JPH1133720A - 直流アーク溶接用電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】商用交流電源からの入力電流が入力電圧波形と
同相でかつ略同波形となり、過大な入力電圧降下を発生
させることがなく力率も１に近い高力率の装置を得る。 【解決手段】商用交流電源に接続された変圧器の一次巻
線と両波整流回路とからなる直列回路と、前記両波整流
回路の出力を短絡するスイッチング素子と、前記変圧器
の二次巻線の出力を整流する両波整流回路と、前記両波
整流回路の出力端子間に接続されたコンデンサと、前記
コンデンサの一方の端子に直列に接続された直流リアク
トルと、前記スイッチング素子を出力設定値に対応して
高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御回
路とを備えた直流アーク溶接用電源装置。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、商用交流を整流し
てアーク溶接に適した出力電圧・電流の直流を得るよう
にした直流アーク溶接用電源装置の改良に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】図６に単相の商用交流電源から電力を得
る方式の従来の直流アーク溶接用電源装置の例を示す。
同図において、１は単相の商用交流電源、２は電力加工
部、４は電極４ａおよび被溶接物４ｂからなるアーク溶
接負荷である。電力加工部２は両波整流回路ＲＥＣ１、
この両波整流回路ＲＥＣ１の出力を平滑するコンデンサ
Ｃ１、スイッチングトランジスタＴＲ１ないしＴＲ４お
よびダイオードＤ１ないしＤ４からなるインバータ回
路、インバータ回路の出力電圧を負荷に適した電圧に変
換する変圧器Ｔ１、変圧器Ｔ１の出力電圧を再度整流す
る整流回路ＲＥＣ２、この両波整流回路ＲＥＣ２の出力
と出力端子との間に設けられた直流リアクトルＬ２１、
出力電流を検出する電流検出器ＣＴ１、出力電流設定器
２１、出力電流設定器２１の出力Ｉｒと電流検出器ＣＴ
１の検出値Ｉｆとを比較し差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆを出
力する比較器２２および比較器２２の出力信号ΔＩを入
力として入力信号に応じた導通時間率のパルス信号を出
力してインバータ回路を構成するスイッチングトランジ
スタＴＲ１とＴＲ４およびスイッチングトランジスタＴ
Ｒ２とＴＲ３とをそれぞれ１組として各組のトランジス
タを同時にかつ各組毎に交互にＯＮ−ＯＦＦさせる信号
を出力するパルス幅制御回路（以後ＰＷＭ制御回路とい
う）２３からなる。

