CN101291115A

CN101291115A - 功率变换装置及其控制方法

Info

Publication number: CN101291115A
Application number: CNA2008100038501A
Authority: CN
Inventors: 绫野秀树; 稻叶博美; 大昭直人; 森和久; 蛭田清玄
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2007-04-16
Filing date: 2008-01-24
Publication date: 2008-10-22
Anticipated expiration: 2028-01-24
Also published as: HK1123403A1; JP2008271617A; CN101291115B; JP4509134B2

Abstract

本发明提供一种功率变换装置，其在负载电动机2的低速区域中也能保持与现有的3相调制方式同等的波形特性，并且能够实现稳定的驱动，从而能够降低电磁波。通过在各个相独立设置的U～W相用三角波生成部分6u～6w，在各个相独立地生成三角波载波，并使各个相的三角波载波具有相位差。此外，使用微型计算机等作为运算装置3，为了将各个相的电压指令值Vu^*～Vw^*与三角波进行比较，以各相互不相同的定时进行在缓冲器9u～9w进行暂时更新设定的动作。并且，根据功率变换器的输出电压和加速度等的信息单独调整各个相的载波的频率，以输出电压的PWM脉冲的变化不会重叠的方式进行开关驱动。

Description

功率变换装置及其控制方法

技术领域

本发明涉及到一种功率变换装置及其控制方法，尤其是涉及到一种能够降低功率变换器所生成的电磁噪音的功率变换装置及其控制方法。

背景技

功率变换器所生成的电磁波干涉(EMI：Electromagnetic interference)会给周围的设备带来不良影响，而使该等设备产生误动作。作为其对策，较为普遍的做法是安装共模扼流线圈(Common mode choke)等的无源元件，但这种做法会导致装置大型化以及成本增加。电磁波干涉在负载电动机以极低速进行驱动时，也就是功率变换器的输出电压振幅接近零时变得尤为显著。其原因是，此时3相逆变器的几乎所有的开关元件都同时进行ON/OFF，从而使零相电压大幅度增加。

对此，专利文献1中公开了一种二相调制式逆变器装置，其采用仅使3相中的2相执行开关动作的二相调制方式，使同时进行开关动作的相数减到为2/3，从而降低了噪音。此外，在专利文献1中，利用二相调制方式的特性，将在生成PWM脉冲时对于同一个三角波载波进行开关的2相的指令值设定成其中的一方在大于三角波时ON，而另一方在小于三角波时ON。由此，使PWM脉冲的中心点错位，避免多个相同时进行开关动作，使极低速区域以外的部分的噪音也得以降低。

此外，在专利文献2至5中公开了电容器的脉动降低技术、电动机损耗降低技术以及作为为了提高变换效率，使输出电压的相位错开的方法。

专利文献1：日本国专利特开2003-33042号公报

专利文献2：日本国专利特开2004-187386号公报

专利文献3：日本国专利特开2002-27763号公报

专利文献4：日本国专利特开2004-248419号公报

专利文献5：日本国专利特开2005-224070号公报

但是，专利文献1的二相调制方式中，由于在负载电动机的低速区域内，PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)脉冲的幅度变得极为狭窄，所以可能出现因设备无法响应而导致波形失真加大的情况。尤其是在升降设备那样要求具有低速和高转矩驱动特性的系统中，波形失真而引起的波形特性劣化会给乘坐舒适性带来重大的影响。此外，对设备反复施加幅度狭窄的PWM脉冲，可能会导致设备本身损坏。

另一方面，在专利文献2至5中，虽然能够输出与现有的3相调制方式同等的PWM脉冲，但是有可能导致误动作产生，在进行实用化时，为了确保稳定运作，需要进一步进行研究。此外，根据电压指令值的大小，可能会出现多个相同时进行开关动作，而导致电磁波干涉产生的情况。

