JP4769395B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、トランスを用いた絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に高効率のＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のこの種の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの一例が図４に示されている。図示の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（フォワードコンバータ）回路では、入力直流電圧がキャパシタＣ２０１を介してスナバとスイッチ素子Ｑ２０１の直列回路に入力され、スイッチ素子Ｑ２０１は、その入力側（ベース）に印加されるパルス列信号によりＯＮ、ＯＦＦ駆動制御され、スナバが絶縁トランスＴ２０１の１次側とダイオードＤ２０１に並列に接続されている。
【０００３】
従来の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、このような構成を有し、トランスＴ２０１の動作を介して入力側から出力側にエネルギーを伝達する。スイッチ素子Ｑ２０１がオンの期間中に、エネルギーは直接出力に転送される。スイッチ素子Ｑ２０１がオンのとき、トランスの２次側は正となり、ダイオードＤ２０１を通して電流が負荷に供給される。スイッチ素子Ｑ２０１がターンオフした時には出力巻線は負となり、ダイオードＤ２０２に転流電流が流れる。
【０００４】
図中のスナバは、スイッチ素子Ｑ２０１やダイオードＤ２０１を、トランスのリーケージインダクタンスによって発生する過電圧スパイクから保護するためのものである。
【０００５】
上述の従来の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（フォワードコンバータ）は、スイッチ素子Ｑ２０１を高周波パルスでＯＮ、ＯＦＦ駆動制御することにより、入力直流電圧を絶縁トランスＴ２０１を介して２次側で昇圧し、この昇圧電圧をダイオードＤ２０１で整流し、更に平滑コンデンサＣ２０２で平滑して出力に高電圧出力を得ている。
【０００６】
しかしながら、かかる従来型のＤＣ／ＤＣコンバータは、次のような問題点を内包する。例えば、入力３０Ｖから出力３６０Ｖを得る場合を考え、スイッチ素子Ｑ２０１をＯＮ．ＯＦＦ駆動制御するパルスのデューティを４５％とすると、トランスＴ２０１の１次、２次の巻数比Ｎは約２７となる。
【０００７】
第１の問題点は、このように巻数比が大きくなるとトランスＴ２０１の結合率が極端に悪化してリーケージインダクタンス（漏れインダクタンス）が増加することである。
【０００８】
第２の問題点は、１次側の電流は巻数比Ｎに比例するため、巻数比が大になるとスイッチ素子Ｑ２０１に多大なスイッチング電流が流れる。したがって、大電流に対応したスイッチ素子を使用しなければならずコストアップの要因となる。
【０００９】
第３の問題点は、上記増加するリーケージインダクタンスにはスイッチング電流の２乗に比例したエネルギーが蓄えられるが、このエネルギーを付加的な回路であるスナバ回路等で消費しなければならず高い変換効率が望めないことである。
【００１０】
第４の問題点は、トランスＴ２０１の２次側の電圧が高くなると２次側の整流ダイオードＤ２０１、転流ダイオードＤ２０２のそれぞれに高耐圧品が必要となる。一般的に高耐圧のダイオードは逆回復特性が悪く、このため逆回復期間中にエネルギーを消費することになり、高い変換効率を阻む一因となっている。
【００１１】
第５の問題点は、前記逆回復時間中に流れる電流はトランスＴ２０１を介して一次側に戻りスイッチ素子Ｑ２０１の貫通電流となるため、この事も変換効率の低下を招く原因となっている。
【００１２】
そこで、本発明の目的は、リーケージインダクタンスによる損失を低減できるだけでなく変換効率の高いＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
前述の課題を解決するため、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータは、次のような特徴的な構成を採用している。
【００１４】
（１）第１のパルス信号でＯＮ、ＯＦＦ駆動制御されるスイッチ素子により入力直流信号を高周波信号に変換し、変換された高周波信号をトランスで昇圧して得られる信号を平滑して出力する第１のフォワードコンバータと、前記第１のパルス信号とは位相が１８０度異なる第２のパルス信号でＯＮ、ＯＦＦ駆動制御されるスイッチ素子により入力直流信号を高周波信号に変換し、変換された高周波信号をトランスで昇圧して得られる信号を平滑して出力する第２のフォワードコンバータとを有する基本ユニットを複数個備え、前記複数個の基本ユニットの入力側が並列接続されるとともに、前記複数個の基本ユニットの出力側が直列接続されて成るＤＣ／ＤＣコンバータ。
【００１５】
