JP3416948B2 - 正弦波入力コンバータ回路 - Google Patents

正弦波入力コンバータ回路

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JP3416948B2
JP3416948B2 JP53557496A JP53557496A JP3416948B2 JP 3416948 B2 JP3416948 B2 JP 3416948B2 JP 53557496 A JP53557496 A JP 53557496A JP 53557496 A JP53557496 A JP 53557496A JP 3416948 B2 JP3416948 B2 JP 3416948B2
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由宏 村井
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Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、交流電源を直流電源に変換する順変換装置
において、電源に流れる高調波電流を抑制できるように
したコンバータ回路に関する。
背景技術 汎用インバータ等の整流平滑回路には通常コンデンサ
インプット形整流平滑回路が使用されている。図44は単
相交流入力のコンデンサインプット形整流回路を、図47
は三相交流入力のコンデンサインプット形整流平滑回路
を示す。図44,図47において、RFは整流ダイオードブリ
ッジ、Ａは突入電流防止回路、Ｃは平滑用コンデンサで
ある。
コンデンサインプット形整流平滑回路は、（１）部品
点数が少ない、（２）回路構成が簡単、（３）制御が不
要、という特徴を有している。したがってコスト的に有
利で汎用インバータに限らず、一般の整流平滑回路とし
て広く使用されている。
コンデンサインプット形整流平滑回路以外では、例え
ば図50に示すような自己消弧型スイッチング素子で構成
されたコンバータタイプのものがある。図50において、
101及び103はスイッチング素子TrとダイオードＤで構成
されたコンバータ及びインバータ、102は制御回路部、
Ｆは搬送波除去フィルタ、Cdは平滑用コンデンサで、制
御回路部102はPT1,CT1〜CT3により検出した電源電圧Vi,
コンバータ電流Ic,直流電流Id,負荷電流ILの各検出信号
を用いて直流電圧Vdを一定にすると共に系統電源電流Is
を正弦波化するようにコンバータ101のスイッチング素
子Trを制御している。
上記従来図44及び図47の整流平滑回路の入力波形は電
源のインピーダンス条件により変化するが入力電圧が直
流電圧Vdより高い時電流が流れるので、概ね図45及び図
48のようになる。この入力波形を調波解析すると図46及
び図49のようになり、大きな低次高調波電流が流れる。
この高調波電流は電源系統に流れ込み、系統の進相コン
デンサや直列リアクトルの過熱，焼損などの被害をもた
らす。一方、上記従来図50のようなコンバータタイプの
ものは、有効に高調波電流を抑制することができる。し
かし、コンバータの制御回路は複雑となり、その入力に
は電源同期信号，負荷電流検出信号，インバータ電流検
出信号，直流電圧検出信号，直流電流検出信号と多数の
信号を必要とする。これらの検出回路を含めるとインバ
ータ装置としてはかなりのコストアップとなり不利であ
る。
発明の開示 本発明は、従来技術のこのような問題点に鑑みてなさ
れたものであり、その目的とするところは、簡単な制御
回路で高調波電流を抑制と安定した直流電圧を出力でき
る正弦波入力コンバータ回路を提供することにある。
本発明の単相正弦波入力コンバータは、単相電源にフ
ィルタを介して接続された単相整流ダイオードブリッジ
と、単相ダイオードブリッジの出力端子間に接続された
リアクトルとスイッチング素子の直列回路とこのリアク
トルに蓄積されるエネルギを出力させる逆流防止ダイオ
ードとからなるトランジスタ回路と、逆流防止ダイオー
ドを介してリアクトルに蓄積されたエネルギにより充電
される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの電圧と基準
電圧の偏差を増幅し三角搬送波と比較し、その比較信号
で前記スイッチング素子をON/OFF制御する回路で構成す
る。
したがって、スイッチング素子がON,OFF制御される
と、スイッチング素子のONのときリアクトルにエネルギ
が蓄積され、OFFで平滑コンデンサがリアクトルに蓄積
されたエネルギで充電される。スイッチング素子は平滑
コンデンサ電圧が基準電圧と等しくなるように制御され
ているので、安定した出力電圧が得られる。また入力電
流は交流電圧の低い時から流れるので低次高調波が殆ど
なく正弦波となる。
トランジスタ回路を２組並列に設け、各スイッチング
素子を180゜位相を異にする比較信号でON/OFF制御する
とよい。この場合、スイッチングによるリップル成分も
減少する。
また、本発明の三相正弦波入力コンバータは、三相電
源にフィルタを介し接続された各相の整流ダイオードに
それぞれ第１のリアクトルが直列に接続された三相半波
整流回路と、この整流回路の出力端子とその各入力端子
間にそれぞれ接続された第２のリアクトルとスイッチン
グ素子の直列回路と、それぞれ第1,第２のリアクトルに
蓄積されるエネルギを出力させる逆流防止ダイオードか
らなる各トランジスタ回路と、各逆流防止ダイオードを
介して第1,第２のリアクトルの蓄積エネルギで充電され
る平滑コンデンサと、平滑コンデンサ電圧と基準電圧の
偏差を増幅し、三角搬送波と比較し、その比較信号で前
記各スイッチング素子をON/OFF制御する回路で構成す
る。
この場合も、スイッチング素子のONで第1,第２のリア
クトルにエネルギが蓄積され、OFFで平滑コンデンサが
第1,第２のリアクトルに蓄勢されたエネルギで充電され
る。
また、本発明の共振形正弦波入力コンバータ回路は、
三相又は単相の交流電源にフィルタを介して接続される
三相又は単相の整流ダイオードブリッジと、整流ダイオ
ードブリッジの出力端子間に接続された自己消弧形のス
イッチング素子と、整流ダイオードブリッジの出力端子
間に接続された第１のコンデンサとサイリスタの直列回
路と、第１のコンデンサの端子電圧を整流をするダイオ