发明内容

本发明的目的在于提供一种功率变换装置及其控制方法，其在保持与现有的3相调制方式同等的波形特性的同时，能够实现稳定的驱动，以降低电磁波。

本发明的一个方面的特征在于，作为将进行了脉宽调制的PWM信号传送给功率变换器内的对开关元件进行驱动的驱动电路中的运算装置，具有将发送到功率变换装置的电压指令值分别与各个相都具有相位差的三角波进行比较的比较部分，并且以与各个相的所述三角波的相位分别对应的各个相的定时来实行与所述三角波进行比较的所述电压指令值的更新定时。

本发明的优选实施形式的特征在于具有：各个相独立设置的暂时存储部分，其暂时存储所述电压指令值；各个相独立设置的暂时保存部分，其为了与各个相的所述三角波进行比较，而暂时保存所述电压指令值；以及指令传送处理部分，其以与各个相的所述三角波的相位分别对应的各个相的定时，将所述暂时存储部分中所存储的所述电压指令值传送给所述暂时保存部分。

在更为具体的实施例中，在各相独立地设置生成PWM脉冲时使用的三角波载波，并对各个三角波载波设置相位差。

此外，作为运算装置，使用微型计算机等的数字式运算装置，为了将各相的指令值与三角波进行比较，以各相互异的定时对进行暂时存储的缓冲区进行设定。

并且，根据功率变换器的输出电压和加速度等的信息，分别对各相的载波的频率进行单独调整，以避免在驱动时出现输出电压的PWM脉冲同时进行开关动作的情况。

发明效果

根据本发明的优选实施形式，由于在低速区域中能够充分确保PWM脉冲的幅度，所以能够确保与现有的3相调制方式同等的波形特性，而且，还能够降低电磁波。尤其适用于具有能够以高速驱动的开关元件并以高速的开关频率进行驱动的功率变换装置。

