JP5207568B1 - 電流形インバータ装置、および電流形インバータ装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電流形インバータのスイッチング素子の制御において、格別な制御を要することなく、転流動作のために通常のスイッチング動作により、スイッチング素子のスイッチング損失を防ぐ。
【解決手段】電流形インバータ装置の転流動作において、転流元のスイッチング素子と転流先のスイッチング素子が共にオン状態となる重なり区間が生成されるようにスイッチング素子の駆動タイミングを制御し、この重なり区間を有するスイッチング素子の制御に基づいて共振回路を制御し、共振回路の共振電流によってスイッチング素子の転流動作時におけるスイッチング損失を低減する。重なり区間を有するスイッチング素子の制御を用いて共振回路の共振電流の生成を制御し、この制御によって生成される共振電流によって、転流時において転流元のスイッチング素子の電流および電圧を零とし、転流動作時のスイッチング損失を低減する。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えば、プラズマ負荷等の負荷に電流を供給する電流形インバータ装置、および電流形インバータ装置の制御方法に関する。

電流形インバータ装置は、直流源に接続した直流リアクトルと、直流リアクトルからの直流電力を交流電力に変換する変換部と、変換部のスイッチング素子を駆動制御する制御部を備え、負荷側から見ると電流源として扱えるため、負荷短絡等の負荷のインピーダンス変動に対して変動を抑制方向に作用するという特徴がある。例えば、プラズマ負荷の場合には、プラズマを維持する方向に作用する。

電流形インバータ装置は、上記したように負荷が変動した場合であっても負荷への電流供給を安定して行うことができるという有利性から、インピーダンスが状況によって変化するプラズマ負荷への電力供給に適している。

例えば、プラズマが消弧して、プラズマ負荷がオープン状態の方向に変動した場合には、電流形インバータ装置のプラズマ負荷に対する電圧は上昇する。この電圧上昇はプラズマの着火を促す方向であり、着火を容易とする。逆に、プラズマ負荷側にアークが発生しプラズマ負荷がショート状態の方向に変動した場合には、電流形インバータ装置は負荷に対して一定電流を供給するため、プラズマ負荷に対して電流を過剰に供給することが抑えられるため、プラズマ負荷に対するダメージを低減させることができる。

図１５は電流形インバータ装置の一構成例を説明するための図である。図１５において、電流形インバータ装置１００は、電流形降圧チョッパ回路１０１と３相インバータ回路１０２と３相変圧器１０３を備える。電流形降圧チョッパ回路１０１は、スイッチング素子Ｑ１をチョッパ制御することによって、図示していない交流源および整流回路から入力した直流を降圧し、直流リアクトルＬF1で電流平滑して３相インバータ回路１０２に入力する。

直交変換を行うチョッパ回路は、前記した電流形降圧チョッパ回路１０１に代えて電流形昇降圧チョッパ回路を用いてもよい。

３相インバータ回路１０２は、スイッチング素子Ｑ_Ｒ、Ｑ_Ｓ、Ｑ_Ｔ、Ｑ_Ｘ、Ｑ_Ｙ、Ｑ_Ｚの点弧、消弧を所定のタイミングで制御することによって、素子間で転流を行い３相変圧器１０３に交流電力を供給する。

電流形インバータ装置は、全てのスイッチング素子が通電電流を遮断すると、直流リアクトルによる電流によってスイッチング素子に過電圧が印加されることで素子破壊が生じるおそれがあり、また、転流時にスイッチング素子に電流や電圧が発生することによって素子破壊が生じるという問題がある。

このような負荷短絡事故によるスイッチング素子の破壊を防止するために、負荷電流を検出して通電期間を求め、この通電期間内においてスイッチング素子を制御する技術や、スイッチング素子に流れる電流を検出し、検出電流に基づいてスイッチング素子を制御する技術が知られている（特許文献１参照）。

この他、電流遮断によるサージ電圧の発生やスイッチング損失の課題に対して、負荷電圧のゼロクロス点において、転流元のスイッチング素子の電流が零となる電流重なり時間を求め、転流先のスイッチング素子を負荷電圧のゼロクロス点より求めた電流重なり時間だけ早い時点で転流を開始させる技術が知られている（特許文献２参照）。

図１６および図１７は、図１５の回路動作において転流時のスイッチング損失を説明するための図である。図１６は、転流元と転流先のスイッチング素子のＯＮ状態が重なることなく転流する場合を示している。この例では、スイッチング素子Ｑ_Ｒを転流元、スイッチング素子Ｑ_Ｓを転流先とし、それぞれゲートパルス信号Ｇ_ＲおよびＧ_ＳによってＯＮ状態としている（図１６（ａ），（ｂ））。ゲートパルス信号Ｇ_Ｒの立ち下がりゲートパルス信号Ｇ_Ｓの立ち上がりは一致しているため、スイッチング素子間は重なることなく転流が行われる。ここで、転流元のスイッチング素子Ｑ_Ｒに流れる電流Ｉ_ＱＲおよび電圧Ｖ_ＱＲ（スイッチング素子のドレイン・ソース間電圧）は、図１６（ｃ）,（ｅ）に示すように、オフ時において配線インダクタンスや素子容量や負荷インダクタンス等による影響で時定数が変化する。そのため、転流時においてＺＣＳおよびＺＶＳとならず、スイッチング損失が発生する。また、サージ電圧が発生して、スイッチング素子の破損につながる。

また、転流時において転流元と転流先のスイッチング素子のＯＮ状態が重なる重なり区間を設けた場合であっても、図１７(ｃ),（ｅ）に示すように、転流時においてＺＣＳおよびＺＶＳとならないため、スイッチング損失が発生する。

また、スイッチング損失を低減するソフトスイッチングインバータとして共振形インバータが知られている。

共振形インバータは、スイッチング素子に転流ダイオードおよび共振用コンデンサを並列接続し、この共振用コンデンサと共振用インダクタンス、および共振回路に接続したスイッチング素子とによって共振回路を構成する。共振回路の共振電流による共振用コンデンサの充放電と転流ダイオードの導通とによって、スイッチング素子のＺＶＳ（零電圧スイッチング）、ＺＣＳ（零電流スイッチング）を実現している（例えば、特許文献２）。

また、共振回路は、スイッチング素子に共振用コンデンサを並列接続する構成であるため、コンデンサによって容量が増加するという問題がある。この問題を解決するために、補助スイッチング素子からなる補助回路によって共振回路を形成する構成が提案されている（特許文献３）。

特開平８−２９８７７７号公報 特開２００２−３２５４６４公報 特開２００４−２３８８１公報

従来提案されている電流形インバータでは、スイッチング素子の駆動時期を制御してスイッチング損失や素子破壊を防ぐために、例えば、負荷電流やスイッチング素子の電流を検出する必要がある。また、転流元のスイッチング素子の電流が零となる電流重なり時間を検出することによってスイッチング素子を制御する構成においても、電流重なり時間を検出するために負荷電流および負荷電圧を検出する必要がある。

そのため、いずれの構成においても、電流や電圧を検出する検出器を設ける必要がある他、検出電流や検出電圧に基づいてスイッチング素子を制御する制御信号を形成する制御回路を、通常のスイッチング素子の動作を制御する制御回路の他に用意する必要があるという問題がある。

また、共振型インバータの場合には、スイッチング素子に並列に共振コンデンサを接続する必要がある他、共振回路用のスイッチング素子のための制御信号を形成する制御回路を、通常のスイッチング素子の動作を制御する制御回路の他に用意する必要があるという問題がある。

したがって、従来知られている電流形インバータ装置では、転流動作のために通常行うスイッチング動作を制御する他に、スイッチング損失や素子破壊を防ぐためにスイッチング素子を制御することが必要であるという問題があり、通常の転流動作で行うスイッチング素子の動作を制御する制御回路の他に、スイッチング損失や素子破壊を防ぐためにスイッチング素子を制御する制御回路が必要であるという問題がある。

本発明は前記した従来の問題点を解決し、電流形インバータのスイッチング素子の制御において、格別な制御を要することなく、転流動作のために通常のスイッチング動作により、スイッチング素子のスイッチング損失を防ぐことを目的とする。

本発明は、電流形インバータ装置の転流動作において、転流元のスイッチング素子と転流先のスイッチング素子が共にオン状態となる転流の重なり区間の生成において、負荷電流の変動に対して十分な重なり時間が得られるように、重なりの時間幅（位相幅）を予め設定した固定した転流の重なり区間を設ける。ここで、固定とは、転流の重なり区間の時間幅（位相幅）が負荷電流の変動にかかわらず設定した幅であることを意味している。転流の重なり区間の設定は、スイッチング素子の駆動タイミングを制御する。スイッチング素子の転流の重なり区間での駆動タイミング制御によって共振回路を制御し、共振回路の共振電流によってスイッチング素子の転流動作時におけるスイッチング損失を低減する。

