JPH1141937A - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
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- JPH1141937A JPH1141937A JP21405197A JP21405197A JPH1141937A JP H1141937 A JPH1141937 A JP H1141937A JP 21405197 A JP21405197 A JP 21405197A JP 21405197 A JP21405197 A JP 21405197A JP H1141937 A JPH1141937 A JP H1141937A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】商用交流電源からの入力電流歪みが少なく、過
大な入力電圧降下の発生、過負荷防止用の遮断器の誤動
作、同一電源の他の機器を誤動作させること等のない高
力率の装置を提供する。 【解決手段】商用交流電源を整流する整流回路と、前記
整流回路の出力側に接続された変圧器の一次巻線と高周
波スイッチング素子とからなる直列回路と、前記変圧器
の二次巻線に接続された前記高周波スイッチング素子の
導通によって前記変圧器の一次巻線が励磁されるときの
出力を阻止する極性に定められたダイオードとコンデン
サとからなる直列回路と、前記高周波スイッチング素子
を出力設定値に対応した導通時間率でＯＮ−ＯＦＦ制御
するスイッチング素子制御回路とを備えた直流電源装
置。
大な入力電圧降下の発生、過負荷防止用の遮断器の誤動
作、同一電源の他の機器を誤動作させること等のない高
力率の装置を提供する。 【解決手段】商用交流電源を整流する整流回路と、前記
整流回路の出力側に接続された変圧器の一次巻線と高周
波スイッチング素子とからなる直列回路と、前記変圧器
の二次巻線に接続された前記高周波スイッチング素子の
導通によって前記変圧器の一次巻線が励磁されるときの
出力を阻止する極性に定められたダイオードとコンデン
サとからなる直列回路と、前記高周波スイッチング素子
を出力設定値に対応した導通時間率でＯＮ−ＯＦＦ制御
するスイッチング素子制御回路とを備えた直流電源装
置。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、商用交流を整流し
て所望の出力電圧・電流の直流を得るようにした直流電
源装置の改良に関するものである。
て所望の出力電圧・電流の直流を得るようにした直流電
源装置の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図６に単相の商用交流電源から電力を得
る方式の従来の直流電源装置の例を示す。同図におい
て、１は単相の商用交流電源、２は電力加工部、４は負
荷である。電力加工部２は両波整流回路ＲＥＣ１、この
両波整流回路ＲＥＣ１の出力を平滑するコンデンサＣ
１、スイッチングトランジスタＴＲ１ないしＴＲ４およ
びダイオードＤ１ないしＤ４からなるインバータ回路、
インバータ回路の出力電圧を負荷に適した電圧に変換す
る変圧器Ｔ１、変圧器Ｔ１の出力電圧を再度整流する整
流回路ＲＥＣ２、この整流回路ＲＥＣ２の出力電流を検
出する電流検出器ＣＴ１、出力電流設定器２１、出力電
流設定器２１の出力Ｉｒと電流検出器ＣＴ１の検出値Ｉ
ｆとを比較し差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆを出力する比較器
２２および比較器２２の出力信号ΔＩを入力として入力
信号に応じた導通時間率のパルス信号を出力してインバ
ータ回路を構成するスイッチングトランジスタＴＲ１と
ＴＲ４およびスイッチングトランジスタＴＲ２とＴＲ３
とをそれぞれ１組として各組のトランジスタを同時にか
つ各組毎に交互にＯＮ−ＯＦＦさせる信号を出力するパ
ルス幅制御回路（以後ＰＷＭ制御回路という）２３から
なる。
る方式の従来の直流電源装置の例を示す。同図におい
て、１は単相の商用交流電源、２は電力加工部、４は負
荷である。電力加工部２は両波整流回路ＲＥＣ１、この
両波整流回路ＲＥＣ１の出力を平滑するコンデンサＣ
１、スイッチングトランジスタＴＲ１ないしＴＲ４およ
