JP2858520B2 - 力率改善平滑回路 - Google Patents
力率改善平滑回路Info
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- Y02E40/30—Reactive power compensation
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- Dc-Dc Converters (AREA)
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、力率を改善するための
平滑回路に関する。交流電源を整流し、直流電圧として
負荷に供給する時、リップル（脈流）を吸収するために
コンデンサだけ、あるいはコンデンサとチョークコイル
とを接続することが多く、これが回路の力率悪化の原因
である場合が多かった。
平滑回路に関する。交流電源を整流し、直流電圧として
負荷に供給する時、リップル（脈流）を吸収するために
コンデンサだけ、あるいはコンデンサとチョークコイル
とを接続することが多く、これが回路の力率悪化の原因
である場合が多かった。
【０００２】
【従来の技術】一般に、電源回路または負荷の力率が小
さいと、同等の電力を供給するのに、力率がほぼ１に等
しい場合に比べて電流容量のより大きな電線や、許容電
圧のより高い装置等が必要となり、経済的・スペース的
に不利なだけでなく、回路動作にも悪影響を与えること
が多い。
さいと、同等の電力を供給するのに、力率がほぼ１に等
しい場合に比べて電流容量のより大きな電線や、許容電
圧のより高い装置等が必要となり、経済的・スペース的
に不利なだけでなく、回路動作にも悪影響を与えること
が多い。
【０００３】このため従来、できるだけ力率を高めよう
とする努力が払われて来ているが、国際的にもＩＥＣ(I
nternational Electrotechnical Commission＝国際電気
標準会議）が、1995年を目処に規制基準を固める方向で
動いている。
とする努力が払われて来ているが、国際的にもＩＥＣ(I
nternational Electrotechnical Commission＝国際電気
標準会議）が、1995年を目処に規制基準を固める方向で
動いている。
【０００４】本発明は、上述のような世の動向に沿って
なされたものである。交流電源は、整流されて直流電圧
として負荷に供給される場合が多いので、整流に伴って
導入されるリップルを吸収するために慣習的にコンデン
サが負荷と並列に接続され、これが回路全体を容量性と
し、力率を悪化させている場合が多かった。
なされたものである。交流電源は、整流されて直流電圧
として負荷に供給される場合が多いので、整流に伴って
導入されるリップルを吸収するために慣習的にコンデン
サが負荷と並列に接続され、これが回路全体を容量性と
し、力率を悪化させている場合が多かった。
【０００５】図６は従来の電源回路の一例として、３相
交流を整流して直流負荷電流を得る極めて単純な回路構
成を示す。また図７は、３つの位相ａ，ｂ及びｃの交流
からなる前記３相交流電源電圧の波形を示す。
交流を整流して直流負荷電流を得る極めて単純な回路構
成を示す。また図７は、３つの位相ａ，ｂ及びｃの交流
からなる前記３相交流電源電圧の波形を示す。
【０００６】図６中、 3φACは３相交流電源、Rectは整
流器、Loadは負荷で、Ｃが前記のリップル吸収用コンデ
ンサである。整流器Rectを構成する整流素子の所要個数
は、３相交流全波整流の場合には６個となる。また交流
の周波数を５０Hzとすると、整流により導入されるリッ
プルの周波数は５０Hz×６＝３００Hzとなり、このよう
な５０〜３００Hz帯の低周波成分を吸収するために必要
なコンデンサＣの容量は、２００〜５００μF 程度と相
当大きい。
流器、Loadは負荷で、Ｃが前記のリップル吸収用コンデ
ンサである。整流器Rectを構成する整流素子の所要個数
は、３相交流全波整流の場合には６個となる。また交流
の周波数を５０Hzとすると、整流により導入されるリッ
プルの周波数は５０Hz×６＝３００Hzとなり、このよう
な５０〜３００Hz帯の低周波成分を吸収するために必要
なコンデンサＣの容量は、２００〜５００μF 程度と相
当大きい。
【０００７】図８は、一例として約４４０μF のＣを用
