JP3425596B2 - 高力率スイッチング電源 - Google Patents
高力率スイッチング電源Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はフライバック方式正弦波
コンバ−タ回路を用い、長時間のＡＣ入力瞬断保持が可
能な高力率スイッチング電源に関する。 【０００２】 【従来の技術】フライバック方式正弦波コンバ−タ回路
は回路や制御が簡単で、従来のスイッチング回路の制御
回路がそのまま使用でき、また力率がほば１となるコン
バ−タ回路である。 【０００３】ここで該コンバ−タ回路について簡単に説
明すると、図２はフライバック方式正弦波コンバ−タの
基本の構成回路図であり、スイッチング素子ＳＷのオン
時間に流れる電流のピ−ク値Ｉｉ’＝ＩL はスイッチの
オン時間をＴOn、トランスの励磁インダクタンスをＬと
すると、 Ｉｉ’＝ＩL ＝ｅｉ×Ｔon／Ｌ…（１） となる。交流入力電圧の１サイクル期間中、スイッチン
グ素子のオン時間を一定とすると、ピ−ク電流Ｉｉ’は
入力電圧ｅｉに比例する。したがってスイッチング周期
Ｔが一定であれば、スイッチにおける入力電流の平均値
ｉａｖは ｉａｖ＝Ｉｉ’×Ｔon／２Ｔ となり、この電流値は入
力電圧に比例する。 【０００４】このようにスイッチング毎の平均電流が入
力電圧に比例するので、スイッチング波形の高周波成分
をＬF 、ＣF によるロ−パスフィルタで取除くことによ
りＡＣラインの一周期では図３に示すように入力電圧と
相似形になり、力率はほぼ１が得られる。 【０００５】 【発明が解決しようとする課題】通常のスイッチング電
源は、ＡＣ入力電圧をコンデンサインプット型整流回路
によって直流電源を得ているが、フライバック方式正弦
波コンバ−タ回路ではＡＣ入力電圧を全波整流するのみ
で、平滑用のコンデンサを使用しておらず、このためＡ
Ｃ入力瞬断時に出力電力が保持できず、この保持には二
次側に大静電容量のコンデンサが必要となる。 【０００６】これは充電されたコンデンサＣの端子電圧
をＶとすると、図４に示すように初期の端子電圧Ｖ0 は
時間ｔの経過に従い減少し、また図５に示すように静電
容量が大きいほど端子電圧の降下は少ないものである。 【０００７】ここで、スイッチング電源の効率を１００
％とした場合、コンデンサインプット型整流回路の平滑
コンデンサに充電されるエネルギ−はすべて出力コンデ
ンサに供給されることになり、静電容量がＣ、端子電圧
がＶの場合、コンデンサのエネルギ−はＣ・Ｖ2 に比例
するので、コンデンサインプット型整流回路の平滑コン
デンサの容量をＣ1 、整流出力電圧をＶ1 、二次側出力
電圧をＶ2 、出力コンデンサの容量をＣ2 とすると Ｃ1 Ｖ1 2＝Ｃ2 Ｖ2 2の式から Ｃ2 ＝（Ｖ1 ／Ｖ2 ）2 Ｃ1 …（２）となる。 いま、Ｃ1 ＝２２０μＦ、Ｖ1 ＝１４０Ｖ、Ｖ2 ＝５Ｖ
とすると、上式（２）は Ｃ2 ＝（１４０／５）2 ×２２０×１０-6 ＝１７２４８０μＦ となって２次側にはこのような大容量のコンデンサの配
置を必要とすることになり、体積比は入力側に比較する
と約１６倍となって小型化が行えないという欠点があ
る。 【０００８】本発明はこのような問題に鑑みてなされた
ものであり、その目的は力率の高いフライバック方式正
弦波コンバ−タ回路を用い、ＡＣ入力電圧の瞬断時の出
力電圧低下の防止のため、２次側の大容量コンデンサに
代えてバックアップ用コンデンサを１次側に挿入するこ
とにより小型化を図ろうとする高力率スイッチング電源
を提供することにある。 【０００９】 【課題を解決するための手段】上述の如き本発明の目的
を達成するために、本願の請求項１に記載の発明は、Ａ
Ｃ電源を整流する整流回路と、該整流回路で整流された
直流を、その電圧よりも低電圧の直流に変換するフライ
バックコンバータと、前記ＡＣ電源の入力電圧の低下を
検知するＡＣラインモニタ−手段と、前記フライバック
コンバータの出力側の電圧を安定するに十分な電荷容量
をフライバックコンバータの入力側に換算した電荷容量
を保持すると共に、前記整流回路から充電されるコンデ
ンサと、前記ＡＣラインモニタ−手段がＡＣ電源の入力
電圧の低下を検知したとき該モニター手段からの信号に