びダイオードＤ１ないしＤ４からなるインバータ回路、
インバータ回路の出力電圧を負荷に適した電圧に変換す
る変圧器Ｔ１、変圧器Ｔ１の出力電圧を再度整流する整
流回路ＲＥＣ２、この整流回路ＲＥＣ２の出力電流を検
出する電流検出器ＣＴ１、出力電流設定器２１、出力電
流設定器２１の出力Ｉｒと電流検出器ＣＴ１の検出値Ｉ
ｆとを比較し差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆを出力する比較器
２２および比較器２２の出力信号ΔＩを入力として入力
信号に応じた導通時間率のパルス信号を出力してインバ
ータ回路を構成するスイッチングトランジスタＴＲ１と
ＴＲ４およびスイッチングトランジスタＴＲ２とＴＲ３
とをそれぞれ１組として各組のトランジスタを同時にか
つ各組毎に交互にＯＮ−ＯＦＦさせる信号を出力するパ
ルス幅制御回路（以後ＰＷＭ制御回路という）２３から
なる。
【０００３】図６の装置においては、商用交流電源１か
らの電力は両波整流回路ＲＥＣ１にて整流されて直流と
なり、コンデンサＣ１にて平滑された後にスイッチング
トランジスタＴＲ１ないしＴＲ４にて高周波の交流に変
換されて変圧器Ｔ１にて所望の電圧に変換された後に整
流回路ＲＥＣ２にて再度整流されて直流となり負荷４に
供給される。この出力電流は電流検出器ＣＴ１にて検出
されて出力電流設定器２１の設定値Ｉｒと比較器２２に
て比較されて、差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆが得られる。こ
の差信号ΔＩはＰＷＭ制御回路２３に供給されてこの差
信号ΔＩが減少する方向にスイッチングトランジスタＴ
Ｒ１ないしＴＲ４の導通時間率が調整されて、出力電流
が設定値に保たれるように制御される。
らの電力は両波整流回路ＲＥＣ１にて整流されて直流と
なり、コンデンサＣ１にて平滑された後にスイッチング
トランジスタＴＲ１ないしＴＲ４にて高周波の交流に変
換されて変圧器Ｔ１にて所望の電圧に変換された後に整
流回路ＲＥＣ２にて再度整流されて直流となり負荷４に
供給される。この出力電流は電流検出器ＣＴ１にて検出
されて出力電流設定器２１の設定値Ｉｒと比較器２２に
て比較されて、差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆが得られる。こ
の差信号ΔＩはＰＷＭ制御回路２３に供給されてこの差
信号ΔＩが減少する方向にスイッチングトランジスタＴ
Ｒ１ないしＴＲ４の導通時間率が調整されて、出力電流
が設定値に保たれるように制御される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記の方式の従来装置
においては、商用交流電源１からの入力電流が大きく歪
むために商用交流電源側に悪影響を及ぼす。その理由を
図７の波形図にて説明する。図７（ａ）は図６の装置に
おける商用交流電源１の電圧波形を示し、同図（ｂ）は
コンデンサＣ１の端子電圧、（ｃ）は入力電流波形を示
す。図７から容易にわかるように、正弦波の入力電力に
対して、入力電流は平滑用コンデンサＣ１の端子電圧が
入力電圧の両波整流波形よりも低い期間においてのみ流
れる。このために、入力電流は入力電圧位相のピーク点
附近の限られた期間のみ流れるパルス状の波形となり、
極端な歪波電流となる。このために商用交流電源１に対
しては、この期間にのみ大きな負担がかかることにな
り、電圧降下もこの期間にのみ発生するので、同図
（ａ）に破線にて示すように電圧波形を大きく歪ませる
ことになって、商用交流電源側に過大な負担をかけ、電
源の過負荷防止用遮断器をトリップさせたり同一電源に
接続されている他の機器に悪影響を及ぼし、甚しい場合
にはこれらを誤動作させることも発生する。また、入力
電圧波形に対して入力電流波形の位相が極端にずれるこ
とから、商用周波交流電源に対する力率が極めて低いも
のとなる。
においては、商用交流電源１からの入力電流が大きく歪
むために商用交流電源側に悪影響を及ぼす。その理由を
図７の波形図にて説明する。図７（ａ）は図６の装置に
おける商用交流電源１の電圧波形を示し、同図（ｂ）は
コンデンサＣ１の端子電圧、（ｃ）は入力電流波形を示
す。図７から容易にわかるように、正弦波の入力電力に
対して、入力電流は平滑用コンデンサＣ１の端子電圧が
