CN103477550A - 电流型逆变器装置以及电流型逆变器装置的控制方法 - Google Patents

电流型逆变器装置以及电流型逆变器装置的控制方法 Download PDF

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Abstract

电流型逆变器的开关元件的控制中，不需要特别的控制，为了换流动作而通过通常的开关动作来防止开关元件的开关损失。在电流型逆变器装置的换流动作中，控制开关元件的驱动定时，使得生成换流源的开关元件和换流目标的开关元件都成为接通状态的重叠区间，基于具有该重叠区间的开关元件的控制来控制共振电路，通过共振电路的共振电流来降低开关元件的换流动作时的开关损失。利用具有重叠区间的开关元件的控制来控制共振电路的共振电流的生成，通过由该控制生成的共振电流，在换流时将换流源的开关元件的电流和电压设为零，降低换流动作时的开关损失。

Description

电流型逆变器装置以及电流型逆变器装置的控制方法
技术领域
本发明涉及一种向例如等离子体负载等负载供给电流的电流型逆变器装置、以及电流型逆变器装置的控制方法。
背景技术
电流型逆变器装置具备与直流源连接的直流电抗器、将来自直流电抗器的直流电力变换为交流电力的变换部、对变换部的开关元件进行驱动控制的控制部，如果从负载侧看，则可以作为电流源来处理，因此具有针对负载短路等负载的阻抗变动，向抑制方向对变动产生作用的特征。例如，在等离子体负载的情况下，向维持等离子体的方向产生作用。
电流型逆变器装置，由于即使在负载如上述那样变动的情况下也能够稳定地进行向负载的电流供给的优点，适合于向阻抗根据状况而变化的等离子体负载的电力供给。
例如，在等离子体消弧，等离子体负载向开路状态的方向变动的情况下，电流型逆变器装置的对等离子体负载的电压上升。该电压上升是促使等离子体着火的方向，使得容易着火。相反，在等离子体负载侧产生电弧，等离子体负载向短路状态的方向变动的情况下，电流型逆变器装置向负载供给恒定电流，因此抑制过剩地向等离子体负载供给电流的情况，因此能够降低对等离子体负载的损害。
图15是用于说明电流型逆变器装置的一个结构例子的图。在图15中，电流型逆变器装置100具备电流型降压斩波器电路101、三相逆变器电路102、三相变压器103。电流型降压斩波器电路101对开关元件Q1进行斩波控制，由此对从未图示的交流源和整流电路输入的直流进行降压，通过直流电抗器LF1进行电流平滑，输入到三相逆变器电路102。
进行正交变换的斩波器电路，也可以使用电流型升降压斩波器电路来代替上述的电流降压斩波器电路101。
三相逆变器电路102通过按照预定的定时控制开关元件QR、QS、QT、QX、QY、QZ的点弧、消弧，来在元件间进行换流，向三相变压器103供给交流电力。
电流型逆变器装置存在以下问题，即，在全部开关元件切断通电电流时，通过直流电抗器的电流向开关元件施加过电压，由此有可能产生元件损坏，另外，在换流时在开关元件中产生电流、电压，由此产生元件损坏。
为了防止这样的负载短路事故造成的开关元件的损坏，已知检测负载电流来求出通电期间并在该通电期间内控制开关元件的技术、检测流过开关元件的电流并根据检测电流控制开关元件的技术（参照专利文献1）。
除此以外，针对因电流切断造成的电涌电压的产生、开关损失的问题，已知以下技术，即在负载电压的过零点求出换流源的开关元件的电流成为零的电流重叠时间，在比负载电压的过零点提早了求出的电流重叠时间的时刻使换流目标的开关元件开始换流（参照专利文献2）。
图16和图17是用于说明在图15的电路动作中换流时的开关损失的图。图16表示出换流源和换流目标的开关元件的接通状态不重叠而换流的情况。在该例子中，将开关元件QR设为换流源，将开关元件QS设为换流目标，分别根据选通脉冲信号GR和GS成为接通状态（图16（a）、（b））。选通脉冲信号GR的下降沿和选通脉冲信号GS的上升沿一致，因此开关元件之间不重叠而进行换流。在此，流过换流源的开关元件QR的电流IQR和电压VQR（开关元件的漏-源间电压）如图16（c）、（e）所示那样，在关断时由于布线电感、元件电容、负载电感等的影响而使时间常数变化。因此，在换流时不为ZCS和ZVS而产生开关损失。另外，产生电涌电压，会造成开关元件的损坏。
另外，即使在设置了在换流时换流源和换流目标的开关元件的接通状态重叠的重叠区间的情况下，如图17（c）、（e）所示那样，在换流时也不为ZCS和ZVS，因此产生开关损失。
另外，作为降低开关损失的软开关逆变器，已知共振型逆变器。
共振型逆变器将换流二极管和共振用电容器与开关元件并联连接，由该共振用电容器、共振用电感、以及与共振电路连接的开关元件构成共振电路。通过共振电路的共振电流造成的共振用电容器的充放电和换流二极管的导通，来实现开关元件的ZVS（零电压开关）、ZCS（零电流开关）（例如专利文献2）。
另外，共振电路是将共振用电容器与开关元件并联连接的结构，因此存在由于电容器而使电容增加的问题。为了解决该问题，提出了通过由辅助开关元件构成的辅助电路形成共振电路的结构（专利文献3）。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：特开平8-298777号公报
专利文献2：特开2002-325464号公报
专利文献3：特开2004-23881号公报
发明内容
发明要解决的课题
在以前提出的电流型逆变器中，为了控制开关元件的驱动时期来防止开关损失、元件损坏，例如必须检测负载电流、开关元件的电流。另外，在通过检测换流源的开关元件的电流成为零的电流重叠时间来控制开关元件的结构中，为了检测电流重叠时间，也必须检测负载电流和负载电压。
因此，在任意一个结构中都必须设置检测电流、电压的检测器，除此以外，还存在以下的问题，即在控制通常的开关元件的动作的控制电路以外，还必须准备根据检测电流、检测电压形成控制开关元件的控制信号的控制电路。