（２）第１のパルス信号でＯＮ、ＯＦＦ駆動制御されるスイッチ素子により入力直流信号を高周波信号に変換し、変換された高周波信号をトランスで昇圧して得られる信号を出力する第１のフォワードコンバータを複数個有し、各第１のフォワードコンバータの出力側が順次直列接続された第１のユニット群と、前記第１のパルス信号とは位相が１８０度異なる第２のパルス信号でＯＮ、ＯＦＦ駆動制御されるスイッチ素子により入力直流信号を高周波信号に変換し、変換された高周波信号をトランスで昇圧して得られる信号を出力する第２のフォワードコンバータを複数個有し、各第２のフォワードコンバータの出力側が順次直列接続された第２のユニット群とを備え、前記第１のユニット群と第２のユニット群の入力側には前記入力直流信号が並列入力され、前記第１のユニット群と第２のユニット群の出力を整流後に合成して出力するＤＣ／ＤＣコンバータ。
【００１６】
（３）前記スイッチ素子は、ＰＷＭコンパレータで参照信号との比較により生成されるＰＷＭ信号により駆動制御され、前記参照信号を変化させることによりＤＣ／ＤＣコンバータの出力を変化させる上記（１）または（２）のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの好適実施形態例を添付図を参照して説明する。
【００１８】
本発明では、スイッチング位相が１８０度異なるコンバータの整流出力を合成し、これを基本ブロックとして電圧を積み上げることにより高電圧を得る。あるいは、トランスの２次側を直列に接続して高周波電圧を積み上げたスイッチング回路を２組用意し、それぞれを１８０度異なる位相で駆動制御して各組の出力を整流後に加算することにより高電圧を得ている。
【００１９】
図１は本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの第１の実施形態を示す簡略化回路図である。本実施形態は、それぞれがパルスでＯＮ，ＯＦＦ駆動制御されるスイッチ素子により得られた信号をトランスで昇圧する２つの回路を有し、これら２つの回路のスイッチ素子を互いに１８０度位相が異なるパルスで駆動制御する。２つの回路をトランスの２次側で整流後に合成したものを基本ユニット（Ｍ１〜Ｍ４）とし、この基本ユニットを複数個（本例では４個）用いて電圧を積み上げることにより必要な高電圧を得る構成を採用している。基本ユニットの入力は並列に、出力は直列に接続されている。その結果、出力には入力電圧Vｉの積み上げ段数分の直流電圧Ｖｏが高い変換効率で得られるものである。
【００２０】
先ず、図１を参照して基本ユニットの動作を以下説明する。以下の説明では基本ユニットＭ１を例として説明するが、他の基本ユニットＭ２〜Ｍ４についても同様である。基本ユニットＭ１を構成する第１または第２の回路（それぞれフォワードコンバータＡ、フォワードコンバータＢ）は、入力直流電圧ＶｉがキャパシタＣ１またはＣ２を介してトランスＴ１またはＴ２の入力側に接続されている。基本ユニットＭ１は、これらフォワードコンバータＡ、フォワードコンバータＢのトランスＴ１とＴ２の２次側の整流出力で出力を合成するように構成されている。
【００２１】
より詳細に説明すると、フォワードコンバータＡの入力には並列に入力キャパシタＣ１が接続され、トランスＴ１とスイッチ素子Ｑ１の直列回路がこのキャパシタＣ１と並列に接続されている。スイッチ素子Ｑ１の入力端子（トランジスタであればベース端子）には、パルス発生器Ｐ１から出力される例えばＰＷＭ変調されたパルス列信号ＰＷＭ（Ａ）が印加され、このパルス列に応じてスイッチ素子Ｑ１がスイッチング動作する。トランスＴ１の２次側には整流ダイオードＤ１が接続され、このダイオードＤ１の出力には転流ダイオードＤ３及び平滑用チョークＬ１が接続されている。平滑用チョークＬ１の出力には平滑用キャパシタＣ３が接続されており、このキャパシタＣ３の両端に平滑された直流が得られる。
【００２２】
フォワードコンバータＢの動作は前述のフォワードコンバータＡと同様であるが、図２に示すように、パルス発生器Ｐ２から出力されるＰＷＭ変調パルス列ＰＷＭ（Ｂ）は、フォワードコンバータＡのパルス発生器Ｐ１から出力されるＰＷＭ変調パルス列ＰＷＭ（Ａ）の位相とは１８０度異なっている。
【００２３】
フォワードコンバータＢの入力には並列に入力キャパシタＣ２が接続され、トランスＴ２とスイッチ素子Ｑ２の直列回路がこのキャパシタＣ２と並列に接続されている。スイッチ素子Ｑ２の入力端子（トランジスタであればベース端子）には、パルス発生器Ｐ２から出力される例えばＰＷＭ変調を受けたパルス列ＰＷＭ（Ｂ）が印加される。
【００２４】
前述のように、このパルス列ＰＷＭ（Ｂ）は、フォワードコンバータＡのパルス列ＰＷＭ（Ａ）とは位相が１８０度異なっている。このパルス列に応じてスイッチ素子Ｑ２はスイッチング動作を行う。トランスＴ２の２次側には整流ダイオードＤ２が接続されており、そのダイオードＤ２の出力はフォワードコンバータＡで説明した転流ダイオードＤ３に接続されている。すなわち、フォワードコンバータＡとフォワードコンバータＢは転流ダイオードＤ３を共用する形で出力が合成されている。
【００２５】
フォワードコンバータＡとフォワードコンバータＢの合成点には平滑用チョークＬ１が接続され、平滑用チョークＬ１の出力には平滑用キャパシタＣ３が接続され、このキャパシタＣ３の両端から平滑された直流が得られる。
【００２６】
