CN103069707A - 功率转换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

提供了一种控制功率转换装置的方法以及该功率转换装置，其中可缓解由构成功率转换装置的多个功率半导体开关元件同时改变其状态引起的电磁噪声的增加。在该方法中，检测输入到功率半导体开关元件的导通/截止脉冲的状态变化，并且当任意两个导通/截止脉冲的状态变化的定时相匹配时，延迟其状态变化相匹配的任一导通/截止脉冲的状态变化。

Description

功率转换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及功率转换器及其控制方法，具体地涉及用于抑制在构成功率转换器的功率半导体开关元件的开关操作中生成的电磁噪声的技术。
背景技术
诸如用于驱动电动机的逆变器之类的功率转换器输出用于通过开关功率半导体元件来控制作为负载的电动机的功率。
诸如IGBT（绝缘栅双极晶体管）或MOS-FET（金属氧化硅场效应晶体管）之类的自消弧型功率半导体元件已知为以上所述的功率半导体元件。在下文中，IGBT用于描述功率半导体元件。
具有存储在一个封装中的功率半导体元件（诸如IGBT）的功率半导体模块被用作功率转换器。
所谓的智能功率模块（在下文中称为“IPM”）已投入到实际使用中。IPM通过将多个IGBT、用于驱动这些IGBT的驱动电路、用于保护IGBT免遭过电流及其他异常状态的保护电路、以及驱动电路的绝缘电源存储在一个封装中而获取。
图8是示出IPM的外观的示图。树脂容器200具有连接到高电压大电流的主电路部分的主端子2a、2b。容器200的内部设置有用于将外部驱动IGBT的导通/截止（ON/OFF）信号输出到IGBT（未示出）的驱动电路或者用于将驱动电源连接到驱动电路的控制端子2c。
图10是示出用于驱动电动机的逆变器的电路配置的示图。在图10中，附图标记1表示通过对商用电源整流而获取的DC电源，2表示IPM，并且5表示用作负载的电动机。
IPM2连接在DC电源1的正电极和负电极之间。作为功率半导体元件的两个IGBT3U、3X串联连接在IPM2中的正电极和负电极（在端子2a之间）之间。另外，回流二极管（FWD）4U、4X与IGBT3U、3X反并联连接。该串联电路根据负载的相的数量并联连接在电源之间（例如，在驱动三相电动机的情况下为三个电路）。
在图10中，由于负载5有三相，因此IGBT3V、3Y、3W、3Z以及FWD4V、4Y、4W、4Z与IGBT3U、3X以及FWD4U、4X并联连接。通过交替地开关垂直地串联连接的这些IGBT，将DC电源1的DC功率转换成具有任意频率和电压的AC功率，该AC功率随后从端子2b输出。
电动机5供应有从端子2b输出的AC功率，并且作为负载以可变的速度驱动。在图10中，附图标记6表示缓冲电容器，并且7表示驱动电路。附图标记2a、2b和2c对应于图8所示的IPM2的容器200的端子。
供应给IGBT（3U至3W、3X至3Z）的各个栅极的导通/截止信号的图案一般通过PWM控制来获取。用于驱动各个IGBT的导通/截止信号由IPM2的外部控制电路生成。
在图10中，附图标记20表示设置在IPM2外部的控制电路。附图标记8至10表示用于输出各相的输出电压命令值Vu、Vv和Vw的电压命令电路，这些输出电压命令值由IPM2（用于驱动电动机的逆变器电路）输出。通过比较器11将这些电压命令电路8至10的输出电压命令值Vu、Vv和Vw与从载波生成电路12输出的载波CW进行比较，以确定PWM图案。通过脉冲分配电路13生成PWM图案作为到各个IGBT（3U至3W、3X至3Z）的导通/截止信号（脉冲PU1、PV1、PW1、PX1、PY1、PZ1）。所生成的导通/截止信号被发送到IPM2的端子2c。
图9是用于生成以上所述的PWM图案的方法的时序图。三相逆变器将从电压命令电路8、9和10输出且其相位彼此相差120°的三个输出电压命令值Vu、Vv和Vw的电平与从载波生成电路12输出的载波CW的电平进行比较（参见图9(a)）。在与输出电压命令值相对应的正弦波的电平大于载波CW的电平的情况下，将导通信号施加到各相的上臂中的IGBT，并且将截止信号施加到下臂中的IGBT。
