JPH09172779A - 正弦波入力コンバータ回路 - Google Patents

正弦波入力コンバータ回路

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JPH09172779A
JPH09172779A JP8026457A JP2645796A JPH09172779A JP H09172779 A JPH09172779 A JP H09172779A JP 8026457 A JP8026457 A JP 8026457A JP 2645796 A JP2645796 A JP 2645796A JP H09172779 A JPH09172779 A JP H09172779A
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JP
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switching element
capacitor
diode bridge
phase
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JP8026457A
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Yoshihiro Murai
由宏 村井
Junichi Takayama
順一 高山
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Meidensha Corp
Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Meidensha Corp
Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

(57)【要約】 【課題】 入力電流の高調波を抑制すると共に安定した
出力電圧を得る。 【解決手段】 フィルタＦを介して交流電源に接続され
た整流ダイオードブリッジ１と、このダイオードブリッ
ジの出力端子間に接続されたインダクタＬ１とスイッチ
ング素子Ｔｒ１及び逆流防止ダイオードＤ１からなる回
路２と、インダクタＬ１の蓄積エネルギにより充電され
る平滑コンデンサＣｄと、直流出力電圧Ｖｄと設定電圧
Ｖｓの偏差を検出し増幅する回路３１〜３４の信号と三
角搬送波３６とを比較して素子Ｔｒ１を制御するコンパ
レータ３６からなる制御回路３で構成し、素子Ｔｒ１を
搬送周波数でＯＮ／ＯＦＦする。ＯＮの時はダイオード
ブリッジ１を介してインダクタＬ１にエネルギが蓄積さ
れ、ＯＦＦの時はＬ１の蓄積エネルギによりコンデンサ
Ｃｄが充電される。素子Ｔｒ１の電流はコンデンサＣｄ
の電圧に関係なく入力電圧の低いときから流れるので、
入力電流は正弦波となる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を直流電
源に変換する順変換装置において、電源に流れる高調波
電流を抑制できるようにしたコンバータ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】汎用インバータ等の整流平滑回路には通
常コンデンサインプット形整流平滑回路が使用されてい
る。図３９は単相交流入力のコンデンサインプット形整
流回路を、図４２は三相交流入力のコンデンサインプッ
ト形整流平滑回路を示す。図３９，図４２において、Ｒ
Ｆは整流ダイオードブリッジ、Ａは突入電流防止回路、
Ｃは平滑用コンデンサである。
【０００３】コンデンサインプット形整流平滑回路は、
（１）部品点数が少ない、（２）回路構成が簡単、
（３）制御が不要、という特徴を有している。したがっ
てコスト的に有利で汎用インバータに限らず、一般の整
流平滑回路として広く使用されている。
【０００４】コンデンサインプット形整流平滑回路以外
では、例えば図４５に示すような自己消弧型スイッチン
グ素子で構成されたコンバータタイプのものがある。図
４５において、１０１及び１０３はスイッチング素子Ｔ
ｒとダイオードＤで構成されたコンバータ及びインバー
タ、１０２は制御回路部、Ｆは搬送波除去フィルタ、Ｃ
ｄは平滑用コンデンサで、制御回路部１０２はＰＴ１，
ＣＴ１〜ＣＴ３により検出した電源電圧Ｖｉ，コンバー
タ電流Ｉｃ，直流電流Ｉｄ，負荷電流ＩLの各検出信号
を用いて直流電圧Ｖｄを一定にすると共に系統電源電流
Ｉｓを正弦波化するようにコンバータ１０１のスイッチ
ング素子Ｔｒを制御している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記従来図３９及び図
４２の整流平滑回路の入力波形は電源のインピーダンス
条件により変化するが入力電圧が直流電圧Ｖｄより高い
時電流が流れるので、概ね図４０及び図４３のようにな
る。この入力波形を調波解析すると図４１及び図４４の
ようになり、大きな低次高調波電流が流れる。この高調
波電流は電源系統に流れ込み、系統の進相コンデンサや
直列リアクトルの過熱，焼損などの被害をもたらす。一
方、上記従来図４５のようなコンバータタイプのもの
は、有効に高調波電流を抑制することができる。しか
し、コンバータの制御回路は複雑となり、その入力には
電源同期信号，負荷電流検出信号，インバータ電流検出
信号，直流電圧検出信号，直流電流検出信号と多数の信
号を必要とする。これらの検出回路を含めるとインバー
タ装置としてはかなりのコストアップとなり不利であ
る。
【０００６】本発明は、従来技術のこのような問題点に
鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、
簡単な制御回路で高調波電流を抑制と安定した直流電圧
を出力できる正弦波入力コンバータ回路を提供すること
