DE102019123554A1

DE102019123554A1 - Wandlervorrichtung

Info

Publication number: DE102019123554A1
Application number: DE102019123554.5A
Authority: DE
Inventors: Michael Leibl
Original assignee: Brusa Elektronik AG
Current assignee: Brusa Hypower Ag Ch
Priority date: 2018-09-03
Filing date: 2019-09-03
Publication date: 2020-03-05
Also published as: DE112019004408A5; WO2020048966A1

Abstract

Es wird eine Wandlervorrichtung (200) angegeben, aufweisend eine Primäreinrichtung mit einem Netzanschluss und eine Sekundäreinrichtung mit einem Ausgangsanschluss, wobei an dem Netzanschluss eine Versorgungsspannung beispielsweise eine AC-Spannung oder eine DC-Spannung angeschlossen werden kann und an dem Ausgangsanschluss eine Last angeschlossen werden kann, wobei die Primäreinrichtung und die Sekundäreinrichtung über einen Transformator (Tr4) gekoppelt sind, wobei der Transformator eine erste und eine zweite Primär-Teilspule und eine Sekundärspule aufweist und die Primäreinrichtung einen Primär-Resonanzkreis aufweist und die Sekundäreinrichtung einen Sekundär-Resonanzkreis sowie einen Sekundär-Boostkreis aufweist, welcher mittels einer Schalterbaugruppe oder einer Schalteinrichtung akivierbar ist und die Sekundäreinrichtung einen asymmetrischen Aufbau aufweist.

Description

Gebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft das technische Gebiet der Leistungsübertragung. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung eine Wandlervorrichtung oder ein Netzgerät.
Hintergrund der Erfindung
Zum elektrischen Laden eines reinen Elektrofahrzeugs (EV, Electric Vehicle) oder eines Hybridfahrzeugs (PHEV, Plug-in Hybrid-Electric Vehicle), am öffentlichen Wechselstromnetz wird ein Gleichrichter benötigt welcher aus Sicherheitsgründen häufig mit galvanischer Trennung ausgeführt wird.
Leistungsfähige Spannungswandler, die am Wechselstromnetz betrieben werden und am Ausgang eine Gleichspannung erzeugen, müssen eine Reihe von international genormten Vorschriften erfüllen, damit sie den Betrieb anderer Geräte nicht stören und die Qualität der Netzspannung nicht beeinträchtigen. Besonders bei hohen Leistungen im kW-Bereich, wie sie zum Beispiel bei den Ladegeräten für Elektrofahrzeuge erforderlich sind, ist die Forderungen nach einem geringen Oberwellengehalt des Netz-Eingangsstromes ein Designkriterium.
Im Idealfall verhält sich ein Spannungswandler am Netz wie ein Widerstand, d.h. der vom Netz aufgenommene Strom ist in jedem Augenblick proportional zur Eingangsspannung. Ist die Eingangsspannung sinusförmig, was in der Regel der Fall ist, so ist auch der aufgenommene Strom sinusförmig und enthält somit keine weiteren Oberwellen.
Allerdings wird im Fall, bei dem die Ladung eines elektrischen Energiespeichers, beispielsweise eines Kondensators, direkt über einen Netzgleichrichter erfolgt, wird der Strom in kurzen Pulsen aufgenommen und enthält damit viele Oberwellen.
Um dies zu verhindern, wird in der Regel eine PFC-Schaltung (Power-Faktor-Korrektur) zwischen Gleichrichter und Kondensator geschaltet. Bei einer PFC-Schaltung handelt es sich im Wesentlichen um einen Hochsetzsteller, der so gesteuert wird, dass der vom Netz aufgenommene Strom zeitlich wie die Netzspannung verläuft, also sinusförmig ist und nur eine minimale Phasenverschiebung aufweist.
Für Ladegeräte in Elektro-Fahrzeugen, gelten zusätzliche Anforderungen. Sie sollen klein, leicht und robust sein und trotzdem die vom Netz bezogene Energie möglichst ohne Verluste der Batterie zuführen. Eine Potentialtrennung zwischen Netz und Batterie wird aus Gründen der Sicherheit und elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) mag durch Vorschriften vorgegeben sein. Zudem besteht wie bei allen Fahrzeug-Komponenten insbesondere Automobil-Komponenten ein sehr hoher Kostendruck.
Aufgrund dieser Bedingungen wird nach Möglichkeiten gesucht, auf die oben erwähnte zusätzliche PFC-Stufe zu verzichten oder diese mit einer zusätzlichen Funktionalität zu versehen.
In diesem Zusammenhang wird auf folgenden Stand der Technik verwiesen.
Die Druckschriften US 2013/0107581 A1 bzw. WO 2012/001627 A2 betreffen einen resonanten AC-DC-Spannungswandler. Die Druckschrift WO/2010/086788 A2 beschreibt einen Wandler für einphasigen und dreiphasigen Betrieb. Die Druckschrift EP2391522 A2 zeigt einen DC/DC- Wandler und einen AC/DC-Wandler. Die Druckschrift US 2007/0029987 US zeigt einen Boost-PFC Schaltkreis mit einem Brückengleichrichter.
Es mag als eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung angesehen werden, eine effektive Übertragung von Energie zu ermöglichen.
Zusammenfassung der Erfindung
Es wird eine Wandlervorrichtung vorgeschlagen.