入力電圧の両波整流波形よりも低い期間においてのみ流
れる。このために、入力電流は入力電圧位相のピーク点
附近の限られた期間のみ流れるパルス状の波形となり、
極端な歪波電流となる。このために商用交流電源１に対
しては、この期間にのみ大きな負担がかかることにな
り、電圧降下もこの期間にのみ発生するので、同図
（ａ）に破線にて示すように電圧波形を大きく歪ませる
ことになって、商用交流電源側に過大な負担をかけ、電
源の過負荷防止用遮断器をトリップさせたり同一電源に
接続されている他の機器に悪影響を及ぼし、甚しい場合
にはこれらを誤動作させることも発生する。また、入力
電圧波形に対して入力電流波形の位相が極端にずれるこ
とから、商用周波交流電源に対する力率が極めて低いも
のとなる。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記従来装置
の課題を解決するために商用交流電源を整流して脈動す
る直流とする整流回路と、前記整流回路の出力側に接続
された変圧器の一次巻線と高周波スイッチング素子とか
らなる直列回路と、前記変圧器の二次巻線に接続された
前記高周波スイッチング素子の導通によって前記変圧器
の一次巻線が励磁されるときの出力を阻止する極性に定
められたダイオードとコンデンサとからなる直列回路
と、前記高周波スイッチング素子を出力設定値に対応し
た導通時間率でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子
制御回路とを備え、前記コンデンサの両端から出力電力
を取り出す直流電源装置を提案したものである。
の課題を解決するために商用交流電源を整流して脈動す
る直流とする整流回路と、前記整流回路の出力側に接続
された変圧器の一次巻線と高周波スイッチング素子とか
らなる直列回路と、前記変圧器の二次巻線に接続された
前記高周波スイッチング素子の導通によって前記変圧器
の一次巻線が励磁されるときの出力を阻止する極性に定
められたダイオードとコンデンサとからなる直列回路
と、前記高周波スイッチング素子を出力設定値に対応し
た導通時間率でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子
制御回路とを備え、前記コンデンサの両端から出力電力
を取り出す直流電源装置を提案したものである。
【０００６】
【発明の実施の形態】図１に本発明の実施の形態を接続
図にて示す。同図において、１は単相商用交流電源、２
０は電力加工部、４は負荷である。電力加工部２０にお
いて、ＲＥＣ２１は両波整流回路、Ｔ２１は変圧器、Ｔ
Ｒ２１は変圧器Ｔ２１の一次巻線Ｎｐと直列に接続され
た高周波スイッチング素子であり、スイッチング用トラ
ンジスタや類似の素子が利用できる。Ｄ２１は高周波ス
イッチング素子ＴＲ２１と逆並列に接続された保護用ダ
イオード、Ｄ２２は変圧器Ｔ２１の二次巻線Ｎｓの出力
側に直列に設けられたダイオード、Ｃ２１はダイオード
Ｄ２２と二次巻線Ｎｓとに直列に接続されたコンデン
サ、ＣＴ２１は電流検出器、２１は出力電流設定器、２
２は出力電流設定器２１の設定値Ｉｒと電流検出器ＣＴ
２１の出力Ｉｆとを入力として差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆ
を出力する比較器、２３は比較器２２の出力ΔＩを入力
とし、入力信号に対応した導通時間率の高周波パルス信
号を高周波スイッチング素子ＴＲ２１に供給して、これ
をＯＮ−ＯＦＦ制御するＰＷＭ制御回路である。またＬ
Ｆ２１は入力側高周波フィルタ、Ｒ２１は抵抗器であ
る。
図にて示す。同図において、１は単相商用交流電源、２
０は電力加工部、４は負荷である。電力加工部２０にお
いて、ＲＥＣ２１は両波整流回路、Ｔ２１は変圧器、Ｔ
Ｒ２１は変圧器Ｔ２１の一次巻線Ｎｐと直列に接続され
た高周波スイッチング素子であり、スイッチング用トラ
ンジスタや類似の素子が利用できる。Ｄ２１は高周波ス
イッチング素子ＴＲ２１と逆並列に接続された保護用ダ
イオード、Ｄ２２は変圧器Ｔ２１の二次巻線Ｎｓの出力
側に直列に設けられたダイオード、Ｃ２１はダイオード
Ｄ２２と二次巻線Ｎｓとに直列に接続されたコンデン
サ、ＣＴ２１は電流検出器、２１は出力電流設定器、２
２は出力電流設定器２１の設定値Ｉｒと電流検出器ＣＴ