本発明の電流形インバータ装置およびインバータ制御によれば、転流時におけるスイッチング素子の駆動タイミングのみを変え、転流元と転流先のスイッチング素子が共にオン状態となる転流の重なり区間の生成において、負荷電流が変動した場合であっても、重なり時間幅（位相分）が十分に得られるように予め設定しておくと共に、転流の重なり区間におけるスイッチング素子の制御によって共振回路に共振電流を流し、共振電流によってスイッチング損失を低減する。

この転流の重なり区間における共振電流を用いることによって、従来知られる電流形インバータ装置のように、転流動作のために通常行うスイッチング動作制御に加えて、スイッチング損失を防ぐためのスイッチング素子の制御は不要であり、また、通常の転流動作で行うスイッチング素子の動作を制御する制御回路に加えて、スイッチング損失を防ぐための制御回路は不要である。

本願発明は、単に、転流元と転流先のスイッチング素子が共にオン状態となる重なり区間を生成することによってスイッチング素子のスイッチング損失を低減するものではなく、重なり区間を有するスイッチング素子の制御を用いて共振回路の共振電流の生成を制御し、この制御によって生成される共振電流によって、転流時において転流元のスイッチング素子の電流および電圧を零とし、転流動作時のスイッチング損失を低減するものである。

本願発明は、電流形インバータ装置の態様と、電流形インバータ装置の制御方法の態様を備える。

[電流形インバータ装置の態様]
本願発明の電流形インバータ装置は、直流源を構成する電流形チョッパ部と、電流形チョッパ部の直流出力を複数のスイッチング素子の動作により多相の交流電力に変換する多相インバータ部と、電流形チョッパ部および多相インバータ部を制御する制御部と、多相インバータ部のスイッチング素子に共振電流を供給する共振回路を備える。

制御部は、多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、転流先と転流元のスイッチング素子の駆動タイミングを制御する。このスイッチング素子の駆動タイミングを制御することによって、転流先のスイッチング素子と転流元のスイッチング素子が共にオン状態となる重なり区間を生成すると共に、共振回路の共振電流を制御する。

共振回路の共振電流は、重なり区間において、転流元のスイッチング素子に対して逆バイアス方向に供給し、スイッチング素子に逆並列接続された転流ダイオードに対して順バイアス方向に供給する。この共振電流のスイッチング素子および転流ダイオードに供給することによって、転流元のスイッチング素子を重なり区間において零電流および零電圧とし、転流元のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へ切り替わる時点における転流動作を零電流および零電圧で行う。

本願発明の電流形インバータ装置および制御方法は、直流電力を３相の交流電力に変換する３相インバータに限らず、直流電力を二相以上の任意の多相の交流電力に変換する多相インバータに適用することができる。

本願発明の共振回路は、転流先のスイッチング素子の出力を共振電流の供給源とし、重なり区間において、転流元のスイッチング素子がオフ状態となる前に、転流先のスイッチング素子をオン状態とすることによって、転流先のスイッチング素子に流れる順方向の電流を共振回路に導入して共振電流を生成する。

本発明の共振回路は、多相インバータ部が変換する交流電力の相数と同数の電流供給端子を備える。各電流供給端子を、多相インバータ部を形成するスイッチング素子のブリッジ構成において相対するスイッチング素子の各接続端子に接続する。

多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、転流先のスイッチング素子に接続された電流供給端子から共振回路内に電流を導入し共振電流を生成する。共振回路で生成された共振電流は、転流元にスイッチング素子に接続された電流供給端子から転流元のスイッチング素子に供給する。共振回路から転流元のスイッチング素子に供給された電流は、転流元のスイッチング素子対してスイッチング素子の逆バイアス方向に導入される。

転流元のスイッチング素子に導入された共振電流は、転流元のスイッチング素子に流れる順方向電流と逆方向であるため順方向電流を相殺し、転流元のスイッチング素子に流れる電流を零電流とする。

さらに、共振電流は転流ダイオードに流れることによって転流元のスイッチング素子の電圧を零電圧とする。この転流元のスイッチング素子の零電流状態および零電圧状態は、重なり区間において継続され、転流元のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り替わりは零電流状態および零電圧状態で行われ、ＺＣＳおよびＺＣＳによる転流が行われる。

本願発明の共振回路の回路構成は、例えば、電流供給端が形成する各端子間にそれぞれＬＣ直列回路を備える構成とすることができる。ＬＣ直列回路は、多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、転流先のスイッチング素子の順電流を入力して共振電流を生成し、生成した共振電流を転流元のスイッチング素子の逆バイアス方向に供給する。

本願発明の多相インバータ部が直流電力をｎ相の交流電力に変換する場合には、共振回路は、共振電流が次にオン状態となる他のスイッチング素子に流れないために、共振回路を構成するＬＣ直列回路のリアクタンスＬおよびキャパシタンスＣは（Ｌ×Ｃ）^１／２＞π／ｎの条件を満たすものとする。多相インバータ部が３相インバータ回路である場合では、ＬＣ直列回路のリアクタンスＬおよびキャパシタンスＣが満たすべき条件は（Ｌ×Ｃ）^１／２＞π／３である。

リアクタンスＬおよびキャパシタンスＣがこの条件を満たす場合には、共振電流の半波長に相当する位相分は、次のスイッチング素子がオン状態となる前に減衰し、共振電流による影響を防ぐことができる。

また、本願発明の多相インバータ部が直流電力をｎ相の交流電力に変換する場合において、重なり区間の位相分θtは、スイッチング素子間の短絡を防ぐための条件としてπ／２ｎ＞θtを満たすものとする。

重なり区間の位相分θtがπ／２ｎ＞θtの条件を満たすことによって、インバータのブリッジ構成において直流電力の上下間で対向する二つのスイッチング素子間の短絡を防ぐことができる。多相インバータが３相インバータである場合には、重なり区間の位相分θtが満たすべき条件はπ／６＞θtである。

また、重なり区間内において転送元のスイッチング素子に流れる順方向電流を零に減少させるための条件としてsin（θｔ）＞（多相インバータ部の相電流／共振電流の最大ピーク値）を満たすものとする。

この条件を満たすことによって、重なり区間内において転流元のスイッチング素子に流れる順方向の電流を零とすることができる。

sin（θｔ）＞（多相インバータ部の相電流／共振電流の最大ピーク値）の条件から、共振回路の共振電流の最大ピーク値は、多相インバータ部の各相の相電流値よりも大となるように設定する。

[電流形インバータ装置の制御方法の態様]
本願発明の電流形インバータ装置の制御方法は、電流形チョッパ部の直流出力を、多相インバータ部が有する複数のスイッチング素子の動作により多相の交流電力に変換する電流形インバータ装置の制御方法である。多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、転流先と転流元のスイッチング素子の駆動タイミングを制御することによって、転流先のスイッチング素子と転流元のスイッチング素子が共にオン状態となる重なり区間の生成、および、共振電流を制御する。

重なり区間において、共振電流を転流元のスイッチング素子に対して逆バイアス方向に供給し、このスイッチング素子に逆並列接続された転流ダイオードに対して順バイアス方向に供給する。この電流供給によって、転流元のスイッチング素子を重なり区間において零電流および零電圧とし、転流元のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へ切り替わる時点における転流動作を零電流および零電圧で行う。

多相インバータ部はスイッチング素子のブリッジ構成と、ブリッジ構成において相対するスイッチング素子の接続端子間に接続した共振回路とを備える。スイッチング素子間の転流時において、転流先のスイッチング素子への電流を前記共振回路に導入して共振電流を生成し、重なり区間において生成した共振電流を転流元のスイッチング素子に対して当該スイッチング素子の逆バイアス方向に供給する。

多相インバータ部は直流電力をｎ相の交流電力に変換するインバータとするとき、スイッチング素子間の短絡を防ぐための条件として、重なり区間の位相分θtが満たす条件は、π／２ｎ＞θtである。多相インバータ部が３相インバータ回路である場合には、重なり区間の位相分θtが満たす条件は、π／６＞θtである。

また、重なり区間内において転送元のスイッチング素子に流れる順方向電流を零に減少させるための条件は、sin（θｔ）＞（多相インバータ部の相電流／共振電流の最大ピーク値）である。