例如，将U相输出电压命令值Vu与载波CW进行比较。当U相输出电压命令值Vu大于载波CW时，将导通信号施加到构成上臂的IGBT3U，并且将截止信号施加到构成相同相的下臂的IGBT3X。
类似地，对V相和W相输出电压命令值进行同样的比较，并且确定各相的IGBT3V、3Y、3W、3Z的导通/截止图案。
这些导通/截止信号被输入到IPM2的端子2c，并且以IGBT可由驱动电路7驱动的方式放大，由此驱动IGBT。通过垂直地交替串联连接的IGBT（3U至3W、3X至3Z），将DC电源1的DC功率作为具有受控频率和电压的AC功率供应给电动机5。
在图10所示的用于驱动电动机的逆变器中，IGBT（3U至3W、3X至3Z）开关IPM2中的高电压大电流的DC电源。为此，在开关时生成的电磁噪声的增加成为问题。电磁噪声的生成引起安装在用于驱动电动机的逆变器附近的其他设备中的误差，并且生成无线电等中的噪声。因此，构成功率转换器（诸如用于驱动电动机的逆变器）的IGBT的开关操作的特性要求生成较少的噪声。
图7是示出生成电磁噪声的原因的示意图。图7(a)是示意性地示出IPM2的U相的示图。
如图10所示，出于控制在开关各相的IGBT（3U至3W、3X至3Z）时生成的峰值电压的目的，具有低阻抗的电容器（缓冲电容器）6连接在IPM的DC端子2a之间。缓冲电容器6的电容、布线上的寄生电感、以及每一IGBT（3U至3W、3X至3Z）和每一FWD（4X至4W、4X至4Z）之间的P-N结的电容构成LC串联谐振电路。开关IGBT/FWD使串联谐振电路谐振，且使图7(a)中的虚线所示的高频谐振电流流过。该高频谐振电流生成磁场，从而产生噪声。
在一些情况中，为了获取电流容量，在IPM2中，通过并联连接多个元件来配置各相的IGBT（3U至3W、3X至3Z）和FWD（4X至4W、4X至4Z）。
图7(b)示出构成U相的两对元件并联连接的情况。换句话说，图7(b)所示的IGBT3X1、3X2对应于图7(a)所示的IGBT3X。同样适用于其他元件。
在图7(b)中，IGBT3X1、3X2同时导通/截止。因此，两个高频谐振电流流动并且在DC端子2a之间彼此重叠，如虚线所示。为此，与图7(a)所示的情况相比，电磁噪声趋于增加。
如上所述，降低开关IGBT的速度以抑制高频电流的生成一般是有效的。开关IGBT的速度指示IGBT截止和IGBT导通之间的时间段、以及IGBT导通和IGBT截止之间的时间段。作为降低开关速度的结果，IGBT的导通状态缓慢地变成截止状态，从而防止高频谐振电流的生成。然而，由于开关损耗增加，因此开关速度的过度降低不是优选的。
即使在开关速度降低时，电磁噪声在特定相的IGBT或FWD以及另一相的IGBT或FWD同时开关时进一步增加。
多个相的这种同时开关在多个相的电压命令值彼此相等时发生。多个相的同时开关在图9所示的点（A）和（B）处发生。在点（A）处，U相电压命令的波形与V相电压命令的波形相等。当在尺寸方面将这些电压命令值与载波进行比较时，将导通信号同时施加到U相IGBT（3U）和V相IGBT（3V），并且将截止信号同时施加到X相IGBT（3X）和Y相IGBT（3Y），如图10所示。
类似地，在点（B）处，U相电压命令值和W相电压命令值彼此相等。因此，将开关信号同时施加到U相IGBT（3U）和W相IGBT（3W）以及X相IGBT（3X）和Z相IGBT（3Z）。
图8是示出多个相同时开关的波形图。举例而言，如在图6的点（A）处所示，当如图11(a)所示U相IGBT（3U）导通且同时如图11(b)所示Y相IGBT（3Y）截止时，通过这些IGBT的单独开关操作而生成的高频谐振电流彼此重叠。由此，如图11(e)所示，高频谐振电流的峰值增加，从而导致电磁噪声的增加。
由此，已知用于在功率转换器（逆变器设备）的电压命令值为零且上臂的导通命令时间和下臂的导通命令时间之间的时间差在每一相中相同时调整脉冲以防止上臂侧元件和下臂侧元件同时开关的一种技术（参见专利文献1）。