いた場合の、理解の便のため位相ｂの成分だけに着目し
た、整流後の負荷電圧ＶL 及び整流器流入電流ＩO の波
形を示す。他の位相ｂ，ｃの成分についてもほとんど図
８と同じである。
いた場合の、理解の便のため位相ｂの成分だけに着目し
た、整流後の負荷電圧ＶL 及び整流器流入電流ＩO の波
形を示す。他の位相ｂ，ｃの成分についてもほとんど図
８と同じである。
【０００８】図示のようにＩO は、位相ｂの成分の波頂
に隣接する平滑部分の時間幅だけ流れ、実験によれば、
皮相電力約２７．２ＶＡに対し実効電力約２０．５Ｗ、
すなわち０．７５という悪い力率が測定される。
に隣接する平滑部分の時間幅だけ流れ、実験によれば、
皮相電力約２７．２ＶＡに対し実効電力約２０．５Ｗ、
すなわち０．７５という悪い力率が測定される。
【０００９】さて、このような低い値の力率を改善する
ための最も手っ取り早い従来技術としては、負荷と直列
にチョークコイルを接続する方法があった。また、当業
者間で「昇圧型」と呼ばれる手段を採用すれば、比較的
容易に改善できることも知られていた。ここに昇圧型と
は３相交流を整流して得られた直流電圧を、ＤＣ−ＤＣ
コンバータにより更に高電圧の直流出力とする方式を指
す。
ための最も手っ取り早い従来技術としては、負荷と直列
にチョークコイルを接続する方法があった。また、当業
者間で「昇圧型」と呼ばれる手段を採用すれば、比較的
容易に改善できることも知られていた。ここに昇圧型と
は３相交流を整流して得られた直流電圧を、ＤＣ−ＤＣ
コンバータにより更に高電圧の直流出力とする方式を指
す。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
チョークコイルを接続する方法では、吸収すべきリップ
ルの周波数が５０〜３００Hz帯の低周波帯にあるので、
これにも大きいインダクタンスが要求され、したがって
経済的にもスペース的にも極めて不利な難点がある。
チョークコイルを接続する方法では、吸収すべきリップ
ルの周波数が５０〜３００Hz帯の低周波帯にあるので、
これにも大きいインダクタンスが要求され、したがって
経済的にもスペース的にも極めて不利な難点がある。
【００１１】また、昇圧型による回路では、余分なＤＣ
−ＤＣコンバータが必要なだけではなく、世界各地で使
われる２００〜４１５Ｖといった多種類でかつ高い商用
交流電圧で使用するためには、全体を再設計するための
余分な労力とコストとを必要とする難点があった。
−ＤＣコンバータが必要なだけではなく、世界各地で使
われる２００〜４１５Ｖといった多種類でかつ高い商用
交流電圧で使用するためには、全体を再設計するための
余分な労力とコストとを必要とする難点があった。
【００１２】したがって本発明の目的は、従来技術によ
る上述のような難点を除き、大容量のコンデンサ及び、
または大インダクタンスのチョークコイルを用いなくて
も、力率を大幅に改善できる平滑回路を提供する点にあ
る。
る上述のような難点を除き、大容量のコンデンサ及び、
または大インダクタンスのチョークコイルを用いなくて
も、力率を大幅に改善できる平滑回路を提供する点にあ
る。
【００１３】
【課題を解決するための手段】図１は、本発明の原理ブ
ロック図である。同図中、１はチョッパ周波数阻止手
段、２は負荷電圧検出手段、３はチョッパ手段、４は負
荷電流検出手段である。
ロック図である。同図中、１はチョッパ周波数阻止手
段、２は負荷電圧検出手段、３はチョッパ手段、４は負
荷電流検出手段である。
【００１４】そして、５は直流成分通過手段、６は第１
電圧比較手段、７は第２電圧比較手段、８は三角波発生
手段で、９はチョッパ制御手段である。さて既述の目的
を達成するため、本発明は図１に示すように、下記の構
成とする。
電圧比較手段、７は第２電圧比較手段、８は三角波発生
手段で、９はチョッパ制御手段である。さて既述の目的
を達成するため、本発明は図１に示すように、下記の構
成とする。
【００１５】すなわち、交流電源を整流して得られた直
流電圧が供給される負荷に対し並列に接続されたチョッ
バ周波数阻止手段１及び負荷電圧検出手段２と、前記チ
ョッバ周波数阻止手段１に関し負荷の反対側及び負荷側
に、前記直流負荷に対し直列に接続されたチョッパ手段
３及び負荷電流検出手段４と、前記負荷電圧検出手段２
の出力電圧の緩変動直流成分だけを通過させる直流成分