ードとこの整流出力を平滑するリアクトル及び第２のコ
ンデンサからなる整流回路と、スイッチング素子を電源
周波数より十分高い周波数の第１のゲート信号で制御す
ると共に、サイリスタのゲートに第１のゲート信号を所
定時間遅らせた第２のゲート信号で制御する制御回路で
構成する。
この場合は、スイッチング素子のONでフィルタのリア
クトルにエネルギが蓄積され、少し遅れてサイリスタが
ONし、その後に、スイッチング素子がOFFしてフィルタ
のリアクトルのエネルギが第１のコンデンサを充電しつ
つサイリスタに流れる。第１のコンデンサ電圧が高くな
ると整流回路に放電し、平滑用コンデンサを充電する。
サイリスタがOFFすると、整流回路のリアクトルに蓄え
られたエネルギが平滑用コンデンサを充電する。
前記サイリスタに代えて自己消弧形の第２のスイッチ
ング素子を用いることができる。この場合は第２のスイ
ッチング素子の電流をホールCT等により検出して、検出
電流０となったときターンオフ信号を出力し、第２のス
イッチング素子をサイリスタと同等に動作させる。
または、第２のスイッチング素子の電流を検出せず
に、第１のスイッチング素子を第１のゲート信号で断続
的にON制御し、第２のスイッチング素子を第１のゲート
信号のONしてからOFFする間にONし第１のゲート信号のO
FFより所定時間遅れてOFFする第２のゲート信号でON制
御する。
あるいは、三相又は単相の交流電源に入力フィルタを
介して接続される三相又は単相の整流ダイオードブリッ
ジと、整流ダイオードブリッジの出力端子間に接続され
た自己消弧形の第1,第2,第３のスイッチング素子の直列
回路と、第1,第２のスイッチング素子とそれぞれ並列に
接続された第1,第２のコンデンサの直列回路と、前記直
列に接続された第1,第２のコンデンサ回路の端子電圧を
整流するダイオードと、この整流出力を平滑する回路と
からなる整流回路と、第1,第２のスイッチング素子を第
１のゲート信号で断続的にON制御し、第３のスイッチン
グ素子を第１のゲート信号のONと同時にONし第１のゲー
ト信号のOFFより所定時間遅れてOFFする第２のゲート信
号でON制御する制御回路で構成する。
この場合は、第１〜第３のスイッチング素子のONでフ
ィルタのリアクトルにエネルギが蓄積され、第1,第２の
スイッチング素子がOFFするとリアクトルに蓄積された
エネルギが第1,第２のコンデンサを充電しつつ第３のス
イッチング素子に流れる。第1,第２のコンデンサ電圧が
整流回路の平滑コンデンサ電圧より高くなると整流回路
に放電して平滑コンデンサを充電する。
または、三相又は単相の交流電源に入力フィルタを介
して接続される整流ダイオードブリッジと、整流ダイオ
ードブリッジの出力端子間に接続された自己消弧形の第
1,第２のスイッチング素子の直列回路と、整流ダイオー
ドブリッジの出力端子間に接続された第1,第２のコンデ
ンサと自己消弧形の第３のスイッチング素子の直列回路
と、第１のコンデンサと第１のスイッチング素子を並列
に接続する回路と、前記直列に接続された第1,第２のコ
ンデンサ回路の端子電圧を整流するダイオードと、この
整流出力を平滑する回路からなる整流回路と、第1,第２
のスイッチング素子を第１のゲート信号で断続的にON制
御し、第３のスイッチング素子を第１のゲート信号のON
してからOFFする間にONし第１のゲート信号のOFFより所
定時間遅れてOFFする第２のゲート信号でON制御する制
御回路で構成する。
この場合は、第1,第２のスイッチング素子のONでフィ
ルタのリアクトルにエネルギが蓄積され、第1,第２のス
イッチング素子がOFFするとフィルタのリアクトルのエ
ネルギが第1,第２のコンデンサを充電しつつ第３のスイ
ッチング素子に流れる。第1,第２のコンデンサ電圧が整
流回路の平滑コンデンサ電圧より高くなると整流回路に
放電して平滑コンデンサを充電する。
または、三相又は単相の交流電源にフィルタを介して
接続される三相又は単相の整流ダイオードブリッジと、
整流ダイオードブリッジの出力端子間に接続された自己
消弧形の第１のスイッチング素子と、整流ダイオードブ
リッジの出力端子電圧によりダイオードを介して充電さ
れるコンデンサと、このコンデンサの電圧を断続して出
力する自己消弧形の第２のスイッチング素子と、第２の
スイッチング素子からの断続電圧を平滑して出力する平
滑回路と、平滑回路の出力電圧の指令値と検出値との差
信号を受けて第１のスイッチング素子のゲート信号のデ
ューティ比を制御する回路と、前記コンデンサの目標値
と検出値との差信号を受けて第２のスイッチング素子の
ゲート信号を出力するヒステリシスコンパレータで構成
する。
この場合は、第１のスイッチング素子がONするとフィ
ルタのリアクトルにエネルギが蓄積され、OFFするとフ
ィルタのリアクトルに蓄積されたエネルギがダイオード
を介してコンデンサに蓄積される。このコンデンサ電圧
が目標値に達すると出力するコンパレータにより第２の
スイッチング素子がONしてコンデンサの蓄積エネルギを
整流回路に放電させる。第１のスイッチング素子は出力
電圧が指令値と一致するようにそのデューティ比が制御
されるので出力電圧は一定となる。
図面の簡単な説明 図１は実施の形態１にかかるコンバータを示す回路図
である。
図２はコンバータの入力電流を示す波形図である。
図３は入力電流の高調波成分を示す波形図である。
図４は実施の形態２にかかるコンバータを示す回路図
である。
図５はコンバータの入力電流を示す波形図である。
図６は実施の形態３にかかるコンバータを示す回路図
である。
図７はコンバータの入力電流を示す波形図である。
図８は実施の形態４にかかるコンバータを示す回路図
である。
図９は素子S1,S2のゲート信号を示すタイミング図で
ある。
図10はコンバータの各部電流・電圧を示す波形図であ
る。
図11はコンバータの入力電圧・電流を示す波形図であ
る。
図12は素子S1の電圧，電流を示す波形図である。
図13は実施の形態５にかかるコンバータを示す回路図
である。
図14は実施の形態６にかかるコンバータを示す回路図
である。
図15は実施の形態７にかかるコンバータを示す回路図
である。
図16は実施の形態８にかかるコンバータを示す回路図
である。
図17は素子S1,S2のゲート信号を示すタイミング図で
ある。
図18は出力部の等価回路図である。
図19は入力フィルタ部の等価回路図である。