本发明的其它的目的以及特征将在以下说明的实施例中进一步予以说明。

附图说明

图1是本发明一实施例的功率变换装置的主电路和控制系统的结构示意图。

图2是运算装置3的功能说明图，其对本发明一实施例的指令值生成部分中的数据传送例进行了说明。

图3是现有技术中的输出PWM波形和零相电压波形的示例。

图4是现有技术中的零电压输出时的输出PWM波形和零相电压波形的示例。

图5是本发明一实施例的输出PWM波形和零相电压波形的示例。

图6是本发明一实施例中的零电压输出时的输出PWM波形和零相电压波形。

图7表示在以U相指令值Vu^*与U相三角波信号Tru的比较为例时的比较处理中，可能出现误动作的场合的示例。

图8是在本发明一实施例中的三角波信号的波峰与波谷附近更新指令值时的动作说明用的波形图。

图9是表示本发明一实施例中的变更载波相位时的载波状态的图。

图10是表示图9中的输出值和载波振幅之间关系的图。

符号说明：

1-主电路部分；

2-负载(电动机)；

3-运算装置；

4-驱动电路；

5-电压指令值生成部分；

6u～6w-U～W相用三角波生成部分；

61-三角波生成部分；

7u～7w-U～W相用比较处理部分；

8-电压指令值运算部分；

9u～9w-U～W相用缓冲寄存器；

10u～10w-U～W相用指令传送处理部分；

11u～11w-U～W相用设置寄存器；

Vu～Vw-U～W相输出电压；

Vo-零相电压；

Vu^*～Vw^*-U～W相输出电压指令值；

Vupwm～Vwpwm-U～W相PWM脉冲；

Tr1-三角波信号；

Tru～Trw-U～W相用三角波信号。

具体实施方式

以下参照附图对本发明的实施例进行说明。

图1是本发明一实施例的功率变换装置的主电路和控制系统的结构示意图。作为主电路，具有由开关元件构成的逆变器主电路部分1以及作为负载的交流电动机2，该交流电动机2由该主电路1提供可变电压和可变频率的交流电并且由该主电路1驱动。控制系统由运算装置3和驱动电路4构成，该运算装置3运算将所述主电路部分1进行驱动的信号，使得所述负载2进行所需的动作，该驱动电路4根据从该运算装置3输出的信号，对所述主电路部分1进行驱动。运算装置3由微型计算机或者FPGA(FieldProgrammable Gate Array)或者ASIC(Application Specific Integrated Circuit)等运算处理装置构成。其内部具有根据在负载2中流动的电流等生成U～W各相的输出电压指令值Vu^*～Vw^*的电压指令值生成部分5、生成三角波载波的三角波生成部分6u～6w、以及将所述指令值Vu^*～Vw^*与三角波信号Tru～Trw进行比较以生成PWM脉冲Vupwm～Vwpwm的比较处理部分7u～7w。

在现有技术中，功率变换装置的构成零部件和图1的实施例大致相同。但是，在运算装置3中，使用单一的三角波生成部分生成三角波载波，并且在各相的比较处理部分7u～7w中将三角波生成部分61所生成的单一的三角波信号Tr1与电压指令值Vu^*～Vw^*进行比较。

以下对图1的实施例中的电压指令值生成部分5的具体结构进行说明。

图2是运算装置3的功能说明图，其对本发明一实施例的电压指令值生成部分5中的数据传送例进行了说明。首先，具有对各相的电压指令值Vu^*～Vw^*进行运算的电压指令值运算部分8，以及具有暂时存储进行了运算的该电压指令值Vu^*～Vw^*的缓冲寄存器9u～9w。此外，还具有指令传送处理部分10u～10w和设置寄存器11u～11w，该指令传送处理部分根据预先设定的定时分别传送存储在缓冲寄存器中的该等电压指令值，设置寄存器存储该等指令传送处理部分传送来的电压指令值，并给予作为与三角波比较的对象的电压指令值。

存储在所述设置寄存器中的电压指令值和从三角波生成部分6u～6w输出的三角波信号Tru～Trw在比较处理部分7u～7w中进行比较，并生成PWM脉冲Vupwm～Vwpwm。

在此，由于运算装置3是微型计算机或者FPGA或者ASIC等数字式运算处理装置，所以其处理的信号是离散性的信号。为此，离散性信号的变化定时将变得重要。详细的动作在下文中进行说明。

图3是现有技术中的输出PWM波形和零相电压波形的示例，图3(A)是三角波比较方式的示意图，图3(B)是输出PWM波形和零相电压波形。例如，在图3(A)的U相输出电压指令值Vu^*方面，在点划线所示部分，当公式(1)成立时，U相输出电压Vu成为Hi状态(Vu＝Ed)。

Vu^*≥Tr1…………………………………………………………(1)

此外，当(2)式成立时，生成使得Vu成为Lo状态(Vu＝0)的PWM脉冲。

Vu^*＜Tr1……………………………………………………………(2)

另一方面，对电磁波产生影响的零相电压Vo满足公式(3)，噪音量与该零相电压Vo的变化幅度成比例地增加。

Vo＝(Vu+Vv+Vw)/3…………………………………………………(3)

其中，Vu～Vw表示U～W相的输出电压。

也就是说，在通常的开关状态下，如(3)式所示，在各相开关每次切换时，零相电压Vo的变动量为Ed/3，而如图3(B)的虚线的椭圆部分所示，在多个相同时变动时，零相电压Vo的变动幅度增大，噪音量也随之增加。

图4是现有技术中的零电压输出时的输出PWM波形和零相电压波形的示例。图4(A)是零电压输出的三角波比较方式的示意图，图4(B)是输出PWM波形和零相电压波形。在以极低速驱动负载时，形成与零电压输出状态相近的状态。如图4(B)所示，各相的输出电压Vu～Vw成为大致相同的波形。其结果，功率变换器的输出侧的线间电压为零。但是，由于此时的零相电压Vo各相同时进行开关动作，所以如图4(B)的虚线部分所示，满足公式(4)。

Vo＝Ed…………………………………………………………………(4)