通過手段５と、前記直流成分通過手段５の出力電圧を所
定の参照電圧ＶR と比較する第１電圧比較手段６と、前
記第１電圧比較手段６の出力電圧と前記負荷電流検出手
段４の出力電圧とを比較する第２電圧比較手段７と、三
角波発生手段８と、前記第２電圧比較手段７の出力電圧
と前記三角波発生手段８の出力電圧とを比較して前記チ
ョッパ手段３の通電時間幅の制御を行うチョッパ制御手
段９とで構成する。
流電圧が供給される負荷に対し並列に接続されたチョッ
バ周波数阻止手段１及び負荷電圧検出手段２と、前記チ
ョッバ周波数阻止手段１に関し負荷の反対側及び負荷側
に、前記直流負荷に対し直列に接続されたチョッパ手段
３及び負荷電流検出手段４と、前記負荷電圧検出手段２
の出力電圧の緩変動直流成分だけを通過させる直流成分
通過手段５と、前記直流成分通過手段５の出力電圧を所
定の参照電圧ＶR と比較する第１電圧比較手段６と、前
記第１電圧比較手段６の出力電圧と前記負荷電流検出手
段４の出力電圧とを比較する第２電圧比較手段７と、三
角波発生手段８と、前記第２電圧比較手段７の出力電圧
と前記三角波発生手段８の出力電圧とを比較して前記チ
ョッパ手段３の通電時間幅の制御を行うチョッパ制御手
段９とで構成する。
【００１６】
【作用】図２は、チョッパ制御手段９の入力である三角
波発生手段８の出力波形ＶT と、第２電圧比較手段７の
出力電圧ＶS との関連、及びこれによるチョッパ制御手
段９の出力波形Ｐ、すなわちチョッパ手段３の制御波形
を示す。
波発生手段８の出力波形ＶT と、第２電圧比較手段７の
出力電圧ＶS との関連、及びこれによるチョッパ制御手
段９の出力波形Ｐ、すなわちチョッパ手段３の制御波形
を示す。
【００１７】以下、図１及び２の両図を参照しながら、
作用について説明する。整流手段の出力の直流電流はチ
ョッパ手段３で数十kHz のチョッパ周波数で断続され
て、チョッパ周波数阻止手段１に加えられ、ここで前記
のチョッパ周波数成分が阻止されて、平滑化された直流
電流が負荷に供給される。負荷電圧および負荷電流は、
それぞれ負荷電圧検出手段２および負荷電流検出手段４
で検出される。
作用について説明する。整流手段の出力の直流電流はチ
ョッパ手段３で数十kHz のチョッパ周波数で断続され
て、チョッパ周波数阻止手段１に加えられ、ここで前記
のチョッパ周波数成分が阻止されて、平滑化された直流
電流が負荷に供給される。負荷電圧および負荷電流は、
それぞれ負荷電圧検出手段２および負荷電流検出手段４
で検出される。
【００１８】負荷電圧検出手段２の出力電圧は直流成分
通過手段５に加えられ、ここで、数十kHz のチョッパ周
波数成分およびリップルの５０〜３００Hz帯の商用周波
数成分が阻止されて、緩やかに変動する直流成分だけが
通過し、第１電圧比較手段６に加えられる。
通過手段５に加えられ、ここで、数十kHz のチョッパ周
波数成分およびリップルの５０〜３００Hz帯の商用周波
数成分が阻止されて、緩やかに変動する直流成分だけが
通過し、第１電圧比較手段６に加えられる。
【００１９】本発明による商用周波数リップルの平滑化
機能は、主としてこの直流成分通過手段５によって得ら
れるが、主電力供給路に直接挿入する従来のコンデンサ
及び、あるいはチョークコイル方式に比べて、例えば高
入力インピーダンスの制御信号伝達回路の位相補償の形
で得られるので、経済的またはスペース的な問題は氷解
する。
機能は、主としてこの直流成分通過手段５によって得ら
れるが、主電力供給路に直接挿入する従来のコンデンサ
及び、あるいはチョークコイル方式に比べて、例えば高
入力インピーダンスの制御信号伝達回路の位相補償の形
で得られるので、経済的またはスペース的な問題は氷解
する。
【００２０】また、第１電圧比較手段６では、直流成分
通過手段５の出力電圧が、所定の参照電圧ＶR と比較さ
れ、ＶR を越えた場合に一定電圧が出力されて、第２電
圧比較回路７の第１入力に加えられる。ここで、参照電
圧ＶR を可変としておけは、入力商用電圧がより高くな
った場合でもＶR を上昇することによって容易に対応で
きる。
通過手段５の出力電圧が、所定の参照電圧ＶR と比較さ
れ、ＶR を越えた場合に一定電圧が出力されて、第２電
圧比較回路７の第１入力に加えられる。ここで、参照電
圧ＶR を可変としておけは、入力商用電圧がより高くな
った場合でもＶR を上昇することによって容易に対応で
きる。