この条件を満たすことによって、重なり区間内において転流元のスイッチング素子に流れる順方向の電流を零とすることができる。

sin（θｔ）＞（多相インバータ部の相電流／共振電流の最大ピーク値）の条件から、共振回路の共振電流の最大ピーク値は、多相インバータ部の各相の相電流値よりも大となるように設定する。

以上説明したように、本発明の電流形インバータ装置および電流形インバータ装置の制御方法によれば、電流形インバータのスイッチング素子の制御において、格別な制御を要することなく、転流動作のために通常のスイッチング動作により、スイッチング損失を防ぐことができる。

本発明の電流形インバータ装置の構成例を説明するための図である。 本発明の電流形インバータ装置の他の構成例を説明するための図である。 本発明電流形インバータ装置の概略構成図および動作図である。 本発明の電流形インバータ装置のスイッチング素子の転流状態を説明するためのタイミングチャートである。 本発明のインバータ回路および共振回路の構成例を説明するための図である。 本発明のスイッチング素子の駆動を説明するためのタイミングチャートである。 本発明の共振電流を説明するための図である。 本発明の共振回路を説明するための図である。 本発明の重なり区間および共振回路の条件を説明するための図である。 本発明のスイッチング素子の転流状態を説明するための図である。 本発明のインバータ回路および共振回路の動作を説明するための図である。 本発明のインバータ回路および共振回路の動作を説明するための図である。 本発明のインバータ回路および共振回路の動作を説明するための図である。 本発明のインバータ回路および共振回路の動作を説明するための図である。 電流形インバータ装置の一構成例を説明するための図である。 インバータにおいて転流時のスイッチング損失を説明するための図である。 インバータにおいて転流時のスイッチング損失を説明するための図である。

発明の実施するための形態

以下、本発明の実施の形態について、図を参照しながら詳細に説明する。以下では、本発明の電流形インバータ装置および電流形インバータ装置の制御方法について、図１、図２を用いて電流形インバータ装置の構成例を説明し、図３、図４を用いて電流形インバータ装置の制御例について説明する。また、図５〜図１３を用いて本発明のインバータ回路および共振回路について説明する。ここでは、多相インバータとして３相インバータを例として示している。

[電流形インバータ装置の構成例]
はじめに、本発明の電流形インバータ装置の構成例について図１，図２を用いて説明する。

図１に示す本発明の電流形インバータ装置１は、交流電源２の交流電力を整流する整流部１０、過渡的に生じる高電圧を抑制する保護回路を構成するスナバー部２０、整流部１０から入力した直流電力の電圧を所定電圧に変換して直流電流を出力する電流形降圧チョッパ部３０、電流形降圧チョッパ部３０の直流出力を多相の交流出力に変換する多相インバータ部４０、多相インバータ部４０の交流出力を所定電圧に変換する多相変圧部５０、多相変圧部５０の交流を直流に変換する多相整流部６０を備える。

直交変換を行うチョッパ部は、前記した電流形降圧チョッパ部３０に代えて電流形昇降圧チョッパ部を用いてもよい。

電流形降圧チョッパ部３０は、スイッチング素子Ｑ_１とダイオードＤ_１と直流リアクトルＬ_Ｆ１とを備える。スイッチング素子Ｑ_１は、整流部１０で整流した直流電圧をチョッパ制御することによって降圧する。直流リアクトルＬ_Ｆ１は、チョッパ制御した直流を電流平滑して多相インバータ部４０に入力する。

制御回路部８０は、電流形降圧チョッパ部３０のチョッパ電流、および電流形インバータ装置１の出力電圧の検出値を入力し、所定電流および所定の出力電圧となるようにスイッチング素子Ｑ_１をチョッパ制御する。

図２に示す本発明の電流形インバータ装置１は、電流形降圧チョッパ部３０を別の構成例とする例である。図２に示す電流形降圧チョッパ部３０は、出力端に出力コンデンサＣ_Ｆ１を並列接続する構成である。

図２に示す構成では、通常電流形降圧チョッパでは設けない出力コンデンサを設置する。電流形降圧チョッパ部３０の出力端に出力コンデンサＣ_Ｆ１を接続する構成とすることによって、多相インバータ部４０のスイッチング素子間で転流動作を行う際に発生するサージ電圧や、各スイッチング素子に直列接続されたインダクタンスのエネルギーを吸収して、スイッチング素子を保護することができる。

なお、出力コンデンサＣ_Ｆ１の値は、この出力コンデンサおよび配線インダクタンスによる時定数によって電流の遅延がインバータ動作の転流に影響を与えない程度に設定する。

多相インバータ部４０は、相数に応じたスイッチング素子をブリッジ接続して構成される多相インバータ回路を備える。例えば３相の場合には、３相インバータ回路は６個のスイッチング素子によって構成される。スイッチング素子は、例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子を用いることができる。多相インバータ回路の各スイッチング素子は、スイッチング制御部８１の制御信号に基づいてスイッチング動作を行い、直流電力を交流電力に変換して出力する。

多相インバータ部４０は共振回路７０を備え、この共振回路７０で生成した共振電流を多相インバータ回路の転流状態のスイッチング素子に導入し、当該スイッチング素子の転流を零電流および零電圧の状態で行う。本発明の共振回路７０は、多相インバータ回路の各スイッチング素子の転流動作に同期して共振電流を生成し、転流元のスイッチング素子に共振電流を導入し、当該転流元のスイッチング素子の転流動作をＺＣＳ（零電流スイッチング）およびＺＶＳ（零電圧スイッチング）の状態で行う。

多相インバータ部４０の交流出力は、スイッチング素子の切り換え周波数を高めることで高周波出力を得ることができる。プラズマ発生装置を負荷部とする場合には、電流形インバータ装置は、例えば２００ＫＨzの高周波出力を負荷部に供給する。高周波出力とするために、多相インバータ回路はスイッチング素子を高周波で切り換え動作を行う。このように、高周波の駆動周波数でスイッチング素子を切り換えると、交流出力には高周波リップル成分が含まれる。

多相整流部６０は、多相インバータ部４０の交流出力に含まれる高周波リップル成分が除去する一構成例として、通常の多相整流回路と同様に出力部に直流フィルタ回路を設ける。直流フィルタ回路は、出力端に並列接続した出力コンデンサＣ_ＦＯと直列接続した出力リアクトルＬ_ＦＯによって構成することができる。

電流形インバータ装置１は、上記した直流フィルタ回路に要することなく、多相整流部６０の直流出力を配線が備える配線インダクタンスＬ０を介して出力し、電流形インバータ装置１とプラズマ負荷となるプラズマ発生装置４との間を出力ケーブル３で接続する構成とすることができ、高周波リップル成分を除去する構成として、電流形インバータ装置の寄生インピーダンスを利用することができる。

例えば、多相整流部６０と出力端子との間の配線インピーダンス９０が有するインダクタンス、および電流形インバータ装置１と負荷との間に接続される出力ケーブルに含まれるインダクタンスＬＦＯの容量や、プラズマ負荷の場合にはプラズマ発生装置４の電極容量Ｃ０によって直流フィルタ回路と同様の高周波分を除去するフィルタ回路を構成し、高周波リップル分を低減する。

電流形インバータ装置をプラズマ発生装置への電力供給源とする場合、負荷側のプラズマ発生装置４でアークが発生した時には負荷が短絡したと見なすことができ、電流形インバータ装置側に備える直流フィルタ回路の出力コンデンサＣＦＯからはアークエネルギーＰcが供給される。

このとき、出力コンデンサＣ_ＦＯから出力されるアークエネルギーＰcは以下の式（１）で表すことができる。
Ｐc＝1/2×Ｃ_ＦＯ×Ｖ_Ｏ ^２＋1/2×（Ｌ_ＦＯ＋Ｌ_Ｏ）×Ｉ_Ｏ ^２ …（１）

プラズマ発生装置４のアークエネルギーＰcは、出力１kW当たり１mJ以下が望ましい。これは、通常、インダクタンスＬ_ＦＯ，Ｌ_Ｏは小さな値を示すため、インダクタンスＬ_ＦＯ，Ｌ_Ｏのエネルギー（Ｌ_ＦＯ＋Ｌ_Ｏ）×Ｉ_Ｏ ^２ には１mJ/kWに対して無視することができる。なお、１mJ/kWは出力１kW当たりのmJ単位のエネルギーを表し、出力100kWに対するエネルギーは100mJである。したがって、プラズマ発生装置４のアークエネルギーＰcが１mJ以下である場合には、出力コンデンサＣ_ＦＯ値は、式（１）のＰcを１mJとして得られるＣ_ＦＯの値以上の値を選定することで、アークエネルギーＰcに影響を与えることはない。

