이 최적화된다.
입력측의 회로(1c)가 전압원의 전압이 아무리 작아도 저항 R처럼 아래와 같이 거동한다:
P = UE 2/R
R = 1/(4·f·C P 1)
두번째 2차 커패시터(CS2)를 이용하면, 다른 공진회로의 형성으로 인한 부스트 컨버터 단계에서의 스위칭 손실을 크게 피할 수 있는데, 이는 반도체 스위치인 트랜지스터(T2~3)의 전류가 스위치가 열리기 전에 0까지 강하할 수 있기 때문이다.
추가 두번째 2차 커패시터(CS2)의 값은 아래와 같은 것이 좋다:
CS2 = CS1/4 = CP1/4u2
실제로는 두번째 2차 커패시터(CS2)가 기생 효과와 기생 용량을 보상하기 위해 위의 식에서 구한 값보다 5~10% 정도 클 수 있다.
도 18은 도 7의 전압컨버터의 회로도로서, 다른 컨트롤러(CTR1)가 인버터(WR)의 트랜지스터(T1)와 트랜지스터(T2~3)를 제어한다.
마찬가지로 도 1의 회로(1a)에 부스트 컨버터 기능을 추가할 수 있다. 두번째 2차정류기(GS2)와 첫번째 2차 커패시터(CS1)는 생략해도 된다. 이 경우, 회로는 더 간단해지지만, 부스트 컨버터 기능으로 브리지되어야 하는 전류부족은 더 커진다.
도 8은 본 발명의 변형례로서, 2개의 추가 제어 변압기(TR2~3)로 전력스위치인 트랜지스터(T1..T3)를 직접 구동하는 회로도이다. 제어신호가 대칭이기 때문에, 제어 변압기(TR2~3)의 2차코일들만 트랜지스터(T1..T3)의 입력단에 연결하면 된다.
전송된 전력은 아래와 같다J:
P = 4·f·C P1 ·U E 2
여기서, f는 인버터(WR1)내에서 대칭으로 배치된 트랜지스터(T1)의 스위칭 주파수이다. 따라서, 컨버터의 전력이 구동주파수에 비례한다. 제어변압기(TR2~3)가 저주파수로 포화되는 것을 막기위해, 펄스폭도 대응되게 제한할 수 있다.
도 9는 제어신호가 진행하는 파형도이다. 인버터(WR1)나 제어변압기(TR2~3)의 스위칭주파수가 메인주파수에 비해 높다는 것을 알 수 있다. 스위칭 주파수를 더 잘 보여주기 위해, 실제보다는 훨씬 작은 축척으로 도시했다. 아래와 같은 조건에서는 제어 변압기(TR3)와 이어서 트랜지스터(T2~3)가 메인 전압 UE의 0 부분에서만 활성화됨을 알 수 있다.
┃U E ┃<U A /u 또는 ┃U E ┃<U A /2u
도 10~12는 커패시터 CP1~3에서의 전압 UCP1, UCS1, UCS2와, 인버터의 1 펄스 기간의 1차전류 IP의 3가지 작동조건에서의 그래프이다.
도 10에서, 천이 송전선 전압(UE)가 출력전압(UA)보다 작다고 하자. 도시된 실시예에서는 천이 송전선 전압(UE)으로 60V, 출력전압(UA)으로 160V를 선택했다. 커패시터(CP1,CS1)은 각각 60V 스트로크에서만 재충전되고, UCP1은 전류가 0으로 감소되기 전에 60V에 도달하기 때문에 두번째 1차정류기(GP2)에 의해 이미 제한된다. 두번째 2차 커패시터(CS2)는 -160V에서 +160V로 재충전된다. 즉, 두번째 2차 커패시터(CS2)와 변압기(T2~3)로 이루어진 부스트 컨버터 기능이 작동됨을 알 수 있다.
도 11에서, 천이 송전선 전압(UE)가 여전히 출력전압(UA)보다 작지만, 도 10의 경우보다는 높다고 하자. 도시된 실시예에서는 천이 송전선 전압(UE)으로 120V, 출력전압(UA)으로 160V를 선택했다. 여기서도, 첫번째 1차 커패시터(CP1)에서의 스트트로크는 두번째 1차정류기(GP2)에 의해 제한되고, 첫번째 2차 커패시터(CS1)는 120V 스트로크보다 약간 더 재충전된다. 두번째 2차 커패시터(CS2)는 다시 -160V에서 +160V로 재충전되지만, 도 10의 경우보다 훨씬 빨리 재충전된다. 두번째 2차 커패시터(CS2)와 변압기(T2~3)로 이루어진 부스트 컨버터 기능이 여전히 작동된다.