より前記コンデンサをフライバックコンバータの入力側
に接続して蓄積された電荷を該コンバータの入力側に供
給するスイッチ回路手段と、を具備したことを特徴とす
る高力率スイッチング電源を提供する。 【００１０】 【作用】ＡＣ入力電圧のピ−ク値にて充電されるバック
アップ用のコンデンサを配置し、ＡＣ入力の瞬断時には
ＡＣ電圧の低下をチェックするＡＣラインモニタ−から
の信号がスイッチ回路に送出され、スイッチ回路がバッ
クアップ用コンデンサの電荷をトランスの１次側に通電
するため、２次側の出力電圧の低下が防止される。 【００１１】 【実施例】つぎに本発明の実施例について図面を用いて
詳細に説明する。図１は本発明にかかる高力率スイッチ
ング電源の一実施例を示す回路図である。 【００１２】同図において、ＡＣ入力電圧ｅｉはロ−パ
スフィルタＦを介し、ダイオ−ドＤ1 〜Ｄ4 の組により
全波整流されてフライバックコンバ−タの入力電圧とな
るものである。 【００１３】そして出力電圧を一定に保持するため定電
圧回路が接続されており、該定電圧回路は出力電圧をモ
ニタ−し、基準回路との誤差分をフォトカプラ−ＰＣ1
によりＰＷＭコントロ−ル回路に入力し、パワ−スイッ
チＱ1 のオン時間を制御する。 【００１４】ＡＣ入力回路にはフォトカプラ−ＰＣ2 や
Ｒ1 などによるＡＣラインモニタ−が接続されており、
フライバックコンバ−タの入力側にはフォトカプラ−Ｐ
Ｃ2により結合されてスイッチ素子Ｑ2 、Ｑ3 を有する
スイッチ回路が接続されており、該スイッチ回路はＡＣ
入力電圧のピ−クで充電されるコンデンサＣ1 の電荷を
フライバックコンバ−タの１次側に供給制御するように
構成されている。 【００１５】なお、スイッチ回路のＲ3 、Ｃ5 はスイッ
チ素子Ｑ2 のベ−ス回路に所定の時定数を持たせてＱ3
の作動を安定にするもの、Ｃ4 は高周波スイッチングの
１サイクルの電力が供給できる程度の小容量のもので力
率の悪化に影響のないもの、Ｄ7 はフォトカプラ−ＰＣ
2 の逆耐圧保護用、Ｒ2 、Ｃ6 、Ｄ5 はスナバ−回路の
ものである。 【００１６】つぎにこのように構成された本実施例の作
動を説明すると、ＡＣ入力電圧ｅｉはロ−パスフィル
タ、ダイオ−ドＤ1 〜Ｄ4 を通じ、パワ−スイッチＱ1
のオンの場合にフライバックコンバ−タのトランスＴの
１次側に印加され、その２次側の出力はＤ6 により整流
されて定電圧回路に入力される。 【００１７】定電圧回路では所定の基準電圧と比較して
その誤差分をＰＣ1 を介してＰＷＭコントロ−ル回路に
送り、パワ−スイッチＱ1 のオンの時間を制御してフラ
イバックコンバ−タの出力電圧を所定の電圧となるよう
に定電圧制御する。 【００１８】そして、ＡＣ入力電圧が正常の場合にはフ
ォトカプラ−ＰＣ2 は導通状態であり、このためＱ2 ベ
−スは０電位でオフとなり、またＱ3 もオフとなる。 【００１９】一方、コンデンサＣ1 はダイオ−ドＤ8 に
よってＡＣ入力電圧のピ−ク値に充電されるが、ＡＣ入
力電圧が正常の場合は上記のようにＱ3 がオフのため、
コンデンサＣ1 の端子電圧は一定電圧に保たれてフライ
バックコンバ−タの作動には無関係であり、また、その
入力電流波形にも影響がない。 【００２０】ここで、ＡＣ入力電圧が例えば瞬断してオ
フになると、ＡＣラインモニタ−となるフォトカプラ−
ＰＣ2 が断となり、このため、Ｑ2 およびＱ3 がオンに
なるのでコンデンサＣ1 に蓄えられた電荷がＱ3 を通
じ、トランスＴに供給されて２次側の出力電圧が保持さ
れることになる。 【００２１】以上、本発明を上述の実施例によって説明
したが、本発明の主旨の範囲内で種々の変形や応用が可
能であり、これらの変形や応用を本発明の範囲から排除
するものではない。 【００２２】 【発明の効果】これまでに詳細に説明したように、本発
明によれば、フライバック方式正弦波コンバ−タ回路の
１次側に、常にＡＣ入力電圧にて充電されているバック
アップ用のコンデンサを配置し、ＡＣ入力の瞬断時には
ＡＣ入力電圧をモニタしているスイッチ回路により、バ
ックアップコンデンサの電荷を１次側に供給するので２
次側の出力電圧が保持され、したがって二次側の大容量
コンデンサが不要となったため小型化が図れて高力率の
スイッチング電源が得られる。