上述のように、スイッチ素子Ｑ１とＱ２は位相が１８０度異なったＰＷＭ変調されたパルス列信号ＰＷＭ（Ｂ）で駆動されており、各々のパルス列のデューティは５０％以下とされている。
【００２７】
図１に示す実施形態では、基本ユニット（Ｍ１〜Ｍ４）を複数個用意し、各ユニットの入力を並列に接続し、一方、各ユニットの出力は直列に接続してユニットの個数分の高電圧直流出力を得ている。本実施形態の場合、入力直流電圧は３０Ｖ、最終直流出力電圧は３６０Ｖであり、基本ユニット１個当たり９０Ｖの出力電圧を受け持っており、これを４段積み上げている。
【００２８】
以上本発明の第１の実施形態を説明したが、本実施形態のように、 基本ユニット内を位相を１８０度ずらした２コンバータ方式とすることにより、トランスの巻数比は１コンバータ方式の場合にくらべて半分にできる。例えば、前述の直流入力電圧３０Ｖ、直流出力電圧３６０Ｖ、デユーティが４５％を例にとると、従来例の１コンバータ方式の場合、巻数比Ｎは入力電圧をＶｉ、出力電圧をＶｏ、デューティをＤとするとＮ＝Ｖｏ／（Ｖｉ×Ｄ）であるから１：２７となるが、本実施形態による２コンバータ方式の場合は、それぞれのトランスの巻数比を１：１３．５と半減できる。
【００２９】
更に、基本ユニットを複数段積み上げて使用することにより基本ユニット内で使用するトランスＴ１、Ｔ２の巻数比は積み上げ段数分の１になる。本実施形態では４段であるから１／４、すなわち１：３．３７となり、理想である１：１により近づけることができる。
【００３０】
このように、トランスの巻数比は１段の場合は１：２７であるが、本実施形態によると１：３．３７と巻数比を１／８に激減することができる。このためコンバータの動作に悪影響を及ぼすリーケージインダクタンスは低下する。
【００３１】
また、１次側のスイッチング電流については複数段で構成したことによる電流分散効果のため、各基本ユニットでは少ない１次電流で済む。例えば、２次側出力が１Ａの場合を考えると、従来例のフォワードコンバータでは１次側電流は２７Ａとなりスイッチ素子等の選定には注意が必要であった。これに対して本実施形態の場合には、１次側電流は１／８の３．３７Ａにしかならず、スイッチ素子等も特別なものを使用する必要はないというメリットがある。
【００３２】
更に、リーケージインダクタンスに蓄積されるエネルギーは、電流の２乗に比例するが、本実施形態では、個々のトランスの１次側の電流は従来型のものに比べて前記のように１／８に減少しているので、個々のトランスのリーケージインダクタンスの蓄積エネルギーは１／６４となる。
【００３３】
更にまた、本実施形態のインバータ全体ではトランスを８個使用しているので、１／６４の８倍、すなわちインバータ全体では１／８となる。結局、従来型の１段のフォワードコンバータに比べて１／８のリーケージインダクタンスとなり、その分だけリーケージインダクタンスによる損失を減らすことができる。
【００３４】
また、従来型のフォワードコンバータでは出力電圧が３６０Ｖという高電圧であることから、整流、転流ダイオードについてもその電圧に対応した逆耐圧が必要であった。逆耐圧をＶｒ、出力電圧をＶｏ、デューティをＤとするとＶｒ＝Ｖｏ／Ｄであり、Ｄを４５％とするとＶｒ＝８００Ｖとなり、８００Ｖもの逆耐圧が必要であった。これに対して、本実施形態によれば１／８の１００Ｖの逆耐圧でよいため、低損失で逆回復時間の短い安価な２００Ｖ耐圧のダイオードが使用可能となり、スイッチ素子に流れる短絡電流も大幅に減らすことができる。
【００３５】
以上述べた改良の相乗効果より、本実施形態によれば、変換効率（＝出力電力／入力電力）は９７％という高効率を実現できた。
【００３６】
尚、上述の例では基本ユニットの出力電圧を同一としたが、これは個々のユニットで異なっていても構わない。
【００３７】
図３は本発明の第２の実施形態を示すＤＣ/ＤＣコンバータの簡略化した回路図である。本実施形態では、部品点数を削減するため、トランスの２次側を直列に接続して整流する以前に電圧を積み上げている。（尚、第１の実施形態では整流後に電圧を積み上げている。）トランスＴ１０１のブロック、トランスＴ１０２のブロックは位相が１８０度異なったＰＷＭ信号で交互に駆動されている。
【００３８】
図３において、一点鎖線で囲まれたユニットＡ１０１〜Ａ１０４から成る第１のユニット群とＢ１０１〜Ｂ１０４から成る第２のユニット群のそれぞれのユニットは同様な回路構成であるが、第１のユニット群と第２のユニット群におけるスイッチ素子に印加されるパルス列の位相は１８０度異なるＰＷＭパルス列である。
【００３９】
ユニットＡ１０１について説明すると、入力直流電圧ＶｉがキャパシタＣ１０１及びトランスＴ１０１とスイッチ素子Ｑ１０１の直列回路に印加される。スイッチ素子Ｑ１０１は、入力側に印加されたパルス発生器ＰＡから出力されるＰＷＭパルス列に応じてスイッチング動作が行われ、トランスＴ１０１の１次側に高周波信号を発生する。１次側に入力された高周波信号は、トランスＴ１０１の２次側に伝達される。ユニットＡ１０１以外のユニットでも同様な動作によりトランスの２次側に高周波出力（スイッチング波形）が発生する。トランスの２次側に発生する高周波出力は、同位相であるため、ユニットＡ１０１のホット側とＡ１０４のグランド側の両端には加算された高周波出力が発生する。