【００２１】第２電圧比較回路７は、その第１入力電圧
とその第２入力に加えられる負荷電流検出手段４の出力
電圧とを比較し、比較結果の電圧ＶS をチョッパ制御手
段９の第１入力に加える。チョッパ制御手段９の第２入
力には三角波発生手段８の出力波形ＶT が加えられてい
る。
とその第２入力に加えられる負荷電流検出手段４の出力
電圧とを比較し、比較結果の電圧ＶS をチョッパ制御手
段９の第１入力に加える。チョッパ制御手段９の第２入
力には三角波発生手段８の出力波形ＶT が加えられてい
る。
【００２２】チョッパ制御手段９は機能面から見ると電
圧弁別装置であり、前記ＶS が小さい時（図２中のＶS-
H の場合）には出力制御パルス幅Ｐは広く（図２中のＰ
H ）、前記ＶS が大きくなると（図２中のＶS-L の場
合）には出力制御パルス幅Ｐは狭く（図２中のＰL ）な
る。したがって、チョッパ手段３の通電時間幅ＴはＶS-
L に対しては長く（図２中のＴL ）、つまりチョップ電
流は大で、ＶS-H に対しては短く（図２中のＴH ）、つ
まりチョップ電流は小となる。
圧弁別装置であり、前記ＶS が小さい時（図２中のＶS-
H の場合）には出力制御パルス幅Ｐは広く（図２中のＰ
H ）、前記ＶS が大きくなると（図２中のＶS-L の場
合）には出力制御パルス幅Ｐは狭く（図２中のＰL ）な
る。したがって、チョッパ手段３の通電時間幅ＴはＶS-
L に対しては長く（図２中のＴL ）、つまりチョップ電
流は大で、ＶS-H に対しては短く（図２中のＴH ）、つ
まりチョップ電流は小となる。
【００２３】換言すれば、この平滑回路は同時に定電流
回路として動作することが分かる。この定電流方式は、
当業者間では既述の昇圧型に対応して降圧型と呼ばれ
る。以上の結果、コンデンサ及び、またはチョークコイ
ルを挿入した場合と同等以上のリッブル平滑機能を、力
率改善の効果とともに得ることができ、またスイッチ方
式の降圧型すなわち定電流型であるために、商用電源電
圧がより高い場合にも全体装置を再設計する必要がな
く、前記参照電圧ＶR を可変とすることによって、容易
に対応できる。
回路として動作することが分かる。この定電流方式は、
当業者間では既述の昇圧型に対応して降圧型と呼ばれ
る。以上の結果、コンデンサ及び、またはチョークコイ
ルを挿入した場合と同等以上のリッブル平滑機能を、力
率改善の効果とともに得ることができ、またスイッチ方
式の降圧型すなわち定電流型であるために、商用電源電
圧がより高い場合にも全体装置を再設計する必要がな
く、前記参照電圧ＶR を可変とすることによって、容易
に対応できる。
【００２４】
【実施例】図３は本発明の一実施例の回路図である。同
図中、Ｑはチョッパトランジスタ、ＬC およびＣC はチ
ョッパ周波数阻止用のそれぞれチョークコイルおよびコ
ンデンサ、OA-1，OA-2，OA-3はオペアンプ（演算増幅
器）、ＣP およびＲP はオペアンプOA-1の位相補償用の
それぞれコンデンサおよび抵抗で、Met は降下電圧測定
器、Osc は三角波発生器である。
図中、Ｑはチョッパトランジスタ、ＬC およびＣC はチ
ョッパ周波数阻止用のそれぞれチョークコイルおよびコ
ンデンサ、OA-1，OA-2，OA-3はオペアンプ（演算増幅
器）、ＣP およびＲP はオペアンプOA-1の位相補償用の
それぞれコンデンサおよび抵抗で、Met は降下電圧測定
器、Osc は三角波発生器である。
【００２５】図３と本発明の原理ブロックを示す図１と
の対応関係は次のとおりである。すなわち図３における
オペアンプOA-1とこれに付帯するＣP およびＲP とは、
図１における直流成分通過手段５および第１電圧比較手
段６に該当し、OA-2およびOA-3はそれぞれ第２電圧比較
手段７およびチョッパ制御手段９に該当する。またＬC
およびＣC は、チョッパ周波数阻止手段に該当する。図
２中のそれ以外の部品や回路と図１中のブロックとの対
応は、容易に類推できると思われるから、説明を省略す
る。
の対応関係は次のとおりである。すなわち図３における
オペアンプOA-1とこれに付帯するＣP およびＲP とは、
図１における直流成分通過手段５および第１電圧比較手
段６に該当し、OA-2およびOA-3はそれぞれ第２電圧比較
手段７およびチョッパ制御手段９に該当する。またＬC
およびＣC は、チョッパ周波数阻止手段に該当する。図
２中のそれ以外の部品や回路と図１中のブロックとの対