도 12에서는, 천이 송전선 전압(UE)이 출력전압(UA)보다 높다고 하자. 도시된 실시예에서는 천이 송전선 전압(UE)으로 180V, 출력전압(UA)으로 160V를 선택했다. 보다시피, 첫번째 2차 커패시터(CS1)에서의 스트트로크는 두번째 2차정류기(GS2)에 의해 제한되고, 첫번째 1차 커패시터(CP1)는 180V 스트로크로 재충전되고 두번째 1차정류기(GP2)에 의해 펄스의 끝까지 제한되지 않는다. 두번째 2차 커패시터(CS2)와 변압기(T2~3)로 이루어진 부스트 컨버터 기능이 이 경우에는 이미 정지되었다.
예컨대 컨버터가 240V 전압에 맞지만 낮은 송전선 전압(예; 미국에서와 같이 120V)에서 동작하면, 그 전력은 "공진특성" 때문에 낮아진다; 전압의 절반에 대해 전력의 1/4만이 전송된다. 이런 문제는 낮은 송전선 전압을 간단한 수단으로 두배로 하면 없앨 수 있다.
도 13은 본 발명에 따른 컨버터(1e)의 다른 회로도로서, 자동변압기(TR4)의 중앙 탭을 첫번째 1차정류기(GP1)의 출력단에 연결하고, 자동변압기의 단부 탭들은 (코일 SP1을 통해 구동되는) 스위치(S1,S2)를 거쳐 첫번째 1차 커패시터(CP1)의 1차 부분권선(WP1~2)의 직렬연결부나 중간회로의 양극전위에 스위칭될 수 있다.
이 변압기(TR4)의 기능에 대해서는 도 14를 참조하여 설명하는데, 여기서는 첫번째 인버터(WR1)의 트랜지스터(T1)가 편의상 생략되었고, 대신에 역병렬 다이오드(DT1)를 도시했다. 이런 다이오드(DT1)는 예컨대 이런 인버터에 사용되는 SFET나 IGBT와 함께 트랜지스터(T1)용으로 고안된 전류방향 반대로 전류를 흐르게 한다. 이런 다이오드(DT1)가 없으면, 회로가 정상적으로 기능하도록 외부의 역병렬 다이오드(DT1)를 제공해야 한다.
트랜지스터(T1) 중의 좌하 트랜지스터가 작동하고, 자동변압기(TR4)의 좌측 부분권선에 전압 UTR4a=UE가 걸린다고 하자. 자동변압기(TR4)의 변압비를 u=1:2로 하면, 전압이 대칭으로 분산되고, 우측 부분권선에 UTR4b=UE의 전압이 걸려 이상적이다. 물론, 변압비를 다르게 할 수도 있다. 이런 전압 때문에 우상 트랜지스터(T1)의 다이오드(DT1)가 도전되고, 그 결과 중간회로 커패시터(CZ)에 UE의 입력전압이 걸린다(두껍게 표시된 전류경로 참조). 이런 식으로, 컨버터(1e)가 송전선 전압 UE의 반파 동안에도 풀 전력을 전송할 수 있어, 높은 송전선 전류가 흐를 수 있다. 도 14에서 보듯이, 이런 스위칭 회로에는 반도체가 전혀 불필요하고, 다이오드(DT1)만 제공된다.
높은 전력이 필요 없으면, 변압기 권선을 중간회로의 양극 전위에 스위칭한다. 병렬로 스위칭된 2개의 부분 권선들이 이제 입력측 필터초크로 작용한다.
자동변압기(TR4) 대신에, 같은 값의 전위격리 변압기(TR5)를 배치할 수 있는데, 이 변압기의 1차측은 첫번째 1차정류기(GP1)의 출력단에 연결되고, 2차측은 스위치를 통해 1차 부분권선(WP1~2)의 직렬연결부나, 첫번째 1차 커패시터(CP1)나, 중간회로의 양극전위에 스위칭될 수 있다. 도20의 전압 컨버터(1g)는 도13의 전압컨버터(1e)와 같지만, 전위격리 변압기(TR5)만 다르다.
