JPH1052754A

JPH1052754A - アーク加工用電源装置

Info

Publication number: JPH1052754A
Application number: JP22753596A
Authority: JP
Inventors: Kikuo Terayama; 喜久夫寺山
Original assignee: Daihen Corp
Current assignee: Daihen Corp
Priority date: 1996-08-09
Filing date: 1996-08-09
Publication date: 1998-02-24

Abstract

(57)【要約】【課題】直流電源をフォワードコンバータによって高周
波交流に変換した後に再度整流して直流とする方式のア
ーク加工用電源装置において、動作速度の遅いスイッチ
ング素子を用いて高い周波数で動作させても小出力領域
で出力変化に跳躍点が生じないで安定に動作すると共に
装置を小形でかつ安価にする。【解決手段】ＰＷＭ制御方式のフォワードコンバータを
２組用意し、各フォワードコンバータの駆動信号に出力
設定値に対応した位相差を設け、これらの出力変圧器の
２次出力を直列にして共通の二次整流回路を介して出力
を取り出す構造として、位相差を変化させることによっ
て出力を零から１００％まで跳躍点なく連続的に変化さ
せ得るようにしたアーク加工用電源装置。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は直流電源をフォワー
ドコンバータによって高周波交流に変換した後に再度整
流して直流とする方式のアーク溶接、切断、プラズマア
ーク加工等に用いるアーク加工用電源装置の改良に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、アーク加工用電源として直流電源
をフォワードコンバータにより数KHzないし数１０KHz
の高周波交流に変換した後に再度整流して直流出力を得
る方式のものが小形、軽量化および高精度の出力制御を
目的として製作されている。

【０００３】図８は上記のようにした直流出力のアーク
加工用電源装置の例を示す接続図である。同図におい
て、１は交流電源であり、単相商用交流または３相商用
交流の電源が用いられる。２は交流電源１からの電力を
整流して直流に変換する一次整流回路であり、簡単な平
滑回路を含むこともある。３ないし６はブリッジ接続さ
れたスイッチング素子であり、後述するＰＷＭ制御回路
１９からの駆動信号によって、スイッチング素子３と４
が導通と遮断とをくりかえして一次整流回路２の出力を
高周波でＯＮ−ＯＦＦする。５および６はスイッチング
素子３および４にそれぞれ逆極性で並列に接続されたダ
イオードであり、スイッチング素子３および４に逆方向
の電圧が印加されるのを防止するために設けられてい
る。また、７および８はダイオードであり、スイッチン
グ素子３および４が遮断した時のバイパス回路を構成し
ている。１１は出力変圧器であり、スイッチング素子３
および４にて高周波でＯＮ−ＯＦＦされた出力電圧をア
ーク加工に適した電圧に変換する。１２は出力変圧器１
１の出力を再度整流して直流とする二次整流回路であ
り、半波整流回路のダイオード１２ａとフライホイール
ダイオード１２ｂとからなる。１３は二次整流回路１２
と出力端子（ａ）との間に直列に接続された直流リアク
トル、１４は出力端子（ａ）に接続されたアーク加工用
電極、１５は出力端子（ｂ）に接続された被加工物であ
る。１６は出力電流検出器、１７は出力電流設定器１８
の出力信号Ｉ_rと出力電流検出器１６の出力信号Ｉ_fと
を比較して差信号ΔＩ＝Ｉ_r−Ｉ_fを出力する比較器、
１９は比較器１７の出力信号ΔＩに応じてデューティサ
イクルが決定されるＰＷＭ制御回路であり、スイッチン
グ素子３、４を所定の時間幅で導通させる駆動信号を出
力する。ここで、スイッチング素子３、４、ダイオード
５、６、ダイオード７、８、出力変圧器１１およびダイ
オード１２ａ、１２ｂはフォワードコンバータを構成し
ている。