【０００３】図６の装置においては、商用交流電源１か
らの電力は両波整流回路ＲＥＣ１にて整流されて直流と
なり、コンデンサＣ１にて平滑された後にスイッチング
トランジスタＴＲ１ないしＴＲ４にて高周波の交流に変
換されて変圧器Ｔ１にて所望の電圧に変換され、両波整
流回路ＲＥＣ２にて再度整流されて直流となり直流リア
クトルＬ１を介してアーク溶接負荷４に供給される。こ
の出力電流は電流検出器ＣＴ１にて検出されて出力電流
設定器２１の設定値Ｉｒと比較器２２にて比較されて、
差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆが得られる。この差信号ΔＩは
ＰＷＭ制御回路２３に供給されてこの差信号ΔＩが減少
する方向にスイッチングトランジスタＴＲ１ないしＴＲ
４の導通時間率が調整されて、出力電流が設定値に保た
れるように制御される。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】上記の方式の従来装置
においては、商用交流電源１からの入力電流が大きく歪
むために商用交流電源側に悪影響を及ぼす。その理由を
図７の波形図にて説明する。図７（ａ）は図６の装置に
おける商用交流電源１の電圧波形を示し、同図（ｂ）は
コンデンサＣ１の端子電圧、（ｃ）は入力電流波形を示
す。図７から容易にわかるように、正弦波の入力電圧に
対して、入力電流は平滑用コンデンサＣ１の端子電圧が
入力電圧の両波整流波形よりも低い期間においてのみ流
れる。このために、入力電流は入力電圧位相のピーク点
附近の限られた期間のみ流れるパルス状の波形となり、
極端な歪波電流となる。このために商用交流電源１に対
しては、この期間にのみ大きな負担がかかることにな
り、電圧降下もこの期間にのみ発生するので、同図
（ａ）に破線にて示すように電圧波形を大きく歪ませる
ことになって、商用交流電源側に過大な負担をかけ、電
源の過負荷防止用遮断器をトリップさせたり同一電源に
接続されている他の機器に悪影響を及ぼし、甚しい場合
にはこれらを護動作させることも発生する。また、電圧
波形に対して電流波形が極端にずれることから商用交流
電源１に対する力率は極めて低いものであった。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記従来装置
の課題を解決するために、商用交流電源に接続された変
圧器の一次巻線と両波整流回路とからなる直列回路と、
前記両波整流回路の出力を短絡するスイッチング素子
と、前記変圧器の二次巻線の出力を整流する出力用両波
整流回路と、前記出力用両波整流回路の出力端子間に接
続されたコンデンサと、前記コンデンサの一方の端子に
直列に接続された直流リアクトルと、前記スイッチング
素子を出力設定値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御
するスイッチング素子制御回路とを備え、前記直流リア
クトルの他方の端子と前記コンデンサの他方の端子とか
ら出力電力を取り出す直流アーク溶接用電源装置を提案
したものである。

【０００６】

【発明の実施の形態】図１は本発明の実施の形態の例を
示す接続図である。同図において、１は単相商用交流電
源、２０は電力加工部、４はアーク溶接負荷であり、電
極４ａと被溶接物４ｂとからなる。電力加工部２０は一
次巻線Ｔ２１ｐおよびセンタータップ付の二次巻線Ｔ２
１ｓからなる変圧器Ｔ２１、両波整流回路ＲＥＣ２１、
スイッチング素子ＴＲ１０、ダイオードＤ１０、Ｄ２
１、Ｄ２２、コンデンサＣ１１、抵抗器Ｒ１１、直流リ
アクトルＬ２１、出力電流設定器２１、電流検出器ＣＴ
１１、比較器２２、ＰＷＭ制御回路２３および高周波フ
ィルタＬＦ２１からなる。ここで、直流リアクトルＬ２
１は、アーク溶接負荷４の変動に対する出力電流の変化
の時定数を実施するアーク溶接に適した値にするために
設けられるものであり、電極４ａと被溶接物４ｂとが短
絡したときの電流の立上り速度や短絡から開放してアー
クが再生するときの電流の低下速度を適値にするアーク
溶接用電源装置のダイナミック特性を改善するものであ
る。また、変圧器Ｔ２１の一次巻線Ｔ２１ｐと二次巻線
Ｔ２１ｓとは図中に・印で示すように交流電源１の出力
が図中に＋、−で示す極性のときに二次巻線Ｔ２１ｓの
・印側に＋の出力が発生する極性に定められている。

【０００７】同図において、アーク溶接負荷４に流れる
電流は電流検出器ＣＴ１１にて検出されて信号Ｉｆとな
り、出力電流設定器２１の設定値Ｉｒと比較器２２にて
比較されて差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆが算出される。ＰＷ
Ｍ制御回路２３はこの差信号ΔＩに応じて入力信号が減
少する方向に出力パルス幅を調整して、スイッチング素
子ＴＲ１０に供給する。このＰＷＭ制御回路２３の動作
周波数（ＯＮ−ＯＦＦのくりかえし周波数）を商用交流
電源１の周波数よりも十分に高く、１０ＫＨｚないし数
１０ＫＨｚに設定しておく。また同図においてＤ１０は
スイッチング素子ＴＲ１０に逆方向電圧が印加されるこ
とを防止するための保護用ダイオードであり、ＬＦ２１
はスイッチング素子ＴＲ１０のＯＮ−ＯＦＦ動作によっ
て入力電流に含まれる高周波成分をバイパスするための
高周波フィルタである。