にある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の単相正弦波入力コンバータは、単相電源に
フィルタを介して接続された単相整流ダイオードブリッ
ジと、単相ダイオードブリッジの出力端子間に接続され
たリアクトルとスイッチング素子の直列回路とこのリア
クトルに蓄積されるエネルギを出力させる逆流防止ダイ
オードとからなるトランジスタ回路と、逆流防止ダイオ
ードを介してリアクトルに蓄積されたエネルギにより充
電される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの電圧と基
準電圧の偏差を増幅し三角搬送波と比較し、その比較信
号で前記スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御する回路
で構成する。
【０００８】トランジスタ回路を２組並列に設け、各ス
イッチング素子を１８０°位相を異にする比較信号でＯ
Ｎ／ＯＦＦ制御するとよい。
【０００９】また、本発明の三相正弦波入力コンバータ
は、三相電源にフィルタを介し接続された各相の整流ダ
イオードにそれぞれ第１のリアクトルが直列に接続され
た三相半波整流回路と、この整流回路の出力端子とその
各入力端子間にそれぞれ接続された第２のリアクトルと
スイッチング素子の直列回路と、それぞれ第１，第２の
リアクトルに蓄積されるエネルギを出力させる逆流防止
ダイオードからなる各トランジスタ回路と、各逆流防止
ダイオードを介して第１，第２のリアクトルの蓄積エネ
ルギで充電される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの
検出電圧と基準電圧の偏差を増幅し、三角搬送波と比較
し、その比較信号で前記各スイッチング素子をＯＮ／Ｏ
ＦＦ制御する回路で構成する。
【００１０】また、本発明の共振形正弦波入力コンバー
タ回路は、三相又は単相の交流電源にフィルタを介して
接続される三相又は単相の整流ダイオードブリッジと、
整流ダイオードブリッジの出力端子間に接続された自己
消弧形のスイッチング素子と、整流ダイオードブリッジ
の出力端子間に接続された第１のコンデンサとサイリス
タの直列回路と、第１のコンデンサの端子電圧を整流を
するダイオードと、この整流出力を平滑するリアクトル
及び第２のコンデンサからなる整流回路と、スイッチン
グ素子を電源周波数より十分高い周波数の第１のゲート
信号で制御すると共に、サイリスタのゲートに第１のゲ
ート信号を所定時間遅らせた第２のゲート信号で制御す
る制御回路で構成する。
【００１１】前記サイリスタに代えて自己消弧形の第２
のスイッチング素子を用いることができる。この場合は
第２のスイッチング素子の電流をホールＣＴ等により検
出して、検出電流０となったときターンオフ信号を出力
し、第２のスイッチング素子をサイリスタと同等に動作
させる。
【００１２】または、三相又は単相の交流電源に入力フ
ィルタを介して接続される整流ダイオードブリッジと、
整流ダイオードブリッジの出力端子間に接続された自己
消弧形の第１，第２のスイッチング素子の直列回路と、
整流ダイオードブリッジの出力端子間に接続された第
１，第２のコンデンサと自己消弧形の第３のスイッチン
グ素子の直列回路と、第１のコンデンサと第１のスイッ
チング素子を並列に接続する回路と、前記直列に接続さ
れた第１，第２のコンデンサ回路の端子電圧を整流する
ダイオードと、この整流出力を平滑する回路からなる整
流回路と、第１，第２のスイッチング素子を第１のゲー
ト信号で断続的にＯＮ制御し、第３のスイッチング素子
を第１のゲート信号と同時にＯＮし第１のゲート信号の
ＯＦＦより所定時間遅れてＯＦＦする第２のゲート信号
でＯＮ制御する制御回路で構成する。
【００１３】または、第２のスイッチング素子の電流を
検出せずに、第１のスイッチング素子を第１のゲート信
号で断続的にＯＮ制御し、第２のスイッチング素子を第
１のゲート信号のＯＮしてからＯＦＦする間にＯＮし第
１のゲート信号のＯＦＦより所定時間遅れてＯＦＦする
第２のゲート信号でＯＮ制御する。
【００１４】あるいは、三相又は三相の交流電源に入力
フィルタを介して接続される三相又は単相の整流ダイオ
ードブリッジと、整流ダイオードブリッジの出力端子間
に接続された自己消弧形の第１，第２，第３のスイッチ
ング素子の直列回路と、第１，第２のスイッチング素子
とそれぞれ並列に接続された第１，第２のコンデンサの
直列回路と、前記直列に接続された第１，第２のコンデ
ンサ回路の端子電圧を整流するダイオードと、この整流
出力を平滑する回路とからなる整流回路と、第１のスイ
ッチング素子を第１のゲート信号で断続的にＯＮ制御
し、第２のスイッチング素子を第１のゲート信号のＯＮ
と同時にＯＮし第１のゲート信号のＯＦＦより所定時間
遅れてＯＦＦする第２のゲート信号でＯＮ制御する制御
回路で構成する。
【００１５】
【発明の実施の形態】
実施の形態１ 図１に単相正弦波コンバータ回路を示す。同図におい
て、１は搬送波除去用入力フィルタＦを介して入力する
単相交流を整流する整流ダイオードブリッジ、２はダイ
オードブリッジ１の出力側に接続されたトランジスタ回
路で、ダイオードブリッジの出力端子間にリアクトルＬ
１とスイッチング素子Ｔｒ１が直列に接続され、リアク
トルＬ１とスイッチング素子Ｔｒ１との接続点にインダ
クタＬ１の蓄積エネルギを出力させる逆流防止ダイオー
ドＤ１を有する。Ｃｄはトランジスタ回路２の出力を平
滑するコンデンサで、ダイオードＤ１を介してリアクト
ルＬ１と並列に接続されている。
【００１６】３はトランジスタ回路２のスイッチング素
子Ｔｒ１を制御する制御回路で、コンデンサＣｄで平滑
された直流出力電圧Ｖｄを検出する電圧検出器３１と基
準電圧Ｖｓを設定する電圧設定器３２と、直流出力電圧