【０００４】図８の従来装置においては、交流電源１か
らの電力は一次整流回路２にて整流・平滑されて直流と
なり、スイッチング素子３および４にて高周波でＯＮ−
ＯＦＦされた後に出力変圧器１１にて所定の電圧とな
る。出力変圧器１１の出力電圧は二次整流回路１２にて
再び直流に変換されて直流リアクトル１３を経て出力端
子（ａ）（ｂ）からアーク加工用電極１４および被加工
物１５に供給され、これによって両者間に加工用アーク
が発生する。この出力電流は出力電流検出器１６にて検
出されて出力電流設定器１８の設定値と比較され、差信
号ΔＩが演算される。ＰＷＭ制御回路１９はこの差信号
ΔＩを入力として入力信号が減少する方向に出力パルス
の導通時間率即ちデューティサイクルを調整してスイッ
チング素子３および４を駆動する。この結果、出力電流
は設定値に対応した一定値に保たれる。同図において
は、スイッチング素子３および４の出力を変圧器１１に
て取り出し半波整流するフォワードコンバータを構成す
るので変圧器１１の磁気リセットのためにスィツチング
素子３および４は５０％以下のデューティサイクルで駆
動される。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上記の従来装置におい
ては、出力設定器の設定値を変化させることによって出
力電流または出力電圧を変化させるものであるが、その
構造上出力設定値を小さくしてゆくときに出力零の近く
で出力変化に跳躍点が生じ、スムーズに変化しない部分
が現われる。

【０００６】図９はこの現象を説明するための線図であ
り、同図（ａ）、（ｃ）および（ｅ）はＰＷＭ制御回路
１９からの出力信号を示し、同図（ｂ）、（ｄ）および
（ｆ）はこれによって導通するスイッチング素子を流れ
る電流の時間的変化の様子を示す。

【０００７】図９に示すように、スイッチング素子は駆
動信号が供給されると導通遅延時間ｔ_dの後に電流が流
れ始め次第に増加して上昇時間ｔ_rの後に最大電流に達
する。次に駆動信号が遮断されると蓄積時間ｔ_stgの後
に電流が減少を始め、さらに下降時間ｔ_fの後に完全遮
断となる。これらの遅れ時間ｔ_d、ｔ_r、ｔ_stg、ｔ_f
はスイッチング素子に対する駆動信号の波形を工夫する
ことによりある程度は改善することができるが完全には
零にはできない。このために出力電流設定器１８の設定
値が大きく駆動信号の幅が図９（ａ）に示すようにこれ
らの遅れ時間に較べて広いときはあまり影響しないが、
出力電流設定器の設定値を小さくしていったときに図９
（ｃ）に示すように駆動信号の幅がこれらの遅れ時間の
幅に近くなると無視できなくなる。

【０００８】この駆動信号の幅が（ｔ_d＋ｔ_r）となる
点を境として、図９（ｅ）に示すように、駆動信号の幅
が狭いときは、スイッチング素子の導通期間が（ｔ_r＋
ｔ_stg＋ｔ_f）から図９（ｆ）に示すように零へと急変
することになる。図１０に出力設定の最小値近辺におけ
る設定値と出力との関係を示す。同図に示すように出力
設定値が零から（ｔ_d＋ｔ_r）までは出力も零であり、
（ｔ_d＋ｔ_r）を越えると急に（ｔ_r＋ｔ_stg＋ｔ_f）
に相当する出力となる。

【０００９】ここで、フォワードコンバータの出力波形
の長さを考えてみると、スイッチング素子の最大導通期
間を１周期の５０％として、この周期の５０％に相当す
る長さはフォワードコンバータの動作周波数が１０KHz
のときには５０μｓ、２０KHz では２５μｓ、４０KHz
では１２．５μｓである。これに対して、スイッチング
素子としてスイッチング用パワートランジスタを用いる
ときには、例えば定格容量が３００Ａ、１２００Ｖのも
ので遮断時にベース電流を逆方向に流して高速化を図っ
たとしても、ｔ_d＋ｔ_r＝３μｓ、ｔ_stg＝１５μｓ、
ｔ_f＝３μｓ程度の値となっており、ｔ_stg＋ｔ_f＝１
８μｓとなる。