図20はコンバータの動作モード説明図である。
図21はコンバータの入力電流を示す波形図である。
図22は素子S1の電圧・電流を示す波形図である。
図23は素子S2の電圧・電流を示す波形図である。
図24は実施の形態９にかかるコンバータを示す回路図
である。
図25は実施の形態10にかかるコンバータを示す回路図
である。
図26は素子S1a,S1b,S2のゲート信号を示すタイミング
図である。
図27はコンバータの入力電流を示す波形図である。
図28は素子S1aの電圧・電流を示す波形図である。
図29は素子S1bの電圧・電流を示す波形図である。
図30は素子S2の電圧・電流を示す波形図である。
図31は実施の形態11にかかるコンバータを示す回路図
である。
図32は実施の形態12にかかるコンバータを示す回路図
である。
図33は素子S1a,S1b,S2のゲート信号を示すタイミング
図である。
図34はコンバータの入力電流を示す波形図である。
図35は素子S1aの電圧・電流を示す波形図である。
図36は素子S1bの電圧・電流を示す波形図である。
図37は素子S2の電圧・電流を示す波形図である。
図38は実施の形態13にかかるコンバータを示す回路図
である。
図39は実施の形態14にかかるコンバータを示す回路図
である。
図40はコンバータの動作モード説明図である。
図41はコンバータの各部電圧・電流を示す波形図であ
る。
図42はコンバータの入力電流を示す波形図である。
図43は実施の形態15にかかるコンバータを示す回路図
である。
図44は従来例１にかかる整流平滑回路を示す回路図で
ある。
図45はコンバータの入力電流を示す波形図である。
図46は入力電流の高調波成分を示す波形図である。
図47は従来例２にかかる整流平滑回路を示す回路図で
ある。
図48はコンバータの入力電流を示す波形図である。
図49は入力電流の高調波成分を示す波形図である。
図50は従来例３にかかるコンバータを示す回路図であ
る。
発明を実施するための最良の形態 実施の形態１ 図１に単相正弦波コンバータ回路を示す。同図におい
て、１は搬送波除去用入力フィルタＦを介して入力する
単相交流を整流する整流ダイオードブリッジ、２はダイ
オードブリッジ１の出力側に接続されたトランジスタ回
路で、ダイオードブリッジの出力端子間にリアクトルL1
とスイッチング素子Tr1が直列に接続され、リアクトルL
1とスイッチング素子Tr1との接続点にインダクタL1の蓄
積エネルギを出力させる逆流防止ダイオードD1を有す
る。Cdはトランジスタ回路２の出力を平滑するコンデン
サで、ダイオードD1を介してリアクトルL1と並列に接続
されている。
３はトランジスタ回路２のスイッチング素子Tr1を制
御する制御回路で、コンデンサCdで平滑された直流出力
電圧Vdを検出する電圧検出器31と基準電圧Vsを設定する
電圧設定器32と、直流出力電圧と基準電圧Vsとの偏差を
演算する減算器33と、減算器33からの偏差信号を増幅す
るPIアンプ34と、5KHzの三角搬送波を出力する搬送波発
生回路35と、この搬送波とPIアンプ34からの信号を比較
してトランジスタ回路２のスイッチング素子Trのベース
を制御するコンパレータ36とにより構成されている。
このコンバータ回路の動作について説明する。
制御部３は、電圧検出器31で検出した直流出力電圧Vd
と基準電圧Vsとの偏差を減算器33で求めその偏差にPIア
ンプ34のゲインｋを乗じ、これと搬送波とをコンパレー
タ36で比較してトランジスタ回路２のスイッチング素子
Tr1のON時間αを決定し、スイッチング素子Tr1のベース
を制御する。
スイッチング素子Tr1がONすると、交流電源から入力
フィルタF1,整流ダイオードブリッジ１を介してリアク
トルL1に入力エネルギが蓄積される。スイッチング素子
Tr1がOFFすると、ダイオードD1は順バイアスされてON状
態となり、リアクトルL1に蓄積されたエネルギにより平
滑コンデンサCdが充電される。このON/OFFを5KHzの搬送
周波数で行っているので、平滑コンデンサCdは安定した
電圧に充電される。
スイッチング素子Tr1のON時間は直流出力電圧Vdが基
準電圧Vsと一致するように制御されているので、平滑コ
ンデンサCdで平滑された直流出力電圧Vdは基準電圧Vsと
一致する。
また、入力電流はスイッチング素子Tr1がONすると、
交流入力電圧の低い時から流れるので、低次高調波電流
が抑制される。このため入力電流波形は図２のような波
形になる。なお、実施例１では、交流電源:100V,50Hz,L
in:1mH,Cin:10μF,L1:100μH,Cd:200μF,RL:5Ωであ
る。
図２の入力電流波形を調波解析すると、図３のように
なり、低次高調波電流は殆ど流れていない。ただし、搬
送周波数（5KHz）付近の高調波成分が残る。
実施の形態２ 図４に単相正弦波コンバータ回路の他の例を示す。同
図において、１は搬送波除去用入力フィルタＦを介して
入力する単相交流を整流するダイオードブリッジ、２は
ダイオードブリッジ１の出力端子間に接続されたトラン
ジスタ回路で、並列に接続された２つの回路21,22から
なり、回路21（22）は、前記図１のトランジスタ回路２
と同様に、ダイオードブリッジ１の出力端子間に接続さ
れたリアクトルL1（L2）とスイッチング素子Tr1（Tr2）
の直列回路と、リアクトルL1（L2）とスイッチング素子
Tr1（Tr2）の接続点に接続された逆流防止ダイオードD1
（D2）で構成されている。CdはそれぞれダイオードD1
（D2）を介してリアクトルL1（L2）と並列に接続された
平滑コンデンサ、３はトランジスタ回路２のスイッチン
グ素子Tr1,Tr2のベースを制御する制御回路で、直流出
力電圧Vdを検出する直流電圧検出器31と基準電圧Vsを設
定する電圧設定器32と、電圧VdとVsの偏差を演算する減
算器33と、この偏差信号を増幅するPIアンプ34と、5KHz
の互いに180゜位相を異にする２つの三角搬送波を出力
する搬送波発生器351,352と、この２つの搬送波をそれ
ぞれPIアンプ34からの信号と比較してスイッチング素子
Tr1とTr2のベースを駆動するコンパレータ361,362で構
成されている。
以上のように構成されているので、コンパレータ361
と362から出力されるスイッチング素子Tr1とTr2のベー