Der Gegenstand der Erfindung wird von den Merkmalen der unabhängigen Patentansprüche angegeben. Ausführungsbeispiele und weitere Aspekte der Erfindung werden von den abhängigen Ansprüchen und der folgenden Beschreibung angegeben.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Wandlervorrichtung angegeben, aufweisend eine Primäreinrichtung mit einem Netzanschluss und eine Sekundäreinrichtung mit einem Ausgangsanschluss. An dem Netzanschluss kann eine Versorgungsspannung beispielsweise eine AC-Spannung oder eine DC-Spannung angeschlossen werden. An dem Ausgangsanschluss kann eine Last angeschlossen werden.
Die Primäreinrichtung und die Sekundäreinrichtung sind über einen Transformator gekoppelt, wobei der Transformator eine erste und eine zweite Primär-Teilspule und eine Sekundärspule aufweist. Die Primäreinrichtung weist einen Primär-Resonanzkreis auf und die Sekundäreinrichtung weist einen Sekundär-Resonanzkreis sowie einen Sekundär-Boostkreis auf, welcher mittels einer Schalterbaugruppe oder einer Schalteinrichtung akivierbar ist.
Die Sekundäreinrichtung weist einen asymmetrischen Aufbau auf.
Da mittels des Sekundär-Boostkreises eine Boostkapazität zugeschaltet werden kann, kann dieser Sekundär-Boostkreis auch als C-Wandler bezeichnet werden.
In anderen Worten mag der Sekundär-Resonanzkreis auf einer anderen Seite des Transformators angeordnet sein als der Sekundär-Boostkreis. Beispielsweise mag die Schalterbaugruppe zwischen dem Sekundär-Boostkreis und dem Transformator angeordnet sein.
Der asymmetrische Aufbau mag verhindern, dass Redundanzen bei Bauteilen entstehen, die beispielsweise nur während der halben Periodendauer eines Eingangswechselsignals genutzt werden. Bei einer Vollbrückenschaltung gibt es beispielsweise Bauteile, die nur während der positiven Halbwelle genutzt werden und andere Bauteile, die nur während einer negativen Halbwelle genutzt werden. Es lässt sich folglich ein Aufbau mit nur wenigen Bauteile realisieren, wodurch eine kompaktere Schaltung möglich wird. Mittels des asymmetrischen Aufbaus kann der Sekundär-Boostkreis so ausgestaltet werden, dass der Sekundär-Boostkreis zwar mit einem hohen Strom beaufschlagt wird, jedoch lediglich nur die einfache Batteriespannung oder Eingangsspannung sperren. Dadurch ist der Einsatz von schnellen 600V IGBTs möglich. Diese IGBTs weisen eine geringere Größe und bessere Schalteigenschaften auf.
Die Ansteuerung der asymmetrisch aufgebauten Sekundäreinrichtung ist im Wesentlichen gleich, wie die Ansteuerung bei einem symmetrischen Aufbau. Die Zuschaltung der Boostkapazität mittels Sekundär-Boostkreis erfolgt im Wesentlichen so, dass Stromlücken aufgefüllt werden können, welche in der Nähe des Nulldurchgangs des Netzstroms und/oder des Eingangsstroms zwischen dem Netzstrom und der Netzspannung entstehen können. Insbesondere wird geschaltet, wenn die Netz-Wechselspannung und/oder die Versorgungs-Wechselspannung unter einen vorgebbaren Grenzwert fällt, welcher aus dem Quotienten der Ausgangs-Gleichspannung und einem Koppelfaktor oder Übertragungsfaktor des Transformators berechnet wird. Das Ansteuersignal während der Zeit, während welcher die Boostkapazität der Sekundäreinrichtung zugeschaltet wird, ist im Wesentlichen das gleiche PWM-Signal, mit dem auch die Primärstufe oder der Primärkreis betrieben wird.
Die übertragene Leistung zwischen AC-Eingang und DC-Ausgang ist im Wesentlichen proportional zur der Schaltfrequenz der PWM-Ansteuerung des Primärkreises bzw. des Boostkreises. Diese Schaltfrequenz mag in einem vorgebbaren Bereich in Abhängigkeit der zu übertragenden Leistung entsprechend gewählt werden. Die Resonanzfrequenz des Schwingkreises ist so dimensioniert, dass bei Abgabe der höchsten Leistung des vorgebbaren Leistungsbereichs die Schaltfrequenz gerade noch unter der Resonanzfrequenz des Schwingkreises liegt, Der Schwingkreis wird im Primärkreis bzw. Sekundärkreis gebildet Wenn die sekundärseitige Schalteinrichung aktiviert ist wird der Schwingkreis wird durch den Primär-Resonanzkreis L2, L3, C1, den Sekundär-Resonanzkreis C2, C5, und den Sekundär-Boostkreis C3, C6 gebildet. Sollte die sekundärseitige Schalteinrichung nicht aktiv sein, beispielsweise außerhalb von Stromlücken, entfällt der Sekundär-Boostkreis C3, C6 oder ist abgeschaltet. Die über eine Netzperiode im Mittel übertragene Leistung ist proportional zur Schaltfrequenz. Der Duty-Cycle ist im Wesentlichen fest auf 50% eingestellt. Die Schaltfrequenz wird im Wesentlichen über die Netzperiode hindurch konstant gehalten. Die Ansteuerfrequenz oder Schaltfrequenz der PWM, mit der die Schalter der Primärstufe und/oder die Schalter der Sekundärstufe betrieben werden, bleibt im Wesentlichen die gleiche, unabhängig davon, ob der Boostkreis zugeschaltet oder weggeschaltet ist, und ist im Wesentlichen nur von der Leistung abhängig, die am Ausgang bereitgestellt werden soll. Die Ansteuerung der Schalter der Primär- und/oder Sekundärstufe erfolgt wie bei jeder Resonanz-Wandlerschaltung oder Resonanz-Wandlervorrichtung, welche eine PFC-Schaltung nutzt.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Wandlervorrichtung für einen Einphasenbetrieb und/oder für einen Dreiphasenbetrieb angegeben. In einer vorteilhaften Ausführungsform ist die Wandlervorrichtung zwischen beiden Betriebsarten umschaltbar. Hierzu kann die Wandlervorrichtung derart eingerichtet sein, dass sie die Aktivierung des Sekundär-Boostkreises verhindert, während der Dreiphasenbetrieb genutzt wird.