【００１０】したがって、このようなパワートランジス
タを用いるときはフォワードコンバータの周波数が１０
KHz であっても１８／５０＝０．３６、即ち最大出力の
３６％が最小出力となり、それよりも出力電流を低下さ
せようとすると図１０に示すように出力は直ちに零とな
ってしまう。このために出力調整範囲は１００％〜３６
％の範囲となり、ほとんど実用にならない範囲となる。

【００１１】この出力調整範囲は、蓄積時間ｔ_stgの短
いものを採用すれば広くすることが可能であるが、一般
に電流容量の大きな素子ほどこのｔ_stgは長くなる傾向
にある。このためにｔ_stgの短い小容量の素子を並列に
して使用することが必要となるが、並列接続のための多
くの製作工数が必要となるばかりでなく、素子の合計価
格も合計容量と同容量の１個の素子を使用するときに比
べて高くなり、また装置も大型化してしまうことにな
る。

【００１２】さらに、フォワードコンバータの動作周波
数が人間の可聴周波数内（２０KHz以下）であるとフォ
ワードコンバータの動作音が強烈な雑音となって作業環
境を悪化させることから、フォワードコンバータの動作
周波数は２０KHz 以上、望ましくは４０KHz 程度にまで
高くすることが要求されている。このためにフォワード
コンバータに用いるスイッチング素子としては蓄積時間
ｔ_stgが数桁小さいＭＯＳ・ＦＥＴの比較的小容量のも
のを複数個並列に接続して用いなければならず、高価な
高速ＭＯＳ・ＦＥＴが必要となるばかりでなく、並列接
続のために大形化がさけられないものであった。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明は上記従来装置の
課題を解決するために、フォワードコンバータを２組用
意し、その二次整流回路を共有すると共に各フォワード
コンバータの駆動信号に出力設定値に対応した位相差を
設け、これらのフォワードコンバータの出力変圧器の２
次出力を直列にして出力を取り出すことによって、各フ
ォワードコンバータは一定のデューティサイクルと周波
数で動作させたまま、位相差を変化させることによって
出力を零から１００％まで跳躍点なく連続的に変化させ
得るようにしたアーク加工用電源装置を提案したもので
ある。

【００１４】

【作用】本発明の装置においては、２組のフォワードコ
ンバータが共に出力状態（スイッチング素子が導通して
いる間）にあるときのみ出力が二次整流回路に現われる
ので、フォワードコンバータの導通期間がスイッチング
素子の各動作遅れ時間の和に等しい長さになるまで動作
周波数を高くしても、出力を１００％から０％まで連続
的に調整可能となる。このために比較的遅いスイッチン
グ素子を用いても高い周波数で動作させることが可能と
なる。

【００１５】

【発明の実施の形態】図１は本発明の実施の形態の例を
示す接続図である。同図において、３１ａ、３１ｂは共
に同仕様に構成されたスイッチング回路であり、１１
ａ、１１ｂはそれぞれスイッチング回路３１ａ、３１ｂ
の出力電圧を適宜に変換する出力変圧器で、その２次巻
線は図示のように同極性で直列接続してある。２０はス
イッチング回路３１ａ、３１ｂに対して駆動信号Ｐ_a、
Ｐ_bを供給するフォワードコンバータ制御回路であり、
１２は直列接続された出力変圧器１１ａ、１１ｂの総合
出力を整流する二次整流回路である。同図のその他の部
分は図８に示した従来装置と同機能のものに同符号を付
してある。同図において、スイッチング回路３１ａ、出
力変圧器１１ａ、二次整流回路１２およびスイッチング
回路３１ｂ、出力変圧器１１ｂ、二次整流回路１２はそ
れぞれ二次整流回路１２を共有するフォワードコンバー
タを構成している。