도 15는 도 4에 도시된 전압컨버터(1b)의 변형례로서, 누설자장 변압기(TR1)와 관련 누설 인덕턴스 대신에, 고정커플링을 갖는 변압기(TR1)를 사용해 누설 인덕턴스를 낮춘다. 이런 이유로, 도 15의 전압컨버터(1b)에는 초크(L1~2)를 제공하여, 도 2에 도시된 공진회로와 비슷한 공진회로를 형성한다. 이때문에, 도 15의 실시예가 도 4의 전압컨버터(1b)의 변형례로 간주되고, 여기서 초크(L1~2) 각각은 누설자장 변압기(TR1)의 누설 인덕턴스 절반씩을 나타낸다.
도 16은 초크(L3~4)를 갖춘 도 4의 전압컨버터(2b)의 2차측을 보여준다. 그 목적은 도 15의 초크(L1~2)와 비슷하다. 따라서 이들 초크(L3~4)는 고정커플링을 갖는 변압기(TR1)에 사용되거나, 누설자장 변압기(TR1)의 누설 인덕턴스를 나타낼 수 있다.
초크(L3~4)는 결합된 것으로 도시되었는데, 도 15의 실시예의 초크(L1~2)도 가능하다. 초크(L1~2; L3~3)의 결합은 코어에 감아서 이루어지고, 이때문에 소형이고 간단한 구조가 이루어진다.
도 17은 본 발명에 따른 컨버터(1f) 형태의 변형례로서, 도 13의 컨버터(1e)와 마찬가지로 배선망 전압(UE)의 절반 동안에도 풀파워를 전송할 수 있지만, 변압기(TR4)는 불필요하다. 대신에, 첫번째 1차 커패시터(CP1)에 추가로 첫번째 1차 커패시터(CP1')를 보충하고, 이 커패시터는 두번째 제어코일(SP2)로 제어되는 세번째 스위치(S3)에 의해 첫번째 1차 커패시터(CP1)에 병렬로 스위칭될 수 있다. 마찬가지로, 첫번째 2차 커패시터(CS1)에도 추가로 첫번째 2차 커패시터(CS1')가 보충되고, 이 커패시터도 세번째 제어코일(SP3)로 제어되는 네번째 스위치(S4)에 의해 첫번째 2차 커패시터(CS1)에 병렬로 스위칭될 수 있다. 끝으로, 두번째 2차 커패시터(CS2)에도 추가로 두번째 2차 커패시터(CS2')가 보충되고, 이 커패시터도 세번째 제어코일(SP3)로 제어되는 다섯번째 스위치(S5)에 의해 두번째 2차 커패시터(CS2)에 병렬로 스위칭될 수 있다.
스위치(S3..S5)가 닫히면, 아래 때문에 커패시턴스가 2배로 된다:
P = I E ·U E , P = 4·f·C P1 ·U E 2
변압기 권선(WP1~2)을 흐르는 전류들이 입력전압(UE)과 전압(UCP1)이 절반임에도 같다고 하자. f는 중간회로 커패시터(CZ)와 첫번째 1차 커패시터(CP1)와 1차권선(WP1~2)로 이루어진 진동회로의 주파수가 아니라, 인버터(WR1)의 스위칭 주파수이다.
도 10~12에 의하면, 입력전압(UE)이 낮아지면 스위칭 펄스의 길이가 줄어들어, 첫번째 1차 커패시터(CP1)를 2배로 하여 생긴 펄스의 길이가 줄어든 입력전압(UE)으로 인한 강하에 의해 다소간 보상된다.
도 13의 전압컨버터(1e)와 도 17의 전압컨버터(1f) 둘다 배선망 전압이 다른 유럽과 미국 시장 양쪽을 위한 같은 장치에 사용될 수 있다. 이런 이유로, 커패시턴스가 2배로 될 경우 아주 유리하지만, 추가의 첫번째 1차 커패시터(CP'), 추가의 첫번째 2차 커패시터(CS1') 및 추가의 두번째 2차 커패시터(CS2')의 다른 어떤 값에도 유리할 수 있다. 끝으로, 전기기계식 스위치(S3..S5)를 고체상태 스위치로 대체할 수도 있다.