と基準電圧Ｖｓとの偏差を演算する減算器３３と、減算
器３３からの偏差信号を増幅するＰＩアンプ３４と、５
ＫＨｚの三角搬送波を出力する搬送波発生回路３５と、
この搬送波とＰＩアンプ３４からの信号を比較してトラ
ンジスタ回路２のスイッチング素子Ｔｒのベースを制御
するコンパレータ３６とにより構成されている。
【００１７】このコンバータ回路の動作について説明す
る。
【００１８】制御部３は、電圧検出器３１で検出した直
流出力電圧Ｖｄと基準電圧Ｖｓとの偏差を減算器３３で
求めその偏差にＰＩアンプ３４のゲインｋを乗じ、これ
と搬送波とをコンパレータ３６で比較してトランジスタ
回路２のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間αを決定
し、スイッチング素子Ｔｒ１のベースを制御する。
【００１９】スイッチング素子Ｔｒ１がＯＮすると、交
流電源から入力フィルタＦ１，整流ダイオードブリッジ
１を介してリアクトルＬ１に入力エネルギが蓄積され
る。スイッチング素子Ｔｒ１がＯＦＦすると、ダイオー
ドＤ１は順バイアスされてＯＮ状態となり、リアクトル
Ｌ１に蓄積されたエネルギにより平滑コンデンサＣｄが
充電される。このＯＮ／ＯＦＦを５ＫＨｚの搬送周波数
で行っているので、平滑コンデンサＣｄは安定した電圧
に充電される。
【００２０】スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間は直流
出力電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｓと一致するように制御され
ているので、平滑コンデンサＣｄで平滑された直流出力
電圧Ｖｄは基準電圧Ｖｓと一致する。
【００２１】また、入力電流はスイッチング素子Ｔｒ１
がＯＮすると、交流入力電圧の低い時から流れるので、
低次高調波電流が抑制される。このため入力電流波形は
図２のような波形になる。なお、実施例１では、交流電
源：１００Ｖ，５０Ｈｚ，Ｌｉｎ：１ｍＨ，Ｃｉｎ：１
０μＦ，Ｌ１：１００μＨ，Ｃｄ：２００μＦ，ＲＬ：
５Ωである。
【００２２】図２の入力電流波形を調波解析すると、図
３のようになり、低次高調波電流は殆ど流れていない。
ただし、搬送周波数（５ＫＨｚ）付近の高調波成分が残
る。
【００２３】実施の形態２ 図４に単相正弦波コンバータ回路の他の例を示す。同図
において、１は搬送波除去用入力フィルタＦを介して入
力する単相交流を整流するダイオードブリッジ、２はダ
イオードブリッジ１の出力端子間に接続されたトランジ
スタ回路で、並列に接続された２つの回路２１，２２か
らなり、回路２１（２２）は、前記図１のトランジスタ
回路２と同様に、ダイオードブリッジ１の出力端子間に
接続されたリアクトルＬ１（Ｌ２）とスイッチング素子
Ｔｒ１（Ｔｒ２）の直列回路と、リアクトルＬ１（Ｌ
２）とスイッチング素子Ｔｒ１（Ｔｒ２）の接続点に接
続された逆流防止ダイオードＤ１（Ｄ２）で構成されて
いる。ＣｄはそれぞれダイオードＤ１（Ｄ２）を介して
リアクトルＬ１（Ｌ２）と並列に接続された平滑コンデ
ンサ、３はトランジスタ回路２のスイッチング素子Ｔｒ
１，Ｔｒ２のベースを制御する制御回路で、直流出力電
圧Ｖｄを検出する直流電圧検出器３１と基準電圧Ｖｓを
設定する電圧設定器３２と、電圧ＶｄとＶｓの偏差を演
算する減算器３３と、この偏差信号を増幅するＰＩアン
プ３４と、５ＫＨｚの互いに１８０°位相を異にする２
つの三角搬送波を出力する搬送波発生器３５１，３５2
と、この２つの搬送波をそれぞれＰＩアンプ３４からの
信号と比較してスイッチング素子Ｔｒ１とＴｒ２のベー
スを駆動するコンパレータ３６1，３６2で構成されてい
る。
【００２４】以上のように構成されているので、コンパ
レータ３６1と３６2から出力されるスイッチング素子Ｔ
ｒ１とＴｒ２のベース駆動信号はＯＮ時間αが同じで、
位相のみが１８０°相違するものとなるので、スイッチ
ング素子Ｔｒ１とＴｒ２は同時にＯＮすることなく、搬
送周波数５ＫＨｚで交互にＯＮする。
【００２５】したがって、このコンバータ回路（多重方
式）によれば、図５に示すような入力波形が得られた。
この入力波形がわかるように、従来のコンデンサインプ
ット形整流回路にみられる低次高周波電流が流れないこ
とに加えて、図２に見られるようなスイッチングに起因
するリップル成分も大きく低減した。
【００２６】実施の形態３ 図６に三相正弦波コンバータ回路を示す。同図におい
て、Ｆは搬送波除去用入力フィルタ、Ｄａ〜Ｄｃは３相
半波整流回路を構成する整流ダイオード、Ｌａ１〜Ｌｃ
１はダイオードＤａ〜Ｄｃと直列に接続された第１のリ
アクトル、Ｌａ２〜Ｌｃ２及びＴｒａ〜Ｔｒｃはそれぞ
れ整流回路の出力端子と整流回路各相入力端子間に直列
に接続された第２のリアクトル及びスイッチング素子、
Ｄａ１〜Ｄｃ１及びＤａ２〜Ｄｃ２はそれぞれ第１及び
第２のリアクトルＬａ１及びＬａ２〜Ｌｃ２に蓄積され
たエネルギを出力させる逆流防止ダイオード、Ｃｄはダ
イオードＤａ１〜Ｄｃ１及びＤａ２〜Ｄｃ２間に接続さ
れた平滑コンデンサである。
【００２７】３はスイッチング素子Ｔｒａ〜Ｔｒｃのベ
ースを制御する制御回路で、直流電圧Ｖｄを検出する電
圧検出器３１と基準電圧Ｖｓを設定する電圧設定器３２
と、電圧ＶｄとＶｓの偏差を演算する減算器３３と、こ
の偏差信号を増幅するＰＩアンプ３４と１０ＫＨｚの三
角搬送波を出力する搬送波発生器３５と、この搬送波を
それぞれＰＩアンプ３４からの信号と比較してスイッチ
ング素子Ｔｒａ〜Ｔｒｃのベースを駆動するコンパレー
タ３６で構成されている。
【００２８】以上のように構成されているので、スイッ
チング素子Ｔｒａ〜Ｔｒｃはコンパレータ３６からの信
号でＯＮ／ＯＦＦ制御される。各相の回路は同様に構成
されているので、スイッチング素子ＴｒａがＯＮ／ＯＦ