したがって、電流形インバータ装置において、直列フィルタ回路に代えて、配線インピーダンスや出力ケーブルやプラズマ発生装置の電極容量の寄生インピーダンスを利用する構成では、出力コンデンサＣ_ＦＯに相当する容量分がアークエネルギーＰcを供給するに十分な大きさを有していれば、高周波リップル成分を除去するとともに、アークエネルギーＰcを供給することができる。

また、高周波リップル分は、多相インバータ回路の駆動周波数を下げると増加する特性がある。そのため、多相インバータ回路の駆動周波数を高めることによって、出力コンデンサＣ_ＦＯおよび出力リアクトルＬ_ＦＯの必要性を低下させることができる。また、多相インバータ回路の駆動周波数を高めることによって、電流形インバータ装置１が内部に保有するエネルギーを抑制することができる。

[電流形インバータ装置の転流動作例]
次に、本発明の電流形インバータ装置における転流動作例について図３，図４を用いて、３相インバータの例に基づいて説明する。

図３は電流形インバータ装置の概略構成図および動作図であり、図４は電流形インバータ装置のスイッチング素子の転流状態を説明するタイミングチャートである。なお、図３において、素子および配線に流れる電流状態を濃淡で示し、導通状態を濃い表示で示し、非導通状態を淡い表示で示している。

図３に示す電流形インバータ装置は、６個のスイッチング素子Ｑ_Ｒ、Ｑ_Ｓ、Ｑ_Ｔ、Ｑ_Ｘ、Ｑ_Ｙ、Ｑ_Ｚをブリッジ接続してなり、スイッチング素子Ｑ_Ｒとスイッチング素子Ｑ_ｘとを直列接続し、スイッチング素子Ｑ_Ｓとスイッチング素子Ｑ_Ｙとを直列接続し、スイッチング素子Ｑ_Ｔとスイッチング素子Ｑ_ｚとを直列接続する。

スイッチング素子Ｑ_Ｒとスイッチング素子Ｑ_ｘの接続点は、インダクタンスＬ_ｍ１を介して３相変圧器５１のＲ相分として接続され、スイッチング素子Ｑ_Ｓとスイッチング素子Ｑ_Ｙの接続点は、インダクタンスＬ_ｍ２を介して３相変圧器５１のＳ相分として接続され、スイッチング素子Ｑ_Ｔとスイッチング素子Ｑ _Ｚ の接続点は、インダクタンスＬ_ｍ３を介して３相変圧器５１のＴ相分として接続される。

また、スイッチング素子Ｑ_Ｒとスイッチング素子Ｑ_ｘの接続点、スイッチング素子Ｑ_Ｓとスイッチング素子Ｑ_Ｙの接続点、およびスイッチング素子Ｑ _Ｔ とスイッチング素子Ｑ_Ｚの接続点はそれぞれ共振回路の各端子に接続され、共振回路から共振電流が供給される。

図４のタイミングチャートは、スイッチング素子Ｑ_Ｒとスイッチング素子Ｑ_Ｓとの間の転流動作例を示している。ここでは、スイッチング素子Ｑ_Ｒを転流元のスイッチング素子とし、スイッチング素子Ｑ_Ｓを転流先のスイッチング素子としている。

本発明の電流形インバータ装置では、転流元のスイッチング素子と転流先のスイッチング素子が共にオン状態となる重なり区間が生成されるように転流動作を制御するとともに、この転流動作に同期して共振回路の共振電流を制御し、転流元のスイッチング素子に供給する。

転流元のスイッチング素子Ｑ_Ｒと転流先のスイッチング素子Ｑ_Ｓとが共にオン状態となる重なり区間の生成は、スイッチング素子Ｑ_Ｓのゲートパルス信号Ｇ_Ｓ（図４（ｂ））が立ち上がるタイミングを、スイッチング素子Ｑ_Ｒのゲートパルス信号Ｇ_Ｒ（図４（ａ））が立ち下がる前とすることによって、スイッチング素子Ｑ_Ｒをオン状態とするゲートパルス信号Ｇ_Ｒ（図４（ａ））とスイッチング素子Ｑ_Ｓをオン状態とするゲートパルス信号Ｇ_Ｓ（図４（ｂ））とを時間的に重ならせることで行う。したがって、スイッチング素子Ｑ_Ｓはスイッチング素子Ｑ_Ｒがオン状態からオフ状態に切り替わる前にオン状態となり、重なり区間内では、スイッチング素子Ｑ_Ｒとスイッチング素子Ｑ_Ｓは共にオン状態となる。

以下、図４中のＡ区間，Ｂ区間，Ｃ区間，およびＤ区間の各区間について説明する。
（Ａ区間）：
図４中のＡ区間はスイッチング素子Ｑ_Ｒがオン状態にあり、スイッチング素子Ｑ_Ｒに電流Ｉ_ＱＲ（図４（ｃ））が流れ、スイッチング素子Ｑ_Ｓの電流Ｉ_ＱＳ（図４（ｄ））は流れない。

図３（ａ）はＡ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。スイッチング素子Ｑ_Ｒの電流Ｉ_ＱＲ（図４（ｃ））はＲ相一次電流Ｉ_Ｒ（図４（ｈ））として３相変圧器５１に供給され、スイッチング素子Ｑ_Ｚを通して戻る。

（Ｂ区間）：
ゲートパルス信号Ｇ_Ｓによってスイッチング素子Ｑ_Ｓがオン状態となり、スイッチング素子Ｑ_Ｓに電流Ｉ_ＱＳ（図４（ｄ））が流れ始める。このとき、スイッチング素子Ｑ_Ｓの電流Ｉ_ＱＳは、共振回路７０，インダクタンスＬ_ｍ１，インダクタンスＬ_ｍ２による時定数で増加するため、スイッチング素子Ｑ_Ｓのオン時点はＺＣＳ（零電流スイッチング）が行われる（図４（ｄ））。

スイッチング素子Ｑ_Ｓの立ち上がり時点に同期して、共振回路７０に共振電流が流れ始める（図４（ｇ））。共振電流はスイッチング素子Ｑ_Ｒに対して逆バイアス方向に流れる。この共振電流は、スイッチング素子Ｑ_Ｒにおいて順方向の電流Ｉ_ＱＲと逆方向であるため、電流Ｉ_ＱＲを相殺して減少する（図４（ｃ））。図４（ｃ）と図４（ｇ）の丸付き符号１は相殺関係にある電流分を示している。

図３（ｂ）はＢ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。スイッチング素子Ｑ_Ｒの順方向電流は共振電流で相殺され、３相変圧器５１には、共振電流の一部による１次電流Ｉ_Ｒ（図４（ｈ））およびスイッチング素子Ｑ_Ｓによる一次電流Ｉ_Ｓ（図４（ｈ））が供給され、スイッチング素子Ｑ_Ｚを通して戻る。

（Ｃ区間）：
Ｂ区間の終了時点では、スイッチング素子Ｑ_Ｒの電流_ＱＲ（図４（ｃ））は共振電流（図４（ｇ））で相殺されて零電流となり、共振電流の余剰分は、スイッチング素子Ｑ_Ｒに並列接続された転流ダイオードＤ_Ｒにダイオード電流Ｉ_ＤＲ（図４（ｅ））として流れ始める。図４（ｅ）と図４（ｇ）の丸付き符号２は対応関係にある電流分を示している。

Ｂ区間に続くＣ区間のはじめの区間では、スイッチング素子Ｑ_Ｒとスイッチング素子Ｑ_Ｓは共にオン状態にある。この区間では、スイッチング素子Ｑ_Ｒの電流Ｉ_ＱＲ（図４（ｃ））は共振電流（図４（ｇ））で相殺され続けて零電流を維持し、スイッチング素子Ｑ_Ｓの電流_ＱＳ（図４（ｄ））は共振電流の増加に伴って増加する。これによって、スイッチング素子Ｑ_Ｒのドレイン・ソース間電圧Ｖ_Ｄ−Ｓは零電圧に保持される（図４（ｆ））。

Ｃ区間において、ゲートパルス信号Ｇ_Ｒの立ち下がりによって転流元のスイッチング素子Ｑ_Ｒがオフ状態となると、スイッチング素子Ｑ_Ｒはオフ状態であるが、スイッチング素子Ｑ_Ｓはオン状態となって、互いに異なるオン・オフ状態となる。この状態では、スイッチング素子Ｑ_Ｒはオフ状態となって電流Ｉ_ＱＲは流れなくなり共振電流による相殺は無くなるが、共振電流は引き続いて転流ダイオードＤ_Ｒを流れる。