이상의 실시예들은 어디까지나 예를 든 것일 뿐이고, 본 발명의 범위를 한정하는 것은 아님을 알아야 한다. 예를 들어, 실례로 든 IGBT 대신에, MOSFET와 같은 다른 스위치를 사용할 수도 있다. 특히, 본 발명의 기능을 위해 1차측에 공진회로를 배치하는 것이 필수적인 것은 아니지만, 유리하기는 하다. 원칙적으로, 변압기(TR1)의 교류전압은 어떤 방식으로도 생길 수 있다. 2차측 회로부의 기능은 이런 영향을 받지 않는다. 당업자라면, 본 발명의 범위내에서 다양한 변형이나 변경을 예측할 수 있을 것이다.

Claims (36)

  1. 입력 교류전압(UE)을 출력 직류전압(UA)으로 변환하는 전압 컨버터(1a..1g)에 있어서:
    적어도 하나의 1차권선(WP1~2)과 적어도 2개의 2차 부분권선(WS1~2)을 갖는 변압기(TR1); 및
    입력 교류전압(UE)으로부터 1차권선(WP1~2)에 입력 교류전압보다 높은 주파수를 갖는 교류전압을 일으키는 수단;
    첫번째 2차 풀브리지 정류기(GS1);
    첫번째 2차 커패시터(CS1); 및
    두번째 2차 풀브리지 정류기(GS2);를 포함하고,
    상기 첫번째 2차 풀브리지 정류기(GS1)는 입력측이 변압기(TR1)의 2차 부분권선(WS1~2) 각각의 첫번째 단자에 연결되고, 출력측은 출력 직류전압(UA)을 제공하며;
    상기 첫번째 2차 커패시터(CS1)는 2차 부분권선(WS1~2) 각각의 두번째 단자들 사이에서 스위칭되어, 2차 부분권선(WS1~2)과 첫번째 2차 커패시터(CS1)로 이루어진 직렬연결이 상기 첫번째 2차 풀브리지 정류기(GS1)의 입력단에 스위칭되고;
    상기 두번째 2차 풀브리지 정류기(GS2)는 첫번째 2차 풀브리지 정류기(GS1)에 병렬로 스위칭되고, 두번째 2차 풀브리지 정류기(GS2)의 입력단에 첫번째 2차 커패시터(CS1)와 이 입력단에 스위칭되는 2차 부분권선(WS1~2) 각각의 두번째 단자가 있으며, 두번째 2차 풀브리지 정류기(GS2)의 출력단이 첫번째 2차 풀브리지 정류기(GS1)의 출력단에 호모폴라 방식(homopolar manner)으로 연결되는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 변압기(TR1)가 2개의 1차권선(WP1~2)을 갖고, 1차권선(WP1~2)에 교류전압을 일으키는 수단이 아래의 요소들로 형성되는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
    입력 교류전압(UE)을 정류하기 위한 중심점 정류기인 첫번째 풀브리지 정류기(GP1);
    변압기(TR1)의 1차 부분권선(WS1~2) 각각에 출력단이 연결되는 관련 풀브리지 인버터(WR1);
    1차 부분권선(WS1~2) 사이에서 스위칭하고, 풀브리지 인버터(WR1)의 출력단에서 1차 부분권선(WS1~2)과 함께 직렬연결을 형성하는 첫번째 1차 커패시터(CP1); 및
    풀브리지 인버터(WR1)에 역병렬로 스위칭되는 두번째 1차 풀브리지 정류기(GP2)로서, 이 정류기(GP2)의 입력단에는 첫번째 1차 커패시터(CP1)가 스위칭되고, 정류기(GP2)의 출력단은 풀브리지 인버터(WR1)의 입력단에 연결되는 두번째 1차 풀브리지 정류기(GP2).