【００４０】
同様な動作により、ユニットＢ１０１〜Ｂ１０４の出力からも同様な動作により高周波出力が得られる。
【００４１】
こうして得られた第１のユニット群と第２のユニット群のそれぞれのトランスの２次側の高周波出力は、ダイオードＤ１０１とＤ１０２で整流され、そして平滑チョークＬ１０１と平滑キャパシタＣ１０３により平滑されて直流出力電圧Ｖｏが得られる。
【００４２】
尚、上述の例では基本ユニットの出力電圧を同一としたが、これは個々の基本ユニットで異なっていても加算された高周波出力が両ユニット群で等しければ構わない。
【００４３】
スイッチ素子Ｑ１０１とＱ１０２は、それぞれ位相を１８０度ずらしたデューティが５０％以下のＰＷＭパルス列で交互にオン、オフ駆動制御される。そのため、出力のデューティは１００％近くまで可能であり、トランスの巻数比を理想である１：１に近づけることができる。又、平滑チョークＬ１０１のインダクタンスは小さくできる。
【００４４】
第２の実施形態も第１の実施形態例と同様に、従来型のフォワードコンバータに比べて、トランスの巻数比、リーケージインダクタンスを低減できるというメリットを有している。整流、転流ダイオードの逆耐圧については、第２の実施形態では従来型のフォワードコンバータの８００Ｖの１／２である４００Ｖである。このため、低損失で逆回復時間の速い２００Ｖ耐圧のダイオードは使うことができないが、ダイオード、平滑チョーク、平滑キャパシタの数がそれぞれ１／４で良いため、部品点数の大幅な削減によるコストダウンが実現できる。また、ダイオードの順方向の電圧降下（Ｖｆ）が４本分重ならないという長所もある。
【００４５】
第１と第２の実施形態例におけるスイッチング制御は、ＰＷＭ制御方式で行われている。このＰＷＭ制御方式はＤＣ／ＤＣコンバータの出力を基準電圧と比較して得た誤差信号を三角波（キャリア信号）が一方の端子に加えられたＰＷＭコンパレータの他方の端子に与えてスイッチ素子の制御信号を発生している。この基準信号を変化させればＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を前記外部信号に同期して変化させることが可能である。
【００４６】
以上、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの好適実施形態の構成および動作を詳述した。しかし、斯かる実施形態は、本発明の単なる例示に過ぎず、何ら本発明を限定するものではない。本発明の要旨を逸脱することなく、特定用途に応じて種々の変形変更が可能であること、当業者には容易に理解できよう。
【００４７】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスの巻数比を１：１に近づけることができ、リーケージインダクタンスによる損失を低減でき、変換効率の高いＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるＤＣ/ＤＣコンバータの第１の実施形態を示す簡略化した回路図である。
【図２】本実施形態におけるＰＷＭ波形のタイミング図である。
【図３】本発明によるＤＣ/ＤＣコンバータの第２の実施形態を示す簡略化した回路図である。
【図４】従来のＤＣ/ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。
【符号の説明】
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ１０１、Ｃ１０２、Ｃ２０１ 入力キャパシタ
Ｃ３、Ｃ１０３、Ｃ２０２ 平滑キャパシタ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ１０１、Ｄ１０２、Ｄ２０１ 整流ダイオード
Ｄ３、Ｄ１０３、Ｄ２０２ 転流ダイオード
Ｌ１、Ｌ１０１、Ｌ２０１ 平滑用チョーク
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ１０１、Ｑ１０２、Ｑ２０１ スイッチ素子
Ｐ１，Ｐ２，ＰＡ，ＰＢ パルス発生器
【発明の属する技術分野】
本発明は、トランスを用いた絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に高効率のＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のこの種の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの一例が図４に示されている。図示の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（フォワードコンバータ）回路では、入力直流電圧がキャパシタＣ２０１を介してスナバとスイッチ素子Ｑ２０１の直列回路に入力され、スイッチ素子Ｑ２０１は、その入力側（ベース）に印加されるパルス列信号によりＯＮ、ＯＦＦ駆動制御され、スナバが絶縁トランスＴ２０１の１次側とダイオードＤ２０１に並列に接続されている。
【０００３】