另外，在共振型逆变器的情况下存在以下问题，即除了必须将共振电容器与开关元件并联连接以外，还必须在控制通常的开关元件的动作的控制电路以外，准备形成用于共振电路用的开关元件的控制信号的控制电路。
因此，在现有已知的电流型逆变器装置中存在以下的问题，即除了控制为了换流动作而通常进行的开关动作以外，还必须为了防止开关损失、元件损坏而控制开关元件，并且存在以下的问题，即除了控制在通常的换流动作中进行的开关元件的动作的控制电路以外，还需要为了防止开关损失、元件损坏而控制开关元件的控制电路。
本发明的目的在于：解决上述的现有的问题点，在电流型逆变器的开关元件的控制中不需要特别的控制，为了换流动作通过通常的开关动作来防止开关元件的开关损失。
用于解决课题的手段
本发明在电流型逆变器装置的换流动作中，在换流源的开关元件和换流目标的开关元件都成为接通状态的换流的重叠区间的生成中，设置预先设定了重叠的时间宽度（相位宽度）的固定的换流的重叠区间，使得能够得到对负载电流的变动充分的重叠时间。在此，固定是指换流的重叠区间的时间宽度（相位宽度）是与负载电流的变动无关地设定的宽度。换流的重叠区间的设定，控制开关元件的驱动定时。通过开关元件的换流的重叠区间中的驱动定时控制来控制共振电路，通过共振电路的共振电流来降低开关元件的换流动作时的开关损失。
根据本发明的电流型逆变器装置和逆变器控制，只改变换流时的开关元件的驱动定时，在换流源和换流目标的开关元件都成为接通状态的换流的重叠区间的生成中，即使在负载电流变动的情况下，也预先设定为充分地得到重叠时间宽度（相位量），并且通过换流的重叠区间中的开关元件的控制而在共振电路中流过共振电流，通过共振电流来降低开关损失。
通过使用该换流的重叠区间中的共振电流，除了如目前已知的电流型逆变器装置那样为了换流动作而通常进行的开关动作控制以外，不需要用于防止开关损失的开关元件的控制，另外，除了控制在通常的换流动作中进行的开关元件的动作的控制电路以外，不需要用于防止开关损失的控制电路。
本申请发明不是简单地通过生成换流源和换流目标的开关元件都成为接通状态的重叠区间来降低开关元件的开关损失，而是利用具有重叠区间的开关元件的控制，控制共振电路的共振电流的生成，通过由该控制生成的共振电流，在换流时将换流源的开关元件的电流和电压设为零，降低换流动作时的开关损失。
本申请发明具备电流型逆变器装置的形式和电流型逆变器装置的控制方法的形式。
[电流型逆变器装置的形式]
本申请发明的电流型逆变器装置具备：构成直流源的电流型斩波器部；通过多个开关元件的动作将电流型斩波器部的直流输出变换为多相的交流电力的多相逆变器部；控制电流斩波器部和多相逆变器部的控制部；向多相逆变器部的开关元件供给共振电流的共振电路。
控制部在多相逆变器部的开关元件间的换流时，控制换流源和换流目标的开关元件的驱动定时。通过控制该开关元件的驱动定时，来生成换流目标的开关元件和换流源的开关元件都成为接通状态的重叠区间，并且控制共振电路的共振电流。
共振电路的共振电流，在重叠区间中对换流源的开关元件向反向偏压方向供给，对与开关元件反并联连接的换流二极管向正向偏压方向供给。通过向开关元件和换流二极管供给该共振电流，在重叠区间中将换流源的开关元件设为零电流和零电压，在零电流和零电压下进行换流源的开关元件从接通状态向关断状态切换的时刻的换流动作。
本申请发明的电流型逆变器装置和控制方法不限于将直流电力变换为三相的交流电力的三相逆变器，也能够应用于将直流电力变换为二相以上的任意多相的交流电力的多相逆变器。
本申请发明的共振电路，将换流目标的开关元件的输出作为共振电流的供给源，在重叠区间中，在换流源的开关元件成为关断状态之前，将换流目标的开关元件设为接通状态，由此将流过换流目标的开关元件的正向电流导入到共振电路，生成共振电流。
本发明的共振电路具备：与多相逆变器部变换的交流电力的相数相同数量的电流供给端子。将各电流供给端子与在形成多相逆变器部的开关元件的桥结构中相对的开关元件的各连接端子连接。
在多相逆变器部的开关元件间的换流时，从与换流目标的开关元件连接的电流供给端子向共振电路内导入电流，生成共振电流。在共振电路中生成的共振电流从与换流源的开关元件连接的电流供给端子向换流源的开关元件供给。从共振电路向换流源的开关元件供给的电流，向换流源的开关元件的反向偏压方向导入到开关元件。
导入到换流源的开关元件的共振电流与流过换流源的开关元件的正向电流是反方向，因此抵消正向电流，将流过换流源的开关元件的电流设为零电流。
进而，共振电流流过转送二极管，由此将换流源的开关元件的电压设为零电压。该换流源的开关元件的零电流状态和零电压状态在重叠区间中持续，在零电流状态和零电压状态下进行换流源的开关元件从接通状态向关断状态的切换，进行基于ZCS和ZVS的换流。
本申请发明的共振电路的电路结构例如可以构成为在电流供给端形成的各端子之间分别具备LC串联电路。LC串联电路在多相逆变器部的开关元件间的换流时，输入换流目标的开关元件的正向电流来形成共振电流，向换流源的开关元件的反向偏压方向供给所生成的共振电流。
在本申请发明的多相逆变器部将直流电力变换为n相的交流电力的情况下，共振电路为了在下一个成为接通状态的其他开关元件中不流过共振电流，构成共振电路的LC串联电路的电抗L和电容C满足（L×C）1/2>π/n的条件。在多相逆变器部是三相逆变器电路的情况下，LC串联电路的电抗L和电容C应该满足的条件是（L×C）1/2>π/3。
在电抗L和电容C满足该条件的情况下，在下一个开关元件成为接通状态之前衰减相当于共振电流的半波长的相位量，能够防止共振电流的影响。
另外，在本申请发明的多相逆变器部将直流电力变换为n相的交流电力的情况下，作为用于防止开关元件间的短路的条件，重叠区间的相位量θt满足π/2n>θt。
通过重叠区间的相位量θt满足π/2n>θt，能够防止在逆变器的桥结构中在直流电力的上下间相对的2个开关元件间的短路。在多相逆变器是三相逆变器的情况下，重叠区间的相位量θt应该满足的条件是π/6>θt。