２１の出力Ｉｆとを入力として差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆ
を出力する比較器、２３は比較器２２の出力ΔＩを入力
とし、入力信号に対応した導通時間率の高周波パルス信
号を高周波スイッチング素子ＴＲ２１に供給して、これ
をＯＮ−ＯＦＦ制御するＰＷＭ制御回路である。またＬ
Ｆ２１は入力側高周波フィルタ、Ｒ２１は抵抗器であ
る。
【０００７】また、変圧器Ｔ２１の一次巻線Ｎｐと二次
巻線Ｎｓとは図中に・印で示したように相互の極性が定
めてあり、これらに対して、ダイオードＤ２２の極性を
図のように定めてある。このダイオードＤ２２の極性
は、高周波スイッチング素子ＴＲ２１が導通したときに
変圧器Ｔ２１の一次巻線Ｎｐに図の矢印方向に電流が流
れたときに二次巻線Ｎｓに発生する矢印方向の出力電圧
を阻止する極性に定める。
巻線Ｎｓとは図中に・印で示したように相互の極性が定
めてあり、これらに対して、ダイオードＤ２２の極性を
図のように定めてある。このダイオードＤ２２の極性
は、高周波スイッチング素子ＴＲ２１が導通したときに
変圧器Ｔ２１の一次巻線Ｎｐに図の矢印方向に電流が流
れたときに二次巻線Ｎｓに発生する矢印方向の出力電圧
を阻止する極性に定める。
【０００８】図１の装置において、商用交流電源１から
の電力は両波整流回路ＲＥＣ２１にて整流されて脈動す
る直流となり、変圧器Ｔ２１の一次巻線Ｎｐと高周波ス
イッチング素子ＴＲ２１とからなる直列回路に供給され
る。高周波スイッチング素子ＴＲ２１が導通すると両波
整流回路ＲＥＣ２１の出力の瞬時値に応じた電流が変圧
器Ｔ２１の一次巻線を通して流れる。変圧器Ｔ２１はこ
れによって励磁されて二次巻線Ｎｓに図示の極性の出力
電圧を発生するが、この出力電圧に対して、ダイオード
Ｄ２２は逆極性であるので変圧器Ｔ２１の二次巻線には
電流は流れられず、このために一次巻線Ｎｐに流れた電
流はすべて変圧器Ｔ２１に磁気エネルギーとして蓄えら
れる。次に高周波スイッチング素子ＴＲ２１を遮断する
と、それまで一次巻線に流れていた電流が急減しようと
するのを阻止する方向の電圧、即ち図中矢印と逆の方向
の電圧が誘起する。この誘起電圧はダイオードＤ２２に
対して順方向であり、このためそれまで一次巻線に流れ
ていた電流に代って二次巻線に電流が流れ、ダイオード
Ｄ２２を通してコンデンサＣ２１を充電する。（一部は
負荷４および抵抗器Ｒ２１にも流れる。）このとき、二
次巻線Ｎｐから流れ出す電力は高周波スイッチング素子
ＴＲ２１が導通していた期間に変圧器Ｔ２１に蓄えられ
た電磁エネルギーであり、二次巻線Ｎｓの出力電圧はこ
の蓄積されていた電磁エネルギーと一次巻線に接続され
ているダイオードＤ２１、コンデンサＣ２１、抵抗器Ｒ
２１および負荷４によって定まる電圧となり、例えばコ
ンデンサＣ２１の端子電圧が零に近いときは低く、高い
ときにはそれ以上の高電圧となる。
の電力は両波整流回路ＲＥＣ２１にて整流されて脈動す
る直流となり、変圧器Ｔ２１の一次巻線Ｎｐと高周波ス
イッチング素子ＴＲ２１とからなる直列回路に供給され
る。高周波スイッチング素子ＴＲ２１が導通すると両波
整流回路ＲＥＣ２１の出力の瞬時値に応じた電流が変圧
器Ｔ２１の一次巻線を通して流れる。変圧器Ｔ２１はこ
れによって励磁されて二次巻線Ｎｓに図示の極性の出力
電圧を発生するが、この出力電圧に対して、ダイオード
Ｄ２２は逆極性であるので変圧器Ｔ２１の二次巻線には
電流は流れられず、このために一次巻線Ｎｐに流れた電
流はすべて変圧器Ｔ２１に磁気エネルギーとして蓄えら
れる。次に高周波スイッチング素子ＴＲ２１を遮断する
と、それまで一次巻線に流れていた電流が急減しようと
するのを阻止する方向の電圧、即ち図中矢印と逆の方向
の電圧が誘起する。この誘起電圧はダイオードＤ２２に
対して順方向であり、このためそれまで一次巻線に流れ
ていた電流に代って二次巻線に電流が流れ、ダイオード
Ｄ２２を通してコンデンサＣ２１を充電する。（一部は
負荷４および抵抗器Ｒ２１にも流れる。）このとき、二
次巻線Ｎｐから流れ出す電力は高周波スイッチング素子
ＴＲ２１が導通していた期間に変圧器Ｔ２１に蓄えられ
た電磁エネルギーであり、二次巻線Ｎｓの出力電圧はこ
の蓄積されていた電磁エネルギーと一次巻線に接続され
ているダイオードＤ２１、コンデンサＣ２１、抵抗器Ｒ