【０００８】図２は図１の装置の動作を説明するための
各部の波形を示す線図であり、同図（ａ）は商用交流電
源１の電圧波形、（ｂ）はＰＷＭ制御回路２３の出力波
形、（ｃ）はスイッチング素子ＴＲ１０を流れる電流波
形、（ｄ）は二次巻線Ｔ２１ｓの誘起電圧波形、（ｅ）
はダイオードＤ２１に流れる電流波形、（ｆ）はダイオ
ードＤ２２に流れる電流波形、（ｇ）はコンデンサＣ１
１の端子電圧波形、（ｈ）は商用交流電源１からの流入
電流波形をそれぞれ時間の経過とともに示してある。

【０００９】図２の線図を参照して図１の装置の動作を
説明する。いま、商用交流電源１から一次巻線Ｔ２１ｐ
の・印へ電流が流れ込む極性の半波（図中に＋−で示し
た極性）Ｔ１の期間において、スイッチング素子ＴＲ１
０が導通すると、変圧器Ｔ２１の一次巻線Ｔ２１ｐに図
２（Ｃ）に示すように交流電源１の電圧波形の瞬時値に
比例した電流が整流回路ＲＥＣ２１およびスイッチング
素子ＴＲ１０を通して流れる。この電流によって二次巻
線Ｔ２１ｓには図示の極性の電圧が変圧器Ｔ２１の巻数
比に応じて誘起されるが、定常動作の途中においてはコ
ンデンサＣ１１の端子電圧がこの誘起電圧より高く充電
されているのでダイオードＤ２２は逆バイアスの状態に
あり、電流は流れない。（但し、スイッチング素子ＴＲ
１０がＯＮ−ＯＦＦ動作を始める最初の半波においては
コンデンサＣ１１には充電電荷がないのでスイッチング
素子ＴＲ１０の導通時にも二次巻線Ｔ２１ｓおよびダイ
オードＤ２２を通して電流が流れる。しかし商用交流電
源の電圧波形の最初の半波の前半期間が経過するとコン
デンサＣ１１は入力電圧の波高値近くまで充電されるの
で以後はスイッチング素子ＴＲ１０の導通期間中は二次
巻線には電流が流れない。）このために、一次巻線Ｔ２
１ｐに流れた電流は変圧器Ｔ２１に電磁エネルギーとし
て蓄えられる。次にＴｏｎ期間の終りにスイッチング素
子ＴＲ１０が遮断すると、それまでに蓄えられた電磁エ
ネルギーが二次巻線Ｔ２１ｓを通じて放出され、図２
（ｄ）のように図１に示した極性と逆の極性の電圧を二
次巻線に誘起し、ダイオードＤ２１を通してコンデンサ
Ｃ１１に図２（ｅ）に示すようにそれまでに蓄積された
電磁エネルギーの量に比例した電流が流れてこれを充電
する。このときの誘起電圧は蓄積エネルギーの大小にか
かわらず図２（ｄ）に示すようにコンデンサＣ１１の端
子電圧を超える値にまで達する。このためにそのときの
交流電源電圧の瞬時値にかかわらずコンデンサの充電が
行なわれることになる。変圧器Ｔ２１に蓄積された電磁
エネルギーの放出が終る頃に遮断期間ｔｏｆｆを終了さ
せ、再びスイッチング素子ＴＲ１０を導通させると変圧
器Ｔ２１には再び電磁エネルギーの蓄積が開始される。
これらの動作をスイッチング素子ＴＲ１０のＯＮ−ＯＦ
Ｆ毎にくりかえして期間Ｔ１が終了し、逆の半波期間Ｔ
２に入ると、スイッチング素子ＴＲ１０の導通期間中に
一次巻線Ｔ２１ｐにはさきと逆方向の電流が流れ、スイ
ッチング素子の遮断時にダイオードＤ２２を通して導通
期間中に蓄積された電磁エネルギーを放出して、コンデ
ンサＣ１１を充電する。

