JP4080574B2 - 直流アーク溶接用電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用交流を整流してアーク溶接に適した出力電圧・電流の直流を得るようにした直流アーク溶接用電源装置の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図６に単相の商用交流電源から電力を得る方式の従来の直流アーク溶接用電源装置の例を示す。同図において、１は単相の商用交流電源、２は電力加工部、４は電極４ａおよび被溶接物４ｂからなるアーク溶接負荷である。電力加工部２は両波整流回路ＲＥＣ１、この両波整流回路ＲＥＣ１の出力を平滑するコンデンサＣ１、スイッチングトランジスタＴＲ１ないしＴＲ４およびダイオードＤ１ないしＤ４からなるインバータ回路、インバータ回路の出力電圧を負荷に適した電圧に変換する変圧器Ｔ１、変圧器Ｔ１の出力電圧を再度整流する整流回路ＲＥＣ２、この両波整流回路ＲＥＣ２の出力と出力端子との間に設けられた直流リアクトルＬ２１、出力電流を検出する電流検出器ＣＴ１、出力電流設定器２１、出力電流設定器２１の出力Ｉｒと電流検出器ＣＴ１の検出値Ｉｆとを比較し差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆを出力する比較器２２および比較器２２の出力信号ΔＩを入力として入力信号に応じた導通時間率のパルス信号を出力してインバータ回路を構成するスイッチングトランジスタＴＲ１とＴＲ４およびスイッチングトランジスタＴＲ２とＴＲ３とをそれぞれ１組として各組のトランジスタを同時にかつ各組毎に交互にＯＮ−ＯＦＦさせる信号を出力するパルス幅制御回路（以後ＰＷＭ制御回路という）２３からなる。
【０００３】
図６の装置においては、商用交流電源１からの電力は両波整流回路ＲＥＣ１にて整流されて直流となり、コンデンサＣ１にて平滑された後にスイッチングトランジスタＴＲ１ないしＴＲ４にて高周波の交流に変換されて変圧器Ｔ１にて所望の電圧に変換され、両波整流回路ＲＥＣ２にて再度整流されて直流となり直流リアクトルＬ１を介してアーク溶接負荷４に供給される。この出力電流は電流検出器ＣＴ１にて検出されて出力電流設定器２１の設定値Ｉｒと比較器２２にて比較されて、差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆが得られる。この差信号ΔＩはＰＷＭ制御回路２３に供給されてこの差信号ΔＩが減少する方向にスイッチングトランジスタＴＲ１ないしＴＲ４の導通時間率が調整されて、出力電流が設定値に保たれるように制御される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記の方式の従来装置においては、商用交流電源１からの入力電流が大きく歪むために商用交流電源側に悪影響を及ぼす。その理由を図７の波形図にて説明する。図７（ａ）は図６の装置における商用交流電源１の電圧波形を示し、同図（ｂ）はコンデンサＣ１の端子電圧、（ｃ）は入力電流波形を示す。図７から容易にわかるように、正弦波の入力電圧に対して、入力電流は平滑用コンデンサＣ１の端子電圧が入力電圧の両波整流波形よりも低い期間においてのみ流れる。このために、入力電流は入力電圧位相のピーク点附近の限られた期間のみ流れるパルス状の波形となり、極端な歪波電流となる。このために商用交流電源１に対しては、この期間にのみ大きな負担がかかることになり、電圧降下もこの期間にのみ発生するので、同図（ａ）に破線にて示すように電圧波形を大きく歪ませることになって、商用交流電源側に過大な負担をかけ、電源の過負荷防止用遮断器をトリップさせたり同一電源に接続されている他の機器に悪影響を及ぼし、甚しい場合にはこれらを護動作させることも発生する。また、電圧波形に対して電流波形が極端にずれることから商用交流電源１に対する力率は極めて低いものであった。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、商用交流電源に接続された変圧器の一次巻線と両波整流回路とからなる直列回路と、前記商用交流電源に接続された変圧器の一次巻線と両波整流回路とからなる直列回路と、前記両波整流回路の出力を短絡し前記短絡中に前記変圧器の一次巻線に電磁エネルギーを蓄積させるスイッチング素子と、前記スイッチング素子が遮断中に前記蓄積された電磁エネルギーを二次巻線から放電するセンタータップ付変圧器と、前記商用交流電源の半周期に前記二次巻線から第１のダイオードを介し電流を通電すると共に次の半周期で第２のダイオードを介して電流を通電し前記電流を両波整流するセンタータップ付両波整流回路と、前記両波整流された電流を充電するするコンデンサと、前記コンデンサからの電流を平滑して出力する直流リアクトルと、予め定めた出力電流設定値を設定する出力電流設定器と、前記直流リアクトルからの出力電流と前記出力電流設定値とが略同一になるように前記スイッチング素子のパルス幅を制御するＰＷＭ制御回路と、を備えたことを特徴とする直流アーク加工用電源装置である。
【０００６】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の実施の形態の例を示す接続図である。同図において、１は単相商用交流電源、２０は電力加工部、４はアーク溶接負荷であり、電極４ａと被溶接物４ｂとからなる。電力加工部２０は一次巻線Ｔ２１ｐおよびセンタータップ付の二次巻線Ｔ２１ｓからなる変圧器Ｔ２１、両波整流回路ＲＥＣ２１、スイッチング素子ＴＲ１０、ダイオードＤ１０、Ｄ２１、Ｄ２２、コンデンサＣ１１、抵抗器Ｒ１１、直流リアクトルＬ２１、出力電流設定器２１、電流検出器ＣＴ１１、比較器２２、ＰＷＭ制御回路２３および高周波フィルタＬＦ２１からなる。ここで、直流リアクトルＬ２１は、アーク溶接負荷４の変動に対する出力電流の変化の時定数を実施するアーク溶接に適した値にするために設けられるものであり、電極４ａと被溶接物４ｂとが短絡したときの電流の立上り速度や短絡から開放してアークが再生するときの電流の低下速度を適値にするアーク溶接用電源装置のダイナミック特性を改善するものである。また、変圧器Ｔ２１の一次巻線Ｔ２１ｐと二次巻線Ｔ２１ｓとは図中に・印で示すように交流電源１の出力が図中に＋、−で示す極性のときに二次巻線Ｔ２１ｓの・印側に＋の出力が発生する極性に定められている。
【０００７】