応は、容易に類推できると思われるから、説明を省略す
る。
【００２６】さて、図２において、整流手段の出力の直
流電流はチョッパトランジスタＱにより数十kHz のチョ
ッパ周波数で断続されて、チョッパ周波数阻止用チョー
クコイルＬC およびコンデンサＣC に加えられ、ここで
前記のチョッパ周波数成分が阻止されて、平滑化された
直流電流が負荷に供給される。負荷電圧と負荷電流と
は、それぞれオペアンプOA-1の＋入力と抵抗ＲS および
降下電圧測定器Met で検出される。
流電流はチョッパトランジスタＱにより数十kHz のチョ
ッパ周波数で断続されて、チョッパ周波数阻止用チョー
クコイルＬC およびコンデンサＣC に加えられ、ここで
前記のチョッパ周波数成分が阻止されて、平滑化された
直流電流が負荷に供給される。負荷電圧と負荷電流と
は、それぞれオペアンプOA-1の＋入力と抵抗ＲS および
降下電圧測定器Met で検出される。
【００２７】オペアンプOA-1の＋入力電圧は、その−入
力に印加されている所定の参照電圧ＶR と比較されるの
であるが、それ以前にＬC およびＣP による位相補償回
路によって、数十kHz のチョッパ周波数成分およびリッ
プルの５０〜３００Hz帯の商用周波数成分が阻止され、
緩やかに変動する直流成分だけが通過して、この直流電
圧が前記の参照電圧ＶR と比較される。そして、この直
流電圧がＶR を越えた場合に一定の正電圧がオペアンプ
OA-1から出力されて、オペアンプOA-2の＋入力に加えら
れる。
力に印加されている所定の参照電圧ＶR と比較されるの
であるが、それ以前にＬC およびＣP による位相補償回
路によって、数十kHz のチョッパ周波数成分およびリッ
プルの５０〜３００Hz帯の商用周波数成分が阻止され、
緩やかに変動する直流成分だけが通過して、この直流電
圧が前記の参照電圧ＶR と比較される。そして、この直
流電圧がＶR を越えた場合に一定の正電圧がオペアンプ
OA-1から出力されて、オペアンプOA-2の＋入力に加えら
れる。
【００２８】本発明による商用周波数リップルの平滑化
機能が、従来のコンデンサ及び、あるいはチョークコイ
ルに代わって、前記の直流成分通過機能、および後
述の当業者間で降圧型と呼ばれる定電流機能によって得
られることは、既に〔作用〕の項で述べたとおりである
が、降圧型すなわち定電流型であるが故に、商用電源電
圧が国内の通常の１００〜２００Ｖより高い場合にも付
帯装置を再設計する必要がなく、前記参照電圧ＶR を可
変とすることによって、容易に適応できる効果がある。
機能が、従来のコンデンサ及び、あるいはチョークコイ
ルに代わって、前記の直流成分通過機能、および後
述の当業者間で降圧型と呼ばれる定電流機能によって得
られることは、既に〔作用〕の項で述べたとおりである
が、降圧型すなわち定電流型であるが故に、商用電源電
圧が国内の通常の１００〜２００Ｖより高い場合にも付
帯装置を再設計する必要がなく、前記参照電圧ＶR を可
変とすることによって、容易に適応できる効果がある。
【００２９】オペアンプOA-2は、その＋入力電圧と、そ
の−入力に加えられる降下電圧測定器Met の出力電圧と
を比較して、比較結果の電圧をオペアンプOA-3の−入力
に加える。オペアンプOA-3の＋入力入力には三角波発生
器Osc 出力の三角波形が加えられる。
の−入力に加えられる降下電圧測定器Met の出力電圧と
を比較して、比較結果の電圧をオペアンプOA-3の−入力
に加える。オペアンプOA-3の＋入力入力には三角波発生
器Osc 出力の三角波形が加えられる。
【００３０】オペアンプOA-3は電圧弁別装置であり、そ
の−入力電圧が小さい時には出力制御パルス幅は広く、
その−入力電圧が大きくなるとには出力制御パルス幅は
狭くなる。したがって、チョッパトランジスタＱの通電
時間幅は、オペアンプOA-3への−入力電圧が小さい時に
は長く、つまりチョップ電流は大で、オペアンプOA-3へ
の−入力電圧が大きくなると短く、つまりチョップ電流
は小となる。
の−入力電圧が小さい時には出力制御パルス幅は広く、
その−入力電圧が大きくなるとには出力制御パルス幅は
狭くなる。したがって、チョッパトランジスタＱの通電
時間幅は、オペアンプOA-3への−入力電圧が小さい時に
は長く、つまりチョップ電流は大で、オペアンプOA-3へ