  3. 제2항에 있어서, 상기 풀브리지 인버터(WR1)를 구동하기 위한 첫번째 제어 변압기(TR2)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  4. 제1항 내지 제3항 중의 어느 하나에 있어서, 첫번째 2차 풀브리지 정류기(GS1)의 입력단들이 두번째 2차 커패시터(CS2)와 적어도 하나의 스위치로 구성되는 직렬연결을 통해 연결되는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  5. 제1항 내지 제3항 중의 어느 하나에 있어서, 첫번째 2차 풀브리지 정류기(GS1)의 입력단들이 두번째 2차 커패시터(CS2)와 2개의 트랜지스터(T2~3)로 구성되는 직렬연결을 통해 연결되고, 상기 트랜지스터(T2~3)에는 내부나 외부의 다이오드(D5~6)가 역병렬로 스위칭되며, 상기 트랜지스터(T2~3)의 순방향 바이어스 방향들이 서로 반대로 향하는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  6. 제4항 또는 제5항에 있어서, 상기 스위치나 트랜지스터(T2~3)를 구동하기 위한 두번째 제어 변압기(TR3)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  7. 제4항 내지 제6항 중의 어느 하나에 있어서, 상기 첫번째 및/또는 두번째 정류기(GS1,GS2)가 작동하지 않으면 컨트롤러(CTR1~2)에 의해 스위치나 트랜지스터(T2~3)가 온 상태로 구동되는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  8. 제1항 내지 제7항 중의 어느 하나에 있어서, 상기 첫번째 1차 정류기(GP1)의 출력단에 자동변압기(TR4)의 중앙 탭이 연결되고, 상기 자동변압기의 단부 탭들은 1차 부분권선(WP1~2)과 첫번째 1차 커패시터(CP1)의 직렬연결부에나 중간회로의 양극 전위에 스위치를 통해 스위칭될 수 있는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  9. 제2항 내지 제7항 중의 어느 하나에 있어서, 상기 첫번째 1차 커패시터(CP1)에 다른 첫번째 1차 커패시터(CP1')가 병렬로 스위칭 연결되고, 상기 첫번째 2차 커패시터(CS1)에 다른 첫번째 2차 커패시터(CS1')가 병렬로 스위칭 연결되며, 상기 두번째 2차 커패시터(CS2)에 다른 두번째 2차 커패시터(CS2')가 병렬로 스위칭 연결되는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  10. 제1항 내지 제9항 중의 어느 하나에 있어서, 상기 변압기(TR1)가 누설자장 변압기인 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  11. 제1항 내지 제9항 중의 어느 하나에 있어서, 상기 변압기(TR1)가 고정커플링과, 1차권선(WP1~2)과 직렬인 다른 외부 초크(L1~2) 및/또는 2차권선(WS1~2)과 직렬인 다른 외부 초크(L3~4)를 갖는 변압기인 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  12. 적어도 하나의 1차측 권선을 갖는 변압기;
    입력 교류전류를 상기 1차측 권선용의 고주파 입력 교류전류로 변환하도록 연결된 AC/AC 변환회로;
    첫번째 2차측 풀브리지 정류기;
    첫번째 2차측 커패시터; 및
    두번째 2차측 풀브리지 정류기;를 포함하고,
    상기 변압기는 제1 단부와 제2 단부가 달린 첫번째 2차측 부분권선을 가지며;
    상기 변압기는 제1 단부가 달린 두번째 2차측 부분권선과, 제2 단부가 달린 첫번째 2차측 부분권선을 갖고;
    상기 첫번째 2차측 풀브리지 정류기는 제1 입력단이 상기 첫번째 2차측 부분권선의 제1 단부에 연결되며, 제2 입력단은 상기 두번째 2차측 부분권선의 제1 단부에 연결되고, 출력측은 출력 직류전압을 공급하도록 구성되며;
    상기 첫번째 2차측 커패시터는 제1 측면이 상기 첫번째 2차측 부분권선의 제2 단부에 연결되고, 제2 측면이 상기 두번째 2차측 부분권선의 제2 단부에 연결되며;