コンバ−タ回路を用い、長時間のＡＣ入力瞬断保持が可
能な高力率スイッチング電源に関する。 【０００２】 【従来の技術】フライバック方式正弦波コンバ−タ回路
は回路や制御が簡単で、従来のスイッチング回路の制御
回路がそのまま使用でき、また力率がほば１となるコン
バ−タ回路である。 【０００３】ここで該コンバ−タ回路について簡単に説
明すると、図２はフライバック方式正弦波コンバ−タの
基本の構成回路図であり、スイッチング素子ＳＷのオン
時間に流れる電流のピ−ク値Ｉｉ’＝ＩL はスイッチの
オン時間をＴOn、トランスの励磁インダクタンスをＬと
すると、 Ｉｉ’＝ＩL ＝ｅｉ×Ｔon／Ｌ…（１） となる。交流入力電圧の１サイクル期間中、スイッチン
グ素子のオン時間を一定とすると、ピ−ク電流Ｉｉ’は
入力電圧ｅｉに比例する。したがってスイッチング周期
Ｔが一定であれば、スイッチにおける入力電流の平均値
ｉａｖは ｉａｖ＝Ｉｉ’×Ｔon／２Ｔ となり、この電流値は入
力電圧に比例する。 【０００４】このようにスイッチング毎の平均電流が入
力電圧に比例するので、スイッチング波形の高周波成分
をＬF 、ＣF によるロ−パスフィルタで取除くことによ
りＡＣラインの一周期では図３に示すように入力電圧と
相似形になり、力率はほぼ１が得られる。 【０００５】 【発明が解決しようとする課題】通常のスイッチング電
源は、ＡＣ入力電圧をコンデンサインプット型整流回路
によって直流電源を得ているが、フライバック方式正弦
波コンバ−タ回路ではＡＣ入力電圧を全波整流するのみ
で、平滑用のコンデンサを使用しておらず、このためＡ
Ｃ入力瞬断時に出力電力が保持できず、この保持には二
次側に大静電容量のコンデンサが必要となる。 【０００６】これは充電されたコンデンサＣの端子電圧
をＶとすると、図４に示すように初期の端子電圧Ｖ0 は
時間ｔの経過に従い減少し、また図５に示すように静電
容量が大きいほど端子電圧の降下は少ないものである。 【０００７】ここで、スイッチング電源の効率を１００
％とした場合、コンデンサインプット型整流回路の平滑
コンデンサに充電されるエネルギ−はすべて出力コンデ
ンサに供給されることになり、静電容量がＣ、端子電圧
がＶの場合、コンデンサのエネルギ−はＣ・Ｖ2 に比例
するので、コンデンサインプット型整流回路の平滑コン
デンサの容量をＣ1 、整流出力電圧をＶ1 、二次側出力
電圧をＶ2 、出力コンデンサの容量をＣ2 とすると Ｃ1 Ｖ1 2＝Ｃ2 Ｖ2 2の式から Ｃ2 ＝（Ｖ1 ／Ｖ2 ）2 Ｃ1 …（２）となる。 いま、Ｃ1 ＝２２０μＦ、Ｖ1 ＝１４０Ｖ、Ｖ2 ＝５Ｖ
とすると、上式（２）は Ｃ2 ＝（１４０／５）2 ×２２０×１０-6 ＝１７２４８０μＦ となって２次側にはこのような大容量のコンデンサの配
置を必要とすることになり、体積比は入力側に比較する
と約１６倍となって小型化が行えないという欠点があ
る。 【０００８】本発明はこのような問題に鑑みてなされた
ものであり、その目的は力率の高いフライバック方式正
弦波コンバ−タ回路を用い、ＡＣ入力電圧の瞬断時の出
力電圧低下の防止のため、２次側の大容量コンデンサに
代えてバックアップ用コンデンサを１次側に挿入するこ
とにより小型化を図ろうとする高力率スイッチング電源
を提供することにある。 【０００９】 【課題を解決するための手段】上述の如き本発明の目的
を達成するために、本願の請求項１に記載の発明は、Ａ
Ｃ電源を整流する整流回路と、該整流回路で整流された
直流を、その電圧よりも低電圧の直流に変換するフライ
バックコンバータと、前記ＡＣ電源の入力電圧の低下を
検知するＡＣラインモニタ−手段と、前記フライバック
コンバータの出力側の電圧を安定するに十分な電荷容量
をフライバックコンバータの入力側に換算した電荷容量
を保持すると共に、前記整流回路から充電されるコンデ
ンサと、前記ＡＣラインモニタ−手段がＡＣ電源の入力
電圧の低下を検知したとき該モニター手段からの信号に
より前記コンデンサをフライバックコンバータの入力側
に接続して蓄積された電荷を該コンバータの入力側に供
給するスイッチ回路手段と、を具備したことを特徴とす
る高力率スイッチング電源を提供する。 【００１０】 【作用】ＡＣ入力電圧のピ−ク値にて充電されるバック