したがって、スイッチング素子Ｑ_Ｒに流れる電流Ｉ_ＱＲは、共振電流による零電流状態に続いて、転流元のスイッチング素子Ｑ_Ｒがオフ状態となることによって零電流状態が保持され、転流元のスイッチング素子Ｑ_ＲはＺＣＳ（零電流スイッチング）が実現される。

また、共振電流がスイッチング素子Ｑ_Ｒの転流ダイオードＤ_Ｒに流れることによって、転流元のスイッチング素子Ｑ_ＲはＺＶＳ（零電圧スイッチング）が実現される。このＣ区間は、共振電流が零となる時点で終了する。

図３（ｃ）はＣ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。共振電流は、スイッチング素子Ｑ_Ｒの順方向電流を相殺して零電流とし、転流ダイオードＤ_Ｒに流れることによって零電圧とする。３相変圧器５１には、共振電流の一部による１次電流Ｉ_Ｒおよびスイッチング素子Ｑ_Ｓによる一次電流Ｉ_Ｓが供給され、スイッチング素子Ｑ_Ｚを通して戻る（図４（ｈ））。

（Ｄ区間）：
共振電流が零となった時点で、スイッチング素子Ｑ_Ｒのドレイン・ソース間の電圧Ｖ_ＱＲには直流電圧分が印加される（図４（ｆ））。

図３および図４に示す動作状態では、３相変圧器５１側との間には一次電流としてＲ相の一次電流Ｉ_ＲとＳ相の一次電流Ｉ_Ｓが流れる。区間Ａでは一次電流Ｉ_Ｒとして電流Ｉ_ＱＲが流れ、区間Ｂ，Ｃで一次電流Ｉ_Ｒから一次電流Ｉ_Ｓに転流した後、区間Ｄにおいて一次電流Ｉ_Ｓとして電流Ｉ_ＱＳが流れる。

転流中において一次電流Ｉ_Ｒと一次電流Ｉ_Ｓが共に流れる区間では、一次電流Ｉ_Ｒと一次電流Ｉ_Ｓとは同電流値となり、一方の一次電流が流れるときの半分の電流が流れる。一次電流Ｉ_Ｒと一次電流Ｉ_Ｓが共に流れる区間は、図４（ｈ）では区間Ｃの内で区間Ｄへの切り替えが行われる区間を除く部分である。

図４（ｈ）中の区間Ｂにおいて、一次電流Ｉ_Ｒは中間の電流に向かって減少し、一次電流Ｉ_Ｓは中間の電流に向かって増加する。また、図４（ｈ）中の区間Ｃにおいて、区間Ｄへの切り替え部分では、一次電流Ｉ_Ｒは中間の電流から零電流に向かって減少し、一次電流Ｉ_Ｓは中間の電流から一次電流の全電流に向かって増加する。
上記した電流Ｉ_ＱＲから電流Ｉ_ＱＳの切り替え動作によって、電流形降圧チョッパ部から３相変圧器５１に一次電流が遮断されることなく供給される。

図３（ｄ）はＤ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。共振電流は停止し、３相変圧器５１にはスイッチング素子Ｑ_Ｓによる一次電流Ｉ_Ｓが供給され、スイッチング素子Ｑ_Ｚを通して戻る。

上記転流動作によって、共振回路の共振電流は、重なり区間において、転流元のスイッチング素子に対して逆バイアス方向に供給し、スイッチング素子に逆並列接続された転流ダイオードに対して順バイアス方向に供給することによって、転流元のスイッチング素子を重なり区間において零電流および零電圧とし、転流元のスイッチング素子がオン状態からオフ状態への切り替わる時点における転流動作を零電流および零電圧で行う。

次に、本願発明の電流形インバータ装置および電流形インバータ装置の制御方法の態様について説明する。

本願発明の電流形インバータ装置および電流形インバータ装置の制御方法の態様を図５〜図１１を用いて説明する。図５は本発明のインバータ回路および共振回路の構成例を示し、図６は本発明のインバータ回路スイッチング素子の駆動を説明するタイミングチャートを示し、図７は本発明の共振回路の共振電流を説明するための図を示し、図８は本発明の共振回路を説明するための図を示し、図９は本発明のインバータ制御の重なり区間および共振回路の条件を説明するための図を示し、図１０は本発明のインバータ回路のスイッチング素子の転流状態を説明するための図を示し、図１１〜図１４は本発明のインバータ制御の動作を説明するための図を示している。なお、図１１〜図１４において、素子および配線に流れる電流状態を濃淡で示し、導通状態を濃い表示で示し、非導通状態を淡い表示で示している。

本発明の共振回路は、共振回路の電流供給端が形成する各端子間にそれぞれＬＣ直列回路を備える。各ＬＣ直列回路は、インバータ回路のスイッチング素子間の転流時において、転流先のスイッチング素子から順電流を入力して共振電流を生成し、生成した共振電流を転流元のスイッチング素子の逆バイアス方向に供給する。

図５（ａ）に示すインバータ回路４１は、６個のスイッチング素子Ｑ_Ｒ、Ｑ_Ｓ、Ｑ_Ｔ、Ｑ_Ｘ、Ｑ_Ｙ、Ｑ_Ｚをブリッジ接続してなり、スイッチング素子Ｑ_Ｒとスイッチング素子Ｑ_ｘとを直列接続し、スイッチング素子Ｑ_Ｓとスイッチング素子Ｑ_Ｙとを直列接続し、スイッチング素子Ｑ_Ｔとスイッチング素子Ｑ_ｚとを直列接続する。

スイッチング素子Ｑ_Ｒとスイッチング素子Ｑ_ｘの接続点Ｒは、インダクタンスＬ_ｍ１を介して３相変圧器５１のＲ相分として接続され、スイッチング素子Ｑ_Ｓとスイッチング素子Ｑ_Ｙの接続点Ｓは、インダクタンスＬ_ｍ２を介して３相変圧器５１のＳ相分として接続され、スイッチング素子Ｑ_Ｔとスイッチング素子Ｑ_Ｚ接続点Ｔは、インダクタンスＬ_ｍ３を介して３相変圧器５１のＴ相分として接続される。

共振回路７１は、コンデンサＣ_ＬとリアクタンスＬ_Ｃの直列接続からなる３組の共振回路部を備え、３組の共振回路部の各端部は３つの電流供給端の端子間に接続される。電流供給端の各端子は、スイッチング素子Ｑ_Ｒとスイッチング素子Ｑ_Ｘの接続点Ｒ、スイッチング素子Ｑ_Ｓとスイッチング素子Ｑ_Ｙの接続点Ｓ、およびスイッチング素子Ｑ _Ｔ とスイッチング素子Ｑ_Ｚの接続点Ｔに接続される。

この構成により、スイッチング素子Ｑ_Ｒとスイッチング素子Ｑ_Ｓとの転流時には接続点Ｓから共振回路７１に電流Ｉ_ｃｓが供給され、スイッチング素子Ｑ_Ｓとスイッチング素子Ｑ_Ｔとの転流時には接続点Ｔから共振回路７１に電流Ｉ_ｃＴが供給され、スイッチング素子Ｑ_Ｔとスイッチング素子Ｑ_Ｒとの転流時には接続点Ｒから共振回路７１に電流Ｉ_ｃＲが供給される。

共振回路７１は、転流動作を行う２つのスイッチング素子の内の転流先のスイッチング素子の順方向電流を入力して共振電流を生成する。さらに、共振回路７１は、生成した共振電流を、転流動作を行う２つのスイッチング素子の内の転流元のスイッチング素子の逆バイス方向に供給する。例えば、スイッチング素子Ｑ_Ｒとスイッチング素子Ｑ_Ｓとの間で転流を行う場合には、共振回路７１は、転流先であるスイッチング素子Ｑ_Ｓの順方向電流を入力して共振電流を生成し、生成した共振電流を転流元であるスイッチング素子Ｑ_Ｒの逆バイアス方向に電流を供給する。なお、共振回路７１は、図５（ａ）では、Δ形接続の構成を示しているが、図５（ｂ）に示す星形接続による構成としてもよい。

図６の本発明のインバータ回路のスイッチング素子の駆動を説明するタイミングチャートは、スイッチング素子Ｑ_Ｒ、Ｑ_Ｓ、Ｑ_Ｔ、Ｑ_Ｘ、Ｑ_Ｙ、Ｑ_Ｚを駆動するゲートパルス信号を示している。ここでは３相インバータの例を示しているため、３相インバータの駆動角周波数ω_Ｉの１周期を２πの位相分としたとき、各相のスイッチング素子のオン状態となる区間は（２π／３）の位相分となる。図６では、一周期を、π／６の位相分を一区間とする全１２区間に分割して示している。なお、３相インバータの駆動周波数をｆ_Ｉとしたとき、駆動角周波数ω_Ｉはω_Ｉ＝２π×ｆ_Ｉである。