従来の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、このような構成を有し、トランスＴ２０１の動作を介して入力側から出力側にエネルギーを伝達する。スイッチ素子Ｑ２０１がオンの期間中に、エネルギーは直接出力に転送される。スイッチ素子Ｑ２０１がオンのとき、トランスの２次側は正となり、ダイオードＤ２０１を通して電流が負荷に供給される。スイッチ素子Ｑ２０１がターンオフした時には出力巻線は負となり、ダイオードＤ２０２に転流電流が流れる。
【０００４】
図中のスナバは、スイッチ素子Ｑ２０１やダイオードＤ２０１を、トランスのリーケージインダクタンスによって発生する過電圧スパイクから保護するためのものである。
【０００５】
上述の従来の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（フォワードコンバータ）は、スイッチ素子Ｑ２０１を高周波パルスでＯＮ、ＯＦＦ駆動制御することにより、入力直流電圧を絶縁トランスＴ２０１を介して２次側で昇圧し、この昇圧電圧をダイオードＤ２０１で整流し、更に平滑コンデンサＣ２０２で平滑して出力に高電圧出力を得ている。
【０００６】
しかしながら、かかる従来型のＤＣ／ＤＣコンバータは、次のような問題点を内包する。例えば、入力３０Ｖから出力３６０Ｖを得る場合を考え、スイッチ素子Ｑ２０１をＯＮ．ＯＦＦ駆動制御するパルスのデューティを４５％とすると、トランスＴ２０１の１次、２次の巻数比Ｎは約２７となる。
【０００７】
第１の問題点は、このように巻数比が大きくなるとトランスＴ２０１の結合率が極端に悪化してリーケージインダクタンス（漏れインダクタンス）が増加することである。
【０００８】
第２の問題点は、１次側の電流は巻数比Ｎに比例するため、巻数比が大になるとスイッチ素子Ｑ２０１に多大なスイッチング電流が流れる。したがって、大電流に対応したスイッチ素子を使用しなければならずコストアップの要因となる。
【０００９】
第３の問題点は、上記増加するリーケージインダクタンスにはスイッチング電流の２乗に比例したエネルギーが蓄えられるが、このエネルギーを付加的な回路であるスナバ回路等で消費しなければならず高い変換効率が望めないことである。
【００１０】
第４の問題点は、トランスＴ２０１の２次側の電圧が高くなると２次側の整流ダイオードＤ２０１、転流ダイオードＤ２０２のそれぞれに高耐圧品が必要となる。一般的に高耐圧のダイオードは逆回復特性が悪く、このため逆回復期間中にエネルギーを消費することになり、高い変換効率を阻む一因となっている。
【００１１】
第５の問題点は、前記逆回復時間中に流れる電流はトランスＴ２０１を介して一次側に戻りスイッチ素子Ｑ２０１の貫通電流となるため、この事も変換効率の低下を招く原因となっている。
【００１２】
そこで、本発明の目的は、リーケージインダクタンスによる損失を低減できるだけでなく変換効率の高いＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
前述の課題を解決するため、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータは、次のような特徴的な構成を採用している。
【００１４】
（１）第１のパルス信号でＯＮ、ＯＦＦ駆動制御されるスイッチ素子により入力直流信号を高周波信号に変換し、変換された高周波信号をトランスで昇圧して得られる信号を平滑して出力する第１のフォワードコンバータと、前記第１のパルス信号とは位相が１８０度異なる第２のパルス信号でＯＮ、ＯＦＦ駆動制御されるスイッチ素子により入力直流信号を高周波信号に変換し、変換された高周波信号をトランスで昇圧して得られる信号を平滑して出力する第２のフォワードコンバータとを有する基本ユニットを複数個備え、前記複数個の基本ユニットの入力側が並列接続されるとともに、前記複数個の基本ユニットの出力側が直列接続されて成るＤＣ／ＤＣコンバータ。
【００１５】
（２）第１のパルス信号でＯＮ、ＯＦＦ駆動制御されるスイッチ素子により入力直流信号を高周波信号に変換し、変換された高周波信号をトランスで昇圧して得られる信号を出力する第１のフォワードコンバータを複数個有し、各第１のフォワードコンバータの出力側が順次直列接続された第１のユニット群と、前記第１のパルス信号とは位相が１８０度異なる第２のパルス信号でＯＮ、ＯＦＦ駆動制御されるスイッチ素子により入力直流信号を高周波信号に変換し、変換された高周波信号をトランスで昇圧して得られる信号を出力する第２のフォワードコンバータを複数個有し、各第２のフォワードコンバータの出力側が順次直列接続された第２のユニット群とを備え、前記第１のユニット群と第２のユニット群の入力側には前記入力直流信号が並列入力され、前記第１のユニット群と第２のユニット群の出力を整流後に合成して出力するＤＣ／ＤＣコンバータ。
【００１６】
（３）前記スイッチ素子は、ＰＷＭコンパレータで参照信号との比較により生成されるＰＷＭ信号により駆動制御され、前記参照信号を変化させることによりＤＣ／ＤＣコンバータの出力を変化させる上記（１）または（２）のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの好適実施形態例を添付図を参照して説明する。
【００１８】