２１および負荷４によって定まる電圧となり、例えばコ
ンデンサＣ２１の端子電圧が零に近いときは低く、高い
ときにはそれ以上の高電圧となる。
【０００９】変圧器Ｔ２１に蓄えられていた電磁エネル
ギーの放出が完了した頃に再び高周波スイッチング素子
ＴＲ２１を導通させると、変圧器Ｔ２１に対する電磁エ
ネルギーの蓄積が再開され、以後上記の動作をくりかえ
すことにより、コンデンサＣ２１の充電が進行し、この
両端から出力端子（ａ）、（ｂ）を引出して負荷４を接
続するとこれに電力が供給されることになる。
ギーの放出が完了した頃に再び高周波スイッチング素子
ＴＲ２１を導通させると、変圧器Ｔ２１に対する電磁エ
ネルギーの蓄積が再開され、以後上記の動作をくりかえ
すことにより、コンデンサＣ２１の充電が進行し、この
両端から出力端子（ａ）、（ｂ）を引出して負荷４を接
続するとこれに電力が供給されることになる。
【００１０】ここで出力電流は電流検出器ＣＴ２１で検
出されて信号Ｉｆとなり、出力電流設定器２１の出力信
号Ｉｒと比較器２２にて比較されて、差信号ΔＩ＝Ｉｒ
−Ｉｆが得られる。この差信号ΔＩはＰＷＭ制御回路に
入力され、ＰＷＭ制御回路２３はこの入力信号に応じた
導通時間率（ＯＮ−ＯＦＦ１周期に対するＯＮ時間の比
率）のパルス信号を発生し、高周波スイッチング素子Ｔ
Ｒ２１をＯＮ−ＯＦＦさせる。このとき、変圧器Ｔ２１
は高周波スイッチング素子の導通期間中（ＯＮ時間）に
磁気エネルギーを蓄積し、遮断期間中（ＯＦＦ時間）に
この蓄積エネルギーをすべて放出する必要があることか
ら、高周波スイッチング素子ＴＲ２１の導通時間率は５
０％以下とするのが安全であり、また変圧器Ｔ２１は電
磁エネルギーを蓄積するために鉄心の一部に空隙を設け
る必要がある。
出されて信号Ｉｆとなり、出力電流設定器２１の出力信
号Ｉｒと比較器２２にて比較されて、差信号ΔＩ＝Ｉｒ
−Ｉｆが得られる。この差信号ΔＩはＰＷＭ制御回路に
入力され、ＰＷＭ制御回路２３はこの入力信号に応じた
導通時間率（ＯＮ−ＯＦＦ１周期に対するＯＮ時間の比
率）のパルス信号を発生し、高周波スイッチング素子Ｔ
Ｒ２１をＯＮ−ＯＦＦさせる。このとき、変圧器Ｔ２１
は高周波スイッチング素子の導通期間中（ＯＮ時間）に
磁気エネルギーを蓄積し、遮断期間中（ＯＦＦ時間）に
この蓄積エネルギーをすべて放出する必要があることか
ら、高周波スイッチング素子ＴＲ２１の導通時間率は５
０％以下とするのが安全であり、また変圧器Ｔ２１は電
磁エネルギーを蓄積するために鉄心の一部に空隙を設け
る必要がある。
【００１１】図２は図１の装置の動作中の各部の波形を
示す線図であり、同図（ａ）は商用交流電源１の電圧波
形、（ｂ）はＰＷＭ制御回路２３の出力波形、（ｃ）は
変圧器Ｔ２１の一次電流波形、（ｄ）は変圧器Ｔ２１の
二次巻線Ｎｓの出力電圧波形、（ｅ）はコンデンサＣ２
１の端子電圧波形、（ｆ）は商用交流電源１からの入力
電流波形をそれぞれ時間の経過とともに示してある。な
お、図１の装置において、変圧器Ｔ２１の一次電流は図
２（ｃ）に示すように高周波成分を含み、この電流を供
給する両波整流回路ＲＥＣ２１を流れる電流も当然高周
波成分を含むので商用交流電源１にこれが影響しないよ
うに交流入力側にバイパスコンデンサのような簡単な高
周波フィルタＬＦ２１を設ける。
示す線図であり、同図（ａ）は商用交流電源１の電圧波
形、（ｂ）はＰＷＭ制御回路２３の出力波形、（ｃ）は
変圧器Ｔ２１の一次電流波形、（ｄ）は変圧器Ｔ２１の
二次巻線Ｎｓの出力電圧波形、（ｅ）はコンデンサＣ２
１の端子電圧波形、（ｆ）は商用交流電源１からの入力
電流波形をそれぞれ時間の経過とともに示してある。な
お、図１の装置において、変圧器Ｔ２１の一次電流は図
２（ｃ）に示すように高周波成分を含み、この電流を供
給する両波整流回路ＲＥＣ２１を流れる電流も当然高周
波成分を含むので商用交流電源１にこれが影響しないよ
うに交流入力側にバイパスコンデンサのような簡単な高
周波フィルタＬＦ２１を設ける。
【００１２】また、負荷４は常時接続されているとは限
らないので、充電されたコンデンサＣ２１の電荷をゆる
やかに放電して作業終了後は出力端子（ａ）、（ｂ）間
に危険な高電圧が現出しないように抵抗器Ｒ２１を接続
しておくことが望ましい。この抵抗器Ｒ２１の抵抗値と
しては、負荷４の抵抗値の１０〜数１０倍程度を目安に