Gemäß noch einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein computerlesbares Speichermedium bereitgestellt, auf dem ein Programmcode gespeichert ist, der, wenn er von einem Prozessor ausgeführt wird, die Wandlervorrichtung steuert. Beispielsweise das Zu- und Wegschalten eines C-Wandlers oder von Schalteinrichtungen, zum Anregen einer Schwingung. Eine Steuereinrichtung oder ein Controller kann einen solchen Prozessor nutzen, insbesondere eine Mode-Einstell-Einrichtung.
Als ein computerlesbares Speichermedium mag eine Floppy Disc, eine Festplatte, ein USB (Universal Serial Bus) Speichergerät, ein RAM (Random Access Memory), ein ROM (Read Only Memory) oder ein EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory) genutzt werden. Als Speichermedium kann auch ein ASIC (application-specific integrated circuit) oder ein FPGA (field-programmable gate array) genutzt werden sowie eine SSD (Solid-State-Drive) Technologie oder ein Flash-basiertes Speichermedium. Ebenso kann als Speichermedium ein Web-Server oder eine Cloud genutzt werden. Als ein computerlesbares Speichermedium mag auch ein Kommunikationsnetz angesehen werden, wie zum Beispiel das Internet, welches das Herunterladen eines Programmcodes zulassen mag. Es kann eine funkbasierte Netzwerktechnologie und/oder eine kabelgebundene Netzwerktechnologie genutzt werden.
Gemäß noch einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Programmelement geschaffen, welches Programmcode aufweist, der wenn er von einem Prozessor ausgeführt wird, die Steuereinrichtung entsprechend ansteuert.
Gemäß noch einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist die Schalterbaugruppe aktivierbar, wenn der Betrag einer an dem Netzanschluss anliegenden Eingangsspannung, insbesondere einer Eingangs-Wechselspannung, kleiner ist als der Quotient aus einer an dem Ausgangsanschluss bereitgestellten Ausgangsspannung, insbesondere Ausgangsgleichspannung, und einem Übertragungsfaktor des Transformators ist. Beispielsweise wenn gilt $v_{_a c} > \frac{v_d c}{ü},$
wobei ü der Übertragungsfaktor des Transformators ist.
Gemäß noch einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird der Primär-Resonanzkreis mit einer Betriebsfrequenz oder Schaltfrequenz betrieben, wobei die Schalterbaugruppe während der Zeitdauer, in der die Schalterbaugruppe aktiviert ist, ebenso mit der Betriebsfrequenz des Primär-Resonanzkreises betrieben wird. Insbesondere wird der Primär-Resonanzkreis mit einer Betriebsfrequenz oder Schaltfrequenz betrieben und die Schalterbaugruppe wird während der Zeitdauer, in der die Schalterbaugruppe aktiviert ist, mit der Betriebsfrequenz des Primär-Resonanzkreises betrieben.
Gemäß noch einem Aspekt der vorliegenden Erfindung weist der Primär-Resonanzkreis eine Primär-Resonanzkapazität auf, wobei der Sekundär-Resonanzkreis eine Sekundär-Resonanzkapazität aufweist, mit einer Gesamtkapazität, die dem zweifachen Quotienten aus der Primär-Resonanzkapazität und dem Quadrat des Übertragungsfaktors ü oder des Koppelfaktors ü des Transformators entspricht. Somit gilt $(C 2, C 5) = \frac{C 1}{ü^{2}}$
insbesondere mag gelten, dass $C 2 = C 5 = \frac{2 C 1}{ü^{2}}$
ist. Die Sekundär-Resonanzkapazität kann zwei Sekundär-Resonanzkapazitäten aufweisen. In einem Beispiel weist der Sekundär-Resonanzkreis zwei Sekundär-Resonanzkapazitäten auf, die jeweils dem zweifachen Quotienten aus der Primär-Resonanzkapazität und dem Quadrat des Übertragungsfaktors des Transformators entsprechen. Somit gilt dass $C_{2} = C_{5} = \frac{2 C_{1}}{{\ddot{u}}^{2}} .$
ist. In einem anderen Beispiel kann die Sekundär-Resonanzkapazität eine Vielzahl von Einzelkapazitäten aufweisen.
Gemäß noch einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist die Sekundär-Resonanzkapazität als Serienschaltung zweier Kondensatoren parallel zum Ausgangsanschluss realisiert. Beispielsweise sind zwei Kapazitäten und/oder Kondensatoren der Sekundär-Resonanzkapazität in Serie geschaltet und parallel zum Ausgang angeordnet.
Gemäß noch einem Aspekt der vorliegenden Erfindung weist der Sekundär-Boostkreis eine Sekundär-Boostkreiskapazität auf, mit einer Gesamtkapazität, die einem Viertel der Sekundär-Resonanzkapazität entspricht. Es gilt $(C 3, C 6) = \frac{C 2, C 5}{4},$
hierbei mag gelten, dass $C_{3} = C_{6} = \frac{C_{1}}{{2ü}^{2}}$
ist. Die Sekundär-Boostkreiskapazität kann eine Vielzahl von Einzelkapazitäten aufweisen.