【００１０】コンデンサＣ１１の端子電圧は直流リアク
トルＬ２１を通してアーク溶接負荷４に供給される。ア
ーク溶接負荷４に流れる電流は電流検出器ＣＴ１１によ
って検出信号Ｉｆとなり、出力電流設定器２１の設定値
Ｉｒと比較器２２にて比較されて差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉ
ｆとなり、この差信号ΔＩに応じた導通時間率となるよ
うにＰＷＭ制御回路２３が出力パルス幅を決定し、スイ
ッチング素子ＴＲ１０をＯＮ−ＯＦＦ制御する。

【００１１】したがって、ＰＷＭ制御回路２３の出力周
波数を商用交流電源１の周波数よりも十分に高く、例え
ば１０ＫＨｚないし数１０ＫＨｚの高周波としておけ
ば、商用交流電源１からの入力電圧波形のすべての位相
において、電力が供給されることになる。このとき、入
力電流にはＰＷＭ制御回路の動作周波数の高周波成分を
含むことになるが、入力側に小容量のコンデンサからな
る高周波フィルタＬＦ２１を設けることにより、入力電
流を平坦化することができ、図２（ｈ）に示すように商
用交流電源１の電圧位相に略一致した正弦波状の電流波
形とすることができる。

【００１２】図１の装置において、変圧器Ｔ２１はスイ
ッチング素子ＴＲ１０のＯＮ−ＯＦＦ周波数に応じた高
周波変圧器を用意すればよいので、その鉄心断面積は小
さなものでよく、またスイッチング素子ＴＲ１０が導通
している期間中に流れる電流によって電磁エネルギーを
蓄えるためにその磁路の途中に適宜空隙を設けると都合
がよい。

【００１３】さらに本発明の装置においてはスイッチン
グ素子ＴＲ１０の導通期間中に変圧器Ｔ２１に電磁エネ
ルギーを蓄え、スイッチング素子ＴＲ１０の遮断期間中
にこれを放出してコンデンサＣ１１に充電するものであ
るので、変圧器Ｔ２１の鉄心がスイッチング素子ＴＲ１
０の１回のＯＮ−ＯＦＦにおいて磁束が完全にリセット
されるようにスイッチング素子の導通時間率（ＯＮ−Ｏ
ＦＦの１周期におけるＯＮ期間の占める割合）が差信号
ΔＩの最大値に対しても５０％以下になるようにＰＷＭ
制御回路２３を設計しておくことが望ましい。

【００１４】なお、図１の装置において、抵抗器Ｒ１１
は動作停止時にコンデンサＣ１１に残留する電荷を放電
するためのものであり、アーク溶接の終了時には動作停
止と同時にアーク溶接負荷４が開放となるのが通常であ
るので、残留電荷を抵抗器Ｒ１１を通して比較的短時間
に放電することによって感電の危険性を防止する。ただ
し、コンデンサＣ１１が完全に放電した状態からの起動
にはコンデンサＣ１１をフル充電するまでに若干の時間
が必要であるので、アーク溶接の起動、停止をくりかえ
すような用途においては、この抵抗器によって急速に残
留電荷を放出してしまうとアーク溶接停止後の再起動に
不便である。そこで抵抗器Ｒ１１の抵抗値としてはコン
デンサＣ１１の充電電荷を数秒程度の間に放電する値に
選定しておくと、危険防止とともにアーク溶接停止直後
の再起動が容易となる。また、第２図においてはＰＷＭ
制御回路２３の出力と商用交流電源１の電圧位相とが同
期しているものについて説明したが、両者の位相は同期
していなくても本発明の実施には特別問題はない。