另外，作为用于使在重叠区间内流过换流源的开关元件的正向电流减少为零的条件，满足sin（θt）>（多相逆变器部的相电流/共振电流的最大峰值）。
通过满足该条件，能够将在重叠区间内流过换流源的开关元件的正向的电流设为零。
根据sin（θt）>（多相逆变器部的相电流/共振电流的最大峰值）的条件，将共振电路的共振电流的最大峰值设定为比多相逆变器部的各相的相电流值大。
[电流型逆变器装置的控制方法的形式]
本申请发明的电流型逆变器装置的控制方法，是通过多相逆变器部所具有的多个开关元件的动作将电流型斩波器部的直流输出变换为多相的交流电力的电流型逆变器装置的控制方法。在多相逆变器部的开关元件间的换流时，通过控制换流目标和换流源的开关元件的驱动定时，来生成换流目标的开关元件和换流源的开关元件都成为接通状态的重叠区间，并且控制共振电流。
在重叠区间中，对换流源的开关元件向反向偏压方向供给共振电流，向与该开关元件反并联连接的换流二极管向正向偏压方向供给共振电流。通过该电流供给，在重叠区间中将换流源的开关元件设为零电流和零电压，在零电流和零电压下进行换流源的开关元件从接通状态向关断状态切换的时刻的换流动作。
多相逆变器部具备开关元件的桥结构、在桥结构中相对的开关元件的连接端子之间连接的共振电路。在开关元件间的换流时，将向换流目标的开关元件的电流导入到上述共振电路，生成共振电流，将在重叠区间中生成的共振电流对换流源的开关元件向该开关元件的反向偏压方向供给。
在多相逆变器部是将直流电力变换为n相的交流电力的逆变器时，作为用于防止开关元件间的短路的条件，重叠区间的相位量θt满足的条件是π/2n>θt。在多相逆变器部是三相逆变器电路的情况下，重叠区间的相位量θt所满足的条件是π/6>θt。
另外，用于使在重叠区间内流过转送元的开关元件的正向电流减少为零的条件是sin（θt）>（多相逆变器部的相电流/共振电流的最大峰值）。
通过满足该条件，能够将在重叠区间内流过换流源的开关元件的正向的电流设为零。
根据sin（θt）>（多相逆变器部的相电流/共振电流的最大峰值）的条件，将共振电路的共振电流的最大峰值设定为比多相逆变器部的各相的相电流值大。
发明效果
如以上说明的那样，根据本发明的电流型逆变器装置和电流型逆变器装置的控制方法，在电流型逆变器的开关元件的控制中不需要特别的控制，为了换流动作通过通常的开关动作就能够防止开关损失。
附图说明
图1是用于说明本发明的电流型逆变器装置的结构例子的图。
图2是用于说明本发明的电流型逆变器装置的其他结构例子的图。
图3是本发明的电流型逆变器装置的概要结构图和动作图。
图4是用于说明本发明的电流型逆变器装置的开关元件的换流状态的时序图。
图5是用于说明本发明的逆变器电路和共振电路的结构例子的图。
图6是用于说明本发明的开关元件的驱动的时序图。
图7是用于说明本发明的共振电流的图。
图8是用于说明本发明的共振电路的图。
图9是用于说明本发明的重叠区间和共振电路的条件的图。
图10是用于说明本发明的开关元件的换流状态的图。
图11是用于说明本发明的逆变器电路和共振电路的动作的图。
图12是用于说明本发明的逆变器电路和共振电路的动作的图。
图13是用于说明本发明的逆变器电路和共振电路的动作的图。
图14是用于说明本发明的逆变器电路和共振电路的动作的图。
图15是用于说明电流型逆变器装置的一个结构例子的图。
图16是用于说明在逆变器中换流时的开关损失的图。
图17是用于说明在逆变器中换流时的开关损失的图。
具体实施方式
以下，参照附图详细说明本发明的实施方式。以下，对于本发明的电流型逆变器装置和电流型逆变器装置的控制方法，使用图1、图2说明电流型逆变器装置的结构例子，使用图3、图4说明电流型逆变器装置的控制例子。另外，使用图5～图13说明本发明的逆变器电路和共振电路。在此，作为多相逆变器以三相逆变器为例子来表示。
[电流型逆变器装置的结构例子]
首先，使用图1、图2说明本发明的电流型逆变器装置的结构例子。
图1所示的本发明的电流型逆变器装置1具备对交流电源2的交流电力进行整流的整流部10、构成抑制过渡地产生的高电压的保护电路的缓冲电路（Snubber）20、将从整流部10输入的直流电力的电压变换为预定电压而输出直流电流的电流型降压斩波器部30、将电流型降压斩波器部30的直流输出变换为多相的交流输出的多相逆变器部40、将多相逆变器部40的交流输出变换为预定电压的多相变压部50、将多相变压部50的交流变换为直流的多相整流部60。
进行正交变换的斩波器部，也可以使用电流型升降压斩波器部来代替上述的电流型降压斩波器部30。
电流型降压斩波器部30具备开关元件Q1、二极管D1和直流电抗器LF1。开关元件Q1通过对由整流部10整流后的直流电压进行斩波控制来降压。直流电抗器LF1对斩波控制后的直流进行电流平滑，输入到多相逆变器部40。
控制电路部80输入电流型降压斩波器部30的斩波电流、电流型逆变器装置1的输出电压的检测值，对开关元件Q1进行斩波控制使得成为预定电流和预定的输出电压。
图2所示的本发明的电流型逆变器装置1是将电流型降压斩波器部30设为其他结构例子的例子。图2所示的电流型降压斩波器部30是将输出电容器CF1与输出端并联连接的结构。
在图2所示的结构中，设置在通常的电流型降压斩波器中没有设置的输出电容器。通过构成为将输出电容器CF1与电流型降压斩波器部30的输出端连接，能够吸收在多相逆变器部40的开关元件间进行换流动作时产生的电涌电压、与各开关元件串联连接的电感的能量，保护开关元件。
此外，将输出电容器CF1的值设定为根据该基于输出电容器和布线电感的时间常数，电流的延迟不对逆变器动作的换流产生影响的程度。
多相逆变器部40具备对与相数对应的开关元件进行桥连接而构成的多相逆变器电路。例如在三相的情况下，三相逆变器电路由6个开关元件构成。开关元件例如可以使用IGBT、MOSFET等半导体开关元件。多相逆变器电路的各开关元件根据开关控制部81的控制信号进行开关动作，将直流电力变换为交流电力而输出。