ス駆動信号はON時間αが同じで、位相のみが180゜相違
するものとなるので、スイッチング素子Tr1とTr2は同時
にONすることなく、搬送周波数5KHzで交互にONする。
したがって、このコンバータ回路（多重方式）によれ
ば、図５に示すような入力波形が得られた。この入力波
形がわかるように、従来のコンデンサインプット形整流
回路にみられる低次高周波電流が流れないことに加え
て、図２に見られるようなスイッチングに起因するリッ
プル成分も大きく低減した。
実施の形態３ 図６に三相正弦波コンバータ回路を示す。同図におい
て、Ｆは搬送波除去用入力フィルタ、Da〜Dcは３相半波
整流回路を構成する整流ダイオード、La1〜Lc1はダイオ
ードDa〜Dcと直列に接続された第１のリアクトル、La2
〜Lc2及びTra〜Trcはそれぞれ整流回路の出力端子と整
流回路各相入力端子間に直列に接続された第２のリアク
トル及びスイッチング素子、Da1〜Dc1及びDa2〜Dc2はそ
れぞれ第１及び第２のリアクトルLa1及びLa2〜Lc2に蓄
積されたエネルギを出力させる逆流防止ダイオード、Cd
はダイオードDa1〜Dc1及びDa2〜Dc2間に接続された平滑
コンデンサである。
３はスイッチング素子Tra〜Trcのベースを制御する制
御回路で、直流電圧Vdを検出する電圧検出器31と基準電
圧Vsを設定する電圧設定器32と、電圧VdとVsの偏差を演
算する減算器33と、この偏差信号を増幅するPIアンプ34
と10KHzの三角搬送波を出力する搬送波発生器35と、こ
の搬送波をそれぞれPIアンプ34からの信号と比較してス
イッチング素子Tra〜Trcのベースを駆動するコンパレー
タ36で構成されている。
以上のように構成されているので、スイッチング素子
Tra〜Trcはコンパレータ36からの信号でON/OFF制御され
る。各相の回路は同様に構成されているので、スイッチ
ング素子TraがON/OFFした場合の動作について説明す
る。
スイッチング素子TraがONすると、整流ダイオードDb
〜Dcから第１のリアクトルLb1〜Lc1を通り第２のリアク
トルLa2に電流が流れてこれらリアクトルにエネルギが
蓄積される。スイッチング素子TraがOFFすると、第１の
リアクトルLb1〜Lc1と第２のリアクトルLa2に蓄積され
たエネルギにより逆流防止ダイオードDa1とDb2に〜Dc2
の回路で平滑コンデンサCdが充電される。
この充電は他相のスイッチング素子Trb及びTrcでも同
様に行われ、かつスイッチング周波数は搬送周波数10KH
zと高く、直流出力電圧Vdが設定電圧Vsと等しくなるよ
うに制御されているので、安定した直流出力電圧が得ら
れる。
入力電流はスイッチング素子がONすると、電源電圧の
低い時から流れるので、低次高周波電流は殆ど流れな
い。図７にこの実施例の三相正弦波入力コンバータ回路
の入力電流波形を示す。この例では、AC電源:200Vs,60H
z,Lin:0.5mH,Cin:5μF,La1〜Lc1,La2〜Lc2:15μH,Cd＝2
000μ下,RL:10Ωである。
実施の形態４ 図８に共振形三相正弦波コンバータ回路を示す。同図
において、Lf1,Lf2はリアクトル、Cfはコンデンサで、
これらにより三相入力フィルタＦを構成している。１は
入力フィルタＦを介して電源に接続された三相整流ダイ
オードブリッジ、S1はダイオードブリッジ１の出力端子
間に接続されたIGBT素子、C1,S2はダイオードブリッジ
１の出力端子間に直列に接続されたコンデンサとサイリ
スタ、D2はコンデンサC1と逆並列に接続されたダイオー
ド、D1はコンデンサC1の端子電圧を整流するダイオー
ド、L1,C2はダイオードD1の出力電圧を平滑するリアク
トルと電解コンデンサである。IGBT素子S1及びサイリス
タS2には図９に示すタイミングのゲート信号を与える。
サイリスタS2のゲート信号にはIGBT素子S1のゲート信号
を時間td遅らせたものを使用する。この例ではゲート信
号の周期Ｔ＝100μＳ（スイッチング周波数10KHz），遅
れ時間td＝２μｓである。コンバータ回路各部の動作波
形を図10に示す。
コンバータ回路の動作について図10を用いて説明す
る。
期間T1:IGBT素子S1がゲート信号によりONすると、入
力フィルタＦと整流ダイオードブリッジ１を介して電源
が短絡される。この時素子S1に流れる電流iS1は各相の
電源電圧の大小関係によって決まるブリッジ１のダイオ
ードが導通して流れる。サイリスタS2にも素子S1と時間
td遅れてゲートにON信号が入力されるが、素子S1に短絡
電流iS1が流れているので、サイリスタS2には電流は流
れない。
期間T2:素子S1がオフするとコンデンサC1を通してゲ
ート信号がON状態にあるサイリスタS2に電流iS2が流れ
始める。
期間T3:サイリスタS2はゲート信号がOFFになっても、
素子S1のON期間中にリアクトルLf1,Lf2に蓄えられたエ
ネルギが放出されるまでサイリスタS2に電流iS2が流れ
続ける。電源からサイリスタS2に流れる電流iS2は最初
コンデンサC1を充電（iC1）しつつ流れる。この電流は
やがてコンデンサC1の電圧VC1がコンデンサC2の電圧よ
り高くなり、ダイオードD1が導通することによってリア
クトルL1を通して負荷電流として流れながらコンデンサ
C2を充電（iC2）する。
期間T4:サイリスタS2に流れる電流iS2が０になり、サ
イリスタがOFF状態になると、電源からの負荷電流の供
給はなくなる。この期間はリアクトルL1に蓄えられたエ
ネルギでコンデンサC2を充電（iC2）しつつ負荷電流を
供給する。また、このリアクトルL1による電流iL1はコ
ンデンサC1の放電（−iC1）が完了するとダイオードD2
を通して流れる。
期間T5:負荷電流はコンデンサC2の放電電流−iC2のみ
となる。コンバータ回路は以上のように動作するので、
入力電流は、図11に示すようにほぼ正弦波となる。
図12にIGBT素子S1のスイッチング時の電圧，電流を示
す。ターンオン時には電流が０でスイッチング（Zero
Current Switching（ZCS動作））、ターンオフ時には電
圧が０でスイッチング（Zero Voltage Switching（ZV
S動作））が実現できるので、スイッチング損失が殆ど
発生しない。したがって、高効率の正弦波コンバータを
構成することができる。