Ｆした場合の動作について説明する。
【００２９】スイッチング素子ＴｒａがＯＮすると、整
流ダイオードＤｂ〜Ｄｃから第１のリアクトルＬｂ１〜
Ｌｃ１を通り第２のリアクトルＬａ２に電流が流れてこ
れらリアクトルにエネルギが蓄積される。スイッチング
素子ＴｒａがＯＦＦすると、第１のリアクトルＬｂ１〜
Ｌｃ１と第２のリアクトルＬａ２に蓄積されたエネルギ
により逆流防止ダイオードＤａ１とＤｂ２に〜Ｄｃ２の
回路で平滑コンデンサＣｄが充電される。
【００３０】この充電は他相のスイッチング素子Ｔｒｂ
及びＴｒｃでも同様に行われ、かつスイッチング周波数
は搬送周波数１０ＫＨｚと高く、直流出力電圧Ｖｄが設
定電圧Ｖｓと等しくなるように制御されているので、安
定した直流出力電圧が得られる。
【００３１】入力電流はスイッチング素子がＯＮする
と、電源電圧の低い時から流れるので、低次高調波電流
は殆ど流れない。図７にこの実施例の三相正弦波入力コ
ンバータ回路の入力電流波形を示す。この例では、ＡＣ
電源：２００Ｖｓ，６０Ｈｚ，Ｌｉｎ：０．５ｍＨ，Ｃ
ｉｎ：５μＦ，Ｌａ１〜Ｌｃ１，Ｌａ２〜Ｌｃ２：１５
μＨ，Ｃｄ＝２０００μ下，ＲL：１０Ωである。
【００３２】実施の形態４ 図８に共振形三相正弦波コンバータ回路を示す。同図に
おいて、Ｌｆ１，Ｌｆ２はリアクトル、Ｃｆはコンデン
サで、これらにより三相入力フィルタＦを構成してい
る。１は入力フィルタＦを介して電源に接続された三相
整流ダイオードブリッジ、Ｓ１はダイオードブリッジ１
の出力端子間に接続されたＩＧＢＴ素子、Ｃ１，Ｓ２は
ダイオードブリッジ１の出力端子間に直列に接続された
コンデンサとサイリスタ、Ｄ２はコンデンサＣ１と逆並
列に接続されたダイオード、Ｄ１はコンデンサＣ１の端
子電圧を整流するダイオード、Ｌ１，Ｃ２はダイオード
Ｄ１の出力電圧を平滑するリアクトルと電解コンデンサ
である。ＩＧＢＴ素子Ｓ１及びサイリスタＳ２には図９
に示すタイミングのゲート信号を与える。サイリスタＳ
２のゲート信号にはＩＧＢＴ素子Ｓ１のゲート信号を時
間ｔｄ遅らせたものを使用する。この例ではゲート信号
の周期Ｔ＝１００μＳ（スイッチング周波数１０ＫＨ
ｚ），遅れ時間ｔｄ＝２μｓである。コンバータ回路各
部の動作波形を図１０に示す。
【００３３】コンバータ回路の動作について図１０を用
いて説明する。
【００３４】期間Ｔ１：ＩＧＢＴ素子Ｓ１がゲート信号
によりＯＮすると、入力フィルタＦと整流ダイオードブ
リッジ１を介して電源が短絡される。この時素子Ｓ１に
流れる電流ｉS1は各相の電源電圧の大小関係によって決
まるブリッジ１のダイオードが導通して流れる。サイリ
スタＳ２にも素子Ｓ１と時間ｔｄ遅れてゲートにＯＮ信
号が入力されるが、素子Ｓ１に短絡電流ｉS1が流れてい
るので、サイリスタＳ２には電流は流れない。
【００３５】期間Ｔ２：素子Ｓ１がオフするとコンデン
サＣ１を通してゲート信号がＯＮ状態にあるサイリスタ
Ｓ２に電流ｉS2が流れ始める。
【００３６】期間Ｔ３：サイリスタＳ２はゲート信号が
ＯＦＦになっても、素子Ｓ１のＯＮ期間中にリアクトル
Ｌｆ１，Ｌｆ２に蓄えられたエネルギが放出されるまで
サイリスタＳ２に電流ｉS2が流れ続ける。電源からサイ
リスタＳ２に流れる電流ｉS2は最初コンデンサＣ１を充
電（ｉC1）しつつ流れる。この電流はやがてコンデンサ
Ｃ１の電圧ＶC1がコンデンサＣ２の電圧より高くなり、
ダイオードＤ１が導通することによってリアクトルＬ１
を通して負荷電流として流れながらコンデンサＣ２を充
電（ｉC2）する。
【００３７】期間Ｔ４：サイリスタＳ２に流れる電流ｉ
S2が０になり、サイリスタがＯＦＦ状態になると、電源
からの負荷電流の供給はなくなる。この期間はリアクト
ルＬ１に蓄えられたエネルギでコンデンサＣ２を充電
（ｉC2）しつつ負荷電流を供給する。また、このリアク
トルＬ１による電流ｉL1はコンデンサＣ１の放電（−ｉ
C1）が完了するとダイオードＤ２を通して流れる。
【００３８】期間Ｔ５：負荷電流はコンデンサＣ２の放
電電流−ｉC2のみとなる。コンバータ回路は以上のよう
に動作するので、入力電流は、図１１に示すようにほぼ
正弦波となる。
【００３９】図１２にＩＧＢＴ素子Ｓ１のスイッチング
時の電圧，電流を示す。ターンオン時には電流が０でス
イッチング（Ｚｅｒｏ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｗｉｔｃｈ
ｉｎｇ（ＺＣＳ動作））、ターンオフ時には電圧が０で
スイッチング（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃ
ｈｉｎｇ（ＺＶＳ動作））が実現できるので、スイッチ
ング損失が殆ど発生しない。したがって、高効率の正弦
波コンバータを構成することができる。
【００４０】実施の形態５ 図１３に共振形単相正弦波コンバータ回路を示す。この
コンバータ回路は入力フィルタＦ及び整流ダイオードブ
リッジ１がそれぞれ単相用となっている点で前記図８の
三相のコンバータ回路と相違し、その他の構成には変わ
りがない。また、基本動作は図８の三相の場合と同じで
あるので、その動作説明は省略する。ＩＧＢＴ素子Ｓ１
及びサイリスタＳ２のゲート信号は三相の場合と全く同
一でよいので、三相と同じ制御回路構成で正弦波コンバ
ータが実現できる。
【００４１】実施の形態６ 図１４について、この共振形三相正弦波コンバータ回路
は、前記図８のコンバータ回路のサイリスタＳ２に代え
て、ＩＧＢＴ等の自己消弧形のスイッチング素子Ｓ３を
用いると共に、このスイッチング素子に流れる電流を検
出するホールＣＴ等の電流検出器ＨＣＴを設けた点で相
違し、その他回路構成は図８のものと変わりがない。
【００４２】このコンバータ回路のスイッチング素子Ｓ
３のゲート信号のターンオンに関しては前記サイリスタ