    상기 두번째 2차측 풀브르지 정류기는 제1 입력단이 상기 첫번째 2차측 부분권선의 제2 단부와 상기 첫번째 2차측 커패시터의 제1 측면에 연결되고, 제2 입력단이 상기 두번째 2차측 부분권선의 제2 단부와 상기 첫번째 2차측 커패시터의 제2 측면에 연결되며, 상기 두번째 2차측 풀브리지 정류기의 출력측은 상기 첫번째 2차측 풀브리지 정류기의 각각의 출력측에 호모폴라 방식(homopolar manner)으로 연결되는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 첫번째 2차측 풀브리지의 제1 입력단에 연결되는 제1 측면과, 상기 첫번째 2차측 풀브리지 정류기의 제2 입력단에 연결되는 제2 측면을 갖는 두번째 2차측 커패시터; 및
    상기 두번째 2차측 커패시터에 직렬 연결되는 스위치;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  14. 제13항에 있어서, 상기 스위치가 첫번째 트랜지스터이고, 이 트랜지스터에 다이오드가 역병렬로 연결되는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  15. 제12항에 있어서, 상기 두번째 2차측 커패시터의 제2 측면에 두번째 트랜지스터가 직렬로 연결되고, 이런 두번째 트랜지스터에 두번째 다이오드가 역병렬로 연결되며, 상기 첫번째 트랜지스터와 두번째 2차측 커패시터와 두번째 트랜지스터의 상기 직렬연결부가 상기 첫번째와 두번째 트랜지스터들의 순방향 바이어스 방향이 서로 반대가 되도록 배치하는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  16. 제15항에 있어서, 상기 첫번째와 두번째 2차측 풀브리지 정류기들 중의 적어도 하나가 정지상태에 있으면 상기 첫번째와 두번째 트랜지스터들을 제어하는 컨트롤러를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  17. 제15항에 있어서, 상기 첫번째와 두번째 트랜지스터들의 구동을 제어하도록 연결된 제어 변압기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  18. 제17항에 있어서, 상기 제어 변압기의 2차측 코일이 상기 첫번째와 두번째 트랜지스터들의 입력단들을 제어하도록 연결되는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  19. 제12항에 있어서, 상기 첫번째나 두번째 2차측 부분권선들 중의 하나와 직렬로 연결되는 적어도 하나의 초크를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  20. 제12항에 있어서, 상기 첫번째와 두번째 2차측 부분권선들의 제2 단부들 사이에서 상기 첫번째 2차측 커패시터에 병렬로 스위칭 연결되는 첫번째 보충 2차측 커패시터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 첫번째 2차측 풀브리지 정류기의 제1 입력단에 연결되는 제1 측면과, 상기 첫번째 2차측 풀브리지 정류기의 제2 입력단에 연결되는 제2 측면을 갖는 두번째 2차측 커패시터;
    상기 두번째 2차측 커패시터에 직렬 연결되는 스위치; 및
    상기 첫번째 2차측 풀브리지 정류기의 제1 입력단과 제2 입력단 사이에서 상기 두번째 2차측 커패시터에 병렬로 스위칭 연결되는 두번째 보충 2차측 커패시터;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 스위치가 상기 두번째 2차측 커패시터의 제1 측면에 연결되는 첫번째 트랜지스터이고;
    상기 두번째 2차측 커패시터의 제2 측면에 두번째 트랜지스터가 직렬로 연결되며;
    상기 첫번째 트랜지스터와 두번째 2차측 커패시터와 두번째 보충 2차측 커패시터와 두번째 트랜지스터의 직렬연결부가 상기 첫번째와 두번째 트랜지스터들의 순방향 바이어스 방향을 서로 반대가 되도록 하는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  23. 1차측과 2차측을 갖고, 상기 1차측에 있는 첫번째 1차측 부분권선은 제1 및 제2 단부들을 갖고, 상기 1차측에 있는 두번째 1차측 부분권선도 제1 및 제2 단부들을 가지며, 상기 2차측에 있는 첫번째 2차측 부분권선이 제1 및 제2 단부들을 갖고, 2차측에 있는 두번째 2차측 부분권선도 제1 및 제2 단부들을 갖는 변압기;
    입력 교류전류를 정류하는 첫번째 1차측 정류기;