为此，与单一相进行开关动作的场合相比，噪音量将增加至大约3倍。

以上就三相调制的情况作了说明，相对于三相调制，在二相调制方式中，将3相中的1相始终固定在ON状态或者OFF状态，而只对2相进行开关，所以在零电压输出时，零相电压Vo满足公式(5)，噪音量比三相调制时能够进一步降低。

Vo＝2·Ed/3………………………………………………………………(5)

另一方面，在零电压输出时的波形方面，在进行三相调制时，如图4(B)所示，占空比(ON时间与OFF时间之比)大约为50％，与此相比，二相调制时的占空比非常小，使得设备无法作出响应。其结果，可能导致波形的失真加大。尤其是在升降设备那样要求具有低速和高转矩驱动特性的系统中，波形失真而引起的波形特性劣化会给乘坐舒适性带来重大的影响。此外，对设备反复施加幅度狭窄的PWM脉冲，可能会导致设备本身损坏。

对此，在图1的本发明的一实施例中，在各个相独立地设置生成三角波载波的三角波产生部分6u～6w，并且，对输出的三角波信号Tru～Trw分别设定相位差。

图5是图1以及图2所示的本发明一实施例中的输出PWM波形和零相电压波形的示例，图5(A)是三角波比较方式的示意图，图5(B)是输出PWM波形和零相电压波形。图5(A)是在各相用的三角波信号分别设置了120度相位差的状态下的示例。此时的输出电压波形的占空比与图3时大致相同，零相电压Vo的变化幅度大致满足公式(6)。

Vo＝Ed/3………………………………………………………………(6)

另一方面，图6是所述实施例中的零电压输出时的输出PWM波形和零相电压波形的示例。图6(A)是零电压输出的三角波比较方式的示意图，图6(B)是输出PWM波形和零相电压波形。此时的输出电压波形的占空比与图4的场合相同大约为50％。并且，通过在三角波信号设置相位差，其结果，零相电压Vo的变化幅度满足公式(7)，即使在零电压输出时，也能够降低噪音。

Vo＝Ed/3………………………………………………………………(7)

在图6中，以载波周期那样大小的时间轴观察时，输出的线间电压不是零，其值会波动。另一方面，如果通过负载的输出频率大小为数十ms的时间轴观察时，由于占空比大致为50％，输出线间电压的平均值为零。尤其是，在具有能进行高速驱动的开关元件的功率变换器中，当三角波载波的频率较高时，能够形成精度极为良好的波形。

图7表示在以U相指令值Vu^*与U相三角波信号Tru的比较为例时的比较处理中，可能会出现误动作的场合的示例。在图7的虚线椭圆部分中，U相的电压指令值Vu^*根据与U相三角波信号Tru的变化重叠的定时进行变化。也就是说，在能检测到电压指令值和三角波信号的大小关系发生逆转(变化)的定时(波峰与波谷之间)，电压指令值不稳定，两者的大小关系难以判别，可能会导致误动作。

图8是在本发明一实施例中的三角波信号的波峰与波谷附近更新比较用的电压指令值时的动作说明用的波形图。该处理与将指令传送处理部分10u～10W进行传送的定时设定在三角波信号的波峰与波谷附近的场合相当。

在现有的运算装置中，由于与单一的三角波进行比较，所以如图8所示的，通过单一的指令传送处理，将全部的相的缓冲寄存器中所存储的电压指令值在三角波信号的波峰与波谷处进行传送。

与此相对，在本发明的一实施例中，由于各个相具有三角波生成部分6u～6w，并且由于各个相位彼此不同，所以，在以单一的指令传送处理部分进行处理时，在某一个相成为如图7所示的状态，从而有可能导致误动作产生。在此，在本实施例中，在各相中设置指令传送处理部分10u～10w，并且，各相的指令传送处理部分10u～10w以互不相同的定时，也就是在各相的三角波信号的波峰以及波谷附近的各自的位置实行指令传送。由此，各相均成为如图8所示的关系，所以能够防止在进行三角波比较时发生误动作。