アップ用のコンデンサを配置し、ＡＣ入力の瞬断時には
ＡＣ電圧の低下をチェックするＡＣラインモニタ−から
の信号がスイッチ回路に送出され、スイッチ回路がバッ
クアップ用コンデンサの電荷をトランスの１次側に通電
するため、２次側の出力電圧の低下が防止される。 【００１１】 【実施例】つぎに本発明の実施例について図面を用いて
詳細に説明する。図１は本発明にかかる高力率スイッチ
ング電源の一実施例を示す回路図である。 【００１２】同図において、ＡＣ入力電圧ｅｉはロ−パ
スフィルタＦを介し、ダイオ−ドＤ1 〜Ｄ4 の組により
全波整流されてフライバックコンバ−タの入力電圧とな
るものである。 【００１３】そして出力電圧を一定に保持するため定電
圧回路が接続されており、該定電圧回路は出力電圧をモ
ニタ−し、基準回路との誤差分をフォトカプラ−ＰＣ1
によりＰＷＭコントロ−ル回路に入力し、パワ−スイッ
チＱ1 のオン時間を制御する。 【００１４】ＡＣ入力回路にはフォトカプラ−ＰＣ2 や
Ｒ1 などによるＡＣラインモニタ−が接続されており、
フライバックコンバ−タの入力側にはフォトカプラ−Ｐ
Ｃ2により結合されてスイッチ素子Ｑ2 、Ｑ3 を有する
スイッチ回路が接続されており、該スイッチ回路はＡＣ
入力電圧のピ−クで充電されるコンデンサＣ1 の電荷を
フライバックコンバ−タの１次側に供給制御するように
構成されている。 【００１５】なお、スイッチ回路のＲ3 、Ｃ5 はスイッ
チ素子Ｑ2 のベ−ス回路に所定の時定数を持たせてＱ3
の作動を安定にするもの、Ｃ4 は高周波スイッチングの
１サイクルの電力が供給できる程度の小容量のもので力
率の悪化に影響のないもの、Ｄ7 はフォトカプラ−ＰＣ
2 の逆耐圧保護用、Ｒ2 、Ｃ6 、Ｄ5 はスナバ−回路の
ものである。 【００１６】つぎにこのように構成された本実施例の作
動を説明すると、ＡＣ入力電圧ｅｉはロ−パスフィル
タ、ダイオ−ドＤ1 〜Ｄ4 を通じ、パワ−スイッチＱ1
のオンの場合にフライバックコンバ−タのトランスＴの
１次側に印加され、その２次側の出力はＤ6 により整流
されて定電圧回路に入力される。 【００１７】定電圧回路では所定の基準電圧と比較して
その誤差分をＰＣ1 を介してＰＷＭコントロ−ル回路に
送り、パワ−スイッチＱ1 のオンの時間を制御してフラ
イバックコンバ−タの出力電圧を所定の電圧となるよう
に定電圧制御する。 【００１８】そして、ＡＣ入力電圧が正常の場合にはフ
ォトカプラ−ＰＣ2 は導通状態であり、このためＱ2 ベ
−スは０電位でオフとなり、またＱ3 もオフとなる。 【００１９】一方、コンデンサＣ1 はダイオ−ドＤ8 に
よってＡＣ入力電圧のピ−ク値に充電されるが、ＡＣ入
力電圧が正常の場合は上記のようにＱ3 がオフのため、
コンデンサＣ1 の端子電圧は一定電圧に保たれてフライ
バックコンバ−タの作動には無関係であり、また、その
入力電流波形にも影響がない。 【００２０】ここで、ＡＣ入力電圧が例えば瞬断してオ
フになると、ＡＣラインモニタ−となるフォトカプラ−
ＰＣ2 が断となり、このため、Ｑ2 およびＱ3 がオンに
なるのでコンデンサＣ1 に蓄えられた電荷がＱ3 を通
じ、トランスＴに供給されて２次側の出力電圧が保持さ
れることになる。 【００２１】以上、本発明を上述の実施例によって説明
したが、本発明の主旨の範囲内で種々の変形や応用が可
能であり、これらの変形や応用を本発明の範囲から排除
するものではない。 【００２２】 【発明の効果】これまでに詳細に説明したように、本発
明によれば、フライバック方式正弦波コンバ−タ回路の
１次側に、常にＡＣ入力電圧にて充電されているバック
アップ用のコンデンサを配置し、ＡＣ入力の瞬断時には
ＡＣ入力電圧をモニタしているスイッチ回路により、バ
ックアップコンデンサの電荷を１次側に供給するので２
次側の出力電圧が保持され、したがって二次側の大容量
コンデンサが不要となったため小型化が図れて高力率の
スイッチング電源が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す回路図である。
【図２】フライバック方式正弦波コンバ−タの基本の構
成回路である。 【図３】フライバック方式正弦波コンバ−タにおける動