本発明では、スイッチング位相が１８０度異なるコンバータの整流出力を合成し、これを基本ブロックとして電圧を積み上げることにより高電圧を得る。あるいは、トランスの２次側を直列に接続して高周波電圧を積み上げたスイッチング回路を２組用意し、それぞれを１８０度異なる位相で駆動制御して各組の出力を整流後に加算することにより高電圧を得ている。
【００１９】
図１は本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの第１の実施形態を示す簡略化回路図である。本実施形態は、それぞれがパルスでＯＮ，ＯＦＦ駆動制御されるスイッチ素子により得られた信号をトランスで昇圧する２つの回路を有し、これら２つの回路のスイッチ素子を互いに１８０度位相が異なるパルスで駆動制御する。２つの回路をトランスの２次側で整流後に合成したものを基本ユニット（Ｍ１〜Ｍ４）とし、この基本ユニットを複数個（本例では４個）用いて電圧を積み上げることにより必要な高電圧を得る構成を採用している。基本ユニットの入力は並列に、出力は直列に接続されている。その結果、出力には入力電圧Vｉの積み上げ段数分の直流電圧Ｖｏが高い変換効率で得られるものである。
【００２０】
先ず、図１を参照して基本ユニットの動作を以下説明する。以下の説明では基本ユニットＭ１を例として説明するが、他の基本ユニットＭ２〜Ｍ４についても同様である。基本ユニットＭ１を構成する第１または第２の回路（それぞれフォワードコンバータＡ、フォワードコンバータＢ）は、入力直流電圧ＶｉがキャパシタＣ１またはＣ２を介してトランスＴ１またはＴ２の入力側に接続されている。基本ユニットＭ１は、これらフォワードコンバータＡ、フォワードコンバータＢのトランスＴ１とＴ２の２次側の整流出力で出力を合成するように構成されている。
【００２１】
より詳細に説明すると、フォワードコンバータＡの入力には並列に入力キャパシタＣ１が接続され、トランスＴ１とスイッチ素子Ｑ１の直列回路がこのキャパシタＣ１と並列に接続されている。スイッチ素子Ｑ１の入力端子（トランジスタであればベース端子）には、パルス発生器Ｐ１から出力される例えばＰＷＭ変調されたパルス列信号ＰＷＭ（Ａ）が印加され、このパルス列に応じてスイッチ素子Ｑ１がスイッチング動作する。トランスＴ１の２次側には整流ダイオードＤ１が接続され、このダイオードＤ１の出力には転流ダイオードＤ３及び平滑用チョークＬ１が接続されている。平滑用チョークＬ１の出力には平滑用キャパシタＣ３が接続されており、このキャパシタＣ３の両端に平滑された直流が得られる。
【００２２】
フォワードコンバータＢの動作は前述のフォワードコンバータＡと同様であるが、図２に示すように、パルス発生器Ｐ２から出力されるＰＷＭ変調パルス列ＰＷＭ（Ｂ）は、フォワードコンバータＡのパルス発生器Ｐ１から出力されるＰＷＭ変調パルス列ＰＷＭ（Ａ）の位相とは１８０度異なっている。
【００２３】
フォワードコンバータＢの入力には並列に入力キャパシタＣ２が接続され、トランスＴ２とスイッチ素子Ｑ２の直列回路がこのキャパシタＣ２と並列に接続されている。スイッチ素子Ｑ２の入力端子（トランジスタであればベース端子）には、パルス発生器Ｐ２から出力される例えばＰＷＭ変調を受けたパルス列ＰＷＭ（Ｂ）が印加される。
【００２４】
前述のように、このパルス列ＰＷＭ（Ｂ）は、フォワードコンバータＡのパルス列ＰＷＭ（Ａ）とは位相が１８０度異なっている。このパルス列に応じてスイッチ素子Ｑ２はスイッチング動作を行う。トランスＴ２の２次側には整流ダイオードＤ２が接続されており、そのダイオードＤ２の出力はフォワードコンバータＡで説明した転流ダイオードＤ３に接続されている。すなわち、フォワードコンバータＡとフォワードコンバータＢは転流ダイオードＤ３を共用する形で出力が合成されている。
【００２５】
フォワードコンバータＡとフォワードコンバータＢの合成点には平滑用チョークＬ１が接続され、平滑用チョークＬ１の出力には平滑用キャパシタＣ３が接続され、このキャパシタＣ３の両端から平滑された直流が得られる。
【００２６】
上述のように、スイッチ素子Ｑ１とＱ２は位相が１８０度異なったＰＷＭ変調されたパルス列信号ＰＷＭ（Ｂ）で駆動されており、各々のパルス列のデューティは５０％以下とされている。
【００２７】
図１に示す実施形態では、基本ユニット（Ｍ１〜Ｍ４）を複数個用意し、各ユニットの入力を並列に接続し、一方、各ユニットの出力は直列に接続してユニットの個数分の高電圧直流出力を得ている。本実施形態の場合、入力直流電圧は３０Ｖ、最終直流出力電圧は３６０Ｖであり、基本ユニット１個当たり９０Ｖの出力電圧を受け持っており、これを４段積み上げている。
【００２８】
以上本発明の第１の実施形態を説明したが、本実施形態のように、 基本ユニット内を位相を１８０度ずらした２コンバータ方式とすることにより、トランスの巻数比は１コンバータ方式の場合にくらべて半分にできる。例えば、前述の直流入力電圧３０Ｖ、直流出力電圧３６０Ｖ、デユーティが４５％を例にとると、従来例の１コンバータ方式の場合、巻数比Ｎは入力電圧をＶｉ、出力電圧をＶｏ、デューティをＤとするとＮ＝Ｖｏ／（Ｖｉ×Ｄ）であるから１：２７となるが、本実施形態による２コンバータ方式の場合は、それぞれのトランスの巻数比を１：１３．５と半減できる。