并且，在图5和图6中，以各相的三角波信号Tru～Trw的相位差为120度为例进行了说明，但只要满足在零电压状态下同时进行开关这一目的，则并不仅限于120度。也就是说，各相的三角波信号的相位差可以是非等间隔的。尤其是，因零相电压的变化而产生的共模电流，也就是造成电磁障碍的直接原因的电流的波形是以数十kHz～数MHz进行衰减振动的波形，所以，只要所错开的相位能获得足够的时间使振动衰减，则能够获得充分的噪音降低效果。

以下对上述本发明一实施例进行概括说明。

首先，具有使用半导体开关元件来构成主电路1的功率变换器、对该功率变换器内的所述开关元件进行驱动的驱动电路4以及将进行了脉宽调制的PWM信号Vupwm～Vwpwm传送给该驱动电路4的运算装置3。该运算装置3如图1所示，具有生成发送到所述功率变换器的电压指令值Vu^*～Vw^*的电压指令值生成部分5、将该电压指令值Vu^*～Vw^*分别与各个相具有相位差的三角波Tru～Trw进行比较的比较部分7U～7w。在此，所述运算装置3如图2所示，首先具有在各个相设置的缓冲寄存器9u～9w，其暂时存储由电压指令值运算部分8运算出电压指令值Vu^*～Vw^*。此外，还具有在各个相设置的设置寄存器11u～11w，其为了对各个相的所述三角波Tru～trw进行比较，而暂时保存所述电压指令值Vu^*～Vw^*。并且，如图8所示，具有指令传送处理部分10u～10w，根据与各个相的所述三角波的波峰附近以及波谷附近的相位对应的各个相的定时，将存储在所述缓冲寄存器9u～9w中的电压指令Vu^*～Vw^*的最新值发送到所述设置寄存器11u～11w，以更新作为与所述三角波Tru～Trw比较的对象的所述设置寄存器11u～11w内的电压指令值Vu^*～Vw^*。

其结果，如在图8所说明的那样，尽管各个相的三角波载波Tru～Trw具有互相错开的相位，但作为与各相的三角波载波Tru～Trw比较的对象的设置寄存器11u～11w内的电压指令Vu^*～Vw^*仅在各相的三角波载波Tru～Trw的波峰附近以及波谷附近进行更新。为此，在各相的三角波载波Tru～Trw的大小和电压指令Vu^*～Vw^*的大小发生逆转(变化)的定时(波峰与波谷之间)中，电压指令值Vu^*～Vw^*的大小始终保持稳定。因此，除比较部分7u～7w的动作保持稳定外，还能实现没有产生误动作之虞的PWM调制。

以下对图1以及图2的一实施例的三角波生成部分6u～6w的动作进行说明。

通过图2的处理，即使在由各相的三角波生成部分产生的三角波信号中以相同的频率进行驱动，并且以相同的相位差进行驱动，尤其是在零电压区域中，所发生的噪音少且能够进行稳定的驱动。但是，有时会随着电压指令值变大而产生同时进行开关动作的相。为了避免这种情况发生，在本实施例中，根据被指令的输出电压的大小和负载电动机的加速度的信息等，针对发生同时进行开关动作时的电压值，使各相的三角波信号的相位变化。在一般情况下，功率变换器为了输出平衡电压，能够事先知道同时进行开关动作时的各相的电压值。并且，在升降设备等能够在某种程度上掌握负载的加速度和运行模式等的场合，通过以前馈方式使三角波信号的相位变化，能够避免在整个输出电压区域内同时进行开关动作的情况，具有能够减少噪音的效果。