同図において、アーク溶接負荷４に流れる電流は電流検出器ＣＴ１１にて検出されて信号Ｉｆとなり、出力電流設定器２１の設定値Ｉｒと比較器２２にて比較されて差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆが算出される。ＰＷＭ制御回路２３はこの差信号ΔＩに応じて入力信号が減少する方向に出力パルス幅を調整して、スイッチング素子ＴＲ１０に供給する。このＰＷＭ制御回路２３の動作周波数（ＯＮ−ＯＦＦのくりかえし周波数）を商用交流電源１の周波数よりも十分に高く、１０ＫＨｚないし数１０ＫＨｚに設定しておく。また同図においてＤ１０はスイッチング素子ＴＲ１０に逆方向電圧が印加されることを防止するための保護用ダイオードであり、ＬＦ２１はスイッチング素子ＴＲ１０のＯＮ−ＯＦＦ動作によって入力電流に含まれる高周波成分をバイパスするための高周波フィルタである。
【０００８】
図２は図１の装置の動作を説明するための各部の波形を示す線図であり、同図（ａ）は商用交流電源１の電圧波形、（ｂ）はＰＷＭ制御回路２３の出力波形、（ｃ）はスイッチング素子ＴＲ１０を流れる電流波形、（ｄ）は二次巻線Ｔ２１ｓの誘起電圧波形、（ｅ）はダイオードＤ２１に流れる電流波形、（ｆ）はダイオードＤ２２に流れる電流波形、（ｇ）はコンデンサＣ１１の端子電圧波形、（ｈ）は商用交流電源１からの流入電流波形をそれぞれ時間の経過とともに示してある。
【０００９】
図２の線図を参照して図１の装置の動作を説明する。いま、商用交流電源１から一次巻線Ｔ２１ｐの・印へ電流が流れ込む極性の半波（図中に＋−で示した極性）Ｔ１の期間において、スイッチング素子ＴＲ１０が導通すると、変圧器Ｔ２１の一次巻線Ｔ２１ｐに図２（Ｃ）に示すように交流電源１の電圧波形の瞬時値に比例した電流が整流回路ＲＥＣ２１およびスイッチング素子ＴＲ１０を通して流れる。この電流によって二次巻線Ｔ２１ｓには図示の極性の電圧が変圧器Ｔ２１の巻数比に応じて誘起されるが、定常動作の途中においてはコンデンサＣ１１の端子電圧がこの誘起電圧より高く充電されているのでダイオードＤ２２は逆バイアスの状態にあり、電流は流れない。（但し、スイッチング素子ＴＲ１０がＯＮ−ＯＦＦ動作を始める最初の半波においてはコンデンサＣ１１には充電電荷がないのでスイッチング素子ＴＲ１０の導通時にも二次巻線Ｔ２１ｓおよびダイオードＤ２２を通して電流が流れる。しかし商用交流電源の電圧波形の最初の半波の前半期間が経過するとコンデンサＣ１１は入力電圧の波高値近くまで充電されるので以後はスイッチング素子ＴＲ１０の導通期間中は二次巻線には電流が流れない。）このために、一次巻線Ｔ２１ｐに流れた電流は変圧器Ｔ２１に電磁エネルギーとして蓄えられる。次にＴｏｎ期間の終りにスイッチング素子ＴＲ１０が遮断すると、それまでに蓄えられた電磁エネルギーが二次巻線Ｔ２１ｓを通じて放出され、図２（ｄ）のように図１に示した極性と逆の極性の電圧を二次巻線に誘起し、ダイオードＤ２１を通してコンデンサＣ１１に図２（ｅ）に示すようにそれまでに蓄積された電磁エネルギーの量に比例した電流が流れてこれを充電する。このときの誘起電圧は蓄積エネルギーの大小にかかわらず図２（ｄ）に示すようにコンデンサＣ１１の端子電圧を超える値にまで達する。このためにそのときの交流電源電圧の瞬時値にかかわらずコンデンサの充電が行なわれることになる。変圧器Ｔ２１に蓄積された電磁エネルギーの放出が終る頃に遮断期間ｔｏｆｆを終了させ、再びスイッチング素子ＴＲ１０を導通させると変圧器Ｔ２１には再び電磁エネルギーの蓄積が開始される。これらの動作をスイッチング素子ＴＲ１０のＯＮ−ＯＦＦ毎にくりかえして期間Ｔ１が終了し、逆の半波期間Ｔ２に入ると、スイッチング素子ＴＲ１０の導通期間中に一次巻線Ｔ２１ｐにはさきと逆方向の電流が流れ、スイッチング素子の遮断時にダイオードＤ２２を通して導通期間中に蓄積された電磁エネルギーを放出して、コンデンサＣ１１を充電する。
【００１０】
コンデンサＣ１１の端子電圧は直流リアクトルＬ２１を通してアーク溶接負荷４に供給される。アーク溶接負荷４に流れる電流は電流検出器ＣＴ１１によって検出信号Ｉｆとなり、出力電流設定器２１の設定値Ｉｒと比較器２２にて比較されて差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆとなり、この差信号ΔＩに応じた導通時間率となるようにＰＷＭ制御回路２３が出力パルス幅を決定し、スイッチング素子ＴＲ１０をＯＮ−ＯＦＦ制御する。
【００１１】
したがって、ＰＷＭ制御回路２３の出力周波数を商用交流電源１の周波数よりも十分に高く、例えば１０ＫＨｚないし数１０ＫＨｚの高周波としておけば、商用交流電源１からの入力電圧波形のすべての位相において、電力が供給されることになる。このとき、入力電流にはＰＷＭ制御回路の動作周波数の高周波成分を含むことになるが、入力側に小容量のコンデンサからなる高周波フィルタＬＦ２１を設けることにより、入力電流を平坦化することができ、図２（ｈ）に示すように商用交流電源１の電圧位相に略一致した正弦波状の電流波形とすることができる。
【００１２】
図１の装置において、変圧器Ｔ２１はスイッチング素子ＴＲ１０のＯＮ−ＯＦＦ周波数に応じた高周波変圧器を用意すればよいので、その鉄心断面積は小さなものでよく、またスイッチング素子ＴＲ１０が導通している期間中に流れる電流によって電磁エネルギーを蓄えるためにその磁路の途中に適宜空隙を設けると都合がよい。
【００１３】
さらに本発明の装置においてはスイッチング素子ＴＲ１０の導通期間中に変圧器Ｔ２１に電磁エネルギーを蓄え、スイッチング素子ＴＲ１０の遮断期間中にこれを放出してコンデンサＣ１１に充電するものであるので、変圧器Ｔ２１の鉄心がスイッチング素子ＴＲ１０の１回のＯＮ−ＯＦＦにおいて磁束が完全にリセットされるようにスイッチング素子の導通時間率（ＯＮ−ＯＦＦの１周期におけるＯＮ期間の占める割合）が差信号ΔＩの最大値に対しても５０％以下になるようにＰＷＭ制御回路２３を設計しておくことが望ましい。
【００１４】
なお、図１の装置において、抵抗器Ｒ１１は動作停止時にコンデンサＣ１１に残留する電荷を放電するためのものであり、アーク溶接の終了時には動作停止と同時にアーク溶接負荷４が開放となるのが通常であるので、残留電荷を抵抗器Ｒ１１を通して比較的短時間に放電することによって感電の危険性を防止する。ただし、コンデンサＣ１１が完全に放電した状態からの起動にはコンデンサＣ１１をフル充電するまでに若干の時間が必要であるので、アーク溶接の起動、停止をくりかえすような用途においては、この抵抗器によって急速に残留電荷を放出してしまうとアーク溶接停止後の再起動に不便である。そこで抵抗器Ｒ１１の抵抗値としてはコンデンサＣ１１の充電電荷を数秒程度の間に放電する値に選定しておくと、危険防止とともにアーク溶接停止直後の再起動が容易となる。また、第２図においてはＰＷＭ制御回路２３の出力と商用交流電源１の電圧位相とが同期しているものについて説明したが、両者の位相は同期していなくても本発明の実施には特別問題はない。