专利文献1：日本专利申请公开No.2008-236889（图1等）
专利文献1的常规技术在功率转换器的电压命令值为零时应用。然而，虽然该技术减少了因同时开关生成的噪声，但是在正常状态中使用功率转换器的操作条件下无法实现噪声减少的效果。另外，在功率转换器的多相的上臂侧元件同时开关时无法获取噪声减少的效果。
发明内容
本发明的目的在于提供一种功率转换器以及该功率转换器的控制方法，该功率转换器在作为开关元件的功率半导体元件开关功率转换器（此处使用的IPM）中的高电压大电流的DC电源时抑制电磁噪声。
根据本发明的功率转换器的控制方法的第一方面是具有多个功率半导体开关元件的功率转换器的一种控制方法，该控制方法具有以下步骤：检测分别输入到功率半导体开关元件的导通/截止脉冲的状态变化；以及当导通/截止脉冲的任一脉冲的状态变化的定时彼此匹配时，延迟其状态变化彼此匹配的导通/截止脉冲中的任一脉冲的状态变化。
多个功率半导体开关元件桥接以构成功率转换电路。当控制功率转换电路的输出电压的多相的电压命令值中的两个不同相的电压命令值彼此匹配时、且当匹配的电压命令值的电平与用于生成导通/截止脉冲的载波的电平相匹配时，确定两个相的导通/截止脉冲的状态变化彼此匹配，并且延迟其状态变化彼此匹配的导通/截止脉冲的任一脉冲的状态变化。
根据本发明的功率转换器的第一方面是一种功率转换器，该功率转换器具有：其中多个功率半导体开关元件桥接的功率转换电路；驱动功率半导体开关元件的驱动电路；输出各相的电压命令值的电压命令电路，该电压命令值控制功率转换电路的输出电压；输出用于生成使功率半导体开关元件导通/截止的导0通/截止脉冲的载波的载波生成电路；以及基于通过比较电压命令值与载波而获取的比较信号来输出使功率半导体开关元件导通/截止的导通/截止脉冲的脉冲分配电路。功率转换器还包括定时调整电路，该定时调整电路接收电压命令电路输出的各相的电压命令值、载波、以及从脉冲分配电路输出且使功率半导体开关元件导通/截止的导通/截止脉冲的输入，在从电压命令电路输出的多相的电压命令值中的两个不同相的电压命令值彼此匹配时且在电压命令值与载波的比较结果表示电压命令值的电平与载波的电平相匹配时确定导通/截止脉冲的状态变化彼此匹配，延迟其状态变化彼此匹配的导通/截止脉冲的任一脉冲的状态变化，并且将所得导通/截止脉冲作为具有经调整的脉冲边缘的导通/截止信号输出到驱动电路。
根据本发明的功率转换器的第二方面是一种功率转换器，该功率转换器具有：其中多个功率半导体开关元件桥接的功率转换电路；驱动功率半导体开关元件的驱动电路；输出各相的电压命令值的电压命令电路，该电压命令值控制功率转换电路的输出电压；输出用于生成使功率半导体开关元件导通/截止的导通/截止脉冲的载波的载波生成电路；以及基于通过比较电压命令值与载波而获取的比较信号来输出使功率半导体开关元件导通/截止的导通/截止脉冲的脉冲分配电路。功率转换器还具有：接收来自脉冲分配电路的各个功率半导体开关元件的导通/截止脉冲的输入且分别检测导通/截止脉冲的状态变化的多个状态变化检测器；以及在状态变化检测器检测到其状态变化彼此匹配的导通/截止脉冲时延迟导通/截止脉冲的检测到的状态变化中的任一个的状态变化延迟部。
本发明可避免功率转换器的多个相的开关元件的同时导通/截止操作，从而防止电磁噪声的生成。
附图说明
图1是示出本发明的第一实施例的电路图；
图2是由图1的定时调整电路执行的脉冲调整过程的流程图；
图3是在本发明的实施例中执行的开关操作的波形图；
图4是示出本发明的第二实施例的电路图；
图5是示出由图4的定时调整电路执行的脉冲调整过程的流程图；
图6是示出图5的状态变化检测过程的流程图；
图7是示出生成电磁噪声的原因的示意图；
图8是示出IPM的外观的示图；
图9是用于生成PWM图案的方法的时序图；
图10是示出用于驱动电动机的逆变器的电路配置的示图；以及
图11是示出多个相同时开关的波形图。
具体实施方式