決定すればよい。
らないので、充電されたコンデンサＣ２１の電荷をゆる
やかに放電して作業終了後は出力端子（ａ）、（ｂ）間
に危険な高電圧が現出しないように抵抗器Ｒ２１を接続
しておくことが望ましい。この抵抗器Ｒ２１の抵抗値と
しては、負荷４の抵抗値の１０〜数１０倍程度を目安に
決定すればよい。
【００１３】また、図１の装置において、変圧器Ｔ２１
は高周波スイッチング素子ＴＲ２１の導通期間中のみ励
磁され、その後の遮断時間中に鉄心の励磁はリセットさ
れるので高周波スイッチング素子ＴＲ３１のＯＮ−ＯＦ
Ｆの繰返し周波数を数１０ＫＨｚに設定することによ
り、この周波数に応じた電力を変圧する高周波変圧器と
することができるので図６に示した従来のインバータ式
の電源と同様に小形のものとなる。
は高周波スイッチング素子ＴＲ２１の導通期間中のみ励
磁され、その後の遮断時間中に鉄心の励磁はリセットさ
れるので高周波スイッチング素子ＴＲ３１のＯＮ−ＯＦ
Ｆの繰返し周波数を数１０ＫＨｚに設定することによ
り、この周波数に応じた電力を変圧する高周波変圧器と
することができるので図６に示した従来のインバータ式
の電源と同様に小形のものとなる。
【００１４】図３に本発明を３相商用交流電源に適用し
たときの例を示す。図３の装置は図１の装置を３回路並
列にしたものに相当し、ＲＥＣ３１ないしＲＥＣ３３は
３相商用交流電源３の各相を両波整流して直流を得る両
波整流回路、Ｔ３１ないしＴ３３は変圧器、ＴＲ３１な
いしＴＲ３３は高周波スイッチング素子、Ｄ３１ないし
Ｄ３３およびＤ３４ないしＤ３６はダイオード、Ｃ３１
ないしＣ３３はコンデンサ、Ｒ３１は抵抗器、ＬＦ３１
は３相高周波フィルタである。同図のその他の部分は図
１の同符号の部分と同機能のものを示す。
たときの例を示す。図３の装置は図１の装置を３回路並
列にしたものに相当し、ＲＥＣ３１ないしＲＥＣ３３は
３相商用交流電源３の各相を両波整流して直流を得る両
波整流回路、Ｔ３１ないしＴ３３は変圧器、ＴＲ３１な
いしＴＲ３３は高周波スイッチング素子、Ｄ３１ないし
Ｄ３３およびＤ３４ないしＤ３６はダイオード、Ｃ３１
ないしＣ３３はコンデンサ、Ｒ３１は抵抗器、ＬＦ３１
は３相高周波フィルタである。同図のその他の部分は図
１の同符号の部分と同機能のものを示す。
【００１５】同図において、ＰＷＭ制御回路２３は差信
号ΔＩに応じた導通時間率のパルスを発生し、このパル
スを各高周波スイッチング素子に同時に供給するもので
もよいが、このパルスを発生順に順次高周波スイッチン
グ素子ＴＲ３１、ＴＲ３２、ＴＲ３３に分配するものを
用いてもよい。
号ΔＩに応じた導通時間率のパルスを発生し、このパル
スを各高周波スイッチング素子に同時に供給するもので
もよいが、このパルスを発生順に順次高周波スイッチン
グ素子ＴＲ３１、ＴＲ３２、ＴＲ３３に分配するものを
用いてもよい。
【００１６】図４は、図３の装置のコンデンサＣ３１な
いしＣ３３を１個のコンデンサＣ３１に置きかえたもの
で、その他は図３の装置と同様である。
いしＣ３３を１個のコンデンサＣ３１に置きかえたもの
で、その他は図３の装置と同様である。
【００１７】図５は、図３の装置のコンデンサＣ３１な
いしＣ３３を直列にしたもので比較的高電圧の出力が必
要なときに適する。
いしＣ３３を直列にしたもので比較的高電圧の出力が必
要なときに適する。
【００１８】上記各実施例においては、高周波スイッチ
ング素子の制御はくりかえし周波数を一定とした誤差信
号に応じて導通時間率を変化させるようにしたパルス幅
制御（ＰＷＭ制御）により行う例を示したが、本発明は
これに限らず導通時間を一定としてくりかえし周波数を
誤差信号に対応して変化させて導通時間率を調整するパ
ルス周波数制御（ＰＦＭ制御）により行うものでもよ
い。
ング素子の制御はくりかえし周波数を一定とした誤差信
号に応じて導通時間率を変化させるようにしたパルス幅
制御（ＰＷＭ制御）により行う例を示したが、本発明は
これに限らず導通時間を一定としてくりかえし周波数を
誤差信号に対応して変化させて導通時間率を調整するパ
ルス周波数制御（ＰＦＭ制御）により行うものでもよ
い。
【００１９】また、出力電流を検出してこれを設定値に
倣わせる定電流制御にかえて、出力電圧を検出して、こ
れを出力電圧設定値と比較することにより、設定値に倣
