CN103401447B - 一种级联型pwm整流器的调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种级联型PWM整流器的调制方法，该方法通过实时提取各个H桥单元的调制信号，计算得到级联单元的载波相位更新值，并对载波相位进行更新，更新以后的值作为该单元的实际载波信号。由于级联型PWM整流器各单元负载不可能完全一致，因此根据功率相等原则，各H桥调制型号不可能完全一致，导致采用传统载波移相算法时相应的开关次谐波无法抵消。基于本发明所采取的新型调制算法，有效地降低了调制信号不一致对网侧电流产生的影响，降低了主谐波大小及网侧电流的WTHD值。

Description

一种级联型PWM整流器的调制方法

技术领域

本发明涉及一种级联型PWM整流器的调制方法，属于高压大功率电力电子技术领域。

背景技术

随着智能电网建设的不断推进，高压大功率电力电子装置在电力系统中获得了越来越广泛的应用。电压平衡控制技术是级联型PWM整流器能够安全、可靠运行的关键技术，由电压不平衡引起的某直流侧电容过压将导致装置故障，甚至损坏。因此，近年来许多文献针对电压不平衡问题提出了新型的解决方案。根据应用调制算法的不同，这些电压平衡控制方法主要可以分为两大类：第一类是基于选择谐波消除技术，通过改变各个级联单元的移相角，使得输出电压能够消除指定低次谐波，这种情况下各个开关器件工作在与电网电压接近的频率段，损耗较小，可开断电流较大，但由于可消除的谐波次数非常有限，因此输出谐波含量较大。第二类是基于载波移相脉宽调制技术,因其能够用较低的开关频率实现较高的等效开关频率，近年来已成为级联型装置应用的主流。

各个级联单元之间的损耗差异是造成级联型PWM整流器直流侧电压不平衡的根本原因。由于各个H桥单元在其交流侧共用同一个交流电流，因此基于CPS-PWM的平衡控制方法通常以修改调制信号为目的，主要分为相位修正、幅值修正以及矢量修正三种。

然而，无论是何种平衡控制方法，它们都与载波移相调制算法的使用前提有一定的矛盾，因此在级联单元个数为N时，2Nf_c以下的载波边带谐波将无法完全消除，引起了输出电压加权总谐波畸变指标（WTHD）的增大。

发明内容

发明目的：本发明提出一种级联型PWM整流器的调制方法，消除了由于调制信号不一致所引起的主谐波对网侧电流的影响。

技术方案：本发明采用的技术方案为一种级联型PWM整流器的调制方法，包括以下步骤：

1）提取各个H桥单元的调制信号；

2）根据级联单元个数N，计算得到各个H桥单元的初始载波相位值；

3）计算各个H桥单元各个级联单元的实际载波相位值θ_i；

4）利用现有技术将各单元以实际载波相位θ_i为相角的三角载波与调制信号m_i比较，得到各个级联单元的开关信号；

5）在其他相链节中重复上述四步。

作为本发明的进一步改进，所述步骤2）中第i个H桥单元的初始载波相位值α_i=(i-1)π/N(i=1,2...N)。

有益效果：本发明所提出的一种级联型PWM整流器的调制方法，具有实现简便，数字信号处理器运算量小的优点。该方法使得级联型PWM整流器的网侧电流主谐波能够完全消除，并提高了网侧电流性能，对电压平衡控制算法无影响，不影响装置控制的动态性能。

附图说明

图1为三角形连接级联型PWM整流器拓扑结构；

图2为级联型PWM整流器电压平衡控制框图；

图3为谐波与基波的幅值比－调制比的关系；

图4为谐波加权因子－调制比的关系；

图5为N个单元级联时主谐波矢量图；

图6为本发明与现有载波移相调制策略比较图；

图7为现有调制方法下交流侧电压及其FFT分析；

图8为本发明调制方法下交流侧电压及其FFT分析。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例，进一步阐明本发明，应理解这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等同形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。

级联型PWM整流器按连接方式可分为星型接法和三角形接法两种，两者应用的平衡算法存在一定的区别。其中，星型连接由于三相之间存在一定的耦合，因此平衡算法涉及相间平衡与相内平衡两种，实现较为复杂。相反，三角形接法能够使装置分解为三个单相独立控制，实现较为方便，基于此连接方式提出的平衡算法较多。

基于三角形连接的级联型PWM整流器拓扑结构如图1所示，每相单元由并网电感L和N个H桥级联单元组成，损耗电阻r_i用来等效各H桥单元的并联损耗。

由于各单元能够分相独立控制，因此这里仅以AB相为例进行分析。由于各H桥交流侧共用相同电流，因此根据线性调制原理，各H桥有功功率P_Hi满足式（1）：

$P_{\mathrm{Hi}}=\frac{1}{2}{i}_{\mathrm{abm}}\left(M_i{U}_{\mathrm{dci}}\right)\cos {\mathrm{\θ}}_i=\frac{U_{\mathrm{dci}}^2}{r_i}---\left(1\right)$