    상기 첫번째 1차측 정류기에서 정류된 전류를 공급받는 입력단과, 제1, 제2 출력단들을 갖고, 상기 제1 출력단은 상기 첫번째 1차측 부분권선의 제1 단부에 연결되며, 상기 제2 출력단은 두번째 1차측 부분권선의 제1 단부에 연결되는 1차측 풀브리지 인버터;
    상기 1차측 풀브리지 인버터의 입력단에 연결되는 출력단과, 상기 첫번째 1차측 부분권선의 제2 단부에 연결되는 제1 입력단과, 상기 두번째 1차측 부분권선의 제2 단부에 연결되는 제 입력단을 갖는 두번째 1차측 정류기;
    상기 첫번째 1차측 부분권선의 제2 단부와 두번째 1차측 정류기의 제1 입력단에 연결되는 제1 측면과, 상기 두번째 1차측 부분권선의 제2 단부와 두번째 1차측 정류기의 제2 입력단에 연결되는 제2 측면을 갖는 첫번째 1차측 커패시터;
    상기 첫번째 2차측 부분권선의 제1 단부에 연결되는 제1 입력단과, 두번째 2차측 부분권선의 제1 단부에 연결되는 제2 입력단과, 출력 직류전압을 공급하는 출력측을 갖는 첫번째 2차측 풀브리지 정류기;
    상기 첫번째 2차측 부분권선의 제2 단부에 연결되는 제1 측면과, 두번째 2차측 부분권선의 제2 단부에 연결되는 제2 측면을 갖는 첫번째 2차측 커패시터; 및
    상기 첫번째 2차측 부분권선의 제2 단부와 첫번째 2차측 커패시터의 제1 측면에 연결되는 제1 입력단과, 상기 두번째 2차측 부분권선의 제2 단부와 첫번째 2차측 커패시터의 제2 측면에 연결되는 제2 입력단과, 첫번째 2차측 풀브리지 정류기의 출력측에 호모폴라 방식으로 연결되는 출력측을 갖는 두번째 2차측 풀브리지 정류기;를 갖는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  24. 제23항에 있어서, 상기 1차측 풀브리지 인버터의 구동을 제어하도록 연결된 첫번째 제어 변압기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  25. 제23항에 있어서,
    상기 첫번째 2차측 풀브리지 정류기의 제1 입력단에 연결되는 제1 측면과, 첫번째 2차측 풀브리지 정류기의 제2 입력단에 연결되는 제2 측면을 갖는 두번째 2차측 커패시터;
    상기 두번째 2차측 커패시터와 직렬 연결되고, 두번째 2차측 커패시터의 제1 측면에 연결되는 첫번째 트랜지스터를 갖는 스위치;
    상기 두번째 2차측 커패시터의 제2 측면에 직렬 연결되는 두번째 트랜지스터; 및
    상기 첫번째와 두번째 트랜지스터들의 구동을 제어하도록 연결된 두번째 제 변압기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  26. 제25항에 있어서, 상기 첫번재 1차측 정류기의 출력단에 연결되어 있는 중앙 탭과 제1 및 제2 단부탭들을 갖는 자동변압기; 및 상기 첫번째와 두번째 1차측 부분권선들의 제1 단부에 대한 상기 제1 및 제2 단부탭들의 연결을 제어하는 적어도 하나의 자동변압기 제어스위치를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  27. 제25항에 있어서,
    상기 첫번째 1차측 정류기의 출력단에 연결되는 1차측과 2차측을 갖는 전위-격리 변압기; 및
    상기 첫번째와 두번째 1차측 부분권선들의 제1 단부들에 대한 상기 전위-격리 변압기의 2차측의 연결을 제어하는 적어도 하나의 전위-격리 변압기 제어스위치;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  28. 제23항에 있어서,
    상기 첫번째 1차측 정류기에 연결되는 중앙 탭과, 제1 및 제2 단부탭들을 갖는 자동변압기; 및
    상기 첫번째와 두번째 부분권선들의 제1 단부들에 대한 상기 제1 및 제2 단부탭들의 연결을 제어하도록 구성된 적어도 하나의 자동변압기 제어스위치;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  29. 제23항에 있어서,
    상기 첫번째 1차측 정류기의 출력단에 연결되는 1차측과 2차측을 갖는 전위-격리 변압기; 및