多相逆变器部40具备共振电路70，将通过该共振电路70生成的共振电流导入到多相逆变器电路的换流状态的开关元件，在零电流和零电压的状态下进行该开关元件的换流。本发明的共振电路70与多相逆变器电路的各开关元件的换流动作同步地生成共振电流，将共振电流导入到换流源的开关元件，在ZCS（零电流开关）和ZVS（零电压开关）的状态下进行该换流源的开关元件的换流动作。
多相逆变器部40的交流输出，通过提高开关元件的切换频率能够得到高频输出。在将等离子体产生装置设为负载部的情况下，电流型逆变器装置向负载部供给例如200KHz的高频输出。为了成为高频输出，多相逆变器电路以高频对开关元件进行切换动作。如果这样以高频的驱动频率切换开关元件，则在交流输出中包含高频脉动成分。
作为除去包含在多相逆变器部40的交流输出中的高频脉动成分的一个结构例子，与通常的多相整流电路同样地，多相整流部60在输出部设置直流滤波电路。直流滤波电路可以由与输出端并联连接的输出电容器CFO和串联连接的电抗器LFO构成。
电流型逆变器装置1不需要上述的串联滤波电路，可以构成为经由布线所具备的布线电感L0输出多相整流部60的直流输出，通过输出电缆3将电流型逆变器装置1和成为等离子体负载的等离子体产生装置4之间连接起来，作为除去高频脉动成分的结构，可以利用电流型逆变器装置的寄生阻抗。
例如，由在多相整流部60和输出端子之间的布线阻抗90所具有的电感、连接在电流型逆变器装置1和负载之间的输出电缆所包含的电感LFO、等离子体负载的情况下，由等离子体产生装置4的电极电容C0构成与串联滤波电路同样的除去高频成分的滤波电路，降低高频脉冲成分。
在将电流型逆变器装置设为向等离子体产生装置的电力供给源的情况下，在负载侧的等离子体产生装置4中产生电弧时可以看作负载短路，从电流型逆变器装置侧所具备的串联滤波电路的输出电容器CFO供给电弧能量PC。
这时，可以用以下的式（1）表示从输出电容器CFO输出的电弧能量PC。
PC＝1/2×CFO×VO 2+1/2×(LFO+LO)×IO 2…(1)
理想的是等离子体产生装置4的电弧能量PC是每输出1kW为1mJ以下。对此，电感LFO、LO通常表示小的值，因此相对于1mJ/kW，能够无视电感LFO、LO的能量（LFO+LO）×IO 2。此外，1mJ/kW表示每输出1kW的mJ单位的能量，与输出100kW对应的能量是100mJ。因此，在等离子体产生装置4的电弧能量PC是1mJ以下的情况下，输出电容器CFO的值选定能够将式（1）的PC设为1mJ所得到的CFO的值以上的值，由此不对电弧能量PC产生影响。
因此，在电流型逆变器装置中，在代替串联滤波电路而利用布线阻抗、输出电缆、等离子体产生装置的电极电容的寄生阻抗的结构中，如果相当于输出电容器CFO的电容量具有对供给电弧能量PC来说足够的大小，则能够除去高频脉动成分，并且供给电弧能量PC。
另外，高频脉动成分具有在多相逆变器电路的驱动频率降低时增加的特性。因此，通过提高多相逆变器电路的驱动频率，能够降低输出电容器CFO和输出电抗器LFO的必要性。另外，通过提高多相逆变器电路的驱动频率，能够抑制电流型逆变器装置1内部所保有的能量。
[电流型逆变器装置的换流动作例子]
接着，使用图3、图4说明本发明的电流型逆变器装置的换流动作例子，基于三相逆变器的例子进行说明。
图3是电流型逆变器装置的概要结构图和动作图，图4是说明电流型逆变器装置的开关元件的换流状态的时序图。此外，在图3中，通过浓淡表示出流过元件和布线的电流状态，用浓的显示表示导通状态，用淡的显示表示非导通状态。
图3所示的电流型逆变器装置将6个开关元件QR、QS、QT、QX、QY、QZ进行桥连接，将开关元件QR和开关元件QX串联连接，将开关元件QS和开关元件QY串联连接，将开关元件QT和开关元件QZ串联连接。
开关元件QR和开关元件QX的连接点经由电感Lm1被作为三相变压器51的R相成分来连接，开关元件QS和开关元件QY的连接点经由电感Lm2被作为三相变压器51的S相成分来连接，开关元件QT和开关元件QYZ的连接点经由电感Lm3被作为三相变压器51的T相成分来连接。
另外，开关元件QR和开关元件QX的连接点、开关元件QS和开关元件QY的连接点、开关元件QST和开关元件QZ的连接点分别与共振电路的各端子连接，被从共振电路供给共振电流。
图4的时序图表示开关元件QR和开关元件QS之间的换流动作例子。在此，将开关元件QR设为换流源的开关元件，将开关元件QS设为换流目标的开关元件。
在本发明的电流型逆变器装置中，控制换流动作使得生成换流源的开关元件和换流目标的开关元件都成为接通状态的重叠区间，并且与该换流动作同步地控制共振电路的共振电流，向换流源的开关元件供给。
通过将开关元件QS的选通脉冲信号GS（图4（b））的上升沿定时设为开关元件QR的选通脉冲信号GR（图4（a））下降沿之前，使将开关元件QR设为接通状态的选通脉冲信号GR（图4（a））和将开关元件QS设为接通状态的选通脉冲信号GS（图4（b））在时间上重叠，来生成换流源的开关元件QR和换流目标的开关元件QS都成为接通状态的重叠区间。因此，开关元件QS在开关元件QR从接通状态切换为关断状态之前成为接通状态，在重叠区间内开关元件QR和开关元件QS都成为接通状态。
以下，说明图4中的A区间、B区间、C区间、D区间的各区间。
（A区间）：
在图4中的A区间中，开关元件QR处于接通状态，在开关元件QR中流过电流IQR（图4（c）），不流过开关元件QS的电流IQS（图4（d））。
图3（a）表示出A区间的开关元件的动作状态和电流状态。开关元件QR的电流IQR（图4（c））作为R相初级电流IR（图4（h））供给到三相变压器51，通过开关元件QZ而返回。
（B区间）：
由于选通脉冲信号GS开关元件QS成为接通状态，在开关元件QS中开始流过电流IQS（图4（d））。这时，开关元件QS的电流IQS按照基于共振部70、电感Lm1、电感Lm2的时间常数而增加，因此在开关元件QS的接通时刻进行ZCS（零电流开关）（图4（d））。