【００１６】図１の装置において、出力電流設定器１８
の設定信号Ｉ_rは出力電流検出器１６の出力信号Ｉ_fと
比較器１７にて比較されて差信号ΔＩ＝Ｉ_r−Ｉ_fがフ
ォワードコンバータ制御回路２０に供給される。フォワ
ードコンバータ制御回路２０においては、入力信号ΔＩ
に対応して駆動信号Ｐ_aと駆動信号Ｐ_bとの間に位相差
を設けて出力し、スイッチング回路３１ａと３１ｂとを
差信号ΔＩに対応した位相差で動作するように駆動す
る。スイッチング回路３１ａ、３１ｂの出力は出力変圧
器１１ａ、１１ｂによって加算されて二次整流回路１２
にて直流に変換された後、直流リアクトル１３、出力端
子（ａ）、（ｂ）を経てアーク加工用電極１４および被
加工物１５に供給される。

【００１７】図２は図１の装置に用いるフォワードコン
バータ制御回路２０の例を示すブロック図である。同図
において２１はパルス発振器であり、図１の装置のスイ
ッチング回路３１ａ、３１ｂの動作周波数を決定する。
２２は位相比較器であり２つの入力信号の位相差に応じ
た電圧信号を出力する公知の乗算器形、ディジィタル
形、位相周波数比較器などの位相比較器が用いられる。
２３はローパスフィルタであり、位相比較器２２の出力
のうち高周波成分を除去する。２４は加算器、２５は電
圧制御発振器、２６は極性反転用インバータ回路、２７
はインバータ回路２６にて極性反転された電圧制御発振
器２５の出力を入力として入力信号に同期してスイッチ
ング回路３１ｂを一定のデューティサイクルで駆動する
ための駆動信号Ｐ_bを発生する駆動パルス発生器であ
る。２８はパルス発振器２１の出力パルスを入力として
入力信号に同期してスイッチング回路３１ａを一定のデ
ューティサイクルで駆動するための駆動信号Ｐ_aを発生
する駆動パルス発生器である。１７は比較器、１８は出
力電流設定器であり、それぞれ図１の比較器１７および
出力電流設定器１８に相当する。

【００１８】図２のフォワードコンバータ制御回路にお
いて、パルス発振器２１の出力は電圧制御発振器２５の
出力信号と位相比較器２２にて比較されて両入力信号の
位相差に相当する電圧が演算される。この位相比較器２
２の出力はローパスフィルタ２３にて高周波成分が除去
されて加算器２４の一方の入力となる。一方、出力電流
設定器１８の設定値Ｉ_rは出力電流検出器１６の出力信
号Ｉ_fと比較器１７にて比較されて差信号ΔＩとなり、
加算器２４の他方の入力となる。加算器２４において、
ローパスフィルタ２３の出力と比較器１７の出力とが加
算されて電圧制御発振器２５に入力され、電圧制御発振
器２５は入力電圧に対応した周波数のパルス信号を出力
する。この電圧制御発振器２５の出力信号はインバータ
回路２６にて極性が反転された後に駆動パルス発生器２
７に入力される。また電圧制御発振器２５の出力は位相
比較器２２にフィードバックされる。

【００１９】ここで、位相比較器２２、ローパスフィル
タ２３、電圧制御発振器２５は公知のＰＬＬ回路を構成
しており、図２の回路は、この公知のＰＬＬ回路の途中
に差信号ΔＩを加算する加算器２４を加えたものであ
る。それ故、電圧制御発振器２５はパルス発振器２１の
出力周波数と同一の周波数でかつ差信号ΔＩに相当する
分だけ位相がずれた波形のパルス信号を出力することに
なる。

【００２０】図２のフォワードコンバータ制御回路の駆
動パルス発生器２７、２８の出力Ｐ_a、Ｐ_bにより図１
のスイッチング回路３１ａ、３１ｂの各スイッチング素
子を駆動すると出力変圧器１１ａ、１１ｂには差信号Δ
Ｉに対応した位相差の出力が現われることになる。