【００１５】
図３は本発明を３相交流電源に対して実施したときの形態の例を示した接続図である。同図において、３は３相商用交流電源、３１は電力加工部であり、高周波フィルタＬＦ３１、一次巻線Ｔ３１ｐとセンタータップ付二次巻線Ｔ３１ｓを有する変圧器Ｔ３１、同様に一次巻線Ｔ３２ｐ、Ｔ３３ｐと二次巻線Ｔ３２ｓ、Ｔ３３ｓをそれぞれ有する変圧器Ｔ３２、Ｔ３３、３相両波整流回路ＲＥＣ３１、ダイオードＤ１０およびダイオードＤ３１ないしＤ３６、スイッチング素子ＴＲ１０、コンデンサＣ１１、直流リアクトルＬ２１、抵抗器Ｒ１１、電流検出器ＣＴ１１、出力電流設定器２１、比較器２２およびＰＷＭ制御回路２３からなる。また変圧器Ｔ３１ないしＴ３３の一次巻線と二次巻線の極性は図中に・印の通りであり、これに対してダイオードＤ３１ないしＤ３６の極性が図示の通りに定められている。
【００１６】
図３の装置において、ダイオードＤ３１ないしＤ３６はセンタータップ式両波整流回路を構成している。図中イ、ロ、ハのうちイ点が最高電位となる期間は商用交流電源３の１周期２πの間にπ／３あり、この期間にスイッチング素子ＴＲ１０が導通すると変圧器Ｔ３１ｐ、両波整流回路ＲＥＣ３１、スイッチング素子ＴＲ１０、両波整流回路ＲＥＣ３１、変圧器Ｔ３２ｐとＴ３３ｐの回路を電流が流れて各変圧器の二次巻線Ｔ３１ｓ、Ｔ３２ｓ、Ｔ３３ｓにそれぞれ図示の極性の電圧が誘起される。この誘起電圧は、図１に示した実施例と同様に定常状態においては、コンデンサＣ１１の端子電圧がこの誘起電圧よりも高く充電されているのでダイオードＤ３２、Ｄ３３、Ｄ３５はすべて逆バイアスの状態にあり、電流は流れない。（但し、スイッチング素子ＴＲ１０がＯＮ−ＯＦＦ動作を始める最初の半波においてはコンデンサＣ１１には充電されていないのでスイッチング素子ＴＲ１０の導通時にも二次巻線Ｔ３１ｓおよびダイオードＤ３２を通して電流が流れる。しかし、商用周波の電圧波形の最初の半波の前半の期間が終了する頃にはコンデンサＣ１１はこの波高値近くまで充電されるので以後はスイッチング素子ＴＲ１０の導通期間中は二次巻線には電流が流れない。）このために、一次巻線Ｔ３１ｐ、Ｔ３２ｐ、Ｔ３３ｐに流れた電流はそれぞれの変圧器に電磁エネルギーとして蓄えられる。次にスイッチング素子ＴＲ１０が遮断すると、それまでに蓄えられた電磁エネルギーが二次巻線Ｔ３１ｓ、Ｔ３２ｓ、Ｔ３３ｓを通じて放出され、図３に示した極性と逆の極性の電圧を二次巻線に誘起し、それぞれ順方向となるダイオードＤ３１、Ｄ３４、Ｄ３６を通してコンデンサＣ１１を充電する。このときの誘起電圧は蓄積エネルギーの大小にかかわらずコンデンサＣ１１の端子電圧を超える値にまで達する。このためにその直前のスイッチング素子ＴＲ１０の導通期間の交流電源電圧の瞬時値にかかわらず十分に高い電圧が誘起してコンデンサＣ１１の充電が行なわれることになる。各変圧器に蓄積された電磁エネルギーの放出が終る頃に再びスイッチング素子ＴＲ１０を導通させると変圧器Ｔ３１ないしＴ３３に再び電磁エネルギーの蓄積が開始される。このような動作を図３のイ点の電位がロ点およびハ点の各電位よりも高い期間中くりかえす。
【００１７】
つぎに図のハ点が最低電位となるので変圧器Ｔ３６と変圧器Ｔ３１、Ｔ３３が同様に動作し、つぎに図のロ点の電位が他の点よりも高くなって変圧器Ｔ３３と変圧器Ｔ３２、Ｔ３６が同様の動作をする。さらに図のイ点が最も低い電圧になると変圧器Ｔ３２と変圧器Ｔ３３、Ｔ３５が、ハ点が最高電位になる期間では、変圧器Ｔ３５と変圧器Ｔ３３、Ｔ３４が、ロ点が最低電位となる期間では変圧器Ｔ３４と変圧器Ｔ３１、Ｔ３５がそれぞれ上記と同様の動作をそれぞれ商用交流の電圧位相のπ／３の期間ずつくりかえして商用交流電源の１周期（２π）を終了する。
【００１８】
図４は、本発明の別の実施の形態を示す接続図である。同図は、図１の実施例の二次巻線の出力を倍電圧整流回路にて整流するようにした例であり、Ｔ２２ｐは変圧器Ｔ２２の一次巻線、Ｔ２２ｓは同二次巻線、Ｄ２７、２８はダイオード、Ｃ２１、Ｃ２１はコンデンサであり、同図のその他の要素は図図１の装置と同機能のものに同符号を付して説明を省略する。
【００１９】
図４の装置において、交流電源１の電圧の極性が図示の通りのときにスイッチング素子ＴＲ１０が導通すると変圧器Ｔ２２の一次巻線Ｔ２２ｐには交流電源１の電圧波高値に対応した電流が流れ、これによって二次巻線Ｔ２２ｓには図示の極性の電圧が誘起される。定常動作中においてはコンデンサＣ２１、Ｃ２２の各端子電圧はこのときの誘起電圧よりも十分に高いので、ダイオードＤ２８は逆バイアスされている。（ただし、動作開始直後においてはコンデンサＣ２１、Ｃ２２の電圧が低い期間があるのは図１の装置と同様である）またダイオードＤ２７に対しては逆方向であるので、結局二次巻線Ｔ２２ｓには電流は流れない。このため、スイッチング素子ＴＲ１０が導通している期間中に一次巻線Ｔ２２ｐに流れた電流はすべて変圧器Ｔ２２に電磁エネルギーとして蓄積される。次にスイッチング素子ＴＲ１０が遮断すると二次巻線Ｔ２２ｓに図示と逆の極性の電圧が発生し、ダイオードＤ２７を通してコンデンサＣ２１に供給される。この電圧はスイッチング素子ＴＲ１０が導通していた期間中に蓄えられた電磁エネルギーを放出するのに充分な高い電圧にまで達するのでコンデンサＣ２１はこれによって充電される。変圧器Ｔ２２に蓄積された電磁エネルギーの放出が終る頃に再びスイッチング素子ＴＲ１０が導通し、以後交流電源１の電圧極性が図示の期間中上記の動作をくりかえす。
【００２０】
次に交流電源１の電圧の極性が図示と逆になると二次巻線Ｔ２２ｓにおける誘起電圧も逆の極性となり、スイッチング素子ＴＲ１０が遮断したときにダイオードＤ２８を通してコンデンサＣ２２が充電される。
【００２１】