与开关元件QS的上升沿时刻同步地在共振电路70中开始流过共振电流（图4（g））。共振电流向反向偏压方向流向开关元件QR。该共振电流在开关元件QR中与正向电流IQR为反方向，因此抵消并减少电流IQR（图4（c））。图4（c）和图4（g）的带圆圈的符号1表示处于抵消关系的电流成分。
图3（b）表示出B区间的开关元件的动作状态和电流状态。开关元件QR的正向电流被共振电流抵消，向三相变压器51供给基于共振电流的一部分的初级电流IR（图4（h））和基于开关元件QS的初级电流IS（图4（h）），通过开关元件QZ而返回。
（C区间）：
在B区间的结束时刻，开关元件QR的电流QR（图4（c））被共振电流（图4（g））抵消而成为零电流，共振电流的剩余成分作为二极管电流IDR（图4（e））开始在与开关元件QR并联连接的换流二极管DR中流过。图4（e）和图4（g）的带圆圈的符号2表示处于对应关系的电流成分。
在接着B区间的C区间的开始区间中，开关元件QR和开关元件QS都成为接通状态。在该区间中，开关元件QR的电流IQR（图4（c））继续被共振电流（图4（g））抵消而维持零电流，开关元件QS的电流QS（图4（d））伴随着共振电流的增加而增加。由此，开关元件QR的漏-源间电压VD-S保持为零电压（图4（f））。
在C区间中，如果由于选通脉冲信号GR的下降沿，换流源的开关元件QR成为关断状态，则开关元件QR是关断状态，但开关元件QS为接通状态，成为相互不同的开/关状态。在该状态下，开关元件QR成为关断状态，不流过电流IQR，没有共振电流的抵消，但共振电流继续流过换流二极管DR。
因此，流过开关元件QR的电流IQR，接着基于共振电流的零电流状态，换流源的开关元件QR成为关断状态，由此保持零电流状态，换流源的开关元件QR实现ZCS（零电流开关）。
另外，在开关元件QR的换流二极管DR中流过共振电流，由此换流源的开关元件QR实现ZVS（零电压开关）。该C区间在共振电流成为零的时刻结束。
图3（c）表示C区间的开关元件的动作状态和电流状态。共振电流抵消开关元件QR的正向电流而成为零电流，流过换流二极管DR，由此成为零电压。向三相变压器51供给基于共振电流的一部分的初级电流IR和基于开关元件QS的初级电流IS，通过开关元件QZ而返回（图4（h））。
（D区间）：
在共振电流成为零的时刻，向开关元件QR的漏-源间的电压VQR施加直流电压成分（图4（f））。
在图3和图4所示的动作状态下，在与三相变压器51侧之间，作为初级电流流过R相的初级电流IR和S相的初级电流IS。在区间A中，作为初级电流IR流过电流IQR，在区间B、C中，在从初级电流IR换流为初级电流IS后，在区间D中，作为初级电流IS流过电流IQS。
在换流中初级电流IR和初级电流IS都流过的区间中，初级电流IR和初级电流IS为相同电流值，流过当一方的初级电流流过时的一半的电流。初级电流IR和初级电流IS都流过的区间在图4（h）中是在区间C内除了向区间D切换的区间的部分。
在图4（h）中的区间B中，初级电流IR向中间的电流减少，初级电流IS向中间的电流增加。另外，在图4（h）中的区间C中，向区间D的切换部分中，初级电流IR从中间的电流向零电流减少，初级电流IS从中间的电流向初级电流的全电流增加。
通过上述的从电流IQR向电流IQS的切换动作，不切断地从电流型降压斩波器部向三相变压器51供给初级电流。
图3（d）表示出D区间的开关元件的动作状态和电流状态。共振电流停止，向三相变压器51供给基于开关元件QS的初级电流IS，通过开关元件QZ而返回。
通过上述换流动作，共振电路的共振电流在重叠区间中向反向偏压方向供给到换流源的开关元件，向正向偏压方向供给到与开关元件反并联连接的换流二极管，由此，在重叠区间中将换流源的开关元件设为零电流和零电压，在零电流和零电压下进行换流源的开关元件从接通状态向关断状态的切换的时刻的换流动作。
接着，说明本申请发明的电流型逆变器装置和电流型逆变器装置的控制方法的形式。
使用图5～图11说明本申请发明的电流型逆变器装置和电流型逆变器装置的控制方法的形式。图5表示本发明的逆变器电路和共振电路的结构例子，图6表示用于说明本发明的逆变器电路开关元件的驱动的时序图，图7表示用于说明本发明的共振电路的共振电流的图，图8表示用于说明本发明的共振电路的图，图9表示用于说明本发明的逆变器控制的重叠区间和共振电路的条件的图，图10表示用于说明本发明的逆变器电路的开关元件的换流状态的图，图11～图14表示用于说明本发明的逆变器控制的动作的图。此外，在图11～图14中，通过浓淡表示出流过元件和布线的电流状态，用浓的显示表示导通状态，用淡的显示表示非导通状态。
本发明的共振电路在共振电路的电流供给端所形成的各端子之间分别具备LC串联电路。各LC串联电路在逆变器电路的开关元件间的换流时，从换流目标的开关元件输入正向电流来生成共振电流，向换流源的开关元件的反向偏压方向供给所生成的共振电流。
图5（a）所示的逆变器电路41将6个开关元件QR、QS、QT、QX、QY、QZ进行桥连接而构成，将开关元件QR和开关元件QX串联连接，将开关元件QS和开关元件QY串联连接，将开关元件QT和开关元件QZ串联连接。
开关元件QR和开关元件QX的连接点R经由电感Lm1被作为三相变压器51的R相成分来连接，开关元件QS和开关元件QY的连接点S经由电感Lm2被作为三相变压器51的S相成分来连接，开关元件QT和开关元件QZ的连接点T经由电感Lm3被作为三相变压器51的T相成分来连接。
共振电路71具备由电容器CL和电抗器LC的串联连接构成的3组共振电路部，3组共振电路部的各端部被连接到3个电流供给端的端子间。电流供给端的各端子与开关元件QR和开关元件QX的连接点R、开关元件QS和开关元件QY的连接点S、开关元件QST和开关元件QZ的连接点T连接。