Gemäß noch einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist die Sekundär-Boostkapazität als Serienschaltung zweier Kondensatoren parallel zum Ausgangsanschluss realisiert. Beispielsweise sind zwei Kapazitäten und/oder Kondensatoren der Sekundär-Boostkapazität in Serie geschaltet und parallel zum Ausgang angeordnet.
Gemäß noch einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist die Wandlervorrichtung und/oder die Primäreinrichtung als Halbbrücke ausgestaltet.
Gemäß noch einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der Netzanschluss und/oder die Primäreinrichtung als Drei-Phasenanschluss ausgebildet.
Beispielsweise weist die Wandlervorrichtung eine Sekundärspule, eine Schalterbaugruppe, einen Resonanzkondensator und einen Boostkondensator auf, wobei der Resonanzkondensator eine Serienschaltung aus zwei Kondensatoren aufweist, der Boostkondensator eine Serienschaltung aus zwei Kondensatoren aufweist. Ferner ist ein Ende der Sekundärspule mit einem Verbindungspunkt des Resonankondensators verbunden und ein anderes Ende der Sekundärspule ist über die Schalteinrichtung mit einem Verbindungspunkt des Boostkondensators verbunden.
In einem anderen Beispiel ist die Schalterbaugruppe eine antiparallel geschaltete Serienschaltung aus einem IGBT und einer Diode. Die Wandlervorrichtung kann auch einphasig und/oder dreiphasig ausgestaltet sein. In noch einem anderen Beispiel ist Wandlervorrichtung ein C-Wandler, wobei der C-Wandler die Schalterbaugruppe und den einen oder die Vielzahl an Boostkapazitäten aufweist.
Figurenliste
Im Folgenden werden weitere exemplarische Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung mit Verweis auf die Figuren beschrieben.

1 zeigt ein Netzladegerät mit einer C-Wandler Vollbrückenschaltung zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung.
1a zeigt ein weiteres Netzladegerät mit einer C-Wandler Vollbrückenschaltung zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung.
2 zeigt eine Wandlervorrichtung mit einer Halbbrückenvariante des C-Wandlers gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
2a zeigt eine Detailansicht ohne Steuereinrichtung des Wandlers aus 2 gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
2b zeigt ein alternatives Ersatzschaltbild des Wandlers aus 2 mit Streuinduktivität auf der Sekundärseite gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
3 zeigt einen Wandler für den einphasigen Betrieb gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
4 zeigt eine Schaltung eines Wandlers mit zwei Transformatoren und C-Wandler für einen einphasigen Betrieb gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
5 zeigt eine Schaltung des Netzladegeräts mit drei Transformatoren und C-Wandler für einen 1-phasigen Betrieb gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

Detaillierte Beschreibung von Ausführungsbeispielen
Die Darstellungen in den Figuren sind schematisch und nicht maßstäblich. In der folgenden Beschreibung der 1 bis 5 werden die gleichen Bezugsziffern für gleiche oder sich entsprechende Elemente verwendet.
In diesem Text mögen die Begriffe „Kondensator“ und „Kapazität“ sowie „Spule“ oder „Drossel“ und „Induktivität“ gleichbedeutend verwendet werden und sollen, sofern nichts weiter angegeben ist, nicht einschränkend interpretiert werden. Gleiches mag für die Begriffe „Wicklung“ und „Windung“ gelten. Außerdem mögen die Begriffe „Energie“ und „Leistung“ gleichwertig verwendet werden und sollen, sofern nichts weiter angegeben ist, nicht einschränkend interpretiert werden.
Auch mögen, außer es ist explizit genannt, die Begriffe „Wechselstrom“ und „Wechselspannung“ bzw. „Gleichstrom“ und „Gleichspannung“ gleichwertig benutzt werden und im Wesentlichen den zeitlichen Verlauf der physikalischen Größe beschreiben. Außer es kommt beispielsweise auf die Phasenlage der jeweiligen Größen an. So mögen beispielsweise die Begriffe „Wechselstromquelle“ und „Wechselspannungsquelle“ bzw. „Gleichstromquelle“ und „Gleichspannungsquelle“ implizieren, dass sowohl ein entsprechend geformter Strom wie auch eine entsprechend geformte Spannung beschrieben werden.
1 zeigt ein NLG (Netzladegerät) oder eine Wandlerschaltung mit einer C-Wandler Vollbrückenschaltung zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung. Dieses NLG ist ein 1-phasig resonantes Netzladegerät und es kann beispielsweise zum Betrieb bei Netzspannungen kleiner als der auf die Primärseite des Transformators übersetzten Batteriespannung einen sogenannten C-Wandler 101 nutzen. Hierbei mag das «Übersetzen» der Batteriespannung zum Ausdruck bringen, dass der Transformator bidirektional Spannungen und/oder Ströme wandelt. Der C-Wandler 101 weist zwei sekundärseitige aktive Halbleiter, beispielsweise zwei sekundärseitige IGBTs IGBT5, IGBT6 auf, die einen bidirektionalen Schalter bilden, der die Sekundärwicklungen des Transformators Tr2, Tr3 in Reihe mit dem sekundären Resonanzkondensator C2 und einem zusätzlichen Boostkondensator C3 verbinden kann. C3 ist zwischen den sekundärseitigen Schaltern, nämlich den sekundärseitigen IGBTs IGBT5, IGBT6 angeschlossen. Der C-Wandler wird von Steuereinrichtung 105, insbesondere von der C-Wandleransteuerung 105' so angesteuert, dass er im Wesentlichen Stromlücken auffüllen kann, die im Wesentlichen nahe bei den Nulldurchgängen des Stromes liegen.