コンデンサＣ２１とＣ２２とは直列に接続されており、この直列回路の両端から直流リアクトルＬ２１を通してアーク溶接負荷４に電力が供給される。この出力電流は電流検出器ＣＴ１１によって検出されて信号Ｉｆとなり、出力電流設定器２１の設定値Ｉｒと比較器２２にて比較されて差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆが演算されてＰＷＭ制御回路２３に入力される。ＰＷＭ制御回路２３はこの入力信号に対応した導通時間率となるように出力パルス幅を決定してスイッチング素子ＴＲ１０をＯＮ−ＯＦＦ制御する。この結果、溶接電流は出力電流設定器２１にて設定された値に保たれることになる。
【００２２】
図５は変圧器の二次巻線出力を倍電圧整流するようにした別の例を示す接続図である。同図において変圧器Ｔ２３の二次巻線Ｔ２３ｓにはコンデンサＣ２３とダイオードＤ２９とからなる直列回路が接続されており、一次巻線Ｔ２３ｐと二次巻線Ｔ２３ｓおよびダイオードＤ２９とは図示の通りにその極性が定められている。また、ダイオードＤ２９にはダイオードＤ３０とコンデンサＣ２４とからなる直列回路が接続されており、このコンデンサＣ２４の両端から直流リアクトルＬ２１を通してアーク溶接負荷４に電力が供給される。
【００２３】
図５の装置において、交流電源１の出力電圧が図中に示す極性の期間中において、スイッチング素子ＴＲ１０が導通すると、二次巻線Ｔ２３ｓには図示の極性の電圧が発生する。この電圧はダイオードＤ２９を通してコンデンサＣ２３を図示の極性に充電することになるが、コンデンサＣ２３にはそれ以前の動作によって充電された残留電荷が存在するのでスイッチング素子ＴＲ１０の導通期間の極く初期の期間のみ充電され、残余の期間は全く充電されなくなるので二次巻線には電流は流れず、この間に一次巻線流れた電流に応じた電磁エネルギーが変圧器Ｔ２３に蓄えられる。次にスイッチング素子ＴＲ１０が遮断すると蓄積エネルギーによって二次巻線Ｔ２３ｓに図示と逆の極性の電圧が誘起され、この誘起電圧とコンデンサＣ２３の端子電圧との和の電圧によってダイオードＤ３０を通してコンデンサＣ２４が充電される。
【００２４】
図５の装置においても溶接電流は出力電流検出器ＣＴ１１によって検出されて出力電流設定器２１の設定値との差が比較器２２にて演算されて差信号によってＰＷＭ制御回路２３がその出力パルスのパルス幅を決定して、スイッチング素子ＴＲ１０の導通時間を決定して、溶接電流が設定値に倣うように制御される。
【００２５】
また、図５の装置において商用交流電源３からの入力電流は高周波フィルタＬＦ３１にて平坦化されて電源電圧位相と同相の略正弦波電流となる。
【００２６】
上記各実施例においては、出力電流を電流検出器によって検出してこれを出力電流設定器の設定値と比較して、差信号が減少する方向にスイッチング素子ＴＲ１０の導通時間率を変化させる方式のものを示したが、本発明はこれに限らず出力電圧を検出してこれを設定値と比較して、差が減少するようにスイッチング素子の導通時間率を制御して定電圧特性の装置を得るものにも本発明は適用できる。
【００２７】
さらにまた、出力電流と出力電圧とを設定し、これらの設定値と検出値とを比較し、両方の差信号に夫々係数を乗じて加算し、この加算値に応じてスイッチング素子の導通時間率を制御するようにして、所望の電圧・電流特性の装置を得るようにしてもよい。この場合、出力電圧設定値Ｖｒと電圧検出器の検出値Ｖｆとの差ΔＶと、出力電流設定値Ｉｒと電流検出値Ｉｆとの差ΔＩと、これらに係数ａ及びｂを乗じて合成信号Δｓ＝ａ・ΔＶ＋ｂ・ΔＩ（ただし、０≦ａ≦１、０≦ｂ≦１で、かつａ＋ｂ＝１）をＰＷＭ制御回路の入力信号とすればよい。ここでａ＝０なら出力電流だけが比較されて定電流特性となり、逆にｂ＝０とすれば出力電圧だけが比較されて定電圧特性となる。係数ａおよびｂが０と１との間にあるときは出力電流の変化に対して出力電圧が傾きＶ／Ｉ＝ｂ／ａの傾斜特性の電源装置とすることができる。
【００２８】
また、上記各実施例においては、スイッチング素子の制御方法としてはその動作周波数を一定にしてその１周期内における導通時間の割合を変化させるＰＷＭ制御方式のものについて説明したが、本発明はこれに限らず、スイッチング素子の１回の導通時間の長さは一定とし、くりかえし周波数を誤差信号に応じて変化させるＰＦＭ制御（パルス周波数制御）方式のものにも本発明は適用できる。
【００２９】
【発明の効果】
本発明は、上記の通り商用交流電源からの入力電流が入力電圧波形と同相でかつ略同波形となるので、過大な入力電圧降下を発生させることがなく、商用交流電源回路の過負荷防止用の遮断器を誤動作させたり、波形歪のために同一電源に接続されている他の機器を誤動作させることもない。また力率も１に近くなるので無効電力の発生がなく、高力率の直流アーク溶接用電源装置が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態を示す接続図。
【図２】図１の装置の動作を説明するための線図。
【図３】本発明の別の実施の形態を示す接続図。
【図４】本発明の別の実施の形態を示す接続図。
【図５】本発明の別の実施の形態を示す接続図。
【図６】従来の装置の例を示す接続図。
【図７】図６の装置の動作を説明するための接続図。
【符号の説明】
１、３ 商用交流電源
４ アーク溶接負荷
４ａ 電極
４ｂ 被溶接物
２０、３１ 電力加工部
２１ 出力電流設定器
２２ 比較器
２３ ＰＷＭ制御回路
ＲＥＣ２１、ＲＥＣ３１ 両波整流回路
Ｔ２１ｐ、Ｔ２２ｐ、Ｔ２３ｐ 変圧器一次巻線
Ｔ３１ｐ、Ｔ３２ｐ、Ｔ３３ｐ 変圧器一次巻線
Ｔ２１ｓ、Ｔ２２ｓ、Ｔ２３ｓ 変圧器二次巻線
Ｔ３１ｓ、Ｔ３２ｓ、Ｔ３３ｓ 変圧器二次巻線
ＴＲ１０ スイッチング素子
Ｄ１０、Ｄ２１、Ｄ２２、Ｄ２７〜Ｄ３６ ダイオード
Ｃ１１、Ｃ２１〜Ｃ２４ コンデンサ
Ｌ２１ 直流リアクトル
ＬＦ２１、ＬＦ３１ 高周波フィルタ
Ｒ１１ 抵抗器
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用交流を整流してアーク溶接に適した出力電圧・電流の直流を得るようにした直流アーク溶接用電源装置の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図６に単相の商用交流電源から電力を得る方式の従来の直流アーク溶接用電源装置の例を示す。同図において、１は単相の商用交流電源、２は電力加工部、４は電極４ａおよび被溶接物４ｂからなるアーク溶接負荷である。電力加工部２は両波整流回路ＲＥＣ１、この両波整流回路ＲＥＣ１の出力を平滑するコンデンサＣ１、スイッチングトランジスタＴＲ１ないしＴＲ４およびダイオードＤ１ないしＤ４からなるインバータ回路、インバータ回路の出力電圧を負荷に適した電圧に変換する変圧器Ｔ１、変圧器Ｔ１の出力電圧を再度整流する整流回路ＲＥＣ２、この両波整流回路ＲＥＣ２の出力と出力端子との間に設けられた直流リアクトルＬ２１、出力電流を検出する電流検出器ＣＴ１、出力電流設定器２１、出力電流設定器２１の出力Ｉｒと電流検出器ＣＴ１の検出値Ｉｆとを比較し差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆを出力する比較器２２および比較器２２の出力信号ΔＩを入力として入力信号に応じた導通時間率のパルス信号を出力してインバータ回路を構成するスイッチングトランジスタＴＲ１とＴＲ４およびスイッチングトランジスタＴＲ２とＴＲ３とをそれぞれ１組として各組のトランジスタを同時にかつ各組毎に交互にＯＮ−ＯＦＦさせる信号を出力するパルス幅制御回路（以後ＰＷＭ制御回路という）２３からなる。