の−入力電圧が大きくなると短く、つまりチョップ電流
は小となる。
【００３１】すなわち、この実施例の回路全体が、定電
流回路として平滑化機能に寄与している。図４は本発明
の他の実施例を示す回路図である。同図中オペアンプOA
-4とＣPおよびOA-5は、図１中のそれぞれ直流成分通過
手段５と第１電圧比較回路６およびチョッパ制御手段９
に該当し、トランジスタQ-1 が第２電圧比較回路７に該
当する。そして、参照電圧ＶR-1 が可変参照電圧ＶR-1
となっている。その外の部品や回路は図２と同じであ
る。
流回路として平滑化機能に寄与している。図４は本発明
の他の実施例を示す回路図である。同図中オペアンプOA
-4とＣPおよびOA-5は、図１中のそれぞれ直流成分通過
手段５と第１電圧比較回路６およびチョッパ制御手段９
に該当し、トランジスタQ-1 が第２電圧比較回路７に該
当する。そして、参照電圧ＶR-1 が可変参照電圧ＶR-1
となっている。その外の部品や回路は図２と同じであ
る。
【００３２】この実施例では、制御が帰還型となってお
り、トランジスタQ-1 の出力コレクタ電流中のリップル
成分がその入力ベース電圧によって吸収されるため、リ
ップルの平滑化機能が図２の回路よりも若干改良される
降下がある。また参照電圧が明白に可変となっているた
め、図３の実施例について説明したように、参照電圧を
高めるだけでより高い商用電源電圧に対しても容易に適
応できる。
り、トランジスタQ-1 の出力コレクタ電流中のリップル
成分がその入力ベース電圧によって吸収されるため、リ
ップルの平滑化機能が図２の回路よりも若干改良される
降下がある。また参照電圧が明白に可変となっているた
め、図３の実施例について説明したように、参照電圧を
高めるだけでより高い商用電源電圧に対しても容易に適
応できる。
【００３３】図５は、コンデンサもチョークコイルも用
いず図３の一実施例の回路を用いた場合の、位相ｂの成
分だけに着目した、整流後の負荷電圧Ｖ及び整流器流入
電流Ｉの波形を示す。他の位相ｂ，ｃの成分についても
ほとんど図５と同じである。
いず図３の一実施例の回路を用いた場合の、位相ｂの成
分だけに着目した、整流後の負荷電圧Ｖ及び整流器流入
電流Ｉの波形を示す。他の位相ｂ，ｃの成分についても
ほとんど図５と同じである。
【００３４】図示のようにＩO は交流周期の２／３の期
間にわたりパルス状に流れ、実験によれば、皮相電力約
２１．３ＶＡに対し実効電力約２０．４Ｗすなわち０．
９５という良好な力率が測定される。
間にわたりパルス状に流れ、実験によれば、皮相電力約
２１．３ＶＡに対し実効電力約２０．４Ｗすなわち０．
９５という良好な力率が測定される。
【００３５】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、コ
ンデンサ及び、またはチョークコイルを挿入した場合と
同等以上のリッブル平滑機能が得られ、力率が改善され
るだけでなく、スイッチ方式による降圧型すなわち定電
流型であるため参照電圧を高めるだけで、高い商用電源
電圧にも容易に適応し得る力率改善平滑回路が実現でき
る。
ンデンサ及び、またはチョークコイルを挿入した場合と
同等以上のリッブル平滑機能が得られ、力率が改善され
るだけでなく、スイッチ方式による降圧型すなわち定電
流型であるため参照電圧を高めるだけで、高い商用電源
電圧にも容易に適応し得る力率改善平滑回路が実現でき
る。
【００３６】更に、電源投入時に制御パルスのパルス幅
を狭くすれば、平滑回路への「突入電流」を防止できる
ため、突入電流防止回路を設ける必要がなく、したがっ
て、整流・平滑回路が小型で安価に構成できる。
を狭くすれば、平滑回路への「突入電流」を防止できる
ため、突入電流防止回路を設ける必要がなく、したがっ
て、整流・平滑回路が小型で安価に構成できる。
【図１】本発明の原理ブロック図である。
【図２】図１中チョッパ制御手段周辺の信号波形図であ
る。
る。
【図３】本発明の一実施例の回路図である。
【図４】本発明の他の実施例の回路図である。
【図５】本発明の一実施例の電圧電流波形図である。
【図６】従来の３相交流電源の典型的回路構成である。
【図７】３相交流の波形図である。
【図８】図６における電圧電流波形図である。
【図９】図６にチョークコイルを付加した回路構成図で
ある。
ある。