実施の形態５ 図13に共振形単相正弦波コンバータ回路を示す。この
コンバータ回路は入力フィルタＦ及び整流ダイオードブ
リッジ１がそれぞれ単相用となっている点で前記図８の
三相のコンバータ回路と相違し、その他の構成には変わ
りがない。また、基本動作は図８の三相の場合と同じで
あるので、その動作説明は省略する。IGBT素子S1及びサ
イリスタS2のゲート信号は三相の場合と全く同一でよい
ので、三相と同じ制御回路構成で正弦波コンバータが実
現できる。
実施の形態６ 図14について、この共振形三相正弦波コンバータ回路
は、前記図８のコンバータ回路のサイリスタS2に代え
て、IGBT等の自己消弧形のスイッチング素子S3を用いる
と共に、このスイッチング素子に流れる電流を検出する
ホールCT等の電流検出器HCTを設けた点で相違し、その
他回路構成は図８のものと変わりがない。
このコンバータ回路のスイッチング素子S3のゲート信
号のターンオフに関しては前記サイリスタS2と同様であ
り、ターンオフ信号は電流検出器HCTの検出電流が０に
なってから出力する。しかして、スイッチング素子S3は
前記サイリスタS2と同等の動作をするので、このコンバ
ータ回路は図８の回路と同等に動作する。
実施の形態７ 図15について、この共振形単相正弦波コンバータ回路
は、前記図13のコンバータ回路のサイリスタS2に代えて
前記図14の回路と同様に自己消弧形スイッチング素子S3
を用いると共に、電流検出器HCTを設け、スイッチング
素子S3をサイリスタS2と同等に動作させるようにしたも
のである。
実施の形態８ 図16に共振形三相正弦波コンバータ回路を示す。この
コンバータは電流検出器を必要としないことを特徴とす
る。図16において、Lf,L0はリアクトル、Cfはコンデン
サで、これらにより三相入力フィルタＦを構成してい
る。１は入力フィルタＦを介して電源に接続された三相
整流ダイオードブリッジ、S1はダイオードブリッジ１の
出力端子間に接続されたIGBT素子、 C0,S2はダイオードブリッジ１の出力端子間に直列に
接続されたコンデンサとIGBT素子、D1はコンデンサC0と
逆並列に接続されたダイオード、D2はコンデンサC0の端
子電圧を整流するダイオード、Ld,C2はダイオードD2の
出力電圧を平滑するリアクトルと電解コンデンサであ
る。
図17に示すように、素子S1はON時間がt1のゲート信号
で制御し、素子S2は素子S1がONしてからOFFする間にON
し、S1のOFFしてからt2時間後にOFFするように制御す
る。ここで問題となるのは素子S2のオフ信号のタイミン
グである。このタイミングを設計的に求めることが可能
（実際にはタイミングをまず決めて、そのタイミングで
機能を発揮するように回路定数を選定する）なので、図
14の電流検出器HCTを省略することができる。以下に上
記回路定数の選定法について説明する。
（１）コンバータ部 スイッチングモードを、S1のON（時間t1）,C0の充電
（時間t2）,C0の放電（時間t3）のA,B,Cに分けて考え
る。
T:スイッチング周期、α：制御率（＝t1/T）,A1＝α
T,t2＝α2T,t3＝α3Tと置く。
出力電流Id（平均値），スイッチング周期T,制御率
α，α2,α3,出力電圧Ed,入力電圧Ｖ（線間実効値）が
与えられたとする。なお、T,t1,t2,t3およびスイッチン
グモードA,B,Cの関係を図20に示す。
１）モードＡ 素子S1がONすると、S1に（１）式で与えられる電流i
S1が流れる。
ただし、 （１）式から電流iS1のピーク値ｈは（２）式となる。
したがって、この間にリアクトルL0に蓄えられる電荷
Q1は（３）式となる。
２）モードＢ 素子S1がOFFする時素子S2がONしているので、S1がOFF
と同時にコンデンサC0が充電される。この充電電流iS2
が前記電流iS1のピーク値ｈと等しい値からコサイン状
に変化すると仮定すると、モードＢのt2間にC0に蓄えら
れる電荷Q0は（４）式となる。
この電荷Q0がコンデンサC0に全て蓄えられるとする
と、C0の最大電圧V0は（５）式となる。
３）モードＣ 充電が完了すると、初期電圧V0をもってコンデンサC0
がダイオードD2,リアクトルLdを通して放電する。この
ときのC0の電圧VC0は図18に示す等価回路の過渡現象解
析より（６）式となる。
VC0≦０に達するためには、 VC0≧2Ed… （７） が必要である。そこで、V0≒2.5Ed程度に設定するとす
れば、C0の放電時間t3はLd−C0の共振周期より（８）式
を満足させればよい。
したがって、t3とC0が与えられたときLdは（９）式に
より決定できる。
４）出力電流IdとS1ピーク電流ｈの関係 この関係は（10）式で表される。
（２）フィルタ部 図19に示すように入力フィルタＦの一相分の等価回路
を考える。もしリアクトルLfが比較的大きいとして、電
流iS（＝期間Ｔでの平均値はId）がパルス状に瞬時に流
れたとすると、iSは電圧Vcfsの降下につながる。したが
って降下分電圧VPPとの関係は（11）式となる。
一方、降下分電圧VppはそのままリアクトルLfに加わ
るから、入力電流iinのT/2期間での変化分（リプルＰ−
Ｐ）は、α１＋α２≒0.5を考慮すると（12）式とな
る。
以上より、コンバータの入力電圧，出力電圧，出力電
流，スイッチング周波数，各素子のオン時間が既知の場
合の回路定数の決め方をまとめると、次のようになる。
ａ）S1に流れる電流のピーク値を（10）式より求める。
ｂ）L0のインダクタンス値を（２）式より求める。
ｃ）C0の最大電圧を（７）式より求める。
ｄ）C0の静電容量を（５）式より求める。
ｅ）L1のインダクタンス値を（９）式より求める。
ｆ）Ｆの静電容量およびインダクタンス値を（11），
（12）式より求める。
なお、直流出力の電解コンデンサC2の静電容量は、許
容平滑リプルと電解コンデンサの寿命から決定されるの
で、基本的な動作原理とは無関係に選定される。
図21に入力電流波形を示す。動作条件は入力電圧200V
γms，出力電圧300Vdc、出力電流20A、スイッチング周
波数10kHzである。
図22,図23に素子S1,S2のスイッチング時のコレクタ・
エミッタ間電圧VCE,コレクタ電流ICを示す。素子S1はタ
ーンオン時にはZCS,ターンオフ時にはZVS,また、素子S2
はターンオン時にはZCS,ターンオフ時にはZVSおよびZCS