式（1）中，i_abm为交流侧电流幅值，U_dci为各H桥直流侧电压均值，M_i为各H桥调制比，θ_i为各H桥交流侧电压与交流侧电流之间的相角。

由于各H桥的并联损耗r_i不可能完全相同，甚至差异较大，因此要满足直流侧电压平衡，即满足U_dc1=U_dc2=…=U_dcN，各H桥不能采用相同的调制信号。如式（1）所示，调制比M_i或者与交流电流之间的夹角θ_i的数值需要进行适当的修正，控制算法如图2所示。

如图2所示，现有的电压平衡控制算法由传统电压电流双闭环控制和电压平衡控制算法组成。各H桥的初始调制信号需要根据电压平衡环节进行适当的修正，同时，由式（1）可知，电压平衡环节与交流侧电流i_ab，各H桥单元直流侧电压u_dci和并联损耗r_i的数值有关。

对于级联H桥型拓扑结构，载波移相调制算法为主流算法，然而，根据图2可知，各H桥单元的调制信号（包括幅值或者相角）存在一定的差异，差异的大小与各单元不平衡度有关，这与载波移相调制算法的使用前提存在一定的矛盾。对于单相H桥整流器常采用单极倍频调制算法，当开关频率为f_c时，交流侧电压最低边带谐波在2f_c附近。其交流侧电压解析解表达式如式（2）：

$v_h\left(t\right)=U_{\mathrm{dc}}M\cos \left({\mathrm{\ω}}_{0}t\right)$

$+\frac{{4U}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{\π}}\underset{m=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{2m}{J}_{2n-1}\left(\mathrm{m\πM}\right)\cos \left[(m+n-1)\mathrm{\π}\right]---\left(2\right)$

$\×\cos [2m{\mathrm{\ω}}_{c}t+(2n-1){\mathrm{\ω}}_{0}t]$

式（2）中，m和n分别为以载波与调制信号为基准的谐波次数，ω_c和ω₀分别为载波和调制波角频率。M为调制比，J为贝塞尔函数值。由式（2）可以很清楚地观察到交流侧电压除基波外，只含有偶数倍载波频率周围的奇次边带谐波。由式（2）可以很清楚地观察到交流侧电压除基波外，只含有偶数倍载波频率周围的奇次边带谐波。

首先提取由控制回路生成的一个相链节中每一个H桥单元的调制信号m_i。

在由N个H桥单元构成的一个相链节的级联型整流器中，假设各H桥调制信号相同，采用载波移相调制策略，移相角为π/N时，交流侧总电压解析解表达式如式（3）。

$v_{\mathrm{Nh}}\left(t\right)={\mathrm{NU}}_{\mathrm{dc}}M\cos \left({\mathrm{\ω}}_{0}t\right)$

$+\frac{{4U}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{\π}}\underset{m=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{2m}{J}_{2n-1}\left(\mathrm{m\πM}\right)\cos \left[(m+n-1)\mathrm{\π}\right]---\left(3\right)$

$\×\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\cos \left\{2m\right[{\mathrm{\ω}}_{c}t+\frac{(i-1)\mathrm{\π}}{N}]+(2n-1){\mathrm{\ω}}_{0}t\}$

由式（3）可知，当各H桥调制信号相同时，若各载波采用这种移相方式，交流侧电压除基波外，只含有2Nf_c次及以上的偶数倍载波频率周围的奇次边带谐波。因此，当各H桥采用电压平衡控制时，仍然采用该种移相方式不能严格满足式（3），使得2Nf_c以下的偶数次边带谐波不能完全抵消。

由于谐波阶数对输出总谐波畸变影响较大，因此本发明采用适用性更为广泛的加权总谐波畸变因数WTHD作为评价指标，其计算公式如式（4）所示。

$\mathrm{WTHD}=\sqrt{\underset{i=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{(V_i/i)}^2}/V_0---\left(4\right)$

其中，V₀表示基波分量幅值，V_i表示第i次谐波分量幅值。因此，由式（4）可以看出，谐波阶数越低，其对WTHD的影响越大。设第i次谐波的加权因子为ρ_i，则WTHD计算式可表示为

$\mathrm{WTHD}=\sqrt{{\mathrm{\ρ}}_1+...+{\mathrm{\ρ}}_i+...+{\mathrm{\ρ}}_{\∞}}---\left(5\right)$