在下文中，参考附图描述用于实现本发明的最佳实施方式。
图1是用于解释本发明的一个实施例的电路框图。图2是脉冲调整过程的流程图。图3是用于解释脉冲调整过程的操作的时序图。注意，在图1中，相同的附图标记适用于与图10相同的组件，并且由此省略重复的描述。
在图1中，附图标记30表示设置在IPM2外部的控制电路。控制电路30具有定时调整电路14。脉冲分配电路13的输出、从各相的电压命令电路8至10输出的输出电压命令值Vu、Vv和Vw，以及载波生成电路12的输出被输入到定时调整电路14。
如在图10所示的示例中，在控制电路30中，脉冲分配电路13输出导通/截止脉冲PU1、PV1、PW1、PX1、PY1、PZ1。通过比较器11将作为IGBT的栅极的导通/截止信号的这些输出信号与各相的输出电压命令值Vu、Vv和Vw以及载波CW进行比较，并且脉冲分配电路13基于比较器11进行比较的结果来生成这些输出信号作为各个IGBT（3U至3W、3X至3Z）的导通/截止脉冲PU1、PV1、PW1、PX1、PY1、PZ1。脉冲分配电路13调整导通/截止脉冲的时滞，以使构成IPM2的上臂和下臂的IGBT（IGBT3U和3X、3V和3Y、3W和3Z）不同时导通。时滞被发送到定时调整电路14。
如图1所示，定时调整电路14具有电压命令值匹配检测器14a、命令值/载波匹配检测器14b、以及状态变化延迟部14c。
电压命令值匹配检测器14a顺序地比较两个不同相的电压命令值以检测电压命令值之间的匹配。当电压命令值匹配检测器14a检测到两个不同相的电压命令值之间的匹配时，命令值/载波匹配检测器14b检测匹配的电压命令值和载波的电平之间的匹配。当命令值/载波匹配检测器检测到电压命令值的电平和载波的电平之间的匹配时，状态变化延迟部14c延迟与两个不同的相中的一相对应的导通/截止脉冲的状态变化。
换句话说，定时调整电路14交替地监测各相（三相逆变器的情况下的六相，即U、W、W相以及X、Y、Z相）的输入导通/截止脉冲中的每一脉冲的上升沿和下降沿，即状态变化。当两个导通/截止脉冲中的任一脉冲的边沿彼此匹配时或者换句话说当进行同时开关时，通过在不同时间使各相导通和截止（使特定相导通且使另一相导通、使特定相导通且使另一相截止、使特定相截止且使另一相导通、以及使特定相截止且使另一相截止）来进行避免同时开关的操作。
例如，图3基于图11所示的同时输入导通开关脉冲或截止开关脉冲（输入同时使U相IGBT3U导通且使Y相IGBT3Y截止的脉冲，如图9的点（A）所示）的示例来进行描述。如图3(a)所示，延迟Y相导通脉冲。在图3(b)所示的Y相截止之后，U相导通。以此方式，可避免用于使图3(a)的U相导通且使图3(b)的Y相截止的同时开关操作。一旦可避免同时开关操作，如图3(e)所示就可分散噪声波形，而不允许由同时开关操作引起的噪声彼此重叠。由此，噪声的振幅（峰值）可变得比图11(e)所示的振幅（峰值）小。
当同时输入截止信号时，脉冲可以通过延迟任一截止信号来避免同时截止操作的方式进行调整。
接着，参考图2的流程图描述在同时输入导通开关脉冲或截止开关信号时调整脉冲的一种方法，该方法由包括诸如微型计算机之类的算术处理单元的定时调整电路14执行。
在图2中，步骤S1将U相电压命令值Vu（参见图9中的Vu）与V相电压命令值Vv（参见图9中的Vv）进行比较。当U相电压命令值Vu和V相电压命令值Vv彼此不匹配时，该过程行进到在下文中描述的步骤4。当U相电压命令值Vu和V相电压命令值Vv彼此匹配时，该过程行进到步骤S2。
当U相电压命令值Vu和V相电压命令值Vv彼此匹配时，步骤S2将电压命令值Vu或Vv的电平与载波CW进行比较。由于在步骤S1U相电压命令值Vu和V相电压命令值Vv彼此匹配，因此确定电压命令值Vu或Vv的电平与载波（参见图9中的CW）的电平相匹配。当这些电平彼此不匹配时，该过程行进到步骤4。当这些电平彼此匹配时，该过程行进到步骤S3。
在步骤S3，U相导通/截止脉冲PU1或V相导通/截止脉冲PU2的边沿向后移动一移动时间段（例如，约0.5至1微秒）以延迟状态变化。在此，脉冲边沿移动（延迟）时间段被设为下降到一范围内，从而防止由同时开关引起的噪声重叠并且不影响功率转换器的输出电压值。