【００１５】図３は本発明を３相交流電源に対して実施
したときの形態の例を示した接続図である。同図におい
て、３は３相商用交流電源、３１は電力加工部であり、
高周波フィルタＬＦ３１、一次巻線Ｔ３１ｐとセンター
タップ付二次巻線Ｔ３１ｓを有する変圧器Ｔ３１、同様
に一次巻線Ｔ３２ｐ、Ｔ３３ｐと二次巻線Ｔ３２ｓ、Ｔ
３３ｓをそれぞれ有する変圧器Ｔ３２、Ｔ３３、３相両
波整流回路ＲＥＣ３１、ダイオードＤ１０およびダイオ
ードＤ３１ないしＤ３６、スイッチング素子ＴＲ１０、
コンデンサＣ１１、直流リアクトルＬ２１、抵抗器Ｒ１
１、電流検出器ＣＴ１１、出力電流設定器２１、比較器
２２およびＰＷＭ制御回路２３からなる。また変圧器Ｔ
３１ないしＴ３３の一次巻線と二次巻線の極性は図中に
・印の通りであり、これに対してダイオードＤ３１ない
しＤ３６の極性が図示の通りに定められている。

【００１６】図３の装置において、ダイオードＤ３１な
いしＤ３６はセンタータップ式両波整流回路を構成して
いる。図中イ、ロ、ハのうちイ点が最高電位となる期間
は商用交流電源３の１周期２πの間にπ／３あり、この
期間にスイッチング素子ＴＲ１０が導通すると変圧器Ｔ
３１ｐ、両波整流回路ＲＥＣ３１、スイッチング素子Ｔ
Ｒ１０、両波整流回路ＲＥＣ３１、変圧器Ｔ３２ｐとＴ
３３ｐの回路を電流が流れて各変圧器の二次巻線Ｔ３１
ｓ、Ｔ３２ｓ、Ｔ３３ｓにそれぞれ図示の極性の電圧が
誘起される。この誘起電圧は、図１に示した実施例と同
様に定常状態においては、コンデンサＣ１１の端子電圧
がこの誘起電圧よりも高く充電されているのでダイオー
ドＤ３２、Ｄ３３、Ｄ３５はすべて逆バイアスの状態に
あり、電流は流れない。（但し、スイッチング素子ＴＲ
１０がＯＮ−ＯＦＦ動作を始める最初の半波においては
コンデンサＣ１１には充電されていないのでスイッチン
グ素子ＴＲ１０の導通時にも二次巻線Ｔ３１ｓおよびダ
イオードＤ３２を通して電流が流れる。しかし、商用周
波の電圧波形の最初の半波の前半の期間が終了する頃に
はコンデンサＣ１１はこの波高値近くまで充電されるの
で以後はスイッチング素子ＴＲ１０の導通期間中は二次
巻線には電流が流れない。）このために、一次巻線Ｔ３
１ｐ、Ｔ３２ｐ、Ｔ３３ｐに流れた電流はそれぞれの変
圧器に電磁エネルギーとして蓄えられる。次にスイッチ
ング素子ＴＲ１０が遮断すると、それまでに蓄えられた
電磁エネルギーが二次巻線Ｔ３１ｓ、Ｔ３２ｓ、Ｔ３３
ｓを通じて放出され、図３に示した極性と逆の極性の電
圧を二次巻線に誘起し、それぞれ順方向となるダイオー
ドＤ３１、Ｄ３４、Ｄ３６を通してコンデンサＣ１１を
充電する。このときの誘起電圧は蓄積エネルギーの大小
にかかわらずコンデンサＣ１１の端子電圧を超える値に
まで達する。このためにその直前のスイッチング素子Ｔ
Ｒ１０の導通期間の交流電源電圧の瞬時値にかかわらず
十分に高い電圧が誘起してコンデンサＣ１１の充電が行
なわれることになる。各変圧器に蓄積された電磁エネル
ギーの放出が終る頃に再びスイッチング素子ＴＲ１０を
導通させると変圧器Ｔ３１ないしＴ３３に再び電磁エネ
ルギーの蓄積が開始される。このような動作を図３のイ
点の電位がロ点およびハ点の各電位よりも高い期間中く
りかえす。