图9是表示在本发明的一实施例中更改载波相位时的载波状态的图。U相用三角波信号Tru是相同频率的三角波信号，与此相对，V相用三角波信号Trv在相位变动区间内三角波频率暂时升高，且相位比U相用三角波信号Tru更提前。另一方面，W相用三角波信号Trw在相位变动区间内三角波频率暂时降低，且相位比U相用三角波信号Tru滞后。在通过微型计算机等生成三角波信号时，在一般情况下，进行对时钟信号进行正计(count rp)时，在达到折回点trn1后进行倒计(count down)时这样的处理。为此，通过使信号大小值下降到如折回点trn2那样，能够提高三角波频率，而通过使信号大小值上升到如折回点trn3那样，则能够降低三角波频率。

图10是表示图9中的输出值与载波振幅之间关系的图。如图9的三角波信号的虚线椭圆部分所示，在使三角波振幅变化时，有必要对电压指令值也进行相应的调整。在图1的主电路部分1的直流电压值为Ed时，当如图10所示，三角波半周期的时钟数为A时，能够通过以成为公式(8)的比例的形式使输出指令值增加增益倍，并进行调整量为A/2[digit]的偏移调整，来调整电压指令值。

Ed[V]＝A[digit]……………………………………………………………(8)

并且，在本发明的一实施例中，以三相逆变器为例作了说明，但理所当然在三相的PWM整流器和桥接形的单相功率变换器等场合也能够得到同样的效果。

以上对本发明的一实施例作了说明，但本发明并不仅限于上述实施例，理所当然能够在不改变本发明宗旨的范围内实施各种变形例。

Claims

1、一种功率变换装置，具有使用半导体开关元件来构成主电路的功率变换器、对该功率变换器内的所述开关元件进行驱动的驱动电路以及将进行了脉宽调制的PWM信号传送给该驱动电路的运算装置，该运算装置具有生成输出到所述功率变换器的电压指令值的电压指令值生成部分、以及将该电压指令值分别与各个相均具有相位差的三角波进行比较的比较部分，该功率变换装置的特征在于，

所述运算装置被构成为以与各个相的所述三角波的相位分别对应的各个相的定时来实行与所述三角波进行比较的所述电压指令值的更新定时。

2.一种功率变换装置，具有使用半导体开关元件来构成主电路的功率变换器、对该功率变换器内的所述开关元件进行驱动的驱动电路以及将进行了脉宽调制的PWM信号传送给该驱动电路的运算装置，该运算装置具有生成输出到所述功率变换器的电压指令值的电压指令值生成部分、以及将该电压指令值分别与各个相均具有相位差的三角波进行比较的比较部分，该功率变换装置的特征在于，

所述运算装置具有：各个相的暂时存储部分，其暂时存储所述电压指令值；各个相的暂时保存部分，其为了与各个相的所述三角波进行比较，而暂时保存所述电压指令值；以及指令传送处理部分，其以与各个相的所述三角波的相位对应的各个相的定时，将所述暂时存储部分中所存储的所述电压指令值传送给所述暂时保存部分。

3.如权利要求1或者2所述的功率变换装置，其特征在于，所述运算装置是微型计算机或者FPGA或者ASIC等的数字运算处理装置。

4.如权利要求2所述的功率变换装置，其特征在于，所述暂时存储部分包括缓冲寄存器。

5.如权利要求2所述的功率变换装置，其特征在于，所述暂时保存部分包括设置寄存器。

6.如权利要求2所述的功率变换装置，其特征在于，所述运算装置具有按各个相独立地设置的三角波生成部分，其分别生成具有相位差的各个相的三角波，所述指令传送处理部分被构成为各个相独立地以各不相同的定时生成传送指令。

7.如权利要求2所述的功率变换装置，其特征在于，所述指令传送处理部分被构成为在各相的三角波信号的波峰或者波谷的附近传送指令值。

8.如权利要求1所述的功率变换装置，其特征在于，具有频率设定部分和相位调整部分，该频率设定部分将各相的三角波生成部分所生成的三角波信号的频率以各个相独立的形式进行设定，该相位调整部分调整各个相的三角波信号之间的相位差。