通过该结构，在开关元件QR和开关元件QS的换流时从连接点S向共振电路71供给电流IcS，在开关元件QS和开关元件QT的换流时从连接点T向共振电路71供给电流IcT，在开关元件QT和开关元件QR的换流时从连接点R向共振电路71供给电流IcR。
共振电路71输入进行换流动作的2个开关元件中的换流目标的开关元件的正向电流来生成共振电流。进而，共振电路71向进行换流动作的2个开关元件中的换流源的开关元件的反向偏压方向供给所生成的共振电流。例如在开关元件QR和开关元件QS之间进行换流的情况下，共振电路71输入作为换流目标的开关元件QS的正向电流，生成共振电流，向作为换流源的开关元件QR的反向偏压方向供给所生成的共振电流。此外，共振电路71在图5（a）中表示出Δ形连接的结构，但也可以是图5（b）所示的星形连接的结构。
图6的说明本发明的逆变器电路的开关元件的驱动的时序图表示出驱动开关元件QR、QS、QT、QX、QY、QZ的选通脉冲信号。在此，表示三相逆变器的例子，因此在设三相逆变器的驱动角频率ωI的1个周期为2π的相位量时，各相的开关元件成为接通状态的区间为（2π/3）的相位量。在图6中，将1个周期分割为将π/6的相位量作为一个区间的全部12个区间而表示。此外，在设三相逆变器的驱动频率为fI时，角驱动角频率ωI是ωI=2π×fI。
在本申请发明中，在处于换流关系的2个开关元件之间设置重叠区间θt，由此使共振电路生成共振电流，将生成的共振电流供给到换流源的开关元件，使换流源的开关元件以ZCS（零电流开关）和ZVS（零电压开关）进行换流动作，由此降低换流时的开关损失。
（重叠区间θt、共振电路的设定）
以下，说明ZCS（零电流开关）和ZVS（零电压开关）的换流动作所需要的重叠区间θt。
图7表示与R相初级电流IR对应的共振电流ICL和重叠区间θt的关系，图7（a）表示R相初级电流IR和共振电流ICL，图7（b）表示对开关元件QR进行驱动控制的选通脉冲信号GR，图7（c）表示对开关元件QS进行驱动控制的选通脉冲信号GS。另外，图8表示共振电路的一个结构例子。
在换流时的重叠区间θt中，如果使用共振电路的等价电容Ce和等价电抗Le，则用以下的式（2）表示通过将共振电路的电容器CL和电抗器LC串联连接所得的共振电路生成的共振电流LCL。
ICL＝Imax×sinωnt...(2)
在此，分别用以下的式（3）、（4）表示共振电流的最大值Imax和共振电路的角频率ωn。
Imax＝VRＳ/(Le/Ce)1/2...(3)
ωn＝1/(Le×Ce)1/2...(4)
此外，VRS、Le和Ce是图8（a）所示的共振电路的R端子和S端子之间的电压和等价电抗、等价电容。图8（b）是从R相换流为S相时的共振电路的等价电路，这时，不流过T相的ICT电流，因此可以将Le和Ce作为从R-S相间看的合成阻抗电路来处理。
用以下的式（5）、（6）来表示等价电抗Le和等价电容Ce。
Le＝2/3×LC...(5)
Ce＝3/2×CL...(6)
共振电路的角频率ωn如式（4）～（6）所示那样由共振电路的电容CL和电抗Lc决定，是共振电路固有的角频率。
在图7（a）中，根据ωn×tP=π/2的关系，用以下的式（7）表示共振电流LCL为最大峰值Imax的时间tP。
tP＝π/2×1/ωn＝π/2×(LC×CL)1/2...(7)
在对换流源的开关元件Q进行换流时，通过在开关元件Q的换流二极管D中导通电流，能够将开关元件的漏-源间电压设为零电压，成为ZVS（零电压开关）。为了向三相变压器供给初级电流IR并且向换流二极管D供给电流，在共振电路中选定电容CL和电抗Lc，使得用式（3）表示的共振电流ICL的最大峰值Imax在各相中成为Imax>IR、Imax>IS、Imax>IT的范围。
在图7中，重叠区间θt的最大范围是共振电流的半周期π。在超过共振电流的半周期π地设定重叠区间θt的情况下，在重叠区间θt结束而换流源的开关元件成为关断状态的时刻，共振电流已经衰减为零，因此无法使换流源的开关元件的换流二极管导通而成为零电压状态。
因此，为了成为ZVS（零电压开关），将重叠区间θt设定为共振电流的半周期π内。
图9是用于说明设定重叠区间θt和共振电路的电容CL和电抗LC时的条件的图。图9（a）、（b）表示在桥结构中处于连接关系的开关元件QR和QX的选通脉冲信号的定时，图9（c）、（d）表示在桥结构中处于连接关系的开关元件QS和QY的选通脉冲信号的定时，图9（g）、（h）表示在桥结构中处于连接关系的开关元件QT和QZ的选通脉冲信号的定时。另外，图9（e）表示连接在开关元件QR和开关元件QS之间的共振电路的共振电流ICL，图9（f）表示流过开关元件QR的正向电流IQR。
在本申请发明的电流型逆变器装置中，作为用于进行换流动作、ZCS、ZVS的开关动作的条件，存在以下的上述条件：
（a）共振电流ICL的最大峰值Imax在各相中是Imax>IR、Imax>IS、Imax>IT的范围。
（b）重叠区间θt的最大范围是共振电流的半周期π。
作为对重叠区间和共振电路求出的条件，有以下的条件（c）、（d）、（e）。该条件（c）、（d）、（e）在图9中分别用符号A、B、C表示。
（c）防止在桥结构中处于连接关系的开关元件间的短路的条件是π/3>θt。
如果重叠区间θt变长，则例如如图9中的符号A所示那样，在桥结构中处于连接关系的开关元件QR和开关元件QX等开关元件之间短路。为了防止该开关元件间的短路，求出π/3>θt（ωI×Tn）的条件。此外，Tn是共振电流ICL的时间宽度，ωI是三相逆变器的驱动角频率。
此外，通过在各开关元件中成为接通状态的期间在时间方向上以前后相等的任意时间宽度延长而形成重叠区间的情况下，各延长区间比π/6短成为条件。
（d）用于使共振电流ICL与下一个共振电流的生成模式无关的条件是（Lc×CL）1/2<1/（3ωI）。ωI是三相逆变器电路的驱动角频率。
如图9中的符号B所示那样，在开关元件QS成为接通状态后，在π/3后开关元件QX成为接通状态，开始流过下一个共振电流，因此由于开关元件QS接通而产生的共振电流ICL必须在π/3内结束。