要移动的导通/截止脉冲可具有U相或V相。举例而言，U相脉冲可相对于V相脉冲移动，V相脉冲可相对于W相脉冲移动，并且W相脉冲可相对于U相脉冲移动。在该示例中，移动U相导通/截止脉冲PU1以获取经调整的脉冲PU2。
注意，调整U相的时滞。X相导通/截止脉冲PX1也被调整成其时滞不减小，X相导通/截止脉冲PX1为与U相导通/截止脉冲PU1相反的逻辑值，并且其边沿移动以延迟其状态变化。
在该示例中，定时调整电路14在不移动脉冲PV1、PY1的边沿的情况下输出脉冲PV1、PY1作为经调整的脉冲PV2、PY2，并且通过移动脉冲PU1、PX1的边沿输出脉冲PU1、PX1作为经调整的脉冲PU2、PX2。
类似地，在图2的步骤S4，将V相电压命令Vv（参见图9中的Vv）与W相电压命令值Vw（参见图9中的Vw）进行比较。当V相电压命令值Vv和W相电压命令值Vw彼此不匹配时，该过程行进到在下文中描述的步骤7。当V相电压命令值Vv和W相电压命令值Vw彼此匹配时，该过程行进到步骤S5。
S5将电压命令值Vv或Vw的电平与载波CW进行比较。由于在步骤S4V相电压命令值Vv与W相电压命令值Vw相匹配，因此确定电压命令值Vv或Vw的电平与载波（参见图9中的CW）的电平是否相匹配。当这些电平彼此不匹配时，该过程行进到步骤7。当这些电平彼此匹配时，该过程行进到步骤S6。
在步骤S6，V相导通/截止脉冲PV1或W相导通/截止脉冲PW1的边沿向后移动一移动时间段（例如，约0.5至1微秒）以延迟状态变化。在此，脉冲边沿移动（延迟）时间段被设为下降到一范围内，从而防止由同时开关引起的噪声重叠并且不影响功率转换器的输出电压值。
类似地，在图2的步骤S7，将W相电压命令Vw（参见图9中的Vw）与U相电压命令值Vu（参见图9中的Vu）进行比较。当W相电压命令值Vw和U相电压命令值Vu彼此不匹配时，脉冲调整过程结束。当W相电压命令值Vw和U相电压命令值Vu彼此匹配时，该过程行进到步骤S8。
在步骤S8，将电压命令值Vw或Vu的电平与载波CW的电平进行比较。由于在步骤S7W相电压命令值Vw与U相电压命令值Vu相匹配，因此确定电压命令值Vw或Vu的电平与载波CW（参见图9中的CW）的电平是否相匹配。当这些电平彼此不匹配时，脉冲调整过程结束。当这些电平彼此匹配时，该过程行进到步骤S9。
在步骤S9，W相导通/截止脉冲PW1或U相导通/截止脉冲PU1的边沿向后移动一移动时间段（例如，约0.5至1微秒）以延迟状态变化。在此，脉冲边沿移动（延迟）时间段被设为下降到一范围内，从而防止由同时开关引起的噪声重叠并且不影响功率转换器的输出电压值。
如从图9清楚可见，当例如U相电压命令Vu与V相电压命令Vv相匹配时，随后W相电压命令值Vw与U相（或V相）电压命令值Vu（或Vv）不匹配。因此，当移动脉冲边沿的过程在图2的步骤S3执行时，步骤S4和S7的结果都变成“否（不匹配）”。因此，脉冲调整过程结束。
在图2中，电压命令值匹配检测器14a执行在步骤S1、S4和S7执行的过程。命令值/载波匹配检测器执行在步骤S2、S5和S8执行的过程。状态变化延迟部14c执行步骤S3、S6和S9的过程。
定时调整电路14执行如上所述的脉冲调整过程，并且输出从脉冲分配电路13输入的导通/截止脉冲PU1、PV1、PW1、PX1、PY1、PZ1作为具有经调整的脉冲边沿的导通/截止脉冲PU2、PV2、PW2、PX2、PY2、PZ2。
在以上所述的第一实施例中，关于三相，检测第i相的电压命令值Vi和第j相的电压命令值Vj之间的匹配（i为U、V、W且j为V、W、U）。当两个值彼此匹配时，确定电压命令值Vi或Vj的电平与载波CW的电平是否匹配。当两个值彼此匹配时，确定相应第i相和第j相的导通/截止脉冲Pi1和Pj1的导通状态和截止状态之间的下降沿与其截止状态和导通状态之间的上升沿相匹配，如以上所述的图9(a)或者(b)所示。换句话说，可确定同时发生了状态变化。随后，导通/截止脉冲Pi1或Pj1的边沿向后移动以延迟其状态变化。因此，这可防止功率转换器的多相的功率半导体开关同时导通/截止，并且防止电磁噪声的发生。