    상기 첫번째와 두번째 1차측 부분권선들의 제1 단부들에 대한 상기 전위-격리 변압기의 2차측의 연결을 제어하는 적어도 하나의 전위-격리 변압기 제어스위치;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  30. 제23항에 있어서, 상기 첫번째나 두번째 1차측 부분권선들 중의 하나와 직렬로 연결되는 적어도 하나의 초크를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  31. 제30항에 있어서, 상기 첫번째나 두번째 2차측 부분권선들 중의 하나와 직렬로 연결되는 적어도 하나의 다른 초크를 더 포함하고; 상기 변압기가 고정커플링을 갖는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  32. 제23항에 있어서, 상기 변압기가 누설자장 변압기인 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  33. 제23항에 있어서, 상기 첫번째와 두번째 1차측 부분권선들의 제2 단부들 사이에서 상기 첫번째 1차측 커피새터에 병렬로 스위칭 연결되는 첫번째 보충 1차측 커패시터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  34. 제23항에 있어서, 상기 첫번째와 두번째 2차측 부분권선들의 제2 단부들 사이에서 상기 첫번째 2차측 커피새터에 병렬로 스위칭 연결되는 첫번째 보충 2차측 커패시터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  35. 제34항에 있어서,
    상기 첫번째 2차측 풀브리지 정류기의 제1 입력단에 연결되는 제1 측면과, 상기 첫번째 2차측 풀브리지 정류기의 제2 입력단에 연결되는 제2 측면을 갖는 두번째 2차측 커패시터;
    상기 두번째 2차측 커패시터에 직렬 연결되는 스위치; 및
    상기 첫번째 2차측 풀브리지 정류기의 제1 입력단과 제2 입력단 사이에서 상기 두번째 2차측 커패시터에 병렬로 스위칭 연결되는 두번째 보충 2차측 커패시터;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
  36. 1차측과 2차측을 갖고, 상기 1차측에 있는 첫번째 1차측 부분권선은 제1 및 제2 단부들을 갖고, 상기 1차측에 있는 두번째 1차측 부분권선도 제1 및 제2 단부들을 가지며, 상기 2차측에 있는 첫번째 2차측 부분권선이 제1 및 제2 단부들을 갖고, 2차측에 있는 두번째 2차측 부분권선도 제1 및 제2 단부들을 갖는 변압기;
    입력 교류전류를 정류하는 첫번째 1차측 정류기;
    상기 첫번째 1차측 정류기에서 정류된 전류를 공급받는 입력단과, 제1, 제2 출력단들을 갖고, 상기 제1 출력단은 상기 첫번째 1차측 부분권선의 제1 단부에 연결되며, 상기 제2 출력단은 두번째 1차측 부분권선의 제1 단부에 연결되는 1차측 풀브리지 인버터;
    상기 1차측 풀브리지 인버터의 입력단에 연결되는 출력단과, 상기 첫번째 1차측 부분권선의 제2 단부에 연결되는 제1 입력단과, 상기 두번째 1차측 부분권선의 제2 단부에 연결되는 제 입력단을 갖는 두번째 1차측 정류기;
    상기 첫번째 1차측 부분권선의 제2 단부와 두번째 1차측 정류기의 제1 입력단에 연결되는 제1 측면과, 상기 두번째 1차측 부분권선의 제2 단부와 두번째 1차측 정류기의 제2 입력단에 연결되는 제2 측면을 갖는 첫번째 1차측 커패시터;
    상기 첫번째 2차측 부분권선의 제1 단부에 연결되는 제1 입력단과, 두번째 2차측 부분권선의 제1 단부에 연결되는 제2 입력단과, 출력 직류전압을 공급하는 출력측을 갖는 첫번째 2차측 풀브리지 정류기;
    상기 첫번째 2차측 풀브리지 정류기의 제1 입력단에 연결되는 제1 측면과 첫번째 2차측 풀브리지 정류기의 제2 입력단에 연결되는 제2 측면을 갖는 2차측 커패시터;
    상기 두번째 2차측 커패시터와 직렬로 연결되고, 첫번째 트랜지스터를 갖는 스위치;
    상기 트랜지스터에 역병렬 연결되는 다이오드;
    상기 2차측 커패시터의 제2 측면에 직렬로 연결되는 두번째 트랜지스터; 및
    상기 두번째 트랜지스터에 역병렬 연결되는 두번째 다이오드;를 포함하고,
    상기 첫번째 트랜지스터와, 2차측 커패시터와 두번째 트랜지스터의 직렬연결부가 첫번째와 두번째 트랜지스터들의 순방향 바이어스 방향들을 서로 반대로 하는 것을 특징으로 하는 전압 컨버터.
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