Ｓ２と同様であり、ターンオフ信号は電流検出器ＨＣＴ
の検出電流が０になってから出力する。しかして、スイ
ッチング素子Ｓ３は前記サイリスタＳ２と同等の動作を
するので、このコンバータ回路は図８の回路と同等に動
作する。
【００４３】実施の形態７ 図１５について、この共振形単相正弦波コンバータ回路
は、前記図１３のコンバータ回路のサイリスタＳ２に代
えて前記図１４の回路と同様に自己消弧形スイッチング
素子Ｓ３を用いると共に、電流検出器ＨＣＴを設け、ス
イッチング素子Ｓ３をサイリスタＳ２と同等に動作させ
るようにしたものである。
【００４４】実施の形態８ 図１６に共振形三相正弦波コンバータ回路を示す。この
コンバータは電流検出器を必要としないことを特徴とす
る。図１６において、Ｌf，Ｌ0はリアクトル、Ｃfはコ
ンデンサで、これらにより三相入力フィルタＦを構成し
ている。１は入力フィルタＦを介して電源に接続された
三相整流ダイオードブリッジ、Ｓ１はダイオードブリッ
ジ１の出力端子間に接続されたＩＧＢＴ素子、Ｃ0，Ｓ
２はダイオードブリッジ１の出力端子間に直列に接続さ
れたコンデンサとＩＧＢＴ素子、Ｄ１はコンデンサＣ0
と逆並列に接続されたダイオード、Ｄ２はコンデンサＣ
0の端子電圧を整流するダイオード、Ｌｄ，Ｃ２はダイ
オードＤ２の出力電圧を平滑するリアクトルと電解コン
デンサである。
【００４５】図１７に示すように、素子Ｓ１はＯＮ時間
がｔ1のゲート信号で制御し、素子Ｓ２は素子Ｓ１がＯ
ＮしてからＯＦＦする間にＯＮし、Ｓ１のＯＦＦしてか
らｔ2時間後にＯＦＦするように制御する。ここで問題
となるのは素子Ｓ２のオフ信号のタイミングである。こ
のタイミングを設計的に求めることが可能（実際にはタ
イミングをまず決めて、そのタイミングで機能を発揮す
るように回路定数を選定する）なので、図１４の電流検
出器ＨＣＴを省略することができる。以下に上記回路定
数の選定法について説明する。
【００４６】（１）コンバータ部 スイッチングモードを、Ｓ１のＯＮ（時間ｔ1），Ｃ0の
充電（時間ｔ2），Ｃ0の放電（時間ｔ3）のＡ，Ｂ，Ｃ
に分けて考える。
【００４７】Ｔ：スイッチング周期、α：制御率（＝ｔ
1／Ｔ），Ａ1＝αＴ，ｔ2＝α2Ｔ，ｔ3＝α3Ｔと置く。
【００４８】出力電流Ｉｄ（平均値），スイッチング周
期Ｔ，制御率α，α2，α3，出力電圧Ｅｄ，入力電圧Ｖ
（線間実効値）が与えられたとする。なお、Ｔ，ｔ1，
ｔ2，ｔ3およびスイッチングモードＡ，Ｂ，Ｃの関係を
図２０に示す。
【００４９】１）モードＡ 素子Ｓ１がＯＮすると、Ｓ１に（１）式で与えられる電
流ｉS1が流れる。
【００５０】
【数１】
【００５１】（１）式から電流ｉS1のピーク値ｈは
（２）式となる。
【００５２】
【数２】
【００５３】したがって、この間にリアクトルＬ0に蓄
えられる電荷Ｑ1は（３）式となる。
【００５４】
【数３】
【００５５】２）モードＢ 素子Ｓ１がＯＦＦする時素子Ｓ２がＯＮしているので、
Ｓ１がＯＦＦと同時にコンデンサＣ0が充電される。こ
の充電電流ｉS2が前記電流ｉS1のピーク値ｈと等しい値
からコサイン状に変化すると仮定すると、モードＢのｔ
2間にＣ0に蓄えられる電荷Ｑ0は（４）式となる。
【００５６】
【数４】
【００５７】この電荷Ｑ0がコンデンサＣ0に全て蓄えら
れるとすると、Ｃ0の最大電圧Ｖ0は（５）式となる。
【００５８】
【数５】
【００５９】３）モードＣ 充電が完了すると、初期電圧Ｖ0をもってコンデンサＣ0
がダイオードＤ２，リアクトルＬｄを通して放電する。
このときのＣ0の電圧ＶＣ0は図１８に示す等価回路の過
渡現象解析より（６）式となる。
【００６０】
【数６】
【００６１】ＶC0≦０に達するためには、
【００６２】
【数７】ＶC0≧２Ｅｄ…（７） が必要である。そこで、Ｖ0≒２．５Ｅｄ程度に設定す
るとすれば、Ｃ0の放電時間ｔ3はＬｄ−Ｃ0の共振周期
より（８）式を満足させればよい。
【００６３】
【数８】
【００６４】したがって、ｔ3とＣ0が与えられたときＬ
ｄは（９）式により決定できる。
【００６５】
【数９】
【００６６】４）出力電流ＩｄとＳ１ピーク電流ｈの関
係 この関係は（１０）式で表される。
【００６７】
【数１０】
【００６８】（２）フィルタ部 図１９に示すように入力フィルタＦの一相分の等価回路
を考える。もしリアクトルＬfが比較的大きいとして、
電流ｉS（＝期間Ｔでの平均値はＩd）がパルス状に瞬時
に流れたとすると、ｉSは電圧Ｖcfsの降下につながる。
したがって降下分電圧ＶPPとの関係は（１１）式とな
る。
【００６９】
【数１１】
【００７０】一方、降下分電圧Ｖppはそのままリアクト
ルＬfに加わるから、入力電流ｉｉｎのＴ／２期間での
変化分（リプルＰ−Ｐ）は、α１＋α２≒０．５を考慮
すると（１２）式となる。
【００７１】
【数１２】
【００７２】以上より、コンバータの入力電圧，出力電
圧，出力電流，スイッチング周波数，各素子のオン時間
が既知の場合の回路定数の決め方をまとめると、次のよ
うになる。
【００７３】ａ）Ｓ１に流れる電流のピーク値を（１
０）式より求める。
【００７４】ｂ）Ｌ０のインダクタンス値を（２）式よ
り求める。
【００７５】ｃ）Ｃ0の最大電圧を（７）式より求め
る。
【００７６】ｄ）Ｃ0の静電容量を（５）式より求め
る。
【００７７】ｅ）Ｌ1のインダクタンス値を（９）式よ
り求める。
【００７８】ｆ）Ｆの静電容量およびインダクタンス値
を（１１），（１２）式より求める。
【００７９】なお、直流出力の電解コンデンサＣ２の静
電容量は、許容平滑リプルと電解コンデンサの寿命から
決定されるので、基本的な動作原理とは無関係に選定さ
れる。
【００８０】図２１に入力電流波形を示す。動作条件は
入力電圧２００Ｖγms，出力電圧３００Ｖｄｃ、出力電
流２０Ａ、スイッチング周波数１０ｋＨｚである。