１ チョッパ周波数阻止手段 ２ 負荷電圧検出手段 ３ チョッパ手段 ４ 負荷電流検出手段 ５ 直流成分通過手段 ６ 第１電圧比較手段 ７ 第２電圧比較手段 ８ 三角波発生手段 ９ チョッパ制御手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−291897（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−138965（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−35169（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−155462（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−47276（ＪＰ，Ａ) 実開 平１−157584（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 7/00 - 7/40 H02M 3/00 - 3/44
Claims (1)
- 【請求項１】 交流電源を整流して得られた直流電圧の
供給される負荷に対し並列に接続されたチョッパ周波数
阻止手段（１）及び負荷電圧検出手段（２）と、 前記チョッパ周波数阻止手段（１）に関し負荷の反対側
及び負荷側に、前記直流負荷に対し直列に接続されたチ
ョッパ手段（３）及び負荷電流検出手段（４）と、 前記負荷電圧検出手段（２）の出力電圧の緩変動成分だ
けを通過させる直流成分通過手段（５）と、 前記直流成分通過手段（５）の出力電圧を所定の参照電
圧（ＶR ）と比較する第１電圧比較手段（６）と、 前記第１電圧比較手段（６）の出力電圧と前記負荷電流
検出手段（４）の出力電圧とを比較する第２電圧比較手
段（７）と、 三角波発生手段（８）と、 前記第２電圧比較手段（７）の出力電圧と前記三角波発
生手段（８）の出力電圧とを比較して前記チョッパ手段
（３）の通電時間幅の制御を行うチョッパ制御手段
（９）とで構成されることを特徴とする力率改善平滑回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5068055A JP2858520B2 (ja) | 1993-03-26 | 1993-03-26 | 力率改善平滑回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5068055A JP2858520B2 (ja) | 1993-03-26 | 1993-03-26 | 力率改善平滑回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06284733A JPH06284733A (ja) | 1994-10-07 |
| JP2858520B2 true JP2858520B2 (ja) | 1999-02-17 |
Family
ID=13362718
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5068055A Expired - Fee Related JP2858520B2 (ja) | 1993-03-26 | 1993-03-26 | 力率改善平滑回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2858520B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08223907A (ja) * | 1995-02-06 | 1996-08-30 | Internatl Business Mach Corp <Ibm> | 電源装置及び電源供給方法 |
| WO2005078910A1 (ja) * | 2004-02-13 | 2005-08-25 | Rohm Co., Ltd | スイッチング電源装置及び携帯機器 |
-
1993
- 1993-03-26 JP JP5068055A patent/JP2858520B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06284733A (ja) | 1994-10-07 |
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