如果将共振电流ICL的时间宽度设为Tn，将三相逆变器的驱动角频率设为ωI，则用ωI×Tn<π/3来表示共振电流ICL是π/3内的条件。
另一方面，在共振电路中共振电流ICL的时间宽度Tn与半周期π对应，因此存在Tn=π/ωn的关系。此外，ωn是共振电路的角频率。
因此，如果根据上述的关系，用对共振电路的电容CL和电抗LC求出的条件来表示共振电流ICL是π/3内的条件、即“ωI×Tn<π/3”，则成为（Lc×CL）1/2<1/（3ωI）。
（e）用于在重叠区间θt的期间中使共振电流IQR减少到零的条件如图9中的符号C所示那样，是sin（θt）>IQR/Imax。
为了实现ZCS（零电流开关），在重叠区间θt的期间内开关元件QR的电流IQR必须为零，降低电流IQR的共振电流ICL至少在重叠区间θt的最后的时刻必须比电流IQR大，必须满足ICL>IQR的条件。根据ICL=Imaxsin（θt）的关系，用sin（θt）>IQR/Imax来表示该条件。
接着，使用图10的时序图说明本发明的电流型逆变器装置的换流动作例子。在此，表示在图6所示的动作模式中，动作模式4、5、6的开关元件QR和开关元件QS之间的换流动作。
将开关元件QR设为换流源的开关元件，将开关元件QS设为换流目标的开关元件。电流型逆变器装置控制换流动作使得生成换流源的开关元件QR和换流目标的开关元件QS都成为接通状态的重叠区间，并且将在换流目标的开关元件QS成为接通状态时流过的正向电流导入到共振电路71，由此与换流动作同步地使得在共振电路中生成共振电流，将所生成的共振电流供给到换流源的开关元件QR。
换流源的开关元件QR和换流目标的开关元件QS都成为接通状态的重叠区间为从开关元件QS的选通脉冲信号GS（图10（b））上升的定时到开关元件QR的选通脉冲信号GR（图10（a））下降的定时，使将开关元件QR设为接通状态的选通脉冲信号GR（图10（a））和将开关元件QS设为接通状态的选通脉冲信号GS（图10（b））在时间上重叠，由此形成重叠区间。
因此，开关元件QS在开关元件QR从接通状态切换为关断状态之前成为接通状态，在重叠区间θt（动作模式5）中，开关元件QR和开关元件QS都成为接通状态。
以下，与图4同样地，说明图10中的A区间、B区间、C区间、D区间的各区间。A区间与动作模式4对应，B区间与动作模式5的一部分对应，C区间与动作模式5的剩余部分对应，D区间与动作模式6对应。
（A区间）：
在图10中的A区间中，开关元件QR处于接通状态，在开关元件QR中流过电流IQR，不流过开关元件QS的电流IQS（图10（c））。
图11表示出A区间的开关元件的动作状态和电流状态。开关元件QR的电流IQR作为R相初级电流IR供给到三相变压器51，通过开关元件QZ而返回。
（B区间）：
通过选通脉冲信号GS，开关元件QS成为接通状态，在开关元件QS中开始流过电流IQS。这时，开关元件QS的电流IQS按照基于电感Lm2、LC的时间常数而增加，因此在开关元件QS的接通时刻进行ZCS（零电流开关）（图10（d））。
通过将流过接通状态的开关元件QS的正向电流IQR导入到共振电路71，在共振电路71中生成共振电流ICL（图10（g））。将所生成的共振电流ICL向反向偏压方向导入到换流源的开关元件QR。导入的共振电流ICL在开关元件QR中与正向电流IQR为反方向，因此抵消并减少电流IQR（图10（c））。图10（c）和图10（g）的带圆圈的符号1表示处于抵消关系的电流成分。
图12表示出B区间的开关元件的动作状态和电流状态。开关元件QS的电流经由端子S导入到共振电路71内，通过由电容器CL和电抗器LC的串联连接构成的共振电路部生成共振电流ICL。共振电流ICL的一部分作为R相的初级电流供给到三相变压器51，剩余的一部分向反向偏压方向供给到换流源的开关元件QR。
开关元件QR的正向电流被共振电流抵消，向三相变压器51供给基于共振电流的一部分的初级电流IR和基于开关元件QS的初级电流IS，通过开关元件QZ而返回。
（C区间）：
开关元件QR的电流IQR成为零电流。共振电流的剩余成分在与开关元件QR并联连接的换流二极管DR中流过。图10（e）和图10（g）的带圆圈的符号2表示出处于对应关系的电流成分。
由此，开关元件QR的漏-源间电压保持为零电压（图10（f））。在该C区间中，在换流源的开关元件QR的选通脉冲信号GR下降的时刻重叠区间结束。
在换流源的开关元件QR的关断时，流过开关元件QR的电流IQR继续为基于共振电流的零电流状态，换流源的开关元件QR成为关断状态，由此保持零电流状态，因此，换流源的开关元件QR实现ZCS（零电流开关）。
另外，在开关元件QR的换流二极管DR中流过共振电流，由此换流源的开关元件QR实现ZVS（零电压开关）。该C区间在共振电流成为零的时刻结束。
图13表示C区间的开关元件的动作状态和电流状态。共振电流ILC抵消开关元件QR的正向电流而成为零电流，流过换流二极管DR，由此成为零电压。向三相变压器51供给基于共振电流的一部分的初级电流IR和基于开关元件QS的初级电流IS，通过开关元件QZ而返回。
（D区间）：
在共振电流成为零的时刻，向开关元件QR的漏-源间的电压VQR施加直流电压成分（图10（f））。
此外，R相的初级电流IR在区间B中产生换流，在区间C中IR和IS为相同电流，在区间C的结束的时刻再次产生换流，从电流IQR切换到电压IQS（图10（h）），不切断地向三相变压器51供给。
图14表示出D区间的开关元件的动作状态和电流状态。共振电流ILC停止，向三相变压器51供给基于开关元件QS的初级电流IS，通过开关元件QZ而返回。
通过上述换流动作，共振电路的共振电流在重叠区间中向反向偏压方向供给到换流源的开关元件，向正向偏压方向供给到与开关元件反并联连接的换流二极管，由此在重叠区间中将换流源的开关元件设为零电流和零电压，在零电流和零电压下进行换流源的开关元件从接通状态向关断状态的切换的时刻的换流动作。