【００１７】つぎに図のハ点が最低電位となるので変圧
器Ｔ３６と変圧器Ｔ３１、Ｔ３３が同様に動作し、つぎ
に図のロ点の電位が他の点よりも高くなって変圧器Ｔ３
３と変圧器Ｔ３２、Ｔ３６が同様の動作をする。さらに
図のイ点が最も低い電圧になると変圧器Ｔ３２と変圧器
Ｔ３３、Ｔ３５が、ハ点が最高電位になる期間では、変
圧器Ｔ３５と変圧器Ｔ３３、Ｔ３４が、ロ点が最低電位
となる期間では変圧器Ｔ３４と変圧器Ｔ３１、Ｔ３５が
それぞれ上記と同様の動作をそれぞれ商用交流の電圧位
相のπ／３の期間ずつくりかえして商用交流電源の１周
期（２π）を終了する。

【００１８】図４は、本発明の別の実施の形態を示す接
続図である。同図は、図１の実施例の二次巻線の出力を
倍電圧整流回路にて整流するようにした例であり、Ｔ２
２ｐは変圧器Ｔ２２の一次巻線、Ｔ２２ｓは同二次巻
線、Ｄ２７、２８はダイオード、Ｃ２１、Ｃ２１はコン
デンサであり、同図のその他の要素は図図１の装置と同
機能のものに同符号を付して説明を省略する。

【００１９】図４の装置において、交流電源１の電圧の
極性が図示の通りのときにスイッチング素子ＴＲ１０が
導通すると変圧器Ｔ２２の一次巻線Ｔ２２ｐには交流電
源１の電圧波高値に対応した電流が流れ、これによって
二次巻線Ｔ２２ｓには図示の極性の電圧が誘起される。
定常動作中においてはコンデンサＣ２１、Ｃ２２の各端
子電圧はこのときの誘起電圧よりも十分に高いので、ダ
イオードＤ２８は逆バイアスされている。（ただし、動
作開始直後においてはコンデンサＣ２１、Ｃ２２の電圧
が低い期間があるのは図１の装置と同様である）またダ
イオードＤ２７に対しては逆方向であるので、結局二次
巻線Ｔ２２ｓには電流は流れない。このため、スイッチ
ング素子ＴＲ１０が導通している期間中に一次巻線Ｔ２
２ｐに流れた電流はすべて変圧器Ｔ２２に電磁エネルギ
ーとして蓄積される。次にスイッチング素子ＴＲ１０が
遮断すると二次巻線Ｔ２２ｓに図示と逆の極性の電圧が
発生し、ダイオードＤ２７を通してコンデンサＣ２１に
供給される。この電圧はスイッチング素子ＴＲ１０が導
通していた期間中に蓄えられた電磁エネルギーを放出す
るのに充分な高い電圧にまで達するのでコンデンサＣ２
１はこれによって充電される。変圧器Ｔ２２に蓄積され
た電磁エネルギーの放出が終る頃に再びスイッチング素
子ＴＲ１０が導通し、以後交流電源１の電圧極性が図示
の期間中上記の動作をくりかえす。

【００２０】次に交流電源１の電圧の極性が図示と逆に
なると二次巻線Ｔ２２ｓにおける誘起電圧も逆の極性と
なり、スイッチング素子ＴＲ１０が遮断したときにダイ
オードＤ２８を通してコンデンサＣ２２が充電される。

【００２１】コンデンサＣ２１とＣ２２とは直列に接続
されており、この直列回路の両端から直流リアクトルＬ
２１を通してアーク溶接負荷４に電力が供給される。こ
の出力電流は電流検出器ＣＴ１１によって検出されて信
号Ｉｆとなり、出力電流設定器２１の設定値Ｉｒと比較
器２２にて比較されて差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆが演算さ
れてＰＷＭ制御回路２３に入力される。ＰＷＭ制御回路
２３はこの入力信号に対応した導通時間率となるように
出力パルス幅を決定してスイッチング素子ＴＲ１０をＯ
Ｎ−ＯＦＦ制御する。この結果、溶接電流は出力電流設
定器２１にて設定された値に保たれることになる。