Obwohl mit dieser sekundärseitigen Beschaltung gute Ergebnisse erzielt werden können, müssen die IGBTs: IGBT5, IGBT6 des C-Wandlers 101 die doppelte Batteriespannung V_dc sperren, in die die Spannung V_dc1, ebenfalls eine Gleichspannung, gewandelt werden soll. Aufgrund des Sperrens der doppelten Batteriespannung müssen für 400V Batteriespannung IGBTs mit 1200V Sperrspannung eingesetzt werden, welche jedoch relativ langsam schalten und daher hohe Schaltverluste verursachen.
1a zeigt ein weiteres NLG mit einer C-Wandler Vollbrückenschaltung zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung. In diesem Beispiel wird eine Wechselspannung V_ac in eine Gleichspannung V_dc gewandelt. Die Steuereinrichtung ist in 1a nicht dargestellt, mag jedoch der Steuereinrichtung 105' entsprechen. Sowohl bei einer Gleich-Eingangsspannung V_dc1 als auch bei einer Wechsel-Eingangsspannung V_ac kommt ein PWM Signal als Schaltsignal zum Einsatz.
2 zeigt ein NLG 200, eine Wandlervorrichtung 200 oder einen Wandler 200 mit einer Halbbrückenvariante des C-Wandlers 204 gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
2a zeigt eine Detailansicht ohne Steuereinrichtung des Wandlers 200 aus 2 gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Hierbei kommt für den C-Wandler eine Halbbrückenschaltung zum Einsatz. Der sekundärseitige Resonanzkondensator wird durch die Kapazitäten C2 und C5 gebildet, der Boostkondensator durch die Kapazitäten C3 und C6. Insbesondere wird der sekundärseitige Resonanzkondensator durch eine Reihenschaltung von C2 und C5 gebildet, der Boostkondensator durch eine Reihenschaltung von C3 und C6. Diese Reihenschaltungen sind parallel zueinander und parallel zum Ausgang 208 angeordnet.
Der C-Wandler 204 weist die Schalterbaugruppe 206 mit den sekundärseitigen Schaltern IGBT5 und IGBT6 und den einen oder die Vielzahl an Boostkapazitäten C3, C6 oder Boostkondensatoren C3, C6 auf. Der C-Wandler 204 verhält sich im Wesentlichen, wie die in 1 dargestellte Schaltung des C-Wandlers , d.h. wie der Vollbrücken C-Wandler. Die IGBTs werden im Falle der Realisierung als Halbbrücke jedoch insofern entlastet, dass sie nur die einfache Batteriespannung V_dc sperren müssen. Allerdings müssen sie im Vergleich zu dem in 1 dargestellten Ausführungsbeispiel den doppelten Strom leiten. Durch die Reduktion der Spannungstragfähigkeit ist der Einsatz schneller 600V IGBTs möglich, welche typischerweise auch auf der Primärseite verwendet werden. Es werden ausserdem nur 4 statt 8 Dioden auf der Sekundärseite benötigt. Die beteiligten Dioden sind D17, D18, D19, D20. Die Dioden sind aufgrund der Halbbrückentopologie mit dem doppelten Strom belastet. Daher mag die benötigte Chipfläche der Schaltung vergleichbar mit der Chipfläche der Schaltung aus 1 sein. Insgesamt kann aber die geringere Anzahl an Bauelementen aus Platzgründen nützlich sein, wenn Bauelemente mit grösserer Chipfläche im selben Package verfügbar sind.
Mit der Schaltung 200 wird ein resonanter PFC, zero current switching PFC, single stage isolated PFC ermöglicht.
Die Schaltung 200 nutzt einen aktiven Halbleiter auf der Sekundärseite. Der aktive Halbleiter wird insbesondere eingesetzt, um einen Ein-Phasenbetrieb der Quelle 201 zu ermöglichen. Bei einem Drei-Phasenbetrieb kann im Wesentlichen durch die ständige Stromführung von zumindest einer Phase eine Stromlücke vermieden werden, wie sie bei dem Ein-Phasenbetrieb entstehen kann. Die Quelle 201 ist eine Wechselspannungsquelle (AC), die über eine Spule L1 und einen Gleichrichter D9, D10, D11, D12 mit dem Kondensator C4 verbunden ist. Die Anschlüsse des Kondensators C4 sind mit einem positiven Bus 202 und einem negativen Bus 203 verbunden. Zwischen dem positiven Bus 202 und dem negativen Bus 203 sind die IGBTs: IGBT1, IGBT2, IGBT3, IGBT4 angeordnet, die als Schalter genutzt werden und von der Steuereinrichtung 205 gesteuert werden. Der Halbbrücken C-Wandler 204 wird von einer von der Steuereinrichtung 205 abhängigen Untersteuergruppe oder C-Wandler-Steuereinrichtung 205 gesteuert. Diese ist mit einer Schalterbaugruppe 206 verbunden, insbesondere mit den IGBTS IGBT5, IGBT6.
In der Schalterbaugruppe 206 ist die Anode der Diode D22 mit dem Emitter von IGBT IGBT5 verbunden. Die Anode der Diode D21 ist mit dem Emitter des IGBT IGBT6 verbunden. So ergibt sich eine Parallelschaltung von Dioden und IGBTs in antiparalleler Richtung. Die Anoden der Dioden sind mit den Emittern der IGBTs verbunden, so dass sich ein gemeinsames Potenzial ergibt. Die Parallelschaltung ist über einen Anschluss zwischen der Reihenschaltung der Dioden D17, D18 mit einem Ende der Sekundärspule 207, L25 verbunden. Ein anderes Ende ist mit den zwei Boostkondensatoren C3, C6 verbunden, die in Reihe geschaltet sind, so dass dieses Ende der Schalterbaugruppe 206 nicht direkt mit der Batterie 208 verbunden ist, an welcher die Ausgangsspannung V_dc anliegt.