在以上所述的示例中，通过将载波与作为基于硬件的电压命令值的正弦波进行比较来进行PWM调制。然而，通过监测电压矢量的基于软件的开关，可调整开关定时以避免同时开关。
接着，将参考图4至6描述本发明的第二实施例。
第二实施例直接检测从脉冲分配电路13输出的导通/截止脉冲PU1、PV1、PW1、PX1、PY1、PZ1的状态变化是否彼此匹配。
换句话说，在第二实施例中，只有从脉冲分配电路13输出的导通/截止脉冲PU1、PV1、PW1、PX1、PY1、PZ1被输入到定时调整电路14，如图4所示。
该定时调整电路14具有状态变化检测器15和延迟输出部16。状态变化检测器15检测从脉冲分配电路13输入的导通/截止脉冲PU1、PV1、PW1、PX1、PY1、PZ1的状态是从导通状态变成截止状态、还是从截止状态变成导通状态，并且随后对其状态已变化的脉冲的数量进行计数。当状态变化检测器检测到其状态变化彼此匹配的导通/截止脉冲时，延迟输出电路16使检测到的导通/截止脉冲的任一个延迟上述移动（延迟）时间段，并且输出所得脉冲。
然后，定时调整电路14首先在每一预定时间段（例如，每一微秒）内执行作为计时中断过程的图5所示的脉冲调整过程。
在该脉冲调整过程中，首先，步骤S11读取从脉冲分配电路13输出的导通/截止脉冲PU1、PV1、PW1、PX1、PY1、PZ1。
接着，步骤S12执行脉冲PU1的状态变化检测过程以检测导通/截止脉冲PU1的状态是否改变。
在该脉冲PU1的状态变化检测过程中，首先，步骤S31确定导通/截止脉冲PU1是否从其先前状态改变，如图6所示。当检测到这种状态变化时，存储在先前计时中断时获取的导通/截止脉冲PU1的导通/截止状态，并且当该脉冲的状态从其导通状态变成其截止状态、或者从其截止状态变成其导通状态时，确定脉冲的状态改变。当在步骤S31未检测到状态变化时，计时中断过程结束，并且该过程移动到图5所示的步骤S13。
另一方面，当作为步骤S31的确定结果导通/截止脉冲PU1的状态改变时，该过程移动到步骤S32。该步骤S32确定该状态是否从截止状态变成导通状态。当该状态从截止状态变成导通状态时，该过程移动到步骤S33。
步骤S33将指示从截止状态到导通状态的变换（其为上升沿）的状态标志FU1设为“1”。然后，该过程移动到步骤S34。
在步骤S34，通过对状态变化的数量进行计数而获取的变量N加一。此后，计时中断过程结束。然后，该过程移动到图5所示的步骤S13。
当作为步骤S32的确定结果导通/截止脉冲PU1的状态从导通状态变成截止状态时，该过程移动到步骤S35，并且指示到截止状态的变换（其为下降沿）的状态标志FU2为“1”。随后，该过程移动到步骤S34，并且变量N加一。
返回到图5，步骤S13执行类似于图6所示的脉冲PV1的状态变化检测过程以检测导通/截止脉冲PV1的状态是否改变。随后，该过程移动到步骤S14。
该步骤S14执行类似于图6所示的脉冲PW1的状态变化检测过程以检测导通/截止脉冲PW1的状态是否改变。随后，该过程移动到步骤S15。
该步骤S15执行类似于图6所示的脉冲PX1的状态变化检测过程以检测导通/截止脉冲PX1的状态是否改变。随后，该过程移动到步骤S16。
该步骤S16执行类似于图6所示的脉冲PY1的状态变化检测过程以检测导通/截止脉冲PY1的状态是否改变。随后，该过程移动到步骤S17。
该步骤S17执行类似于图6所示的脉冲PZ1的状态变化检测过程以检测导通/截止脉冲PZ1的状态是否改变。随后，该过程移动到步骤S18。
该步骤S18确定在每一状态变化检测过程中递增的变量N是否为2。当变量N小于2时，确定不存在其状态变化彼此匹配的导通/截止脉冲。然后，该过程移动到步骤S22。在该步骤S22，在各个状态变化检测过程中获取的状态标志FU1或FU2为“0”，并且该过程移动到步骤S23。将变量N清零。随后，计时中断过程结束。