采用基于调制比修正的电压平衡方法，各H桥调制比存在一定的差异，由式（1）可知，调制比的差异直接反映了各H桥有功功率损耗的差异。通常情况下，各H桥之间的差异不大，因此H桥整流器的调制比常控制在0.5至0.9之间。

由式（2）可知，各次谐波幅值的变化主要取决于贝塞尔函数值的变化，而贝塞尔函数的值与载波谐波次数m，调制比M有关。图3显示了单个H桥在m小于等于4时，交流电压中各次谐波与基波的幅值比。观察图3可以发现，在m=1，n=0,1时，即谐波次数为2f_c/f₀±1的边带谐波在谐波簇中所占比例最大。

为了确定各次谐波对WTHD值的影响，各次谐波的加权因子值ρ_i随调制比M的关系如图4所示，其中令f_c=800Hz，f₀=50Hz。由图4可知，谐波次数为2f_c/f₀±1的边带谐波对WTHD值影响最大，因此可称之为主谐波。

将第i个H桥的主谐波用矢量形式可表示为

$V_i=V_i\cos [(2{\mathrm{\ω}}_c\±{\mathrm{\ω}}_0)t+{\mathrm{\θ}}_i]---\left(6\right)$

当N个H桥相级联时，应满足

$\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{V}_i=0---\left(7\right)$

当N分别为2,3,4时，矢量示意图如图5所示，其中以V₁为参考矢量，即设θ₁=0。

由图5可知，当级联单元数N为2时，式（7）无法满足，此时，当θ₁=π，即移相角为π/2时，抵消量最大，其值等于V₁+V₂。

级联单元数N大于2时，总能够找到这样的θ_i，使得由矢量V₁V₂V_N端点构成的多边形重心落于o点，即式（7）成立。

因此根据一个相链节中的级联单元个数N，令第i个H桥单元的初始载波相位值α_i=iπ/N(i=0,1...N-1)，然后利用式（7）和图5所示的矢量和为零矢量的条件解出各个级联单元的实际载波相位值θ_i。例如当N=3时，可得式（8）：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_1+V_2\cos \left({\mathrm{\θ}}_2\right)+V_3\cos \left({\mathrm{\θ}}_3\right)=0\\ V_2\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)+V_3\sin \left({\mathrm{\θ}}_3\right)=0\end{array}\right.---\left(8\right)$

由式（8）可解得

$\left\{\begin{array}{c}\cos \left({\mathrm{\θ}}_2\right)=\frac{{V_3}^2-{V_1}^2-{V_2}^2}{2V_1{V}_2},{\mathrm{\θ}}_2\∈[0,\mathrm{\π}]\\ \cos \left({\mathrm{\θ}}_3\right)=\frac{{V_2}^2-{V_1}^2-{V_3}^2}{2V_1{V}_3},{\mathrm{\θ}}_3\∈[\mathrm{\π},2\mathrm{\π}]\end{array}\right.---\left(9\right)$

由式（9）可知，当V₁=V₂=V₃时，θ₂=2π/3，θ₃=4π/3，因此可以认为传统载波移相策略为此改进调制方法的一种特例，如图6所示。

最后利用现有技术将各单元以实际载波相位θ_i为相角的三角载波与调制信号m_i比较，得到各个级联单元的开关信号。并重复上述过程应用到另外两个相链节中。

分别采用本发明提出的改进型调制方法与传统的载波移相方法对级联装置总交流侧电压进行调制，得到交流侧电压波形及其FFT分析分别如图7和8所示，其中移相角修正量由式（9）得到。由图可知，基于本发明提出的改进调制方法能够完全消除主边带谐波，相比传统方法有较大改善，同时实验结果与理论分析一致，进一步验证了本发明提出方法的正确性与有效性。

Claims (1)

1.一种级联型PWM整流器的调制方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)提取各个H桥单元的调制信号m_i；

2)根据级联单元个数N，计算得到各个H桥单元的初始载波相位值，第i个H桥单元的初始载波相位值α_i＝iπ/N(i＝0,1...N-1)；

3)利用主谐波矢量和为零的条件对第2)步中的载波相位值α_i进行更新，得到第i个H桥单元实际的载波相位值θ_i，

所述更新首先定义谐波次数为2f_c/f₀±1的边带谐波为主谐波，f_c和f₀分别为载波与调制波频率，接着将第i个H桥的主谐波用矢量形式表示为V_i，最后对于不同级联个数N，计算每个H桥的载波相位值θ_i，使得由矢量V₁V₂V_N端点构成的多边形重心落于矢量原点；

4)将各单元以实际的载波相位值θ_i为相角的三角载波与调制信号m_i比较，得到各个级联单元的开关信号；

5)在其他相链节中重复上述第1)步骤-第4)步骤。