Der Primär-Resonanzkreis weist den primärseitigen Resonanzkondensator C1, die erste Primär-Teilspule des Transformators Tr4, die zweite Primär-Teilspule des Transformators Tr4, die erste primäre Streuinduktivität, und die zweite primäre Streuinduktivität L2 auf.
Der Sekundär-Resonanzkreis weist den ersten sekundärseitigen Resonanzkondensator C2 und den zweiten sekundärseitigen Resonanzkondensator C5 auf.
Der Sekundär-Boostkreis weist den ersten Boostkondensator C3 und den zweiten Boostkondensator C6 auf.
Die primärseitigen Streuinduktivitäten L2 und L3 wirken immer in Serie und bilden in Summe die gesamte primärseitig messbare Streuinduktivität. Die Wandlervorrichtung 200 weist im Wesentlichen nur einen Resonanzkreis auf, welcher eine Serienschaltung der primär- und sekundärseitigen Resonanzkondensatoren C1, C2, C5, C3, C6 mit den primärseitigen Streuinduktivitäten L2 und L3 aufweist. Somit weist die Wandlervorrichtung 200 eine Serienschaltung primärseitiger und sekundärseitiger reaktiver Bauelemente auf. Es sind jedoch, nicht immer alle Resonanzkondensatoren aktiv. Bei den BoostKondensatoren C3, C6 handelt es sich um Resonanz-Kondensatoren, die bei Bedarf zu- und weggeschaltet werden können, insbesondere beim Vorliegen von Stromlücken können diese zugeschaltet werde. Die Kondensatoren C1, C2, C5 sind in Abhängigkeit der anliegenden Spannung teilweise durch Dioden geklemmt, C3 und C6 sind nur aktiv wenn der C-Wandler läuft und aktiv ist. Somit sind der primärseitge Resonanzkondensator C1 und die sekundärseitigen Resonanzkondensatoren C2, C5 teilweise durch Dioden geklemmt und die Boostkondensatoren C3, C6 nur aktiv, wenn auch der C-Wandler 204 und insbesondere die Schalterbaugruppe 206 aktiviert ist. In diesem Zusammenhang mag der Begriff „geklemmt“ oder „clamped“ bedeuten, dass ein an den Kondensatoren anliegendes Spannunsniveau auf einem Wert festgehalten wird.
Da der Wandler 200 sowohl hoch- als auch tiefsetzstellen kann, ist das Windungszahlverhältnis der Spulen des Transformators Tr4 und somit das induzierte Spannungsniveau für die Funktion des Wandlers 200 im Wesentlichen nicht kritisch. Das Windungsverhältnis wird aber oft so gewählt, dass der C-Wandler 204 während weniger als 1/3 der Netzperiode in Betrieb ist. Oder in anderen Worten, wird das Windungsverhältnis oder Wicklungsverhältnis, das sich in dem Übertragungsfaktor ü wiederspiegelt, so gewählt, dass nur während einer Dauer von im Wesentlichen 1/3 der Netzperiode eine Stromlücke entsteht. Wenn Np die Windungszahlen jeder der beiden Primärwicklungen L22, L23 bezeichnet und Ns die Windungszahl der Sekundärwicklung L25 ist, ist der C-Wandler 204 aktiv sobald Vdc>Vac*Ns/Np. Eine typische Wahl wäre also $\frac{N_{s}}{N_{p}} = \frac{2 v_{d c}}{v_{a c, p k}},$
mit der Amplitude der Netzspannung V_ac,pk . Die Spulen L2 und L3 sind Streuinduktivitäten und daher typischerweise keine separaten Bauelemente sondern werden in den Transformator Tr4 integriert. Sie stellen also dessen Streuinduktivität dar.
Die 2b zeigt ein alternatives Ersatzschaltbild 200' der Wandlerschaltung 200 aus 2 mit Streuinduktivität auf der Sekundärseite gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die in 2a auf der Primärseite eingezeichneten Streuinduktivitäten L2, L3 können auch als eine einzige Streuinduktivität L15 auf der Sekundärseite eingezeichnet werden, wie in dem Ersatzschaltbild 200' in der 2b dargestellt ist. Auch hier bedeutet Np die Windungszahlen jeder der beiden Primärwicklungen L22, L23 und Ns die Windungszahl der Sekundärwicklung L25 und der C-Wandler 204 ist aktiv sobald Vdc>Vac*Ns/Np.