【００２９】
更に、基本ユニットを複数段積み上げて使用することにより基本ユニット内で使用するトランスＴ１、Ｔ２の巻数比は積み上げ段数分の１になる。本実施形態では４段であるから１／４、すなわち１：３．３７となり、理想である１：１により近づけることができる。
【００３０】
このように、トランスの巻数比は１段の場合は１：２７であるが、本実施形態によると１：３．３７と巻数比を１／８に激減することができる。このためコンバータの動作に悪影響を及ぼすリーケージインダクタンスは低下する。
【００３１】
また、１次側のスイッチング電流については複数段で構成したことによる電流分散効果のため、各基本ユニットでは少ない１次電流で済む。例えば、２次側出力が１Ａの場合を考えると、従来例のフォワードコンバータでは１次側電流は２７Ａとなりスイッチ素子等の選定には注意が必要であった。これに対して本実施形態の場合には、１次側電流は１／８の３．３７Ａにしかならず、スイッチ素子等も特別なものを使用する必要はないというメリットがある。
【００３２】
更に、リーケージインダクタンスに蓄積されるエネルギーは、電流の２乗に比例するが、本実施形態では、個々のトランスの１次側の電流は従来型のものに比べて前記のように１／８に減少しているので、個々のトランスのリーケージインダクタンスの蓄積エネルギーは１／６４となる。
【００３３】
更にまた、本実施形態のインバータ全体ではトランスを８個使用しているので、１／６４の８倍、すなわちインバータ全体では１／８となる。結局、従来型の１段のフォワードコンバータに比べて１／８のリーケージインダクタンスとなり、その分だけリーケージインダクタンスによる損失を減らすことができる。
【００３４】
また、従来型のフォワードコンバータでは出力電圧が３６０Ｖという高電圧であることから、整流、転流ダイオードについてもその電圧に対応した逆耐圧が必要であった。逆耐圧をＶｒ、出力電圧をＶｏ、デューティをＤとするとＶｒ＝Ｖｏ／Ｄであり、Ｄを４５％とするとＶｒ＝８００Ｖとなり、８００Ｖもの逆耐圧が必要であった。これに対して、本実施形態によれば１／８の１００Ｖの逆耐圧でよいため、低損失で逆回復時間の短い安価な２００Ｖ耐圧のダイオードが使用可能となり、スイッチ素子に流れる短絡電流も大幅に減らすことができる。
【００３５】
以上述べた改良の相乗効果より、本実施形態によれば、変換効率（＝出力電力／入力電力）は９７％という高効率を実現できた。
【００３６】
尚、上述の例では基本ユニットの出力電圧を同一としたが、これは個々のユニットで異なっていても構わない。
【００３７】
図３は本発明の第２の実施形態を示すＤＣ/ＤＣコンバータの簡略化した回路図である。本実施形態では、部品点数を削減するため、トランスの２次側を直列に接続して整流する以前に電圧を積み上げている。（尚、第１の実施形態では整流後に電圧を積み上げている。）トランスＴ１０１のブロック、トランスＴ１０２のブロックは位相が１８０度異なったＰＷＭ信号で交互に駆動されている。
【００３８】
図３において、一点鎖線で囲まれたユニットＡ１０１〜Ａ１０４から成る第１のユニット群とＢ１０１〜Ｂ１０４から成る第２のユニット群のそれぞれのユニットは同様な回路構成であるが、第１のユニット群と第２のユニット群におけるスイッチ素子に印加されるパルス列の位相は１８０度異なるＰＷＭパルス列である。
【００３９】
ユニットＡ１０１について説明すると、入力直流電圧ＶｉがキャパシタＣ１０１及びトランスＴ１０１とスイッチ素子Ｑ１０１の直列回路に印加される。スイッチ素子Ｑ１０１は、入力側に印加されたパルス発生器ＰＡから出力されるＰＷＭパルス列に応じてスイッチング動作が行われ、トランスＴ１０１の１次側に高周波信号を発生する。１次側に入力された高周波信号は、トランスＴ１０１の２次側に伝達される。ユニットＡ１０１以外のユニットでも同様な動作によりトランスの２次側に高周波出力（スイッチング波形）が発生する。トランスの２次側に発生する高周波出力は、同位相であるため、ユニットＡ１０１のホット側とＡ１０４のグランド側の両端には加算された高周波出力が発生する。
【００４０】
同様な動作により、ユニットＢ１０１〜Ｂ１０４の出力からも同様な動作により高周波出力が得られる。
【００４１】
こうして得られた第１のユニット群と第２のユニット群のそれぞれのトランスの２次側の高周波出力は、ダイオードＤ１０１とＤ１０２で整流され、そして平滑チョークＬ１０１と平滑キャパシタＣ１０３により平滑されて直流出力電圧Ｖｏが得られる。
【００４２】
尚、上述の例では基本ユニットの出力電圧を同一としたが、これは個々の基本ユニットで異なっていても加算された高周波出力が両ユニット群で等しければ構わない。
【００４３】
スイッチ素子Ｑ１０１とＱ１０２は、それぞれ位相を１８０度ずらしたデューティが５０％以下のＰＷＭパルス列で交互にオン、オフ駆動制御される。そのため、出力のデューティは１００％近くまで可能であり、トランスの巻数比を理想である１：１に近づけることができる。又、平滑チョークＬ１０１のインダクタンスは小さくできる。
【００４４】