【００８１】図２２，図２３に素子Ｓ１，Ｓ２のスイッ
チング時のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCE，コレクタ電
流ＩCを示す。素子Ｓ１はターンオン時にはＺＣＳ，タ
ーンオフ時にはＺＶＳ，また、素子Ｓ２はターンオン時
にはＺＣＳ，ターンオフ時にはＺＶＳおよびＺＣＳが実
現できるので、スイッチング損失が殆ど発生しない。し
たがって、高効率の正弦波コンバータが得られる。
【００８２】実施の形態９ 図２４に共振形単相正弦波コンバータの回路図を示す。
このコンバータ回路は入力フィルタＦ及び整流ダイオー
ドブリッジ１がそれぞれ単相用となっている点で図１６
の三相のコンバータ回路と相違するが、その他の構成に
は変わりがなく、基本的動作は上記三相の回路と同じで
あるので、動作説明は省略する。単相電源でも三相と同
じ制御回路構成で電流検出器を必要としない正弦波コン
バータが実現できる。
【００８３】実施の形態１０ 図１６のコンバータでは、素子Ｓ１に加わるピーク電圧
は図２２のように約１４４０Ｖに達している。したがっ
て、この場合は大きな定格電圧を有するスイッチング素
子が必要となる。このスイッチング素子に加わるピーク
電圧の負担を低減するための共振形三相正弦波コンバー
タ回路を図２５に示す。
【００８４】図２５において、ＦはリアクトルＬf，
Ｌ0，コンデンサＣfからなる入力フィルタ、１は入力フ
ィルタＦを介して電源に接続された三相整流ダイオード
ブリッジ、Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ及びＳ２はダイオードブリッ
ジ１の出力端子間に直列に接続されたＩＧＢＴ素子、Ｃ
01及びＣ02は素子Ｓ１ａ及びＳ１ｂと並列に接続された
コンデンサ、Ｄ２は直列に接続されたコンデンサＣ01，
Ｃ02の端子電圧を整流するダイオード、Ｃ２はダイオー
ドＤ２の出力電圧を平滑するリアクトルと電解コンデン
サである。
【００８５】図２６に示すように素子Ｓ１ａ，Ｓ１ｂは
ＯＮ時間ｔ1のゲート信号で制御し、Ｓ２は時間ｔ1＋ｔ
2のゲート信号で制御する。動作条件は実施の形態８と
同様であるのでその説明を省略する。
【００８６】このコンバータの入力電流波形を図２７
に、素子Ｓ１ａ，Ｓ１ｂおよびＳ２の電圧・電流波形を
図２８，図２９および３０に示す。この実施の形態によ
れば、素子Ｓ１ａ，Ｓ２ｂのピーク電圧は６００Ｖ以下
となり、通常２００Ｖ系機器で使用されている定格６０
０Ｖのスイッチング素子が適用できる。
【００８７】実施の形態１１ 図３１は共振形単相正弦波コンバータ回路を示す。この
回路は入力フィルタＦ及び整流ダイオードブリッジ１が
単相用となっている点で前記図２５の三相のコンバータ
回路と相違するが、その他の構成は変わりがない。した
がって、その基本的動作は図１６，図２５のものと変わ
りがないのでその説明を省略する。
【００８８】実施の形態１２ 図３２は図２５の回路と同様に、スイッチング素子に加
わるピーク電圧の負担を低減しうるようにした三相のコ
ンバータ回路を示す。
【００８９】図３２において、ＦはリアクトルＬf，
Ｌ0，コンデンサＣfからなる入力フィルタ、１は入力フ
ィルタＦを介して電源に接続された三相整流ダイオード
ブリッジ、Ｓ１ａ，Ｓ１ｂはダイオードブリッジ１の出
力端子間に直列に接続されたＩＧＢＴ素子、Ｃ01，Ｃ02
およびＳ２はダイオードブリッジ１の出力端子間に直列
に接続されたコンデンサおよびＩＧＢＴ等のスイッチン
グ素子で、Ｃ01とＣ02の接続点は素子Ｓ１ａとＳ１ｂの
接続点に接続され、Ｃ02にはダイオードが逆並列に接続
されている。Ｄ２は直列コンデンサＣ01，Ｃ02の端子電
圧を整流するダイオード、Ｌ１およびＣ２はダイオード
Ｄ２の出力電圧を平滑するリアクトルおよび電解コンデ
ンサである。
【００９０】図３３に示すように素子Ｓ１ａ，Ｓ１ｂは
ＯＮ時間ｔ1のゲート信号で制御し、素子Ｓ２はＳ１
ａ，Ｓ１ｂがＯＮしてからＯＦＦする間にＯＮし、Ｓ１
ａ，Ｓ１ｂのＯＦＦしてからｔ2時間後にＯＦＦするよ
うに制御する。
【００９１】動作条件は実施の形態８と同様であるので
その説明を省略する。
【００９２】この回路の入力電流波形を図３４に、素子
Ｓ１ａ，Ｓ１ｂおよびＳ２の電圧・電流波形を図３５，
図３６および図３７に示す。この実施の形態によれば、
素子Ｓ１ａ，Ｓ１ｂのピーク電圧は６００Ｖ以下とな
り、通常２００Ｖ系機器で使用されている定格６００Ｖ
のスイッチング素子が適用できる。
【００９３】なお、実施の形態１０と比較して、素子Ｓ
２の導通損失は減少する（実施の形態１０では素子Ｓ１
ａ，Ｓ１ｂがオンの時、素子Ｓ２もオンでなければなら
ず、Ｓ２には電源短絡電流と共振コンデンサＣ01，Ｃ02
の充電電流の両方が流れる。この実施の形態１２では共
振コンデンサ充電電流のみ）が、ダイオードＤ１が１個
余分に必要となる。
【００９４】実施の形態１３ 図３８に共振形単相正弦波コンバータ回路を示す。この
回路は入力フィルタＦ及び整流ダイオードブリッジ１が
単相用となっている点で図３９の三相のコンバータ回路
と相違するが、その他の構成は変わりがない。したがっ
て、その基本動作は図２３，図３９のものと変わりがな
いので、その説明を省略する。
【００９５】なお、実施の形態４〜１３におけるＩＧＢ
Ｔ素子Ｓ１は、トランジスタやＭＯＳ−ＦＥＴ等のスイ
ッチング素子とすることができる。
【００９６】
【発明の効果】本発明は、上述のとおり構成されている
ので、次に記載する効果を奏する。
【００９７】（１）入力電流波形が正弦波状になるの
で、低次高調波電流を抑制できる。
【００９８】（２）スイッチング素子を搬送周波数一定
の簡単なコンパレータ方式で制御できるので、回路構成
が複雑にならない。
【００９９】（３）スイッチング回路を多重化すること