Auch hier weist der Sekundär-Boostkreis die Schalter IGBT5, IGBT6 und die Boostkondensatoren C3 und C6 auf. Auch in dieser Ersatzschaltung 200' gibt es im Wesentlichen nur einen Schwingkreis, welcher sich aus Bauelementen auf der Primär- und Sekundärseite zusammensetzt und den Resonanzkreis des Wandlers bildet. Der Sekundärboostkreis 204 oder C-Wandler 204 bildet eine eigene logische Einheit, arbeitet aber immer in Kombination mit allen anderen Schwingkreiselementen zusammen, wie Primär-Resonanzkondensator C1, Primär-Streuinduktivitäten L2, L3, Sekundär-Resonanzkondensatoren C2, C6. Der C-Wandler 204 stellt eine Erweiterung des Schwingkreises C1, C2, C5, C3, C6, L2, L3 in 2, 2a bzw. des Schwingkreises C1, C2, C5, C3, C6, L15 in 2b über zusätzliche Halbleiter dar, die den Boost-Betrieb ermöglichen indem sie eingerichtet sind, Boost-Komponenten zu- und wegzuschalten. Die Trafospulen L22, L23, L25 spielen nur eine untergeordnete Rolle und tragen zwar in der Realität einen kleinen Magnetisierungsstrom, der jedoch bei den betrachteten Schaltungen sehr klein ist und für die Funktion der Schaltung vernachlässigbar ist. Somit liefern die Trafospulen L22, L23, L25 im Wesentlichen keinen Beitrag zu dem Resonanzverhalten der Schaltung.
Der Schwingkreis C1, C2, C5, C3, C6, L2, L3 aus 2, 2a weist den Primär-Resonanzkreis C1, L2, L3 und den Sekundär-Resonanzkreis (C2, C5) sowie den Sekundär-Boostkreis C3, C6 auf. Der Sekundär-Boostkreis C3, C6 ist ein zuschaltbarer Resonanzkreis.
Der Schwingkreises C1, C2, C5, C3, C6, L15 aus 2b weist den Primär-Resonanzkreis C1 und den Sekundär-Resonanzkreis C2, C5, L15 sowie den Sekundär-Boostkreis C3, C6 auf. Der Sekundär-Boostkreis C3, C6 ist ein zuschaltbarer Resonanzkreis.
Das andere Ende der Sekundärspule 207, L25 ist mir einer Reihenschaltung der Resonanzkondensatoren C2, C5 verbunden und ebenfalls mit einem Knotenpunkt der Reihenschaltung der Dioden D19, D20. Die Sekundärspule 207, L25 hat keinen direkten Kontakt zu den Anschlüssen der Batterie 208. In einem Beispiel mag das Wickelverhältnis der Sekundärspule 207, L25 zu der Primärspule L22, L23 2:1 betragen. So kann sich auf der Primärseite eine Wicklung L22, L23 von 2 Spulen a 3 Wicklungen und auf der Sekundärseite eine Wicklung 207, L25 von 1 Spule a 6 Wicklungen ergeben. Die Reihenschaltung der Resonanzkondensatoren C2, C5 ist parallel zum Ausgang 208 angeordnet.
Die Steuereinrichtung 205 ist vorteilhaft so eingerichtet, dass sie die Schalterbaugruppe 206 nur in Bereichen nahe einem Nulldurchgang des Stroms aktiviert und periodisch alternierend ansteuert. Die Batterie 208 ist über einen Kondensator C7 und eine Spule L4 mit der Reihenschaltung der Boostkondensatoren C3, C6 und der Reihenschaltung der Resonanzkondensatoren C2, C5 verbunden.
Der C-Wandler 204, insbesondere die Schalterbaugruppe 206 ermöglicht ein schnelles Schalten und geringe Verluste während des Betriebs.
3 zeigt einen Wandler 300 für den einphasigen Betrieb gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung. Hierbei wird eine dreiphasige Ausführung für den einphasigen Betrieb genutzt. Für diese einphasige Nutzung der eigentlich dreiphasigen Schaltung wird der C-Wandler 304 mit Schalterbaugruppe 206' genutzt. Folglich kann der C-Wandler den einphasigen Betrieb unterstützen.
Die Primärseite ist mit der Sekundärseite über nur einen einzigen Transformator Tr3 gekoppelt.
Auf der Sekundärseite des Transformators Tr3 wird durch die Erweiterung um den C-Wandler 304 und auf der Primärseite durch Verbinden des virtuellen Sternpunkts 311 der Filterkondensatoren C1, C2, C3 mit dem Neutralleiter 310 das ursprünglich dreiphasige Netzgerät zusätzlich auch 1-phasig nutzbar. Die Phasen a, b c werden mit dem Neutralleiter 310 verbunden.
4 zeigt eine Schaltung eines Wandlers 400 mit zwei Transformatoren und C-Wandler 204 für einen 1-phasigen Betrieb gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Durch die Verbindung des Neutralleiters 1810 mit den Phasen a, b, c kann das Netzgerät auch 1 phasig betrieben werden. Zum Ausgleich ist der C-Wandler 204 auf der Sekundärseite vorgesehen.
5 zeigt eine Schaltung des Netzladegeräts 500 mit drei Transformatoren und C-Wandler 204 für einen 1-phasigen Betrieb gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Durch die Verbindung des Neutralleiters mit den Phasen kann das Netzgerät auch 1 phasig betrieben werden.
Die 3 bis 5 zeigen, wie ein für den dreiphasigen Betrieb ausgelegter Wandler 300, 400, 500 durch den Einsatz eines C-Wandlers 304, 204' an einem Einphasennetz betrieben werden kann. Somit kann der Wandler an den jeweils verfügbaren Stromanschluss, 1-phasig oder 3-phasig, angepasst werden. Der in den 3 bis 5 dargestellte C-Wandler 304, 204' wird im Wesentlichen nur im einphasigen Betrieb genutzt, ansonsten sind beide IGBTs des C-Wandlers dauerhaft ausgeschaltet oder deaktiviert.
Eine Ausgangsgleichrichterschaltung wie sie durch Dioden D17, D18. D19, D20 sowie C10 und C11 in 3 gebildet wird und in derselben Form auch in 2 und 4 verwendet wird, kann nur Leistung übertragen, wenn die während einer Halbschwingung an der Sekundärwicklung des Transformators Tr1, Tr2, Tr4, Tr3 durchschnittlich auftretende Spannung grösser ist als die halbe Ausgangsspannung Vdc, dh. Vdc/2. Dies ist im dreiphasigen Betrieb der Schaltungen aus 3 und 4 im Wesentlichen immer gegeben.