【００２１】図３は図２のフォワードコンバータ制御回
路を用いたときの図１の装置の動作を説明するための線
図である。同図において（ａ）はパルス発振器２１の出
力、（ｂ）は駆動パルス発生器２８の出力信号Ｐ_a、
（ｃ）は電圧制御発振器２５の出力、（ｄ）は駆動パル
ス発生器２７の出力信号Ｐ_b、（ｅ）は出力変圧器１１
ａの出力、（ｆ）は出力変圧器１１ｂの出力、（ｇ）は
出力変圧器１１ａと１１ｂとの各２次巻線を図に示す極
性で直列接続したときの二次整流回路１２の出力をそれ
ぞれ時間の経過とともに示したものである。

【００２２】図１ないし図３に示すように、２組のフォ
ワードコンバータが矩形波出力であるときは、両フォワ
ードコンバータの出力がともに出力されている期間のみ
２次整流回路１２に出力が供給され、これが整流されて
直流リアクトル１３によって平滑されて出力端子
（ａ）、（ｂ）間に現われることになる。

【００２３】また上記から判るように各フォワードコン
バータ自身のデューティサイクルと総合出力とは無関係
であり、総合出力は両フォワードコンバータの位相差の
みによって決定されるから、両フォワードコンバータの
デューティサイクルは常に最大に設定しておくとよい。
この場合、両フォワードコンバータの位相差が零、即ち
総合出力として最大出力を指定したときに各フォワード
コンバータも最大出力で動作することになり、スイッチ
ング素子の電流容量を有効に利用できる。

【００２４】図１においてスイッチング回路３１ａ、３
１ｂと変圧器１１ａ、１１ｂおよび二次整流回路１２は
フォワードコンバータを構成しているのでそのデューテ
イサイクルは５０％以下とすることが必要であり、この
点から出力を調整するための位相差αの範囲も０≦α≦
πの範囲とする。このとき各フォワードコンバータのデ
ューティサイクルが最大値に設定されていないと、位相
差αが０≦α≦πの間で変化させる途中で出力が零にな
ってしまうことになる。それ故、フォワードコンバータ
のデューティサイクルが最大でないときには、位相差を
変化させる範囲もこれに応じて狭くすることが必要とな
る。

【００２５】ここで図２において極性反転用インバータ
回路２６は差信号ΔＩに正比例して２次整流回路の出力
が増加するようにスイッチング回路３１ａと３１ｂとを
駆動するために設けたものである。したがってその位置
は、図２のように駆動パルス発生器２７の入力側でもよ
いがこれに替えて駆動パルス発生器２８の入力側に設け
てもよい。

【００２６】また、図１ないし図３に示した実施の形態
の例においては出力電流を検出して、これを設定値と比
較することにより、出力電流を設定値に保つよう２組の
フォワードコンバータの位相差を制御するものについて
説明したが、本発明はこれに限らず、出力電圧を検出し
てこれを設定値と比較し、出力電圧を設定値に保つよう
に制御するものにも適用可能であり、さらには出力電
流、出力電圧ともに検出してそれぞれ設定値と比較し、
両方の差信号に所定の係数を乗じて加算した信号によっ
て２組のフォワードコンバータの位相差を制御して所定
の出力電圧・電流特性を得るようにしてもよい。

【００２７】図４は本発明の別の実施の形態の例を示す
接続図である。同図においては一次整流回路の出力側に
電圧切替スイッチ３２と電圧分割用コンデンサ２９、３
０を設けたものであり、交流電源１として２００Ｖと４
００Ｖ、２２０Ｖと４４０Ｖのように略１：２の比率と
なる２種類の交流電源に適用できるようにしたものであ
る。同図の装置において、電源電圧が２００Ｖのときに
はスイッチ３２をＬ側にすると一次整流回路２の出力に
対してスイッチング回路３１ａと３１ｂとが並列に接続
されて図１に示した実施例と同じ構成となる。また、交
流電源１が４００Ｖのときにはスイッチ３２をＨ側にす
ると、一次整流回路２の出力はコンデンサ２９と３０と
によって２分されて、それぞれのコンデンサの端子電圧
がそれぞれスイッチング回路に供給される形となり、各
スイッチング回路は交流電圧の１／２に対応した電圧を
電源として動作することになるので、スイッチング回路
は２００Ｖと４００Ｖとで何ら変更を要せず、そのまま
使用可能となる。