9.如权利要求1所述的功率变换装置，其特征在于，具有相位差调整部分，其对所述相位差进行调整，以使得所有的所述PWM信号均以各不相同的定时进行变化。

10.如权利要求1所述的功率变换装置，其特征在于，相对于使所有相的电压指令值实质上均为零的电压指令值，各相的所述PWM信号实质上全部为50％的通断比，并且，各相的所述PWM信号的相位各不相同。

11.一种功率变换装置，具有使用半导体开关元件来构成主电路的功率变换器、对该功率变换器内的所述开关元件进行驱动的驱动电路以及将进行了脉宽调制的PWM信号传送给该驱动电路的运算装置，该运算装置具有生成输出到所述功率变换器的电压指令值的电压指令值生成部分、以及将该电压指令值分别与各个相均具有相位差的三角波进行比较的比较部分，该功率变换装置的特征在于，

所述运算装置具有：各个相分别设置的缓冲寄存器，其暂时存储所述电压指令值；各个相分别设置的设置寄存器，其为了对各个相的所述三角波进行比较，暂时保存所述电压指令值；以及指令传送处理部分，其将存储在所述缓冲寄存器中的电压指令的最新值，以与各个相的所述三角波的波峰附近以及波谷附近的相位分别对应的各个相的定时发送到所述设置寄存器，以更新所述设置寄存器内的作为所述三角波的比较对象的电压指令值。

12.一种功率变换装置的控制方法，该功率变换装置具有使用半导体开关元件来构成主电路的功率变换器、对该功率变换器内的所述开关元件进行驱动的驱动电路以及将进行了脉宽调制的PWM信号传送给该驱动电路的运算装置，该控制方法具有生成输出到所述功率变换器的电压指令值的电压指令值生成步骤、以及将该电压指令值分别与各个相均具有相位差的三角波进行比较的步骤，该控制方法的特征在于，

以与各个相的所述三角波的相位分别对应的各个相的定时来实行与所述三角波进行比较的所述电压指令值的更新定时。

13.一种功率变换装置的控制方法，该功率变换装置具有使用半导体开关元件来构成主电路的功率变换器、对该功率变换器内的所述开关元件进行驱动的驱动电路以及将进行了脉宽调制的PWM信号传送给该驱动电路的运算装置，该控制方法具有生成输出到所述功率变换器的电压指令值的电压指令值生成步骤、以及将该电压指令值分别与各个相均具有相位差的三角波进行比较的步骤，该控制方法的特征在于，包括：

生成各个相的三角波的步骤；各个相的暂时存储步骤，其暂时存储所述电压指令值；各个相的暂时保存步骤，其为了与各个相的所述三角波进行比较，暂时保存所述电压指令值；以及各个相的指令传送处理步骤，其以与各个相的所述三角波的相位分别对应的各个相的定时，传送所述暂时存储步骤中所存储的所述电压指令值，以便在所述暂时保存步骤中对其进行保存。

14.如权利要求12或者13所述的功率变换装置的控制方法，其特征在于，具有：各个相独立进行的三角波生成步骤，其分别生成具有相位差的各个相的三角波；以及各个相独立进行的传送步骤，其以各不相同的定时传送所述用于比较的电压指令值。

15.如权利要求12所述的功率变换装置的控制方法，其特征在于，具有传送步骤，其在各相的三角波信号的波峰或者波谷附近，传送所述用于比较的所述电压指令值。

16.如权利要求12所述的功率变换装置的控制方法，其特征在于，具有频率设定步骤和相位调整步骤，该频率设定步骤以各个相独立的方式设定各个相的所述三角波信号的频率，该相位调整步骤调整各个相的三角波信号之间的相位差。

17.如权利要求12所述的功率变换装置的控制方法，其特征在于，具有相位差调整步骤，其对所述相位差进行调整，以使得所有的所述PWM信号均以各不相同的定时进行变化。

18.如权利要求12所述的功率变换装置的控制方法，其特征在于，相对于使所有相的电压指令值实质上均为零的电压指令值，各相的所述PWM信号实质上全部为50％的通断比，并且，各相的PWM信号的相位各不相同。