Im einphasigen Betrieb der Schaltungen aus 3 und 4 geht die durchschnittlich an der Sekundärwicklung anliegende Spannung jedoch bei jedem Nulldurchgang der Netzspannung V_ac gegen 0, ebenso wie das in der Schaltung aus 2, 2a der Fall ist. Durch die Erweiterung der Ausgangsgleichrichterschaltung um den C-Wandler, welcher zwei IGBTs und zwei weitere Resonanzkondensatoren aufweist, wird Leistungsübertragung auch bei einer durchschnittlich an der Sekundärwicklung anliegenden Spannung von weniger als der halben Ausgangsspannung V dc möglich.
Die Steuereinrichtung 1205' ist so eingerichtet, um die Schalter, insbesondere IGBTs IGBT7, IGBT8, des C-Wandlers 204' mit einem Signal 1205" so anzusteuern, dass diese aktiv sind, um Stromlücken im Bereich eines Nulldurchgangs des Stromes auszufüllen. Die Steuereinrichtung 1205' mit zusätzlicher Ansteuerung für den C-Wandler weist im Wesentlichen die Steuereinrichtung 1205 auf. Die Schalter werden dabei alternierend angesteuert durch das Signal 1205".
Ergänzend ist darauf hinzuweisen, dass „umfassend“ und „aufweisend“ keine anderen Elemente oder Schritte ausschließt und „eine“ oder „ein“ keine Vielzahl ausschließt. Ferner sei darauf hingewiesen, dass Merkmale oder Schritte, die mit Verweis auf eines der obigen Ausführungsbeispiele beschrieben worden sind, auch in Kombination mit anderen Merkmalen oder Schritten anderer oben beschriebener Ausführungsbeispiele verwendet werden können. Bezugszeichen in den Ansprüchen sind nicht als Einschränkung anzusehen.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

US 2013/0107581 A1 [0010]
WO 2012/001627 A2 [0010]
WO /2010/086788 A2 [0010]
EP 2391522 A2 [0010]
US 2007/0029987 [0010]

Claims

Wandlervorrichtung (200), aufweisend: eine Primäreinrichtung mit einem Netzanschluss (201) ; eine Sekundäreinrichtung mit einem Ausgangsanschluss; wobei die Primäreinrichtung und die Sekundäreinrichtung über einen Transformator (Tr4) gekoppelt sind; wobei der Transformator (Tr4) eine erste (L22) und eine zweite (L23) Primär-Teilspule und eine Sekundärspule (207, L25) aufweist; wobei die Primäreinrichtung einen Primär-Resonanzkreis (C1, L2, L3) aufweist; wobei die Sekundäreinrichtung einen Sekundär-Resonanzkreis (C2, C5) und einen Sekundär-Boostkreis (C3, C6) aufweist; wobei der Sekundär-Boostkreis (C3, C6) mittels einer Schalterbaugruppe (206) aktivierbar ist; wobei die Sekundäreinrichtung einen asymmetrischen Aufbau aufweist.
Wandlervorrichtung (200) nach Anspruch 1, wobei die Schalterbaugruppe (206) aktivierbar ist, wenn der Betrag einer an dem Netzanschluss anliegenden Eingangsspannung (V_ac) kleiner ist als der Quotient aus einer an dem Ausgangsanschluss bereitgestellten Ausgangsspannung (V_dc) und einem Übertragungsfaktor (ü) des Transformators (Tr4).
Wandlervorrichtung (200) nach Anspruch 2, wobei der Primär-Resonanzkreis (C1, L2, L3) mit einer Betriebsfrequenz betrieben wird; und wobei die Schalterbaugruppe (206) während der Zeitdauer, in der die Schalterbaugruppe (206) aktiviert ist, mit der Betriebsfrequenz des Primär-Resonanzkreises (C1, L2, L3) betrieben wird.
Wandlervorrichtung (200) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der Primär-Resonanzkreis (C1, L2, L3) eine Primär-Resonanzkapazität (C1) aufweist; wobei der Sekundär-Resonanzkreis (207, L25 , C2, C5) zwei Sekundär-Resonanzkapazitäten (C2, C5) aufweist, die jeweils dem zweifachen Quotienten aus der Primär-Resonanzkapazität (C1) und dem Quadrat des Übertragungsfaktors des Transformators (Tr4) entsprechen.
Wandlervorrichtung (200) nach Anspruch 4, wobei die Sekundär-Resonanzkapazitäten (C2, C5) als Serienschaltung zweier Kondensatoren (C2, C5) parallel zum Ausgangsanschluss realisiert sind.
Wandlervorrichtung (200) nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei der Sekundär-Boostkreis (C3, C6) eine Sekundär-Boostkreiskapazität (C3, C6) aufweist, mit einer Gesamtkapazität, die einem Viertel der Sekundär-Resonanzkapazität (C2, C5) entspricht.
Wandlervorrichtung (200) nach Anspruch 6, wobei die Sekundär-Boostkapazität (C3, C6) als Serienschaltung zweier Kondensatoren (C3, C6) parallel zum Ausgangsanschluss realisiert ist.
Wandlervorrichtung (200) nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei die Primäreinrichtung als Halbbrücke ausgestaltet ist.
Wandlervorrichtung (200) nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei der Primäreinrichtung als Drei-Phasenanschluss ausgebildet ist.