在本申请发明的逆变器的换流动作中，在形成在开关元件间都成为接通状态的重叠区间时，能够以多个形式进行换流目标和换流源的开关元件的驱动定时。例如，可以是以下形式等，即：提早将换流目标的开关元件从关断状态切换到接通状态的定时的形式；延迟将换流源的开关元件从接通状态切换到关断状态的定时的形式；提早将换流目标的开关元件从关断状态切换到接通状态的定时，并且延迟将换流源的开关元件从接通状态切换到关断状态的定时的形式。
此外，上述实施方式和变形例子的记述是本发明的电流型逆变器装置和电流型逆变器装置的控制方法的一个例子，本发明并不限于各实施方式，基于本发明的主旨能够进行各种变形，并不将它们从本发明的范围中排除。
产业上的可利用性
本发明的电流型逆变器装置能够作为向等离子体产生装置供给电力的电源而应用。
符号的说明
1：电流型逆变器装置；
2：交流电源；
3：输出电缆；
4：等离子体产生装置；
10：整流部；
20：缓冲电路部；
30：电流型降压斩波器部；
40：多相逆变器部；
41：逆变器电路；
42：逆变器电路；
50：多相变压部；
51：三相变压器；
60：多相整流部；
70：共振电路；
71：共振电路；
72：共振电路；
80：控制电路部；
81：开关控制部；
90：布线阻抗；
100：电流型逆变器装置；
101：电流型降压斩波器部；
102：三相逆变器电路；
103：三相变压器。

Claims (10)

1.一种电流型逆变器装置，其特征在于，具备：
构成直流源的电流型斩波器部；
通过多个开关元件的动作将上述电流型斩波器部的直流输出变换为多相的交流电力的多相逆变器部；
控制上述电流型斩波器部和上述多相逆变器部的控制部；以及
向上述多相逆变器部的开关元件供给共振电流的共振电路，
上述控制部，
在上述多相逆变器部的开关元件间的换流时，
通过控制换流目标和换流源的开关元件的驱动定时，来生成换流目标的开关元件和换流源的开关元件都成为接通状态的重叠区间，以及控制上述共振电路的共振电流，
在上述重叠区间中，对换流源的开关元件向反向偏压方向供给上述共振电路的共振电流，对与该开关元件反并联连接的换流二极管向正向偏压方向供给上述共振电路的共振电流，由此在上述重叠区间中将该换流源的开关元件设为零电流和零电压，
在零电流和零电压下进行换流源的开关元件从接通状态向关断状态切换的时刻的换流动作。
2.根据权利要求1所述的电流型逆变器装置，其特征在于，
上述共振电路具备与上述多相逆变器部变换的交流电力的相数相同数量的电流供给端子，
将各上述电流供给端子与在形成上述多相逆变器部的开关元件的桥结构中相对的开关元件的各连接端子连接，
在上述多相逆变器部的开关元件间的换流时，将共振电流向换流源的开关元件的反向偏压方向供给到该开关元件。
3.根据权利要求2所述的电流型逆变器装置，其特征在于，
上述共振电路在上述电流供给端形成的各端子之间分别具备LC串联电路，
在上述多相逆变器部的开关元件间的换流时，
上述LC串联电路输入换流目标的开关元件的正向电流来生成共振电流，向换流源的开关元件的反向偏压方向供给该共振电流。
4.根据权利要求3所述的电流型逆变器装置，其特征在于，
上述多相逆变器部是将直流电力变换为n相的交流电力的逆变器，
上述共振电路，作为用于在下一个成为接通状态的其他开关元件中不流过上述共振电流的条件，
构成上述共振电路的LC串联电路的电抗L和电容C对于n相的多相逆变器部的驱动角频率ωI，是（L×C）1/2<1/（n×ωI）。
5.根据权利要求1～4的任意一项所述的电流型逆变器装置，其特征在于，
上述多相逆变器部是将直流电力变换为n相的交流电力的逆变器，
上述重叠区间的相位量θt，
作为用于防止开关元件间的短路的条件，满足π/2n>θt，
作为用于使在重叠区间内流过换流源的开关元件的正向电流减少为零的条件，满足sin（θt）>（多相逆变器部的相电流/共振电流的最大峰值）。
通过满足该条件，能够将在重叠区间内流过换流源的开关元件的正向电流设为零。
6.根据权利要求1～4的任意一项所述的电流型逆变器装置，其特征在于，
上述共振电路的共振电流的最大峰值比多相逆变器部的各相的相电流值大。
7.一种电流型逆变器装置的控制方法，通过多相逆变器部所具有的多个开关元件的动作将电流型斩波器部的直流输出变换为多相的交流电力，该电流型逆变器装置的控制方法的特征在于，
在上述多相逆变器部的开关元件之间的换流时，
通过控制换流目标和换流源的开关元件的驱动定时，来生成换流目标的开关元件和换流源的开关元件都成为接通状态的重叠区间，以及控制共振电流，
在上述重叠区间中，对换流源的开关元件向反向偏压方向供给上述共振电流，对与该开关元件反并联连接的换流二极管向正向偏压方向供给上述共振电流，由此，在上述重叠区间中将该换流源的开关元件设为零电流和零电压，
在零电流和零电压下进行换流源的开关元件从接通状态向关断状态切换的时刻的换流动作。
8.根据权利要求7所述的电流型逆变器装置的控制方法，其特征在于，
上述多相逆变器部具备开关元件的桥结构、在该桥结构中相对的开关元件的连接端子之间连接的共振电路，
在上述开关元件间的换流时，将向换流目标的开关元件的电流导入到上述共振电路来生成共振电流，
在上述重叠区间中，将该生成的共振电流向换流源的开关元件的反向偏压方向供给到该开关元件。
9.根据权利要求7或8所述的电流型逆变器装置的控制方法，其特征在于，
上述多相逆变器部是将直流电力变换为n相的交流电力的逆变器，
上述重叠区间的相位量θt，
作为用于防止开关元件间的短路的条件，满足π/2n>θt，
作为用于使在重叠区间内流过换流源的开关元件的正向电流减少为零的条件，满足sin（θt）>（多相逆变器部的相电流/共振电流的最大峰值）。
10.根据权利要求7～9的任意一项所述的电流型逆变器装置的控制方法，其特征在于，
上述共振电路的共振电流的最大峰值比多相逆变器部的各相的相电流值大。
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