当作为步骤S18的确定结果变量N为“2”时，确定存在其状态变化在相同定时彼此匹配的导通/截止脉冲。随后，该过程移动到步骤S24。
该步骤S24确定是否存在具有下降沿的导通/截止脉冲，其状态从导通状态变成截止状态。该确定通过确定是否存在设为“1”的状态标志Fk2（k=U、V、W、X、Y、Z）来执行。
当确定在步骤S24存在设为“1”的状态标志Fk2时，该过程移动到步骤S25，并且确定是否存在设为“1”的两个状态标志Fk2。当确定存在设为“1”的一个状态标志Fk2时，该过程行进到步骤S26。与该状态标志Fk2相对应的导通/截止脉冲Pk1被设为延迟目标脉冲Pm1，并且随后该过程移动到步骤S28。
当在步骤S25确定存在设为“1”的两个状态标志Fk2时，该过程移动到步骤S27，并且选择与这两个状态标志Fk2相对应的两个导通/截止脉冲之一。当选择导通/截止脉冲之一时，选择接近于例如PU1的导通/截止脉冲。所选导通/截止脉冲被设为延迟目标Pm1，并且随后该过程移动到步骤S28。
步骤S28执行使在步骤S26或S27中设置的延迟目标脉冲Pm1以及作为延迟目标脉冲Pm1的导通/截止反相信号的导通/截止脉冲Pn1延迟上述预定移动（延迟）时间段、并且随后输出所得脉冲的延迟输出过程。随后，该过程移动到以上所述的步骤S22。
当在步骤S24确定设为“1”的状态标志Fk2不存在时，确定存在设为“1”的两个状态标志Fk1。随后，该过程移动到步骤S29，并且选择与两个状态标志Fk1相对应的两个导通/截止脉冲之一。当选择导通/截止脉冲之一时，选择接近于例如PU1的导通/截止脉冲。所选导通/截止脉冲被设为延迟目标Pm1，并且随后该过程移动到步骤S28。
在图5所示的脉冲调整过程中，状态变化检测器15执行在步骤S11至S17执行的过程以及图6中的过程，并且状态变化延迟部16执行在步骤S18至S29执行的过程。
根据第二实施例，定时调整电路14监测从脉冲分配电路13输入的导通/截止脉冲PU1、PV1、PW1、PX1、PY1、PZ1的状态变化。在两个不同相的导通/截止脉冲的状态同时改变的情况下，当导通/截止脉冲中的任一脉冲具有例如从导通状态变成截止状态的状态时（即，当导通/截止脉冲中的任一脉冲具有下降沿时），选择其状态从导通状态变成截止状态的导通/截止脉冲，并且对所选导通/截止脉冲和导通/截止反相脉冲执行延迟输出过程。因此，可以可靠地防止逆变器电路中的两个IGBT的同时状态变化。
因此，关于以上所述的第一实施例，可防止功率转换器的多相的功率半导体开关元件同时导通或者截止，从而防止电磁噪声的生成。
根据第二实施例，由于定时调整电路14在考虑时滞的情况下基于从脉冲分配电路13输出的导通/截止脉冲检测到状态变化的匹配，因此可以可靠地防止多相的功率半导体开关同时导通或截止。
第二实施例描述了优选对具有下降沿的导通/截止脉冲（即，其状态从导通状态变成截止状态）执行延迟输出过程的情况。然而，本发明不限于此，并且可优选对具有上升沿的导通/截止脉冲（即，其状态从截止状态变成导通状态）执行延迟输出过程。
在本说明书的描述中，基于要输入的导通/截止脉冲的上升沿和下降沿调整脉冲宽度；然而，本发明的目的在于避免IGBT的同时开关。由此，当无法忽略每一IGBT本身的开关时间段以及嵌入IGBT的驱动电路的延迟时间段时，可在考虑延迟时间段的情况下确定上升沿和下降沿的状态变化的匹配。
关于每一相的延迟时间段，由于正常IGBT的开关时间段约为100ns且在开关时生成的上述高频谐振电流的衰减时间段约为数us，因此调整该脉冲电平可防止由重叠电流生成的噪声的增加。
此外，诸实施例描述了负载的相的数量为3的情况；然而，本发明不限于此，并且可适用于负载的相的数量大于或等于4的情况。
附图标记的说明
1：DC电源
2：智能功率模块（IPM）
5：作为负载的电动机
8、9、10：电压命令电路
12：载波生成电路
11：比较器
13：脉冲分配电路
14：定时调整电路
20、30：控制电路
200：树脂容器
2a、2b：主端子
2c：控制端子

Claims (8)