【０００３】
図６の装置においては、商用交流電源１からの電力は両波整流回路ＲＥＣ１にて整流されて直流となり、コンデンサＣ１にて平滑された後にスイッチングトランジスタＴＲ１ないしＴＲ４にて高周波の交流に変換されて変圧器Ｔ１にて所望の電圧に変換され、両波整流回路ＲＥＣ２にて再度整流されて直流となり直流リアクトルＬ１を介してアーク溶接負荷４に供給される。この出力電流は電流検出器ＣＴ１にて検出されて出力電流設定器２１の設定値Ｉｒと比較器２２にて比較されて、差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆが得られる。この差信号ΔＩはＰＷＭ制御回路２３に供給されてこの差信号ΔＩが減少する方向にスイッチングトランジスタＴＲ１ないしＴＲ４の導通時間率が調整されて、出力電流が設定値に保たれるように制御される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記の方式の従来装置においては、商用交流電源１からの入力電流が大きく歪むために商用交流電源側に悪影響を及ぼす。その理由を図７の波形図にて説明する。図７（ａ）は図６の装置における商用交流電源１の電圧波形を示し、同図（ｂ）はコンデンサＣ１の端子電圧、（ｃ）は入力電流波形を示す。図７から容易にわかるように、正弦波の入力電圧に対して、入力電流は平滑用コンデンサＣ１の端子電圧が入力電圧の両波整流波形よりも低い期間においてのみ流れる。このために、入力電流は入力電圧位相のピーク点附近の限られた期間のみ流れるパルス状の波形となり、極端な歪波電流となる。このために商用交流電源１に対しては、この期間にのみ大きな負担がかかることになり、電圧降下もこの期間にのみ発生するので、同図（ａ）に破線にて示すように電圧波形を大きく歪ませることになって、商用交流電源側に過大な負担をかけ、電源の過負荷防止用遮断器をトリップさせたり同一電源に接続されている他の機器に悪影響を及ぼし、甚しい場合にはこれらを護動作させることも発生する。また、電圧波形に対して電流波形が極端にずれることから商用交流電源１に対する力率は極めて低いものであった。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、商用交流電源に接続された変圧器の一次巻線と両波整流回路とからなる直列回路と、前記商用交流電源に接続された変圧器の一次巻線と両波整流回路とからなる直列回路と、前記両波整流回路の出力を短絡し前記短絡中に前記変圧器の一次巻線に電磁エネルギーを蓄積させるスイッチング素子と、前記スイッチング素子が遮断中に前記蓄積された電磁エネルギーを二次巻線から放電するセンタータップ付変圧器と、前記商用交流電源の半周期に前記二次巻線から第１のダイオードを介し電流を通電すると共に次の半周期で第２のダイオードを介して電流を通電し前記電流を両波整流するセンタータップ付両波整流回路と、前記両波整流された電流を充電するするコンデンサと、前記コンデンサからの電流を平滑して出力する直流リアクトルと、予め定めた出力電流設定値を設定する出力電流設定器と、前記直流リアクトルからの出力電流と前記出力電流設定値とが略同一になるように前記スイッチング素子のパルス幅を制御するＰＷＭ制御回路と、を備えたことを特徴とする直流アーク加工用電源装置である。
【０００６】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の実施の形態の例を示す接続図である。同図において、１は単相商用交流電源、２０は電力加工部、４はアーク溶接負荷であり、電極４ａと被溶接物４ｂとからなる。電力加工部２０は一次巻線Ｔ２１ｐおよびセンタータップ付の二次巻線Ｔ２１ｓからなる変圧器Ｔ２１、両波整流回路ＲＥＣ２１、スイッチング素子ＴＲ１０、ダイオードＤ１０、Ｄ２１、Ｄ２２、コンデンサＣ１１、抵抗器Ｒ１１、直流リアクトルＬ２１、出力電流設定器２１、電流検出器ＣＴ１１、比較器２２、ＰＷＭ制御回路２３および高周波フィルタＬＦ２１からなる。ここで、直流リアクトルＬ２１は、アーク溶接負荷４の変動に対する出力電流の変化の時定数を実施するアーク溶接に適した値にするために設けられるものであり、電極４ａと被溶接物４ｂとが短絡したときの電流の立上り速度や短絡から開放してアークが再生するときの電流の低下速度を適値にするアーク溶接用電源装置のダイナミック特性を改善するものである。また、変圧器Ｔ２１の一次巻線Ｔ２１ｐと二次巻線Ｔ２１ｓとは図中に・印で示すように交流電源１の出力が図中に＋、−で示す極性のときに二次巻線Ｔ２１ｓの・印側に＋の出力が発生する極性に定められている。
【０００７】
同図において、アーク溶接負荷４に流れる電流は電流検出器ＣＴ１１にて検出されて信号Ｉｆとなり、出力電流設定器２１の設定値Ｉｒと比較器２２にて比較されて差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆが算出される。ＰＷＭ制御回路２３はこの差信号ΔＩに応じて入力信号が減少する方向に出力パルス幅を調整して、スイッチング素子ＴＲ１０に供給する。このＰＷＭ制御回路２３の動作周波数（ＯＮ−ＯＦＦのくりかえし周波数）を商用交流電源１の周波数よりも十分に高く、１０ＫＨｚないし数１０ＫＨｚに設定しておく。また同図においてＤ１０はスイッチング素子ＴＲ１０に逆方向電圧が印加されることを防止するための保護用ダイオードであり、ＬＦ２１はスイッチング素子ＴＲ１０のＯＮ−ＯＦＦ動作によって入力電流に含まれる高周波成分をバイパスするための高周波フィルタである。
【０００８】