が実現できるので、スイッチング損失が殆ど発生しな
い。したがって、高効率の正弦波コンバータが得られ
る。
実施の形態９ 図24に共振形単相正弦波コンバータの回路図を示す。
このコンバータ回路は入力フィルタＦ及び整流ダイオー
ドブリッジ１がそれぞれ単相用となっている点で図16の
三相のコンバータ回路と相違するが、その他の構成には
変わりがなく、基本的動作は上記三相の回路と同じであ
るので、動作説明は省略する。単相電源でも三相と同じ
制御回路構成で電流検出器を必要としない正弦波コンバ
ータが実現できる。
実施の形態10 図16のコンバータでは、素子S1に加わるピーク電圧は
図22のように約1440Vに達している。したがって、この
場合は大きな定格電圧を有するスイッチング素子が必要
となる。このスイッチング素子に加わるピーク電圧の負
担を低減するための共振形三相正弦波コンバータ回路を
図25に示す。
図25において、ＦはリアクトルLf,L0,コンデンサCfか
らなる入力フィルタ、１は入力フィルタＦを介して電源
に接続された三相整流ダイオードブリッジ、S1a,S1b及
びS2はダイオードブリッジ１の出力端子間に直列に接続
されたIGBT素子、C01及びC02は素子S1a及びS1bと並列に
接続されたコンデンサ、D2は直列に接続されたコンデン
サC01,C02の端子電圧を整流するダイオード、C2はダイ
オードD2の出力電圧を平滑するリアクトルと電解コンデ
ンサである。
図26に示すように素子S1a,S1bはON時間t1のゲート信
号で制御し、S2は時間t1＋t2のゲート信号で制御する。
動作条件は実施の形態８と同様であるのでその説明を省
略する。
このコンバータの入力電流波形を図27に、素子S1a,S1
bおよびS2の電圧・電流波形を図28,図29および30に示
す。この実施の形態によれば、素子S1a,S2bのピーク電
圧は600V以下となり、通常200V系機器で使用されている
定格600Vのスイッチング素子が適用できる。
実施の形態11 図31は共振形単相正弦波コンバータ回路を示す。この
回路は入力フィルタＦ及び整流ダイオードブリッジ１が
単相用となっている点で前記図25の三相のコンバータ回
路と相違するが、その他の構成は変わりがない。したが
って、その基本的動作は図16,図25のものと変わりがな
いのでその説明を省略する。
実施の形態12 図32は図25の回路と同様に、スイッチング素子に加わ
るピーク電圧の負担を低減しるうようにした三相のコン
バータ回路を示す。
図32において、ＦはリアクトルLf,L0,コンデンサCfか
らなる入力フィルタ、１は入力フィルタＦを介して電源
に接続された三相整流ダイオードブリッジ、S1a,S1bは
ダイオードブリッジ１の出力端子間に直列に接続された
IGBT素子、 C01,C02およびS2はダイオードブリッジ１の出力端子
間に直列に接続されたコンデンサ及びIGBT等のスイッチ
ング素子で、C01とC02の接続点は素子S1aとS1bの接続点
に接続され、C02にはダイオードが逆並列に接続されて
いる。D2は直列コンデンサC01,C02の端子電圧を整流す
るダイオード、L1およびC2はダイオードD2の出力電圧を
平滑するリアクトルおよび電解コンデンサである。
図33に示すように素子S1a,S1bはON時間t1のゲート信
号で制御し、素子S2はS1a,S1bがONしてからOFFする間に
ONし、S1a,S1bのOFFしてからt2時間後にOFFするように
制御する。
動作条件は実施の形態８と同様であるのでその説明を
省略する。
この回路の入力電流波形を図34に、素子S1a,S1bおよ
びS2の電圧・電流波形を図35,図36および図37に示す。
この実施の形態によれば、素子S1a,S1bのピーク電圧は6
00V以下となり、通常200V系機器で使用されている定格6
00Vのスイッチング素子が適用できる。
なお、実施の形態10と比較して、素子S2の導通損失は
減少する（実施の形態10では素子S1a,S1bがオンの時、
素子S2もオンでなければならず、S2には電源短絡電流と
共振コンデンサC01,C02の充電電流の両方が流れる。こ
の実施の形態12では共振コンデンサ充電電流のみ）が、
ダイオードD1が１個余分に必要となる。
実施の形態13 図38に共振形単相正弦波コンバータ回路を示す。この
回路は入力フィルタＦ及び整流ダイオードブリッジ１が
単相用となっている点で図32の三相のコンバータ回路と
相違するが、その他の構成は変わりがない。したがっ
て、その基本動作は図25,図32のものと変わりがないの
で、その説明を省略する。
実施の形態14 図39に共振形三相正弦波コンバータ回路を示す。この
コンバータスイッチング素子数が少なくかつ電流検出器
を必要としないことを特徴とする。図39において、Ｆは
リアクトルLf,L0及びコンデンサCfからなる三相入力フ
ィルタ、１は入力フィルタＦを介して電源に接続された
三相整流ダイオードブリッジ、S1はダイオードブリッジ
１の出力端子間に接続されたIGBT素子、D1,C0はダイオ
ードブリッジ１の端子端子間に直列に接続されたダイオ
ードとコンデンサ、 LdはコンデンサC0の＋側端子に接続された直流リアク
トル、CdはリアクトルLdの出力側電圧を平滑する電解コ
ンデンサ、ＬはコンデンサCdと並列に接続された負荷、
S2はコンデンサCdの一側とダイオードブリッジの一側端
子間に直列に接続されたIGBT素子、D2はコンデンサCdの
一側とリアクトルLdの入力側との間に接続されたダイオ
ード、 41はコンデンサCd電圧の指令値Vdrefと検出値Vdとの
差を検出する減算器、42はこの差電圧を受けてIGBT素子
S1のゲートをデューティ比制御するデューティ制御部、
43はコンデンサC0電圧の目標値Vthと検出値VC0との差を
検出する減算器、44はこの差電圧を受けてIGBT素子S2の
ゲートを制御するヒステリシスコンパレータである。
この回路の動作を図40を参照して説明する。
IGBT素子S1はデューティ比制御部42により制御されO
N,OFFを繰り返す。この素子S1のONの期間ダイオードブ
リッジ１の出力端子が短絡され、電流Isa〜Isoによりフ
ィルタＦのリアクトルLf,L0にエネルギーが蓄積され
る。素子S1がOFFするとリアクトルLf,L0のエネルギーが
ダイオードブリッジ１を介して、ダイオードD1に流れる
（電流iD1）。