によりスイッチング周波数成分の高調波を抑制できる。
【０１００】（４）検出回路は直流出力電圧の検出のみ
で済む。
【０１０１】請求項４〜８のものは、（５）単相，三相
共に同じ回路構成で正弦波コンバータが実現できる。し
たがって、制御部も同じ構成となり、制御回路を共通化
することができる。
【０１０２】（６）スイッチング素子の動作はＺＶＳ，
ＺＣＳ動作となるので、スイッチング損失が殆ど発生し
ない。したがって、高効率である。
【０１０３】（７）請求項７，８のものは、２００Ｖ系
電源では６００Ｖ，４００Ｖ系電源では１２００Ｖを越
えるようなピーク電圧がスイッチング素子に加わらない
ので、コストメリットを損なうことがない。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１を示す回路図。
【図２】入力電流の波形図。
【図３】入力電流の高調波成分を示す波形図。
【図４】実施の形態２を示す回路図。
【図５】入力電流の波形図。
【図６】実施の形態３を示す波形図。
【図７】入力電流の波形図。
【図８】実施の形態４を示す回路図。
【図９】素子Ｓ１，Ｓ２のゲート信号タイミング図。
【図１０】各部電流；電圧波形図。
【図１１】入力電圧；電流波形図。
【図１２】素子Ｓ２の電圧，電流波形図。
【図１３】実施の形態５を示す回路図。
【図１４】実施の形態６を示す回路図。
【図１５】実施の形態７を示す回路図。
【図１６】実施の形態８を示す回路図。
【図１７】素子Ｓ１，Ｓ２のゲート信号タイミング図。
【図１８】出力部の等価回路図。
【図１９】入力フィルタ部の等価回路図。
【図２０】モード説明図。
【図２１】入力電流波形図。
【図２２】素子Ｓ１の電圧・電流波形図。
【図２３】素子Ｓ２の電圧・電流波形図。
【図２４】実施の形態９を示す回路図。
【図２５】実施の形態１０を示す回路図。
【図２６】素子Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２のゲート信号タイ
ミング図。
【図２７】入力波形図。
【図２８】素子Ｓ１ａの電圧・電流波形図。
【図２９】素子Ｓ１ｂの電圧・電流波形図。
【図３０】素子Ｓ２の電圧・電流波形図。
【図３１】実施の形態１１を示す回路図。
【図３２】実施の形態１２を示す回路図。
【図３３】素子Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２のゲート信号タイ
ミング図。
【図３４】入力電流波形図。
【図３５】素子Ｓ１ａの電圧・電流波形図。
【図３６】素子Ｓ１ｂの電圧・電流波形図。
【図３７】素子Ｓ２の電圧・電流波形図。
【図３８】実施の形態１３を示す回路図。
【図３９】従来例１を示す回路図。
【図４０】入力電流の波形図。
【図４１】入力電流の高調波成分を示す波形図。
【図４２】従来例２を示す回路図。
【図４３】入力電流の波形図。
【図４４】入力電流の高調波成分を示す波形図。
【図４５】従来例３を示す回路図。
【符号の説明】
１…整流ダイオードブリッジ ２…トランジスタ回路 ３…制御回路 ３１…直流出力電圧検出器 ３２…基準電圧設定器 ３４…ＰＩアンプ ３５…三角搬送波発生器 ３６…コンパレータ Ｆ…入力フィルタ

Claims (13)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 単相電源に入力フィルタを介して接続さ
    れる整流ダイオードブリッジと、単相ダイオードブリッ
    ジの出力端子間に接続されたリアクトルとスイッチング
    素子の直列回路とこのリアクトルに蓄積されるエネルギ
    を出力させる逆流防止ダイオードとからなるトランジス
    タ回路と、 逆流防止ダイオードを介してリアクトルに蓄積されたエ
    ネルギにより充電される平滑コンデンサと、 平滑コンデンサの電圧と基準電圧の偏差を増幅し三角搬
    送波と比較し、その比較信号で前記スイッチング素子Ｏ
    Ｎ／ＯＦＦを制御する回路と、からなることを特徴とす
    る単相正弦波入力コンバータ回路。
  2. 【請求項２】 単相電源に入力フィルタを介して接続さ
    れる整流ダイオードブリッジと、単相ダイオードブリッ
    ジの出力端子間に接続されたリアクトルとスイッチング
    素子の直列回路とこのリアクトルに蓄積されるエネルギ
    を出力させる逆流防止ダイオードとからなる２組のトラ
    ンジスタ回路と、 それぞれ逆流防止ダイオードを介して前記各リアクトル
    の蓄積エネルギで充電される平滑コンデンサと、 平滑コンデンサの検出電圧と基準電圧の偏差を増幅し、
    その信号をそれぞれ１８０°位相を異にする２つの三角
    搬送波と比較し、その各比較信号でそれぞれ前記各スイ
    ッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御する回路と、からなる
    ことを特徴とする単相正弦波入力コンバータ回路。
  3. 【請求項３】 三相電源に入力フィルタを介し接続され
    る各相の整流ダイオードにそれぞれ第１のリアクトルが
    直列に接続された三相半波整流回路と、 この整流回路の出力端子とその各入力端子間にそれぞれ
    接続された第２のリアクトルとスイッチング素子の直列
    回路と、それぞれ第１，第２のインダクタに蓄勢される
    エネルギを出力させる逆流防止ダイオードからなる各ト
    ランジスタ回路と、 各逆流防止ダイオードを介して第１，第２のリアクトル
    の蓄積エネルギで充電される平滑コンデンサと、 平滑コンデンサの検出電圧と基準電圧の偏差を増幅し、
    三角搬送波と比較し、その比較信号で前記各スイッチン
    グ素子をＯＮ／ＯＦＦ制御する回路と、からなることを
    特徴とする三相正弦波入力コンバータ回路。