わせる定電圧制御にも本発明は適用できる。その場合に
は、上記各実施例において、出力電流設定器２１にかえ
て出力設定器を、また電流検出器ＣＴ２１またはＣＴ３
１にかえて電圧検出器をそれぞれ設け、比較器２２とし
て、出力電圧設定器の設定値Ｖｒと電圧検出器の検出値
Ｖｆとの差ΔＶ＝Ｖｒ−Ｖｆを得る比較器を設けて、こ
の差信号ΔＶに応じて高周波スイッチング素子の導通時
間率を決定するように構成すればよい。
倣わせる定電流制御にかえて、出力電圧を検出して、こ
れを出力電圧設定値と比較することにより、設定値に倣
わせる定電圧制御にも本発明は適用できる。その場合に
は、上記各実施例において、出力電流設定器２１にかえ
て出力設定器を、また電流検出器ＣＴ２１またはＣＴ３
１にかえて電圧検出器をそれぞれ設け、比較器２２とし
て、出力電圧設定器の設定値Ｖｒと電圧検出器の検出値
Ｖｆとの差ΔＶ＝Ｖｒ−Ｖｆを得る比較器を設けて、こ
の差信号ΔＶに応じて高周波スイッチング素子の導通時
間率を決定するように構成すればよい。
【００２０】さらにまた、出力電流と出力電圧とを設定
し、これらの設定値と検出値とを比較し、両方の差信号
に夫々係数を乗じて加算し、この加算値に応じてスイッ
チング素子の導通時間率を制御するようにして、所望の
電圧・電流特性の装置を得るようにしてもよい。この場
合、出力電圧設定値Ｖｒと電圧検出器の検出値Ｖｆとの
差ΔＶと、出力電流設定値Ｉｒと電流検出値Ｉｆとの差
ΔＩと、これらに係数ａ及びｂを乗じて合成信号Δｓ＝
ａ・ΔＶ＋ｂ・ΔＩ（ただし、０≦ａ≦１、０≦ｂ≦１
で、かつａ＋ｂ＝１）をＰＷＭ制御回路の入力信号とす
ればよい。ここでａ＝０なら出力電流だけが比較されて
定電流特性となり、逆にｂ＝０とすれば出力電圧だけが
比較されて定電圧特性となる。係数ａおよびｂが０と１
との間にあるときは出力電流の変化に対して出力電圧が
傾きＶ／Ｉ＝ｂ／ａの傾斜特性の電源装置とすることが
できる。
し、これらの設定値と検出値とを比較し、両方の差信号
に夫々係数を乗じて加算し、この加算値に応じてスイッ
チング素子の導通時間率を制御するようにして、所望の
電圧・電流特性の装置を得るようにしてもよい。この場
合、出力電圧設定値Ｖｒと電圧検出器の検出値Ｖｆとの
差ΔＶと、出力電流設定値Ｉｒと電流検出値Ｉｆとの差
ΔＩと、これらに係数ａ及びｂを乗じて合成信号Δｓ＝
ａ・ΔＶ＋ｂ・ΔＩ（ただし、０≦ａ≦１、０≦ｂ≦１
で、かつａ＋ｂ＝１）をＰＷＭ制御回路の入力信号とす
ればよい。ここでａ＝０なら出力電流だけが比較されて
定電流特性となり、逆にｂ＝０とすれば出力電圧だけが
比較されて定電圧特性となる。係数ａおよびｂが０と１
との間にあるときは出力電流の変化に対して出力電圧が
傾きＶ／Ｉ＝ｂ／ａの傾斜特性の電源装置とすることが
できる。
【００２１】
【発明の効果】本発明は、上記の通り商用交流電源から
の入力電流が電圧波形とほぼ同位相でかつ同波形となる
ので過大な電圧降下を発生させることがなく、商用交流
電源回路過負荷防止用の遮断器を誤動作させたり、波形
歪のために同一電源に接続された他の機器を誤動作させ
ることもない。また装置自体の力率も１に近くなるので
無効電力の発生がなく高力率の装置が得られる。
の入力電流が電圧波形とほぼ同位相でかつ同波形となる
ので過大な電圧降下を発生させることがなく、商用交流
電源回路過負荷防止用の遮断器を誤動作させたり、波形
歪のために同一電源に接続された他の機器を誤動作させ
ることもない。また装置自体の力率も１に近くなるので
無効電力の発生がなく高力率の装置が得られる。
【図１】本発明の実施の形態を示す接続図。
【図２】図１の装置の動作を説明するための各部の波形
を示す線図。
を示す線図。
【図３】別の実施の形態を示す接続図。
【図４】別の実施の形態を示す接続図。
【図５】別の実施の形態を示す接続図。
【図６】従来の装置の例を示す接続図。
【図７】図６の従来装置の動作を説明するための各部の
波形を示す線図。
波形を示す線図。