本願発明では、転流関係にある２つのスイッチング素子間に重なり区間θｔを設けることによって共振回路に共振電流を生成させ、生成した共振電流を転流元の転流元のスイッチング素子に供給して、転流元のスイッチング素子をＺＣＳ（零電流スイッチング）およびＺＶＳ（零電圧スイッチング）で転流動作させ、これによって転流時におけるスイッチング損失を低減する。

（重なり区間θｔ、共振回路の設定）
以下、ＺＣＳ（零電流スイッチング）およびＺＶＳ（零電圧スイッチング）の転流動作に必要な重なり区間θｔについて説明する。

図７はＲ相１次電流Ｉ_Ｒに対する共振電流Ｉ_ＣＬと重なり区間θｔとの関係を示し、図７（ａ）はＲ相１次電流Ｉ_Ｒと共振電流Ｉ_ＣＬとを示し、図７（ｂ）はスイッチング素子Ｑ_Ｒを駆動制御するゲートパルス信号Ｇ_Ｒを示し、図７（ｃ）はスイッチング素子Ｑ_Ｓを駆動制御するゲートパルス信号Ｇ_Ｓを示している。また、図８は共振回路の一構成例を示している。

転流時の重なり区間θｔにおいて、共振回路のコンデンサＣ_ＬとリアクトルＬ_Ｃとを直列接続してなる共振回路で生成される共振電流Ｉ_ＣＬを、共振回路の等価キャパシタンスＣ_ｅと等価リアクトルＬ_ｅを用いると以下の式（２）で表される。
Ｉ_ＣＬ＝Ｉ_ｍａｘ×sinω_ｎｔ …（２）
ここで、共振電流の最大値Ｉ_ｍａｘおよび共振回路の角周波数ω_ｎはそれぞれ以下の式（３）、（４）で表される。
Ｉ_ｍａｘ＝Ｖ_ＲＳ／（Ｌ_ｅ／Ｃ_ｅ）^１／２ …（３）
ω_ｎ＝１／（Ｌ_ｅ×Ｃ_ｅ）^１／２ …（４）

なお、Ｖ_ＲＳ、Ｌ_ｅおよびＣ_ｅは、図８（ａ）で示す共振回路のＲ端子とＳ端子間の電圧および等価リアクトル、等価キャパシタンスである。図８（ｂ）はＲ相からＳ相に転流したときの共振回路の等価回路であり、このときＴ相のＩ_ＣＴ電流は流れないためＬ_ｅおよびＣ_ｅはＲ−Ｓ相間から見た合成インピーダンス回路として扱うことができる。

等価リアクトルＬ_ｅおよび等価キャパシタンスＣ_ｅは、以下の式（５），（６）で表される。
Ｌ_ｅ＝2/3×Ｌ_Ｃ …（５）
Ｃ_ｅ＝3/2×Ｃ_Ｌ …（６）
共振回路の角周波数ω_ｎは、式（４）〜（６）で示されるように共振回路のコンデンサＣ_ＬとリアクトルＬ_Ｃで定まり、共振回路に固有の角周波数である。

図７（ａ）において、共振電流Ｉ_ＣＬが最大ピーク値Ｉ_ｍａｘとなる時間ｔ_Ｐは、ω_ｎ×ｔ_Ｐ＝π／２の関係から以下の式（７）で表される。
ｔ_Ｐ＝π/2 ×1/ω_ｎ＝π/2×（Ｌ_Ｃ×Ｃ_Ｌ）^１／２ …（７）

転流元のスイッチング素子Ｑを転流時において、スイッチング素子Ｑの転流ダイオードＤに電流を導通することによってスイッチング素子のドレイン・ソース間電圧を零電圧として、ＺＶＳ（零電圧スイッチング）とすることができる。１次電流Ｉ_Ｒ分を３相変圧器に供給すると共に転流ダイオードＤに電流を供給するには、式（３）で表される共振電流Ｉ_ＣＬの最大ピーク値Ｉ_ｍａｘは、各相において、Ｉ_ｍａｘ＞Ｉ_Ｒ、Ｉ_ｍａｘ＞Ｉ_Ｓ、Ｉ_ｍａｘ＞Ｉ_Ｔの範囲となるように、共振回路においてコンデンサＣ_ＬとリアクトルＬ_Ｃを選定する。

図７において、重なり区間θｔの最大範囲は共振電流の半周期分πである。重なり区間θｔが共振電流の半周期分πを越えて設定された場合には、重なり区間θｔが終了して転流元のスイッチング素子がオフ状態となった時点において共振電流は既に零に減衰しているため、転流元のスイッチング素子の転流ダイオードを導通させて零電圧状態とすることができない。

したがって、ＺＶＳ（零電圧スイッチング）とするために、重なり区間θｔは共振電流の半周期分π内に設定する。

図９は、重なり区間θｔおよび共振回路のコンデンサＣ_ＬおよびリアクトルＬ_Ｃを設定する際の条件を説明するための図である。図９（ａ），（ｂ）はブリッジ構成において接続関係にあるスイッチング素子Ｑ_ＲとＱ_Ｘのゲートパルス信号のタイミングを示し、図９（ｃ），（ｄ）はブリッジ構成において接続関係にあるスイッチング素子Ｑ_ＳとＱ_Ｙのゲートパルス信号のタイミングを示し、図９（ｇ），（ｈ）はブリッジ構成において接続関係にあるスイッチング素子Ｑ_Ｔとスイッチング素子Ｑ_Ｚのゲートパルス信号のタイミングを示している。また、図９（ｅ）はスイッチング素子Ｑ_Ｒとスイッチング素子Ｑ_Ｓ間に接続される共振回路の共振電流Ｉ_ＣＬを示し、図９（ｆ）はスイッチング素子Ｑ_Ｒに流れる順方向電流Ｉ_ＱＲを示している。

本願発明の電流形インバータ装置において、転流動作、およびＺＣＳ、ＺＶＳのスイッチング動作を行うための条件として、上記した、
（ａ）共振電流Ｉ_ＣＬの最大ピーク値Ｉ_ｍａｘは、各相において、Ｉ_ｍａｘ＞Ｉ_Ｒ、Ｉ_ｍａｘ＞Ｉ_Ｓ、Ｉ_ｍａｘ＞Ｉ_Ｔの範囲である。
（ｂ）重なり区間θｔの最大範囲は共振電流の半周期分πである。
の条件がある。

重なり区間および共振回路に求められる条件として以下の条件（ｃ），（ｄ），（ｅ）がある。この条件（ｃ），（ｄ），（ｅ）は、図９中においてそれぞれ符号Ａ，Ｂ，Ｃで示している。

（ｃ）ブリッジ構成において接続関係にあるスイッチング素子間の短絡を防ぐ条件は、π/３＞θｔである。

重なり区間θｔが長くなると、例えば図９中の符号Ａで示すように、ブリッジ構成において接続関係にあるスイッチング素子Ｑ_Ｒとスイッチング素子Ｑ_Ｘ等のスイッチング素子間が短絡することになる。このスイッチング素子間の短絡を防ぐために、π/３＞θｔ（ω_Ｉ×Ｔ_ｎ）の条件が求められる。なお、Ｔ_ｎは共振電流Ｉ_ＣＬの時間幅、ω_Ｉは３相インバータの駆動角周波数である。

なお、各スイッチング素子においてオン状態となる期間が、時間方向で前後に等しい任意の時間幅で延長させることで重なり区間を形成する場合には、各延長区間はπ/６よりも短いことが条件となる。

（ｄ）共振電流Ｉ_ＣＬが次の共振電流の生成モードに係らないための条件は、（Ｌ_ｃ×Ｃ_Ｌ）^１／２＜１/（３ω_Ｉ）である。ωＩは３相インバータ回路の駆動角周波数である。

図９中の符号Ｂで示すように、スイッチング素子Ｑ_Ｓがオン状態となった後、π／３の後にスイッチング素子Ｑ_Ｘのオン状態となって次の共振電流が流れ始めるため、スイッチング素子Ｑ_Ｓがオンとなることで発生した共振電流Ｉ_ＣＬはπ／３内に終了する必要がある。