図２は図１の装置の動作を説明するための各部の波形を示す線図であり、同図（ａ）は商用交流電源１の電圧波形、（ｂ）はＰＷＭ制御回路２３の出力波形、（ｃ）はスイッチング素子ＴＲ１０を流れる電流波形、（ｄ）は二次巻線Ｔ２１ｓの誘起電圧波形、（ｅ）はダイオードＤ２１に流れる電流波形、（ｆ）はダイオードＤ２２に流れる電流波形、（ｇ）はコンデンサＣ１１の端子電圧波形、（ｈ）は商用交流電源１からの流入電流波形をそれぞれ時間の経過とともに示してある。
【０００９】
図２の線図を参照して図１の装置の動作を説明する。いま、商用交流電源１から一次巻線Ｔ２１ｐの・印へ電流が流れ込む極性の半波（図中に＋−で示した極性）Ｔ１の期間において、スイッチング素子ＴＲ１０が導通すると、変圧器Ｔ２１の一次巻線Ｔ２１ｐに図２（Ｃ）に示すように交流電源１の電圧波形の瞬時値に比例した電流が整流回路ＲＥＣ２１およびスイッチング素子ＴＲ１０を通して流れる。この電流によって二次巻線Ｔ２１ｓには図示の極性の電圧が変圧器Ｔ２１の巻数比に応じて誘起されるが、定常動作の途中においてはコンデンサＣ１１の端子電圧がこの誘起電圧より高く充電されているのでダイオードＤ２２は逆バイアスの状態にあり、電流は流れない。（但し、スイッチング素子ＴＲ１０がＯＮ−ＯＦＦ動作を始める最初の半波においてはコンデンサＣ１１には充電電荷がないのでスイッチング素子ＴＲ１０の導通時にも二次巻線Ｔ２１ｓおよびダイオードＤ２２を通して電流が流れる。しかし商用交流電源の電圧波形の最初の半波の前半期間が経過するとコンデンサＣ１１は入力電圧の波高値近くまで充電されるので以後はスイッチング素子ＴＲ１０の導通期間中は二次巻線には電流が流れない。）このために、一次巻線Ｔ２１ｐに流れた電流は変圧器Ｔ２１に電磁エネルギーとして蓄えられる。次にＴｏｎ期間の終りにスイッチング素子ＴＲ１０が遮断すると、それまでに蓄えられた電磁エネルギーが二次巻線Ｔ２１ｓを通じて放出され、図２（ｄ）のように図１に示した極性と逆の極性の電圧を二次巻線に誘起し、ダイオードＤ２１を通してコンデンサＣ１１に図２（ｅ）に示すようにそれまでに蓄積された電磁エネルギーの量に比例した電流が流れてこれを充電する。このときの誘起電圧は蓄積エネルギーの大小にかかわらず図２（ｄ）に示すようにコンデンサＣ１１の端子電圧を超える値にまで達する。このためにそのときの交流電源電圧の瞬時値にかかわらずコンデンサの充電が行なわれることになる。変圧器Ｔ２１に蓄積された電磁エネルギーの放出が終る頃に遮断期間ｔｏｆｆを終了させ、再びスイッチング素子ＴＲ１０を導通させると変圧器Ｔ２１には再び電磁エネルギーの蓄積が開始される。これらの動作をスイッチング素子ＴＲ１０のＯＮ−ＯＦＦ毎にくりかえして期間Ｔ１が終了し、逆の半波期間Ｔ２に入ると、スイッチング素子ＴＲ１０の導通期間中に一次巻線Ｔ２１ｐにはさきと逆方向の電流が流れ、スイッチング素子の遮断時にダイオードＤ２２を通して導通期間中に蓄積された電磁エネルギーを放出して、コンデンサＣ１１を充電する。
【００１０】
コンデンサＣ１１の端子電圧は直流リアクトルＬ２１を通してアーク溶接負荷４に供給される。アーク溶接負荷４に流れる電流は電流検出器ＣＴ１１によって検出信号Ｉｆとなり、出力電流設定器２１の設定値Ｉｒと比較器２２にて比較されて差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆとなり、この差信号ΔＩに応じた導通時間率となるようにＰＷＭ制御回路２３が出力パルス幅を決定し、スイッチング素子ＴＲ１０をＯＮ−ＯＦＦ制御する。
【００１１】
したがって、ＰＷＭ制御回路２３の出力周波数を商用交流電源１の周波数よりも十分に高く、例えば１０ＫＨｚないし数１０ＫＨｚの高周波としておけば、商用交流電源１からの入力電圧波形のすべての位相において、電力が供給されることになる。このとき、入力電流にはＰＷＭ制御回路の動作周波数の高周波成分を含むことになるが、入力側に小容量のコンデンサからなる高周波フィルタＬＦ２１を設けることにより、入力電流を平坦化することができ、図２（ｈ）に示すように商用交流電源１の電圧位相に略一致した正弦波状の電流波形とすることができる。
【００１２】
図１の装置において、変圧器Ｔ２１はスイッチング素子ＴＲ１０のＯＮ−ＯＦＦ周波数に応じた高周波変圧器を用意すればよいので、その鉄心断面積は小さなものでよく、またスイッチング素子ＴＲ１０が導通している期間中に流れる電流によって電磁エネルギーを蓄えるためにその磁路の途中に適宜空隙を設けると都合がよい。
【００１３】
さらに本発明の装置においてはスイッチング素子ＴＲ１０の導通期間中に変圧器Ｔ２１に電磁エネルギーを蓄え、スイッチング素子ＴＲ１０の遮断期間中にこれを放出してコンデンサＣ１１に充電するものであるので、変圧器Ｔ２１の鉄心がスイッチング素子ＴＲ１０の１回のＯＮ−ＯＦＦにおいて磁束が完全にリセットされるようにスイッチング素子の導通時間率（ＯＮ−ＯＦＦの１周期におけるＯＮ期間の占める割合）が差信号ΔＩの最大値に対しても５０％以下になるようにＰＷＭ制御回路２３を設計しておくことが望ましい。
【００１４】
なお、図１の装置において、抵抗器Ｒ１１は動作停止時にコンデンサＣ１１に残留する電荷を放電するためのものであり、アーク溶接の終了時には動作停止と同時にアーク溶接負荷４が開放となるのが通常であるので、残留電荷を抵抗器Ｒ１１を通して比較的短時間に放電することによって感電の危険性を防止する。ただし、コンデンサＣ１１が完全に放電した状態からの起動にはコンデンサＣ１１をフル充電するまでに若干の時間が必要であるので、アーク溶接の起動、停止をくりかえすような用途においては、この抵抗器によって急速に残留電荷を放出してしまうとアーク溶接停止後の再起動に不便である。そこで抵抗器Ｒ１１の抵抗値としてはコンデンサＣ１１の充電電荷を数秒程度の間に放電する値に選定しておくと、危険防止とともにアーク溶接停止直後の再起動が容易となる。また、第２図においてはＰＷＭ制御回路２３の出力と商用交流電源１の電圧位相とが同期しているものについて説明したが、両者の位相は同期していなくても本発明の実施には特別問題はない。
【００１５】
図３は本発明を３相交流電源に対して実施したときの形態の例を示した接続図である。同図において、３は３相商用交流電源、３１は電力加工部であり、高周波フィルタＬＦ３１、一次巻線Ｔ３１ｐとセンタータップ付二次巻線Ｔ３１ｓを有する変圧器Ｔ３１、同様に一次巻線Ｔ３２ｐ、Ｔ３３ｐと二次巻線Ｔ３２ｓ、Ｔ３３ｓをそれぞれ有する変圧器Ｔ３２、Ｔ３３、３相両波整流回路ＲＥＣ３１、ダイオードＤ１０およびダイオードＤ３１ないしＤ３６、スイッチング素子ＴＲ１０、コンデンサＣ１１、直流リアクトルＬ２１、抵抗器Ｒ１１、電流検出器ＣＴ１１、出力電流設定器２１、比較器２２およびＰＷＭ制御回路２３からなる。また変圧器Ｔ３１ないしＴ３３の一次巻線と二次巻線の極性は図中に・印の通りであり、これに対してダイオードＤ３１ないしＤ３６の極性が図示の通りに定められている。