この電流iD1によりコンデンサC0が充電され、このコ
ンデンサ電圧VC0が目標電圧Vthに達するヒステリシスコ
ンパレータ44が出力してIGBT素子S2をONさせる。これに
よりコンデンサCdからリアクトルLdから電流idが流れ、
コンデンサCdを充電すると共に負荷に放電する。
このコンデンサ電圧VC0が下りるとヒステリシスコン
パレータの出力がなくなりIGBT素子S2がOFFすると、電
流idによりリアクトルLdに蓄勢されたエネルギーはダイ
オードD2の回路で、コンデンサCdないし負荷Ｌに流れる
（D2ON）。
IGBT素子S1はデューティ比制御部42により同期TS1on
期間τで制御されており、τはコンデンサ電圧Vdが変化
するとVdが指令値Vdrefと等しくなるように制御される
ので、コンデンサ電圧Vdは一定に制御される。各部電
圧，電流波形を図41に示す。
このコンバータの入力波形は図42に示すように正弦波
となる。このコンバータは、図14のように電流検出器を
用いたり、図32のように多くのIGBT素子を使用する必要
がない。
実施の形態15 図43に共振形単相正弦波コンバータ回路を示す。この
回路は入力フィルタＦ及び整流ダイオードブリッジ１が
単相となっている点で図39の三相のコンバータ回路と相
違するが、その他の構成は変わりがない。したがって、
その動作は図39のものと変わりがないので、その説明を
省略する。
なお、実施の形態４〜15におけるIGBT素子S1は、トラ
ンジスタやMOS−FET等のスイッチング素子とすることが
できる。
以上のように、本発明は、次に記載する効果を奏す
る。
（１）入力電流波形が正弦波状になるので、低次高調波
電流を抑制できる。
（２）スイッチング素子を搬送周波数一定の簡単なコン
パレータ方式で制御できるので、回路構成が複雑になら
ない。
（３）スイッチング回路を多重化することによりスイッ
チング周波数成分の高調波を抑制できる。
（４）検出回路は直流出力電圧の検出のみで済む。
実施の態様４〜15のものは、 （５）単相，三相共に入力フィルタ及び整流ダイオード
ブリッジを除き、同じ回路構成で正弦波コンバータが実
現できる。したがって、制御部も同じ構成となり、制御
回路を共通化することができる。
（６）スイッチング素子の動作はZVS,ZCS動作となるの
で、スイッチング損失が殆ど発生しない。したがって、
高効率である。
（７）実施の態様10〜13のものは、200V系電源では600
V,400V系電源では1200Vを越えるようなピーク電圧がス
イッチング素子に加わらないので、コストメリットを損
なうことがない。
産業上の利用可能性 以上のように、本発明にかかる正弦波入力コンバータ
回路は、入力電流波形が正弦波となり、低次高調波電流
を抑制できるので、交流電源系統に影響を与えることな
く、従来整流回路，コンバータの用途に適用できる。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平７−31150（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−233541（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−217870（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−211813（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−188206（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−140069（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−33362（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−154064（ＪＰ，Ａ) 英国特許出願公開2258958（ＧＢ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/217

Claims (14)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】三相電源に入力フィルタを介し接続される
    各相の整流ダイオードにそれぞれ第１のリアクトルが直
    列に接続された三相半波整流回路と、 前記三相半波整流回路出力端子と前記各相の整流ダイオ
    ードの入力端子間にそれぞれ接続された第２のリアクト
    ルとスイッチング素子との直列回路と、 各相の第1,第２のリアクトルに蓄勢されるエネルギを出
    力させる各相の第1,第２の逆流防止ダイオードと、 前記各相の第1,第２の各逆流防止ダイオードを介して入
    力する第1,第２のリアクトルの蓄積エネルギで充電され
    る平滑コンデンサと、 前記平滑コンデンサの検出電圧と基準電圧の偏差を増幅
    し、三角搬送波と比較し、その比較信号で前記各スイッ
    チング素子をON/OFF制御する回路と、 からなることを特徴とする三相正弦波入力コンバータ回
    路。
  2. 【請求項２】交流電源にフィルタを介して接続される整
    流ダイオードブリッジと、 前記整流ダイオードブリッジの出力端子間に接続された
    自己消弧形のスイッチング素子と、 前記整流ダイオードブリッジの出力端子間に接続された
    コンデンサとサイリスタとの直列回路と、 前記直列回路のコンデンサの端子電圧を整流するダイオ
    ードとこの整流出力電圧を平滑する回路とからなる整流
    回路と、 自己消弧形のスイッチング素子のゲートを電源周波数よ
    り十分高い周波数の第１ゲート信号で制御すると共に、
    サイリスタのゲートを第１のゲート信号を所定時間遅ら
    せた第２のゲート信号で制御する制御回路と、 からなることを特徴とする共振形正弦波入力コンバータ
    回路。
  3. 【請求項３】交流電源に入力フィルタを介して接続され
    る整流ダイオードブリッジと、 整流ダイオードブリッジの出力端子間に接続された自己
    消弧形の第１のスイッチング素子と、 前記整流ダイオードブリッジの出力端子間に接続された
    コンデンサと自己消弧形の第２とのスイッチング素子と