共振電流Ｉ_ＣＬの時間幅をＴ_ｎとし３相インバータの駆動角周波数ω_Ｉとすると、共振電流Ｉ_ＣＬがπ／３内である条件は、ω_Ｉ×Ｔ_ｎ＜π／３で表される。

一方、共振回路において共振電流Ｉ_ＣＬの時間幅Ｔ_ｎは半周期πに対応するため、Ｔ_ｎ＝π／ω_ｎの関係がある。なお、ω_ｎは共振回路の角周波数である。

したがって、上記の関係から、共振電流Ｉ_ＣＬがπ／３内である条件である“ω_Ｉ×Ｔ_ｎ＜π／３”を、共振回路のコンデンサＣ_ＬおよびリアクトルＬ_Ｃに求められる条件で表すと、（Ｌ_ｃ×Ｃ_Ｌ）^１／２＜１/（３ω_Ｉ）となる。

（ｅ）重なり区間θｔの間に電流Ｉ _ＱＲ が零に減少するための条件は、図９中の符号Ｃで示すように、sin（θｔ）＞Ｉ_ＱＲ／Ｉ_ｍａｘである。

ＺＣＳ（零電流スイッチング）を実現するには、重なり区間θｔの期間内で転流元のスイッチング素子Ｑ_Ｒの電流Ｉ_ＱＲが零となっている必要があり、電流Ｉ_ＱＲを低減させる共振電流Ｉ_ＣＬは少なくとも重なり区間θｔの最後の時点において電流Ｉ_ＱＲよりも大きい必要があり、Ｉ_ＣＬ＞Ｉ_ＱＲの条件を満たす必要がある。Ｉ_ＣＬ＝Ｉ_ｍａｘsin（θｔ）の関係から、この条件はsin（θｔ）＞Ｉ_ＱＲ／Ｉ_ｍａｘで表される。

次に、図１０のタイミングチャートを用いて、本発明の電流形インバータ装置による転流動作例を説明する。ここでは、図６に示す動作モードにおいて、動作モード４，５，６のスイッチング素子Ｑ_Ｒとスイッチング素子Ｑ_Ｓとの間の転流動作を示している。

スイッチング素子Ｑ_Ｒを転流元のスイッチング素子とし、スイッチング素子Ｑ_Ｓを転流先のスイッチング素子としている。電流形インバータ装置は、転流元のスイッチング素子Ｑ_Ｒと転流先のスイッチング素子Ｑ_Ｓが共にオン状態となる重なり区間が生成されるように転流動作を制御するとともに、転流先のスイッチング素子Ｑ_Ｓがオン状態となったときに流れる順方向電流を共振回路７１に導入することによって、転流動作に同期して共振回路において共振電流を生成させ、生成した共振電流を転流元のスイッチング素子Ｑ_Ｒに供給する。

転流元のスイッチング素子Ｑ_Ｒと転流先のスイッチング素子Ｑ_Ｓとが共にオン状態となる重なり区間は、スイッチング素子Ｑ_Ｓのゲートパルス信号Ｇ_Ｓ（図１０（ｂ））が立ち上がるタイミングから、スイッチング素子Ｑ_Ｒのゲートパルス信号Ｇ_Ｒ（図１０（ａ））が立ち下がるタイミングまでとするものであり、スイッチング素子Ｑ_Ｒをオン状態とするゲートパルス信号Ｇ_Ｒ（図１０（ａ））とスイッチング素子Ｑ_Ｓをオン状態とするゲートパルス信号Ｇ_Ｓ（図１０（ｂ））とを時間的に重ならせることによって重なり区間を形成する。

したがって、スイッチング素子Ｑ_Ｓはスイッチング素子Ｑ_Ｒがオン状態からオフ状態に切り替わる前にオン状態となり、重なり区間θｔ内（動作モード５）では、スイッチング素子Ｑ_Ｒとスイッチング素子Ｑ_Ｓは共にオン状態となる。

以下、図４と同様に、図１０中のＡ区間，Ｂ区間，Ｃ区間，およびＤ区間の各区間について説明する。Ａ区間は動作モード４に対応し、Ｂ区間は動作モード５の一部に対応し、Ｃ区間は動作モード５の残り部分に対応し、Ｄ区間は動作モード６に対応している。

（Ａ区間）：
図１０中のＡ区間はスイッチング素子Ｑ_Ｒがオン状態にあり、スイッチング素子Ｑ_Ｒに電流Ｉ_ＱＲが流れ、スイッチング素子Ｑ_Ｓの電流Ｉ_ＱＳ（図１０（ｃ））は流れない。

図１１はＡ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。スイッチング素子Ｑ_Ｒの電流Ｉ_ＱＲはＲ相一次電流Ｉ_Ｒとして３相変圧器５１に供給され、スイッチング素子Ｑ_Ｚを通して戻る。

（Ｂ区間）：
ゲートパルス信号Ｇ_Ｓによってスイッチング素子Ｑ_Ｓがオン状態となり、スイッチング素子Ｑ_Ｓに電流Ｉ_ＱＳが流れ始める。このとき、スイッチング素子Ｑ_Ｓの電流Ｉ_ＱＳはインダクタンスＬ_ｍ２やＬ_Ｃによる時定数で増加するため、スイッチング素子Ｑ_Ｓのオン時点は（ＺＣＳ）零電流スイッチング）が行われる（図１０（ｄ））。

オン状態のスイッチング素子Ｑ_Ｓに流れる順方向電流Ｉ_ＱＳを共振回路７１に導入することによって、共振回路７１に共振電流Ｉ_ＣＬが生成される（図１０（ｇ））。生成した共振電流Ｉ_ＣＬを転流元のスイッチング素子Ｑ_Ｒに対して逆バイアス方向に導入する。導入された共振電流Ｉ_ＣＬは、スイッチング素子Ｑ_Ｒにおいて順方向の電流Ｉ_ＱＲと逆方向であるため、電流Ｉ_ＱＲを相殺して減少する（図１０（ｃ））。図１０（ｃ）と図１０（ｇ）の丸付き符号１は相殺関係にある電流分を示している。

図１２はＢ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。スイッチング素子Ｑ_Ｓの電流は、端子Ｓを介して共振回路７１内に導入され、コンデンサＣ_ＬとリアクトルＬ_Ｃの直列接続からなる共振回路部によって共振電流Ｉ_ＣＬが生成される。共振電流Ｉ_ＣＬの一部はＲ相の１次電流として３相変圧器５１に供給され、残りの一部は転流元のスイッチング素子Ｑ_Ｒに逆バイアス方向に供給される。

スイッチング素子Ｑ_Ｒの順方向電流は共振電流で相殺され、３相変圧器５１には、共振電流の一部による１次電流Ｉ_Ｒおよびスイッチング素子Ｑ_Ｓによる一次電流Ｉ_Ｓが供給され、スイッチング素子Ｑ_Ｚを通して戻る。

（Ｃ区間）：
スイッチング素子Ｑ_Ｒの電流Ｉ_ＱＲは零電流となる。共振電流の余剰分は、スイッチング素子Ｑ_Ｒに並列接続された転流ダイオードＤ_Ｒに流れる。図１０（ｅ）と図１０（ｇ）の丸付き符号２は対応関係にある電流分を示している。

これによって、スイッチング素子Ｑ_Ｒのドレイン・ソース間電圧は零電圧に保持される（図１０（ｆ））。このＣ区間内において、転流元のスイッチング素子Ｑ_Ｒのゲートパルス信号Ｇ_Ｒが立ち下がった時点で重なり区間が終了する。

転流元のスイッチング素子Ｑ_Ｒのオフ時において、スイッチング素子Ｑ_Ｒに流れる電流Ｉ_ＱＲは、共振電流による零電流状態に続いて、転流元のスイッチング素子Ｑ_Ｒがオフ状態となることによって零電流状態が保持される。したがって、転流元のスイッチング素子Ｑ_ＲはＺＣＳ（零電流スイッチング）が実現される。

また、共振電流がスイッチング素子Ｑ_Ｒの転流ダイオードＤ_Ｒに流れることによって、転流元のスイッチング素子Ｑ_ＲはＺＶＳ（零電圧スイッチング）が実現される。このＣ区間は、共振電流が零となる時点で終了する。

図１３はＣ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。共振電流Ｉ _ＣＬ は、スイッチング素子Ｑ_Ｒの順方向電流を相殺して零電流とし、転流ダイオードＤ_Ｒに流れることによって零電圧とする。３相変圧器５１には、共振電流の一部による１次電流Ｉ_Ｒおよびスイッチング素子Ｑ_Ｓによる一次電流Ｉ_Ｓが供給され、スイッチング素子Ｑ_Ｚを通して戻る。