【００１６】
図３の装置において、ダイオードＤ３１ないしＤ３６はセンタータップ式両波整流回路を構成している。図中イ、ロ、ハのうちイ点が最高電位となる期間は商用交流電源３の１周期２πの間にπ／３あり、この期間にスイッチング素子ＴＲ１０が導通すると変圧器Ｔ３１ｐ、両波整流回路ＲＥＣ３１、スイッチング素子ＴＲ１０、両波整流回路ＲＥＣ３１、変圧器Ｔ３２ｐとＴ３３ｐの回路を電流が流れて各変圧器の二次巻線Ｔ３１ｓ、Ｔ３２ｓ、Ｔ３３ｓにそれぞれ図示の極性の電圧が誘起される。この誘起電圧は、図１に示した実施例と同様に定常状態においては、コンデンサＣ１１の端子電圧がこの誘起電圧よりも高く充電されているのでダイオードＤ３２、Ｄ３３、Ｄ３５はすべて逆バイアスの状態にあり、電流は流れない。（但し、スイッチング素子ＴＲ１０がＯＮ−ＯＦＦ動作を始める最初の半波においてはコンデンサＣ１１には充電されていないのでスイッチング素子ＴＲ１０の導通時にも二次巻線Ｔ３１ｓおよびダイオードＤ３２を通して電流が流れる。しかし、商用周波の電圧波形の最初の半波の前半の期間が終了する頃にはコンデンサＣ１１はこの波高値近くまで充電されるので以後はスイッチング素子ＴＲ１０の導通期間中は二次巻線には電流が流れない。）このために、一次巻線Ｔ３１ｐ、Ｔ３２ｐ、Ｔ３３ｐに流れた電流はそれぞれの変圧器に電磁エネルギーとして蓄えられる。次にスイッチング素子ＴＲ１０が遮断すると、それまでに蓄えられた電磁エネルギーが二次巻線Ｔ３１ｓ、Ｔ３２ｓ、Ｔ３３ｓを通じて放出され、図３に示した極性と逆の極性の電圧を二次巻線に誘起し、それぞれ順方向となるダイオードＤ３１、Ｄ３４、Ｄ３６を通してコンデンサＣ１１を充電する。このときの誘起電圧は蓄積エネルギーの大小にかかわらずコンデンサＣ１１の端子電圧を超える値にまで達する。このためにその直前のスイッチング素子ＴＲ１０の導通期間の交流電源電圧の瞬時値にかかわらず十分に高い電圧が誘起してコンデンサＣ１１の充電が行なわれることになる。各変圧器に蓄積された電磁エネルギーの放出が終る頃に再びスイッチング素子ＴＲ１０を導通させると変圧器Ｔ３１ないしＴ３３に再び電磁エネルギーの蓄積が開始される。このような動作を図３のイ点の電位がロ点およびハ点の各電位よりも高い期間中くりかえす。
【００１７】
つぎに図のハ点が最低電位となるので変圧器Ｔ３６と変圧器Ｔ３１、Ｔ３３が同様に動作し、つぎに図のロ点の電位が他の点よりも高くなって変圧器Ｔ３３と変圧器Ｔ３２、Ｔ３６が同様の動作をする。さらに図のイ点が最も低い電圧になると変圧器Ｔ３２と変圧器Ｔ３３、Ｔ３５が、ハ点が最高電位になる期間では、変圧器Ｔ３５と変圧器Ｔ３３、Ｔ３４が、ロ点が最低電位となる期間では変圧器Ｔ３４と変圧器Ｔ３１、Ｔ３５がそれぞれ上記と同様の動作をそれぞれ商用交流の電圧位相のπ／３の期間ずつくりかえして商用交流電源の１周期（２π）を終了する。
【００１８】
図４は、本発明の別の実施の形態を示す接続図である。同図は、図１の実施例の二次巻線の出力を倍電圧整流回路にて整流するようにした例であり、Ｔ２２ｐは変圧器Ｔ２２の一次巻線、Ｔ２２ｓは同二次巻線、Ｄ２７、２８はダイオード、Ｃ２１、Ｃ２１はコンデンサであり、同図のその他の要素は図図１の装置と同機能のものに同符号を付して説明を省略する。
【００１９】
図４の装置において、交流電源１の電圧の極性が図示の通りのときにスイッチング素子ＴＲ１０が導通すると変圧器Ｔ２２の一次巻線Ｔ２２ｐには交流電源１の電圧波高値に対応した電流が流れ、これによって二次巻線Ｔ２２ｓには図示の極性の電圧が誘起される。定常動作中においてはコンデンサＣ２１、Ｃ２２の各端子電圧はこのときの誘起電圧よりも十分に高いので、ダイオードＤ２８は逆バイアスされている。（ただし、動作開始直後においてはコンデンサＣ２１、Ｃ２２の電圧が低い期間があるのは図１の装置と同様である）またダイオードＤ２７に対しては逆方向であるので、結局二次巻線Ｔ２２ｓには電流は流れない。このため、スイッチング素子ＴＲ１０が導通している期間中に一次巻線Ｔ２２ｐに流れた電流はすべて変圧器Ｔ２２に電磁エネルギーとして蓄積される。次にスイッチング素子ＴＲ１０が遮断すると二次巻線Ｔ２２ｓに図示と逆の極性の電圧が発生し、ダイオードＤ２７を通してコンデンサＣ２１に供給される。この電圧はスイッチング素子ＴＲ１０が導通していた期間中に蓄えられた電磁エネルギーを放出するのに充分な高い電圧にまで達するのでコンデンサＣ２１はこれによって充電される。変圧器Ｔ２２に蓄積された電磁エネルギーの放出が終る頃に再びスイッチング素子ＴＲ１０が導通し、以後交流電源１の電圧極性が図示の期間中上記の動作をくりかえす。
【００２０】
次に交流電源１の電圧の極性が図示と逆になると二次巻線Ｔ２２ｓにおける誘起電圧も逆の極性となり、スイッチング素子ＴＲ１０が遮断したときにダイオードＤ２８を通してコンデンサＣ２２が充電される。
【００２１】
コンデンサＣ２１とＣ２２とは直列に接続されており、この直列回路の両端から直流リアクトルＬ２１を通してアーク溶接負荷４に電力が供給される。この出力電流は電流検出器ＣＴ１１によって検出されて信号Ｉｆとなり、出力電流設定器２１の設定値Ｉｒと比較器２２にて比較されて差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆが演算されてＰＷＭ制御回路２３に入力される。ＰＷＭ制御回路２３はこの入力信号に対応した導通時間率となるように出力パルス幅を決定してスイッチング素子ＴＲ１０をＯＮ−ＯＦＦ制御する。この結果、溶接電流は出力電流設定器２１にて設定された値に保たれることになる。
【００２２】
図５は変圧器の二次巻線出力を倍電圧整流するようにした別の例を示す接続図である。同図において変圧器Ｔ２３の二次巻線Ｔ２３ｓにはコンデンサＣ２３とダイオードＤ２９とからなる直列回路が接続されており、一次巻線Ｔ２３ｐと二次巻線Ｔ２３ｓおよびダイオードＤ２９とは図示の通りにその極性が定められている。また、ダイオードＤ２９にはダイオードＤ３０とコンデンサＣ２４とからなる直列回路が接続されており、このコンデンサＣ２４の両端から直流リアクトルＬ２１を通してアーク溶接負荷４に電力が供給される。