【００２８】図５は本発明のさらに別の実施の形態の例
を示す接続図である。同図の実施例においては図１に示
した実施例に加えて、直流リアクトルと出力端子との間
に出力極性を切りかえるためのブリッジ接続されたスイ
ッチング素子からなる極性切替回路３６および極性切替
制御回路３７を設けたものである。ここで極性切替回路
３６は極性切替制御回路３７が信号Ｐ₃のみを出力する
ときはスイッチング素子３６ａ、３６ｂのみが導通し、
出力端子（ａ）側が正の極性の直流出力となり、信号Ｐ
₄のみを出力するときはスイッチング素子３６ｃ、３６
ｄのみが導通して、出力端子（ｂ）側が正の極性の直流
出力となる。さらに信号Ｐ₃とＰ₄とを所定のくりかえ
し周期とデューティサイクルとによって交互に出力する
ときはスイッチング素子３６ａ、３６ｂまたはスイッチ
ング素子３６ｃ、３６ｄが交互に導通・遮断をくりかえ
し、所定の正・負比率の交流出力が得られることにな
る。この場合、直流出力、交流出力にかかわらず、導通
期間の一部にスイッチング素子が不完全飽和となる期間
を設ければ、その期間を低電流または低電圧出力期間と
し、完全飽和期間をパルス電流またはパルス電圧出力期
間としたパルス波形を得ることができる。

【００２９】図６は図５に示した極性切替機能を追加し
た実施の形態の例の変形であり、出力変圧器１１ｇ、１
１ｈとして各２組の２次巻線を用意し、各出力変圧器の
二次巻線を１個ずつ互いに直列となるように接続し、か
つこれらの直列接続された二次巻線の組をさらに直列に
して、その接続点から共通出力端子として出力端子
（ｂ）に接続してある。３８は二次整流回路であり、直
列接続された出力変圧器の両端にそれぞれ正・負両出力
を得るためのセンタータップ式の両波整流回路となって
いる。３９は直流リアクトルであり、２つの巻線３９
ａ、３９ｂが共通の鉄心に巻かれており、かつ両巻線は
図中に・印で示すようにそれぞれに流れる２次整流回路
３８の出力電流によって共有する鉄心に同一方向の磁束
を生ずる極性にその巻方向が定められている。４０は極
性切替回路であり、互いに逆方向に電流を流す極性に定
められたスイッチング素子４０ａと４０ｂとからなる。
４１は極性切替制御回路であり、図５に示した実施例の
極性切替制御回路３７と同機能のものである。

【００３０】図６の装置においては、出力変圧器１１
ｇ、１１ｈの出力は二次整流回路３８にて整流されて正
・負両極性の直流出力となってリアクトル巻線３９ａ、
３９ｂを経て極性切替回路４０のスイッチング素子４０
ａ、４０ｂに供給される。いま極性切替回路４０のスイ
ッチング素子４０ａが導通していると出力端子（ａ）
側、即ち電極１４が正となる極性の出力が発生し、電流
はリアクトル３９の巻線３９ａ、極性切替回路４０のス
イッチング素子４０ａ、出力端子（ａ）、電極１４、加
工アーク、被加工物１５、出力端子（ｂ）、出力変圧器
１１ｇと１１ｈの２次巻線の共通接続点の経路を流れ
る。次にスイッチング素子４０ａが遮断すると同時にス
イッチング素子４０ｂを導通させると、それまでリアク
トル巻線３９ａに流れていた電流は急減しようとするが
電磁誘導により共通鉄心に巻かれているリアクトル巻線
３９ｂはこの電流の急減を防げる方向の電圧を図中に矢
印で示す極性に発生する。この誘起電圧の極性は新たに
導通し始めるスイッチング素子４０ｂの導通によって流
れ始める電流の極性と同じ極性の電流である。このため
に、スイッチング素子４０ａを遮断し同時にスイッチン
グ素子４０ｂを導通させると、回路にはこの切替の直前
に流れていた電流と同じ値の電流が先とは逆の極性の被
加工物１５から電極１４に向う方向に流れ始める。この
結果電極１４から被加工物１５に向って流れていた電流
は急峻にその極性が反転して被加工物１５から電極１４
に向って流れることになる。スイッチング素子４０ｂが
導通している状態から遮断し、スイッチング素子４０ａ
が導通するときも同様に出力電流はその絶対値が同じで
極性のみ反転した電流に急峻に変化することになる。こ
の結果、出力電流の極性反転に際してアークが一旦消滅
した後の再点弧が容易となり、交流アーク加工が安定に
継続できるものである。