（Ｄ区間）：
共振電流が零となった時点で、スイッチング素子Ｑ_Ｒのドレイン・ソース間電圧Ｖ_ＱＲには直流電圧分が印加される（図１０（ｆ））。

なお、Ｒ相の１次電流Ｉ_Ｒは、区間Ｂにおいて転流が生じ、区間ＣでＩ_ＲとＩ_Ｓは同電流となり、区間Ｃの終わりの時点でさらに転流が生じ、電流Ｉ_ＱＲから電流Ｉ_ＱＳに切り替わり（図１０（ｈ））、遮断されることなく３相変圧器５１に供給される。

図１４はＤ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。共振電流Ｉ _ＣＬ は停止し、３相変圧器５１にはスイッチング素子Ｑ_Ｓによる一次電流Ｉ_Ｓが供給され、スイッチング素子Ｑ_Ｚを通して戻る。

上記転流動作によって、共振回路の共振電流は、重なり区間において、転流元のスイッチング素子に対して逆バイアス方向に供給し、スイッチング素子に逆並列接続された転流ダイオードに対して順バイアス方向に供給することによって、転流元のスイッチング素子を重なり区間において零電流および零電圧とし、転流元のスイッチング素子がオン状態からオフ状態への切り替わる時点における転流動作を零電流および零電圧で行う。

本願発明のインバータの転流動作において、スイッチング素子間で共にオン状態となる重なり区間の形成において、転流先と転流元のスイッチング素子の駆動タイミングは複数の形態で行うことができる。例えば、転流先のスイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り替えるタイミングを早める形態、転流元のスイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り替えるタイミングを遅らせる形態、および転流先のスイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り替えるタイミングを早めると共に、転流元のスイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り替えるタイミングを遅らせる形態等とすることができる。

なお、上記実施の形態及び変形例における記述は、本発明に係る電流形インバータ装置および電流形インバータ装置の制御方法の一例であり、本発明は各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形することが可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。

本発明の電流形インバータ装置は、プラズマ発生装置に電力を供給する電力源として適用することができる。

１ 電流形インバータ装置
２ 交流電源
３ 出力ケーブル
４ プラズマ発生装置
１０ 整流部
２０ スナバー部
３０ 電流形降圧チョッパ部
４０ 多相インバータ部
４１ インバータ回路
４２ インバータ回路
５０ 多相変圧部
５１ ３相変圧器
６０ 多相整流部
７０ 共振回路
７１ 共振回路
７２ 共振回路
８０ 制御回路部
８１ スイッチング制御部
９０ 配線インピーダンス
１００ 電流形インバータ装置
１０１ 電流形降圧チョッパ回路
１０２ ３相インバータ回路
１０３ ３相変圧器

Claims (10)

1. 直流源を構成する電流形チョッパ部と、前記電流形チョッパ部の直流出力を複数のスイッチング素子の動作により多相の交流電力に変換する多相インバータ部と、前記電流形チョッパ部および前記多相インバータ部を制御する制御部と、前記多相インバータ部のスイッチング素子に共振電流を供給する共振回路を備え、
   前記制御部は、
   前記多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、
   相間で転流を行う転流元のスイッチング素子と転流先のスイッチング素子の駆動タイミングを制御することによって、
   転流元の一方の相のスイッチング素子と転流先の他方の相のスイッチング素子が共にオン状態となる重なり区間を生成すると共に、
   相間で転流を行う転流元および転流先のスイッチング素子において、転流元の一方の相のスイッチング素子、転流先の他方の相のスイッチング素子、および共振回路の閉回路を形成し、
   前記共振回路の共振電流は、前記重なり区間において、転流元のスイッチング素子に対して逆バイアス方向に供給し、および、当該転流元のスイッチング素子に逆並列接続された転流ダイオードに対して順バイアス方向に供給することによって、当該転流元のスイッチング素子を前記重なり区間において零電流および零電圧とし、
   転流元のスイッチング素子がオン状態からオフ状態への切り替わる時点における転流動作を零電流および零電圧で行うことを特徴とする、電流形インバータ装置。
2. 前記共振回路は、前記多相インバータ部が変換する交流電力の相数と同数の電流供給端子を備え、
   前記各電流供給端子は、前記多相インバータ部を形成するスイッチング素子のブリッジ構成において相対するスイッチング素子の各接続端子に接続され、
   前記共振回路は、前記多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、
   転流先のスイッチング素子に接続された電流供給端子から共振回路内に電流を導入し共振電流を生成し、当該共振電流を転流元のスイッチング素子に接続された電流供給端子から前記閉回路に流すことにより、転流元のスイッチング素子に対して当該スイッチング素子の逆バイアス方向に共振電流を供給することを特徴とする、請求項１に記載の電流形インバータ装置。
3. 前記共振回路は、前記電流供給端が形成する各端子間にそれぞれＬＣ直列回路を備え、
   前記多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、
   前記ＬＣ直列回路は、転流先のスイッチング素子の順電流を入力して共振電流を生成し、当該共振電流を転流元のスイッチング素子の逆バイアス方向に供給することを特徴とする、請求項２に記載の電流形インバータ装置。
4. 前記多相インバータ部は直流電力をｎ相の交流電力に変換するインバータであり、
   前記共振回路は、前記共振電流が次にオン状態となる他のスイッチング素子に流れないための条件として、
   前記共振回路を構成するＬＣ直列回路のリアクタンスＬおよびキャパシタンスＣは、ｎ相の多相インバータ部の駆動角周波数ω_Ｉに対して、（Ｌ×Ｃ）^１／２＜１／（ｎ×ω_Ｉ）であることを特徴とする、請求項３に記載の電流形インバータ装置。
5. 前記多相インバータ部は直流電力をｎ相の交流電力に変換するインバータであり、
   前記重なり区間の位相分θtは、
   スイッチング素子間の短絡を防ぐための条件としてπ／２ｎ＞θtを満たし、
   重なり区間内において転送元のスイッチング素子に流れる順方向電流を零に減少させるための条件としてsin（θｔ）＞（多相インバータ部の相電流／共振電流の最大ピーク値）を満たすことを特徴とする、請求項１から４の何れか一つに記載の電流形インバータ装置。
6. 前記共振回路の共振電流の最大ピーク値は、多相インバータ部の各相の相電流値よりも大であることを特徴とする、請求項１から４の何れか一つに記載の電流形インバータ装置。
7. 電流形チョッパ部の直流出力を、多相インバータ部が有する複数のスイッチング素子の動作により多相の交流電力に変換する電流形インバータ装置の制御方法において
   前記多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、
   相間で転流を行う転流元と転流先のスイッチング素子の駆動タイミングを制御することによって、転流元の一方の相のスイッチング素子と転流先の他方の相のスイッチング素子が共にオン状態となる重なり区間を生成すると共に、
   相間で転流を行う転流元および転流先のスイッチング素子において、転流元の一方の相のスイッチング素子、転流先の他方の相のスイッチング素子、および共振回路の閉回路を形成し、
   前記重なり区間において、前記共振電流を、転流元のスイッチング素子に対して逆バイアス方向に供給し、当該転流元のスイッチング素子に逆並列接続された転流ダイオードに対して順バイアス方向に供給することによって、当該転流元のスイッチング素子を前記重なり区間において零電流および零電圧とし、
   転流元のスイッチング素子がオン状態からオフ状態への切り替わる時点における転流動作を零電流および零電圧で行うことを特徴とする、電流形インバータ装置の制御方法。
8. 前記多相インバータ部はスイッチング素子のブリッジ構成と、当該ブリッジ構成において相対するスイッチング素子の接続端子間に接続した共振回路とを備え、
   前記スイッチング素子間の転流時において、転流先のスイッチング素子への電流を前記共振回路に導入して共振電流を生成し、
   前記重なり区間において、当該生成した共振電流を転流元のスイッチング素子に対して当該スイッチング素子の逆バイアス方向に供給することを特徴とする、請求項７に記載の電流形インバータ装置の制御方法。
9. 前記多相インバータ部は直流電力をｎ相の交流電力に変換するインバータであり、
   前記重なり区間の位相分θtは、
   スイッチング素子間の短絡を防ぐための条件としてπ／２ｎ＞θtを満たし、
   重なり区間内において転送元のスイッチング素子に流れる順方向電流を零に減少させるための条件としてsin（θｔ）＞（多相インバータ部の相電流／共振電流の最大ピーク値）を満たすことを特徴とする、請求項７又は８に記載の電流形インバータ装置の制御方法。
10. 前記共振回路の共振電流の最大ピーク値は、多相インバータ部の各相の相電流値よりも大であることを特徴とする、請求項７から９の何れか一つに記載の電流形インバータ装置の制御方法。