【００２３】
図５の装置において、交流電源１の出力電圧が図中に示す極性の期間中において、スイッチング素子ＴＲ１０が導通すると、二次巻線Ｔ２３ｓには図示の極性の電圧が発生する。この電圧はダイオードＤ２９を通してコンデンサＣ２３を図示の極性に充電することになるが、コンデンサＣ２３にはそれ以前の動作によって充電された残留電荷が存在するのでスイッチング素子ＴＲ１０の導通期間の極く初期の期間のみ充電され、残余の期間は全く充電されなくなるので二次巻線には電流は流れず、この間に一次巻線流れた電流に応じた電磁エネルギーが変圧器Ｔ２３に蓄えられる。次にスイッチング素子ＴＲ１０が遮断すると蓄積エネルギーによって二次巻線Ｔ２３ｓに図示と逆の極性の電圧が誘起され、この誘起電圧とコンデンサＣ２３の端子電圧との和の電圧によってダイオードＤ３０を通してコンデンサＣ２４が充電される。
【００２４】
図５の装置においても溶接電流は出力電流検出器ＣＴ１１によって検出されて出力電流設定器２１の設定値との差が比較器２２にて演算されて差信号によってＰＷＭ制御回路２３がその出力パルスのパルス幅を決定して、スイッチング素子ＴＲ１０の導通時間を決定して、溶接電流が設定値に倣うように制御される。
【００２５】
また、図５の装置において商用交流電源３からの入力電流は高周波フィルタＬＦ３１にて平坦化されて電源電圧位相と同相の略正弦波電流となる。
【００２６】
上記各実施例においては、出力電流を電流検出器によって検出してこれを出力電流設定器の設定値と比較して、差信号が減少する方向にスイッチング素子ＴＲ１０の導通時間率を変化させる方式のものを示したが、本発明はこれに限らず出力電圧を検出してこれを設定値と比較して、差が減少するようにスイッチング素子の導通時間率を制御して定電圧特性の装置を得るものにも本発明は適用できる。
【００２７】
さらにまた、出力電流と出力電圧とを設定し、これらの設定値と検出値とを比較し、両方の差信号に夫々係数を乗じて加算し、この加算値に応じてスイッチング素子の導通時間率を制御するようにして、所望の電圧・電流特性の装置を得るようにしてもよい。この場合、出力電圧設定値Ｖｒと電圧検出器の検出値Ｖｆとの差ΔＶと、出力電流設定値Ｉｒと電流検出値Ｉｆとの差ΔＩと、これらに係数ａ及びｂを乗じて合成信号Δｓ＝ａ・ΔＶ＋ｂ・ΔＩ（ただし、０≦ａ≦１、０≦ｂ≦１で、かつａ＋ｂ＝１）をＰＷＭ制御回路の入力信号とすればよい。ここでａ＝０なら出力電流だけが比較されて定電流特性となり、逆にｂ＝０とすれば出力電圧だけが比較されて定電圧特性となる。係数ａおよびｂが０と１との間にあるときは出力電流の変化に対して出力電圧が傾きＶ／Ｉ＝ｂ／ａの傾斜特性の電源装置とすることができる。
【００２８】
また、上記各実施例においては、スイッチング素子の制御方法としてはその動作周波数を一定にしてその１周期内における導通時間の割合を変化させるＰＷＭ制御方式のものについて説明したが、本発明はこれに限らず、スイッチング素子の１回の導通時間の長さは一定とし、くりかえし周波数を誤差信号に応じて変化させるＰＦＭ制御（パルス周波数制御）方式のものにも本発明は適用できる。
【００２９】
【発明の効果】
本発明は、上記の通り商用交流電源からの入力電流が入力電圧波形と同相でかつ略同波形となるので、過大な入力電圧降下を発生させることがなく、商用交流電源回路の過負荷防止用の遮断器を誤動作させたり、波形歪のために同一電源に接続されている他の機器を誤動作させることもない。また力率も１に近くなるので無効電力の発生がなく、高力率の直流アーク溶接用電源装置が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態を示す接続図。
【図２】図１の装置の動作を説明するための線図。
【図３】本発明の別の実施の形態を示す接続図。
【図４】本発明の別の実施の形態を示す接続図。
【図５】本発明の別の実施の形態を示す接続図。
【図６】従来の装置の例を示す接続図。
【図７】図６の装置の動作を説明するための接続図。
【符号の説明】
１、３ 商用交流電源
４ アーク溶接負荷
４ａ 電極
４ｂ 被溶接物
２０、３１ 電力加工部
２１ 出力電流設定器
２２ 比較器
２３ ＰＷＭ制御回路
ＲＥＣ２１、ＲＥＣ３１ 両波整流回路
Ｔ２１ｐ、Ｔ２２ｐ、Ｔ２３ｐ 変圧器一次巻線
Ｔ３１ｐ、Ｔ３２ｐ、Ｔ３３ｐ 変圧器一次巻線
Ｔ２１ｓ、Ｔ２２ｓ、Ｔ２３ｓ 変圧器二次巻線
Ｔ３１ｓ、Ｔ３２ｓ、Ｔ３３ｓ 変圧器二次巻線
ＴＲ１０ スイッチング素子
Ｄ１０、Ｄ２１、Ｄ２２、Ｄ２７〜Ｄ３６ ダイオード
Ｃ１１、Ｃ２１〜Ｃ２４ コンデンサ
Ｌ２１ 直流リアクトル
ＬＦ２１、ＬＦ３１ 高周波フィルタ
Ｒ１１ 抵抗器
Claims (1)
- 商用交流電源に接続された変圧器の一次巻線と両波整流回路とからなる直列回路と、前記両波整流回路の出力を短絡し前記短絡中に前記変圧器の一次巻線に電流を通電し電磁エネルギーを蓄積させるスイッチング素子と、前記スイッチング素子が遮断中に前記蓄積された電磁エネルギーを二次巻線から放電するセンタータップ付変圧器と、前記商用交流電源の半周期に前記二次巻線から第１のダイオードを介し電流を通電すると共に次の半周期で第２のダイオードを介して電流を通電し前記電流を両波整流するセンタータップ付両波整流回路と、前記両波整流された電流を充電するするコンデンサと、前記コンデンサからの電流を平滑して出力する直流リアクトルと、予め定めた出力電流設定値を設定する出力電流設定器と、前記直流リアクトルからの出力電流と前記出力電流設定値とが略同一になるように前記スイッチング素子のパルス幅を制御するＰＷＭ制御回路と、を備えたことを特徴とする直流アーク加工用電源装置。
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| GB8823692D0 (en) * | 1988-10-08 | 1988-11-16 | Dunlop Ltd | Carbon-carbon composite materials |
-
1997
- 1997-07-23 JP JP21405697A patent/JP4080574B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
| JPH1133720A (ja) | 1999-02-09 |
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