【００３１】なお、上記説明においては電極と被加工物
のみを対象として出力するアーク加工用電源装置に本発
明を適用する場合についてのみ説明したが、出力電圧の
一部をパイロットアーク用電極に導いて加工用アークの
起動に先立ち電極との間にパイロットアークを発生さ
せ、このパイロットアークを被加工物に移行させて加工
を行うプラズマアーク加工用電源にも本発明が適用でき
るのはもちろんである。

【００３２】図７は、プラズマアーク加工用電源装置に
本発明を適用したときの実施の形態の例を示す接続図で
ある。同図において４２はパイロットアーク電流制限用
抵抗器であり、二次整流回路１２の正出力端子とパイロ
ットアーク出力用端子（ｃ）との間に接続されている。
４３はパイロットアーク用電極であり、加工用電極１４
の周囲にプラズマ生成ガスを供給し、先端の狭い開口部
からアークによってプラズマ化されたガスを高速で噴出
させるためのノズルを共用しているので一般にノズル電
極と呼ばれている。その他の構成要素は図１に示した装
置と同機能のものに同符号を付してあるので説明は省略
する。

【００３３】図７の装置において、図示を省略した高周
波点弧手段により加工用電極１４とパイロットアーク用
電極（ノズル電極）４３との間に抵抗器４２によって制
限された小電流のアーク（パイロットアーク）を点弧
し、同時にノズル内にプラズマ生成ガスを供給すると、
このプラズマ生成ガスがパイロットアークによって電離
してイオン化され、このイオン化されたガスが加工用電
極１４とノズル電極４３とを被加工物１５に接近させる
ことによって被加工物に接触すると加工用電極１４と被
加工物１５との間の絶縁が低下するためにアークが発生
する。このアークは出力電流設定器１８にて設定された
値にまで増加し、プラズマアーク加工が行なわれる。

【００３４】

【発明の効果】上記の通り、本発明のアーク加工用電源
装置は、同一の周波数で動作するフォワードコンバータ
を２組設け、両フォワードコンバータの出力波形の位相
差を調整して、フォワードコンバータの出力変圧器の二
次巻線を直列にして出力を取り出すものであるので、出
力は両フォワードコンバータのスイッチング素子が共に
導通している期間のみを出力として取り出すことにな
り、両フォワードコンバータの位相差を調整することに
よってこれらを構成するスイッチング素子の導通遮断遅
れ時間に無関係に出力が決定される。この結果、比較的
動作速度の遅い大容量のスイッチング素子を用いても出
力調整の範囲を０〜１００％まで連続的に変化させるこ
とが可能となる。また動作速度の遅いスイッチング素子
は大容量のものでも安価であるので多数を並列運転する
必要がなく、安価でかつ小形の装置を得ることができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の装置の実施の形態の例を示す接続図で
ある。