１，３ 商用交流電源 ２，２０ 電力加工部 ３１〜３３ 電力加工部 ４ 負荷 ２１ 出力電流設定部 ２２ 比較器 ２３ ＰＷＭ制御回路 ＲＥＣ１ 両波整流回路 ＲＥＣ２，ＲＥＣ２１ 整流回路 ＲＥＣ３１〜ＲＥＣ３３ 整流回路 Ｃ１，Ｃ２１ コンデンサ Ｃ３１〜Ｃ３３ コンデンサ ＴＲ１〜ＴＲ４ スイッチングトランジスタ ＴＲ２１ 高周波スイッチング素子 ＴＲ３１〜ＴＲ３３ 高周波スイッチング素子 Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード Ｄ２１，Ｄ２２ ダイオード Ｄ３１〜Ｄ３６ ダイオード Ｔ１，Ｔ２１ 変圧器 Ｔ３１〜Ｔ３３ 変圧器 ＣＴ１，ＣＴ２１，ＣＴ３１ 電流検出器 Ｒ２１，Ｒ３１ 抵抗器 ＬＦ２１，ＬＦ３１ 高周波フィルタ
Claims (3)
- 【請求項１】 商用交流電源を整流して脈動する直流と
する整流回路と、前記整流回路の出力側に接続された変
圧器の一次巻線と高周波スイッチング素子とからなる直
列回路と、前記変圧器の二次巻線に接続された前記高周
波スイッチング素子の導通によって前記変圧器の一次巻
線が励磁されるときの出力を阻止する極性に定められた
ダイオードとコンデンサとからなる直列回路と、前記高
周波スイッチング素子を出力設定値に対応した導通時間
率でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御回路と
を備え、前記コンデンサの両端から出力電力を取り出す
直流電源装置。 - 【請求項２】 前記変圧器の鉄心には磁気エネルギー蓄
積のための空隙を設けてある請求項１に記載の直流電源
装置。 - 【請求項３】 前記コンデンサの端子間または出力端子
間には前記コンデンサの蓄積電荷を放電するための抵抗
器を並列に接続してある請求項１または２のいずれかに
記載の直流電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21405197A JPH1141937A (ja) | 1997-07-23 | 1997-07-23 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21405197A JPH1141937A (ja) | 1997-07-23 | 1997-07-23 | 直流電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1141937A true JPH1141937A (ja) | 1999-02-12 |
Family
ID=16649458
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21405197A Pending JPH1141937A (ja) | 1997-07-23 | 1997-07-23 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1141937A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1050322C (zh) * | 1995-11-15 | 2000-03-15 | 淄博中利塑胶制品有限公司 | 塑料复合地板的底板材料 |
| JP2003111412A (ja) * | 2001-09-28 | 2003-04-11 | Nf Corp | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP2007318879A (ja) * | 2006-05-24 | 2007-12-06 | Stanley Electric Co Ltd | 電源装置 |
-
1997
- 1997-07-23 JP JP21405197A patent/JPH1141937A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1050322C (zh) * | 1995-11-15 | 2000-03-15 | 淄博中利塑胶制品有限公司 | 塑料复合地板的底板材料 |
| JP2003111412A (ja) * | 2001-09-28 | 2003-04-11 | Nf Corp | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP2007318879A (ja) * | 2006-05-24 | 2007-12-06 | Stanley Electric Co Ltd | 電源装置 |
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