    の直列回路と、 前記直列回路のコンデンサの端子電圧を整流するダイオ
    ードとこの整流出力電圧を平滑する回路とからなる整流
    回路と、 第２のスイッチング素子の電流を検出する電流検出器
    と、 前記第１のスイッチング素子をゲート信号で断続的にON
    制御し、第２のスイッチング素子を前記ゲート信号を所
    定時間遅らせたタイミングでターンオンさせると共に電
    流検出器の検出電流０でターンオフさせる制御回路と、 からなることを特徴とする共振形正弦波入力コンバータ
    回路。
  4. 【請求項４】交流電源に入力フィルタを介して接続され
    る整流ダイオードブリッジと、 前記整流ダイオードブリッジの出力端子間に接続された
    自己消弧形の第１のスイッチング素子と、 前記整流ダイオードブリッジの出力端子間に接続された
    コンデンサと自己消弧形の第２のスイッチング素子との
    直列回路と、 前記直列回路のコンデンサの端子電圧を整流するダイオ
    ードと、この整流出力を平滑する回路とからなる整流回
    路と、 前記第１のスイッチング素子を第１のゲート信号で断続
    的にON制御し、前記第２のスイッチング素子を前記第１
    のゲート信号のONしてからOFFする間にONし第１のゲー
    ト信号のOFFより所定時間遅れてOFFする第２のゲート信
    号で制御する制御回路と、 からなることを特徴とする共振形正弦波入力コンバータ
    回路。
  5. 【請求項５】交流電源に入力フィルタを介して接続され
    る整流ダイオードブリッジと、 前記整流ダイオードブリッジの出力端子間に接続された
    自己消弧形の第1,第2,第３のスイッチング素子の直列回
    路と、 前記直列回路の第1,第２のスイッチング素子とそれぞれ
    並列に接続された第1,第２のコンデンサの直列回路と、 前記第３のスイッチング素子と直列に接続されている第
    1,第２のコンデンサ回路の端子電圧を整流するダイオー
    ドとこの整流出力電圧を平滑する回路とからなる整流回
    路と、 前記第1,第２のスイッチング素子を第１のゲート信号で
    断続的にON制御し、前記第３のスイッチング素子を前記
    第１のゲート信号のONと同時にONし第１のゲート信号の
    OFFより所定時間遅れてOFFする第２のゲート信号でON制
    御する制御回路と、 からなることを特徴とする共振形正弦波入力コンバータ
    回路。
  6. 【請求項６】交流電源に入力フィルタを介して接続され
    る整流ダイオードブリッジと、 前記整流ダイオードブリッジの出力端子間に接続された
    自己消弧形の第1,第２のスイッチング素子の直列回路
    と、 前記整流ダイオードブリッジの出力端子間に接続された
    第1,第２のコンデンサと自己消弧形の第３のスイッチン
    グ素子との直列回路と、 第１のコンデンサと第１のスイッチング素子を並列に接
    続する回路と、 前記第３のスイッチング素子と直列に接続されている第
    1,第２のコンデンサ回路の端子電圧を整流するダイオー
    ドとこの整流出力電圧を平滑する回路とからなる整流回
    路と、 前記第1,第２のスイッチング素子を第１のゲート信号で
    断続的にON制御し、前記第３のスイッチング素子を第１
    のゲート信号のONしてからOFFする間にONし第１のゲー
    ト信号のOFFより所定時間遅れてOFFする第２のゲート信
    号でON制御する制御回路と、 からなることを特徴とする共振形正弦波入力コンバータ
    回路。
  7. 【請求項７】交流電源にフィルタを介して接続される整
    流ダイオードブリッジと、 前記整流ダイオードブリッジの出力端子間に接続された
    自己消弧形の第１のスイッチング素子と、 前記整流ダイオードブリッジの出力端子電圧によりダイ
    オードを介して充電されるコンデンサと、 前記コンデンサの電圧を断続して出力する自己消弧形の
    第２のスイッチング素子と、 前記第２のスイッチング素子からの断続電圧を平滑して
    出力する平滑回路と、 平滑回路の出力電圧の指令値と検出値との差信号を受け
    て前記第１のスイッチング素子のゲート信号のデューテ
    ィ比を制御する回路と、前記コンデンサの目標値と検出
    値との差信号を受けて第２のスイッチング素子のゲート
    信号を出力するヒステリシスコンパレータとを有する制
    御回路と、 からなることを特徴とする共振形正弦波入力コンバータ
    回路。
  8. 【請求項８】入力フィルタの回路定数が、第２のゲート
    信号のOFF時にコンデンサの充電が完了するように選定
    されていることを特徴とする請求項６記載の共振形正弦
    波入力コンバータ回路。
  9. 【請求項９】入力フィルタの回数定数が、第２のゲート
    信号のOFF時にコンデンサの充電が完了するように選定
    されていることを特徴とする請求項７記載の共振形正弦
    波入力コンバータ回路。
  10. 【請求項１０】入力フィルタの回路定数が、第２のゲー
    ト信号のOFF時にコンデンサの充電が完了するように選
    定されていることを特徴とする請求項８記載の共振形正
    弦波入力コンバータ回路。
  11. 【請求項１１】サイリスタと直列に接続されているコン
    デンサと逆並列に第２のダイオードを接続したことを特
    徴とする請求項４記載の共振形正弦波入力コンバータ回
    路。
  12. 【請求項１２】第２のスイッチング素子と直列に接続さ
    れているコンデンサと逆並列に第２のダイオードを接続
    したことを特徴とする請求項５記載の共振形正弦波入力
    コンバータ回路。
  13. 【請求項１３】第２のスイッチング素子と直列に接続さ
    れているコンデンサと逆並列に第２のダイオードを接続
    したことを特徴とする請求項６記載の共振形正弦波入力
    コンバータ回路。
  14. 【請求項１４】第２のコンデンサと逆並列に第２のダイ
    オードを接続したことを特徴とする請求項８記載の共振
    形正弦波入力コンバータ回路。
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