第２の実施形態も第１の実施形態例と同様に、従来型のフォワードコンバータに比べて、トランスの巻数比、リーケージインダクタンスを低減できるというメリットを有している。整流、転流ダイオードの逆耐圧については、第２の実施形態では従来型のフォワードコンバータの８００Ｖの１／２である４００Ｖである。このため、低損失で逆回復時間の速い２００Ｖ耐圧のダイオードは使うことができないが、ダイオード、平滑チョーク、平滑キャパシタの数がそれぞれ１／４で良いため、部品点数の大幅な削減によるコストダウンが実現できる。また、ダイオードの順方向の電圧降下（Ｖｆ）が４本分重ならないという長所もある。
【００４５】
第１と第２の実施形態例におけるスイッチング制御は、ＰＷＭ制御方式で行われている。このＰＷＭ制御方式はＤＣ／ＤＣコンバータの出力を基準電圧と比較して得た誤差信号を三角波（キャリア信号）が一方の端子に加えられたＰＷＭコンパレータの他方の端子に与えてスイッチ素子の制御信号を発生している。この基準信号を変化させればＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を前記外部信号に同期して変化させることが可能である。
【００４６】
以上、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの好適実施形態の構成および動作を詳述した。しかし、斯かる実施形態は、本発明の単なる例示に過ぎず、何ら本発明を限定するものではない。本発明の要旨を逸脱することなく、特定用途に応じて種々の変形変更が可能であること、当業者には容易に理解できよう。
【００４７】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスの巻数比を１：１に近づけることができ、リーケージインダクタンスによる損失を低減でき、変換効率の高いＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるＤＣ/ＤＣコンバータの第１の実施形態を示す簡略化した回路図である。
【図２】本実施形態におけるＰＷＭ波形のタイミング図である。
【図３】本発明によるＤＣ/ＤＣコンバータの第２の実施形態を示す簡略化した回路図である。
【図４】従来のＤＣ/ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。
【符号の説明】
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ１０１、Ｃ１０２、Ｃ２０１ 入力キャパシタ
Ｃ３、Ｃ１０３、Ｃ２０２ 平滑キャパシタ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ１０１、Ｄ１０２、Ｄ２０１ 整流ダイオード
Ｄ３、Ｄ１０３、Ｄ２０２ 転流ダイオード
Ｌ１、Ｌ１０１、Ｌ２０１ 平滑用チョーク
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ１０１、Ｑ１０２、Ｑ２０１ スイッチ素子
Ｐ１，Ｐ２，ＰＡ，ＰＢ パルス発生器
Claims (3)
- 第１のパルス信号でＯＮ、ＯＦＦ駆動制御されるスイッチ素子により入力直流信号を高周波信号に変換し、変換された高周波信号をトランスで昇圧して得られる信号を平滑して出力する第１のフォワードコンバータと、前記第１のパルス信号とは位相が１８０度異なる第２のパルス信号でＯＮ、ＯＦＦ駆動制御されるスイッチ素子により入力直流信号を高周波信号に変換し、変換された高周波信号をトランスで昇圧して得られる信号を平滑して出力する第２のフォワードコンバータとを有する基本ユニットを複数個備え、
前記複数個の基本ユニットの入力側が並列接続されるとともに、前記複数個の基本ユニットの出力側が直列接続されて成ることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 第１のパルス信号でＯＮ、ＯＦＦ駆動制御されるスイッチ素子により入力直流信号を高周波信号に変換し、変換された高周波信号をトランスで昇圧して得られる信号を出力する第１のフォワードコンバータを複数個有し、各第１のフォワードコンバータの出力側が順次直列接続された第１のユニット群と、
前記第１のパルス信号とは位相が１８０度異なる第２のパルス信号でＯＮ、ＯＦＦ駆動制御されるスイッチ素子により入力直流信号を高周波信号に変換し、変換された高周波信号をトランスで昇圧して得られる信号を出力する第２のフォワードコンバータを複数個有し、各第２のフォワードコンバータの出力側が順次直列接続された第２のユニット群とを備え、
前記第１のユニット群と第２のユニット群の入力側には前記入力直流信号が並列入力され、前記第１のユニット群と第２のユニット群の出力を整流後に合成して出力することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 前記スイッチ素子は、ＰＷＭコンパレータで参照信号との比較により生成されるＰＷＭ信号により駆動制御され、前記参照信号を変化させることによりＤＣ／ＤＣコンバータの出力を変化させることを特徴とする請求項１または２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
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