【図２】図１の装置に用いるフォワードコンバータ制御
回路の例を示すブロック図である。

【図３】図２のフォワードコンバータ制御回路を用いた
ときの図１の装置の動作を説明するための線図である。

【図４】本発明の装置の別の実施の形態の例を示す接続
図である。

【図５】本発明の装置の別の実施の形態の例を示す接続
図である。

【図６】本発明の装置の別の実施の形態の例を示す接続
図である。

【図７】本発明の装置の別の実施の形態の例を示す接続
図である。

【図８】従来の装置の例を示す接続図である。

【図９】図８の従来装置における現象を説明するための
線図である。

【図１０】図８の従来装置の出力設定を最小値近辺で変
化させたときの設定値と出力との関係を示す線図であ
る。

【符号の説明】

１交流電源２一次整流回路３、３ａ、３ｂスイッチング素子５、５ａ、５ｂスイッチング素子７、７ａ、７ｂダイオード８、８ａ、８ｂダイオード１１、１１ａないし１１ｄ出力変圧器１２、３８二次整流回路１３、３９直流リアクトル１４加工用電極１５被加工物１６出力電流検出器１７比較器１８出力電流設定器１９ＰＷＭ制御回路２０フォワードコンバータ制御回路２１パルス発振器２２位相比較器２３ローパスフィルタ２４加算器２５電圧制御発振器２６極性反転用インバータ回路２７、２８駆動パルス発生器２９、３０コンデンサ３１ａないし３１ｃスイッチング回路３２スイッチ３６、４０極性切替回路３６ａないし３６ｄ極性切替用スイッチング素子４０ａ、４０ｂ極性切替用スイッチング素子３７、４１極性切替制御回路４２電流制限用抵抗器４３パイロットアーク用電極（ノズル電極）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を整流して直流電力を得る一次
整流回路と、前記一次整流回路の出力をパルス幅制御に
より高周波でＯＮ−ＯＦＦする２組のスイッチング回路
と前記各スイッチング回路の出力を所定の電圧に変換す
る二次巻線が相互に直列接続された２個の出力変圧器と
前記出力変圧器の前記直列接続された２次巻線の出力を
整流して直流とする二次整流回路とからなる二次整流回
路を共有した２組のフォワードコンバータと、、前記２
組のフォワードコンバータを同一周波数でかつ両フォワ
ードコンバータ相互間の出力位相差αを出力設定器の設
定に応じて０≦α≦πの範囲で変化させるフォワードコ
ンバータ制御回路とを具備したアーク加工用電源装置。
【請求項２】前記フォワードコンバータ制御回路は、
あらかじめ定められた周波数で発振する基準信号発振器
と、前記基準信号発振器の出力信号と後述する電圧制御
発振器の出力信号とを比較し両信号の位相差に相当する
電圧信号を出力する位相比較器と、前記位相比較器の出
力のうち高周波成分を除去するローパスフィルタと、出
力設定器と、出力電流または出力電圧を検出する出力検
出器と、前記出力設定器の出力信号と前記出力検出器の
出力信号とを比較し差信号を得る比較器と、前記ローパ
スフィルタの出力と前記比較器の出力とを加算する加算
器と、前記加算器の出力電圧に応じて周波数が決定され
る電圧制御発振器と、前記２組のフォワードコンバータ
のうち一方のフォワードコンバータを前記基準信号発振
器の出力信号に応じて駆動し、他方のフォワードコンバ
ータを前記電圧制御発振器の出力信号に応じて駆動する
駆動パルス発生器とを備えた回路とした請求項１に記載
のアーク加工用電源装置。
【請求項３】前記駆動パルス発生器は、前記２組の各
フォワードコンバータが最大の導通時間率（デューティ
サイクル）となる波形の信号を出力するパルス発生器で
ある請求項２に記載のアーク加工用電源装置。
【請求項４】前記二次整流回路と出力端子との間に
は、出力極性を正・逆に切りかえるための極性切換回路
を備え、出力極性を直流正極性，直流逆極性または交流
に切りかえ可能とした請求項１ないし３のいずれかに記
載のアーク加工用電源装置。