【００２２】図５は変圧器の二次巻線出力を倍電圧整流
するようにした別の例を示す接続図である。同図におい
て変圧器Ｔ２３の二次巻線Ｔ２３ｓにはコンデンサＣ２
３とダイオードＤ２９とからなる直列回路が接続されて
おり、一次巻線Ｔ２３ｐと二次巻線Ｔ２３ｓおよびダイ
オードＤ２９とは図示の通りにその極性が定められてい
る。また、ダイオードＤ２９にはダイオードＤ３０とコ
ンデンサＣ２４とからなる直列回路が接続されており、
このコンデンサＣ２４の両端から直流リアクトルＬ２１
を通してアーク溶接負荷４に電力が供給される。

【００２３】図５の装置において、交流電源１の出力電
圧が図中に示す極性の期間中において、スイッチング素
子ＴＲ１０が導通すると、二次巻線Ｔ２３ｓには図示の
極性の電圧が発生する。この電圧はダイオードＤ２９を
通してコンデンサＣ２３を図示の極性に充電することに
なるが、コンデンサＣ２３にはそれ以前の動作によって
充電された残留電荷が存在するのでスイッチング素子Ｔ
Ｒ１０の導通期間の極く初期の期間のみ充電され、残余
の期間は全く充電されなくなるので二次巻線には電流は
流れず、この間に一次巻線流れた電流に応じた電磁エネ
ルギーが変圧器Ｔ２３に蓄えられる。次にスイッチング
素子ＴＲ１０が遮断すると蓄積エネルギーによって二次
巻線Ｔ２３ｓに図示と逆の極性の電圧が誘起され、この
誘起電圧とコンデンサＣ２３の端子電圧との和の電圧に
よってダイオードＤ３０を通してコンデンサＣ２４が充
電される。

【００２４】図５の装置においても溶接電流は出力電流
検出器ＣＴ１１によって検出されて出力電流設定器２１
の設定値との差が比較器２２にて演算されて差信号によ
ってＰＷＭ制御回路２３がその出力パルスのパルス幅を
決定して、スイッチング素子ＴＲ１０の導通時間を決定
して、溶接電流が設定値に倣うように制御される。

【００２５】また、図５の装置において商用交流電源３
からの入力電流は高周波フィルタＬＦ３１にて平坦化さ
れて電源電圧位相と同相の略正弦波電流となる。

【００２６】上記各実施例においては、出力電流を電流
検出器によって検出してこれを出力電流設定器の設定値
と比較して、差信号が減少する方向にスイッチング素子
ＴＲ１０の導通時間率を変化させる方式のものを示した
が、本発明はこれに限らず出力電圧を検出してこれを設
定値と比較して、差が減少するようにスイッチング素子
の導通時間率を制御して定電圧特性の装置を得るものに
も本発明は適用できる。

【００２７】さらにまた、出力電流と出力電圧とを設定
し、これらの設定値と検出値とを比較し、両方の差信号
に夫々係数を乗じて加算し、この加算値に応じてスイッ
チング素子の導通時間率を制御するようにして、所望の
電圧・電流特性の装置を得るようにしてもよい。この場
合、出力電圧設定値Ｖｒと電圧検出器の検出値Ｖｆとの
差ΔＶと、出力電流設定値Ｉｒと電流検出値Ｉｆとの差
ΔＩと、これらに係数ａ及びｂを乗じて合成信号Δｓ＝
ａ・ΔＶ＋ｂ・ΔＩ（ただし、０≦ａ≦１、０≦ｂ≦１
で、かつａ＋ｂ＝１）をＰＷＭ制御回路の入力信号とす
ればよい。ここでａ＝０なら出力電流だけが比較されて
定電流特性となり、逆にｂ＝０とすれば出力電圧だけが
比較されて定電圧特性となる。係数ａおよびｂが０と１
との間にあるときは出力電流の変化に対して出力電圧が
傾きＶ／Ｉ＝ｂ／ａの傾斜特性の電源装置とすることが
できる。