作を示す波形図である。 【図４】コンデンサの放電時の端子電圧と時間との説明
図および数式図である。 【図５】コンデンサの端子電圧と容量との関係の曲線図
である。
成回路である。 【図３】フライバック方式正弦波コンバ−タにおける動
作を示す波形図である。 【図４】コンデンサの放電時の端子電圧と時間との説明
図および数式図である。 【図５】コンデンサの端子電圧と容量との関係の曲線図
である。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/217
H02M 3/28
H02M 7/06
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】【請求項１】 ＡＣ電源を整流する整流回路と、 該整流回路で整流された直流を、その電圧よりも低電圧
の直流に変換するフライバックコンバータと、 前記ＡＣ電源の入力電圧の低下を検知するＡＣラインモ
ニタ−手段と、 前記フライバックコンバータの出力側の電圧を安定する
に十分な電荷容量をフライバックコンバータの入力側に
換算した電荷容量を保持すると共に、前記整流回路から
充電されるコンデンサと、 前記ＡＣラインモニタ−手段がＡＣ電源の入力電圧の低
下を検知したとき該モニター手段からの信号により前記
コンデンサをフライバックコンバータの入力側に接続し
て蓄積された電荷を該コンバータの入力側に供給するス
イッチ回路手段と、 を具備したことを特徴とする高力率スイッチング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01316694A JP3425596B2 (ja) | 1994-01-11 | 1994-01-11 | 高力率スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01316694A JP3425596B2 (ja) | 1994-01-11 | 1994-01-11 | 高力率スイッチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07213066A JPH07213066A (ja) | 1995-08-11 |
| JP3425596B2 true JP3425596B2 (ja) | 2003-07-14 |
Family
ID=11825597
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01316694A Expired - Lifetime JP3425596B2 (ja) | 1994-01-11 | 1994-01-11 | 高力率スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3425596B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3983695B2 (ja) | 2003-03-10 | 2007-09-26 | 三菱電機株式会社 | コンバータ装置 |
| JPWO2005088819A1 (ja) * | 2004-03-17 | 2008-01-31 | 松下電器産業株式会社 | スイッチング電源装置 |
| KR100966147B1 (ko) * | 2009-12-07 | 2010-06-25 | 이시영 | 발광 소자를 사용한 조명등용 스위칭 모드 파워 서플라이 |
| KR101132188B1 (ko) * | 2011-12-07 | 2012-04-06 | (주)상지기술 | 엘이디 등기구용 전원회로의 리플제거장치 |
| JP7248225B2 (ja) * | 2019-01-18 | 2023-03-29 | Ｍｙｗａｙプラス株式会社 | 電力変換装置の制御装置 |
-
1994
- 1994-01-11 JP JP01316694A patent/JP3425596B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07213066A (ja) | 1995-08-11 |
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