1.一种具有多个功率半导体开关元件的功率转换器的控制方法，所述控制方法包括以下步骤：
检测分别输入到所述功率半导体开关元件的导通/截止脉冲的状态变化；以及
当所述导通/截止脉冲的任一脉冲的状态变化的定时彼此匹配时，延迟其状态变化彼此匹配的所述导通/截止脉冲中的任一脉冲的状态变化。
2.如权利要求1所述的功率转换器的控制方法，其特征在于，
所述多个功率半导体开关元件桥接以构成功率转换电路，以及
当控制所述功率转换电路的输出电压的多相的电压命令值中的两个不同相的电压命令值彼此匹配时、且当匹配的电压命令值的电平与所述载波的电平相匹配时，确定导通/截止脉冲的状态变化的定时彼此匹配，并且延迟其状态变化彼此匹配的所述导通/截止脉冲中的任一脉冲的状态变化。
3.如权利要求1或2所述的功率转换器的控制方法，其特征在于，输出被延迟的所述导通/截止脉冲是截止脉冲。
4.如权利要求1或2所述的功率转换器的控制方法，其特征在于，输出被延迟的所述导通/截止脉冲是导通脉冲。
5.一种功率转换器，包括：
功率转换电路，其中多个功率半导体开关元件桥接；
驱动电路，所述驱动电路驱动所述功率半导体开关元件；
输出各相的电压命令值的电压命令电路，所述电压命令值控制所述功率转换电路的输出电压；
载波生成电路，所述载波生成电路输出用于生成使所述功率半导体开关元件导通/截止的导通/截止脉冲的载波；以及
脉冲分配电路，所述脉冲分配电路基于通过比较所述电压命令值与所述载波而获取的比较信号来输出使所述功率半导体开关元件导通/截止的导通/截止脉冲，
所述功率转换器还包括定时调整电路，所述定时调整电路接收所述电压命令电路输出的各相的电压命令值、所述载波、以及从所述脉冲分配电路输出且使所述功率半导体开关元件导通/截止的所述导通/截止脉冲的输入，在从所述电压命令电路输出的多相的电压命令值中的两个不同相的电压命令值彼此匹配时且在所述电压命令值与所述载波的比较结果表示所述电压命令值的电平与所述载波的电平相匹配时确定所述导通/截止脉冲的状态变化彼此匹配，延迟其状态变化彼此匹配的导通/截止脉冲的任一脉冲的状态变化，并且将所得导通/截止脉冲作为具有经调整的脉冲边缘的导通/截止信号输出到所述驱动电路。
6.如权利要求5所述的功率转换器，其特征在于，所述定时调整电路包括：
电压命令值匹配检测器，所述电压命令值匹配检测器顺序地比较两个不同相的电压命令值以检测所述电压命令值之间的匹配；
命令值/载波匹配检测器，所述命令值/载波匹配检测器在所述电压命令值匹配检测器检测到所述电压命令值之间的匹配时检测所述电压命令值的电平和所述载波的电平之间的匹配；以及
状态变化延迟部，所述状态变化延迟部在所述命令值/载波匹配检测器检测到所述电压命令值的电平和所述载波的电平之间的匹配时延迟与不同的相中的一相对应的导通/截止脉冲的状态变化。
7.一种功率转换器，包括：
功率转换电路，其中多个功率半导体开关元件桥接；
驱动电路，所述驱动电路驱动所述功率半导体开关元件；
输出各相的电压命令值的电压命令电路，所述电压命令值控制所述功率转换电路的输出电压；
载波生成电路，所述载波生成电路输出用于生成使所述功率半导体开关元件导通/截止的导通/截止脉冲的载波；以及
脉冲分配电路，所述脉冲分配电路基于通过比较所述电压命令值与所述载波而获取的比较信号来输出使所述功率半导体开关元件导通/截止的导通/截止脉冲，
所述功率转换器还包括多个状态变化检测器，所述状态变化检测器接收来自所述脉冲分配电路的各个功率半导体开关元件的导通/截止脉冲的输入，并且分别检测所述导通/截止脉冲的状态变化；以及
状态变化延迟部，所述状态变化延迟部在所述状态变化检测器检测到其状态变化彼此匹配的导通/截止脉冲时延迟所述导通/截止脉冲的检测到的状态变化中的任一个。
8.如权利要求5至7中的任一项所述的功率转换器，其特征在于，其中所述多个功率半导体开关元件桥接的所述功率转换电路以及驱动所述功率半导体开关元件的所述驱动电路被存储在一个封装中以构成智能功率模块。
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