【００２８】また、上記各実施例においては、スイッチ
ング素子の制御方法としてはその動作周波数を一定にし
てその１周期内における導通時間の割合を変化させるＰ
ＷＭ制御方式のものについて説明したが、本発明はこれ
に限らず、スイッチング素子の１回の導通時間の長さは
一定とし、くりかえし周波数を誤差信号に応じて変化さ
せるＰＦＭ制御（パルス周波数制御）方式のものにも本
発明は適用できる。

【００２９】

【発明の効果】本発明は、上記の通り商用交流電源から
の入力電流が入力電圧波形と同相でかつ略同波形となる
ので、過大な入力電圧降下を発生させることがなく、商
用交流電源回路の過負荷防止用の遮断器を誤動作させた
り、波形歪のために同一電源に接続されている他の機器
を誤動作させることもない。また力率も１に近くなるの
で無効電力の発生がなく、高力率の直流アーク溶接用電
源装置が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態を示す接続図。

【図２】図１の装置の動作を説明するための線図。

【図３】本発明の別の実施の形態を示す接続図。

【図４】本発明の別の実施の形態を示す接続図。

【図５】本発明の別の実施の形態を示す接続図。

【図６】従来の装置の例を示す接続図。

【図７】図６の装置の動作を説明するための接続図。

【符号の説明】

１、３ 商用交流電源 ４ アーク溶接負荷 ４ａ 電極 ４ｂ 被溶接物 ２０、３１ 電力加工部 ２１ 出力電流設定器 ２２ 比較器 ２３ ＰＷＭ制御回路 ＲＥＣ２１、ＲＥＣ３１ 両波整流回路 Ｔ２１ｐ、Ｔ２２ｐ、Ｔ２３ｐ 変圧器一次巻線 Ｔ３１ｐ、Ｔ３２ｐ、Ｔ３３ｐ 変圧器一次巻線 Ｔ２１ｓ、Ｔ２２ｓ、Ｔ２３ｓ 変圧器二次巻線 Ｔ３１ｓ、Ｔ３２ｓ、Ｔ３３ｓ 変圧器二次巻線 ＴＲ１０ スイッチング素子 Ｄ１０、Ｄ２１、Ｄ２２、Ｄ２７〜Ｄ３６ ダイオー
ド Ｃ１１、Ｃ２１〜Ｃ２４ コンデンサ Ｌ２１ 直流リアクトル ＬＦ２１、ＬＦ３１ 高周波フィルタ Ｒ１１ 抵抗器

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 商用交流電源に接続された変圧器の一次
   巻線と両波整流回路とからなる直列回路と、前記両波整
   流回路の出力を短絡するスイッチング素子と、前記変圧
   器の二次巻線の出力を整流する出力用両波整流回路と、
   前記出力用両波整流回路の出力端子間に接続されたコン
   デンサと、前記コンデンサの一方の端子に直列に接続さ
   れた直流リアクトルと、前記スイッチング素子を出力設
   定値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチ
   ング素子制御回路とを備え前記直流リアクトルの他方の
   端子と前記コンデンサの他方の端子とから出力電力を取
   り出す直流アーク溶接用電源装置。
2. 【請求項２】 前記変圧器の二次巻線はセンタータップ
   を有し、前記出力用両波整流回路は前記二次巻線の出力
   を両波整流するセンタータップ式両波整流回路である請
   求項１に記載の直流アーク溶接用電源装置。
3. 【請求項３】 前記出力用両波整流回路は、前記変圧器
   の二次巻線の出力を倍電圧整流する回路である請求項１
   に記載の直流アーク溶接用電源装置。