  4. 【請求項４】 交流電源にフィルタを介して接続される
    整流ダイオードブリッジと、 整流ダイオードブリッジの出力端子間に接続された自己
    消弧形のスイッチング素子と、 整流ダイオードブリッジの出力端子間に接続されたコン
    デンサとサイリスタの直列回路と、 第１のコンデンサの端子電圧を整流するダイオードとこ
    の整流出力を平滑する回路からなる整流回路と、 スイッチング素子のゲートを電源周波数より十分高い周
    波数の第１のゲート信号で制御すると共に、サイリスタ
    のゲートを第１のゲート信号を所定時間遅らせた第２の
    ゲート信号で制御する制御回路と、 からなることを特徴とする共振形正弦波入力コンバータ
    回路。
  5. 【請求項５】 交流電源に入力フィルタを介して接続さ
    れる整流ダイオードブリッジと、 整流ダイオードブリッジの出力端子間に接続された自己
    消弧形の第１のスイッチング素子と、 整流ダイオードブリッジの出力端子間に接続されたコン
    デンサと自己消弧形の第２のスイッチング素子の直列回
    路と、 前記コンデンサの端子電圧を整流するダイオードとこの
    整流出力を平滑する回路からなる整流回路と、 第２のスイッチング素子の電流を検出する電流検出器
    と、 第１のスイッチング素子をゲート信号で断続的にＯＮ制
    御し、第２のスイッチング素子を前記ゲート信号を所定
    時間遅らせたタイミングでターンオンさせると共に電流
    検出器の検出電流０でターンオフさせる制御回路と、 からなることを特徴とする共振形正弦波入力コンバータ
    回路。
  6. 【請求項６】 交流電源に入力フィルタを介して接続さ
    れる整流ダイオードブリッジと、 整流ダイオードブリッジの出力端子間に接続された自己
    消弧形の第１のスイッチング素子と、 整流ダイオードブリッジの出力端子間に接続されたコン
    デンサと自己消弧形の第２のスイッチング素子の直列回
    路と、 前記コンデンサの端子電圧を整流するダイオードと、こ
    の整流出力を平滑する回路からなる整流回路と、 第１のスイッチング素子を第１のゲート信号で断続的に
    ＯＮ制御し、第２のスイッチング素子を第１のゲート信
    号のＯＮしてからＯＦＦする間にＯＮし第１のゲート信
    号のＯＦＦより所定時間遅れてＯＦＦする第２のゲート
    信号でＯＮ制御させる制御回路と、 からなることを特徴とする共振形正弦波入力コンバータ
    回路。
  7. 【請求項７】 交流電源に入力フィルタを介して接続さ
    れる整流ダイオードブリッジと、 整流ダイオードブリッジの出力端子間に接続された自己
    消弧形の第１，第２，第３のスイッチング素子の直列回
    路と、 第１，第２のスイッチング素子とそれぞれ並列に接続さ
    れた第１，第２のコンデンサの直列回路と、 前記直列に接続された第１，第２のコンデンサ回路の端
    子電圧を整流するダイオードと、この整流出力を平滑す
    る回路とからなる整流回路と、 第１のスイッチング素子を第１のゲート信号で断続的に
    ＯＮ制御し、第２のスイッチング素子を第１のゲート信
    号のＯＮと同時にＯＮし第１のゲート信号のＯＦＦより
    所定時間遅れてＯＦＦする第２のゲート信号でＯＮ制御
    する制御回路と、 からなることを特徴とする共振形正弦波入力コンバータ
    回路。
  8. 【請求項８】 交流電源に入力フィルタを介して接続さ
    れる整流ダイオードブリッジと、 整流ダイオードブリッジの出力端子間に接続された自己
    消弧形の第１，第２のスイッチング素子の直列回路と、 整流ダイオードブリッジの出力端子間に接続された第
    １，第２のコンデンサと自己消弧形の第３のスイッチン
    グ素子の直列回路と、 第１のコンデンサと第１のスイッチング素子を並列に接
    続する回路と、前記直列に接続された第１，第２のコン
    デンサ回路の端子電圧を整流するダイオードと、この整
    流出力を平滑する回路からなる整流回路と、 第１，第２のスイッチング素子を第１のゲート信号で断
    続的にＯＮ制御し、第３のスイッチング素子を第１のゲ
    ート信号と同時にＯＮし第１のゲート信号のＯＦＦより
    所定時間遅れてＯＦＦする第２のゲート信号でＯＮ制御
    する制御回路と、からなることを特徴とする共振形正弦
    波入力コンバータ回路。
  9. 【請求項９】 請求項６又は７又は８において、入力フ
    ィルタの回路定数が、第２のゲート信号のＯＦＦ時にコ
    ンデンサの充電が完了するように選定されていることを
    特徴とする共振形正弦波入力コンバータ回路。
  10. 【請求項１０】 請求項４又は５又は６において、コン
    デンサと逆並列に第２のダイオードを接続したことを特
    徴とする共振形正弦波入力コンバータ。
  11. 【請求項１１】 請求項８において、第２のコンデンサ
    と逆並列に第２のダイオードを接続したことを特徴とす
    る共振形正弦波入力コンバータ。
  12. 【請求項１２】 入力フィルタおよび整流ダイオードブ
    リッジが、三相入力フィルタおよび三相整流ダイオード
    ブリッジであることを特徴とする、請求項４ないし１１
    のいずれか１つに記載の共振形正弦波入力コンバータ回
    路。
  13. 【請求項１３】 入力フィルタおよび整流ダイオードブ
    リッジが、単相入力フィルタおよび三相整流ダイオード
    ブリッジであることを特徴とする請求項４ないし１１の
    いずれか１つに記載の共振形正弦波入力コンバータ回
    路。
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