CN105141144A - 高压变频器中母线电压波动的抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电机的控制技术领域，公开了一种高压变频器中母线电压波动的抑制方法。本发明中，高压变频器中母线电压波动的抑制方法，包含以下步骤：在高压变频器的逆变器的调制波中加入零序分量。这样，可以抑制高压变频器的母线电压波动，进而降低给PWM整流器AFE的电流环控制带来不利的影响，有利于延长变频器中电容器的寿命及降低对变频器输出波形正弦度的损害。

Description

高压变频器中母线电压波动的抑制方法

技术领域

本发明涉及电机的控制技术领域，特别涉及一种高压变频器中母线电压波动的抑制方法。

背景技术

当电机工作在二、四象限时，处于发电机状态，电能回馈给变频器的直流母线电容，普通二象限变频器只能通过制动电阻消耗掉这部分电能。但是，由滤波电感和IGBT(绝缘栅双极型晶体管)构成的四象限变频器，利用PWM(脉冲宽度调制)整流技术，不仅可以将电能回馈给电网，还能通过对电网锁相，并控制输入侧电流的波形，让变频器运行在“单位功率因数”状态，避免了二极管不控整流或晶闸管相控整流对电网造成的谐波污染，而且获得良好的电机调速性能。因此在矿山提升，港口起重等大惯量位能负载，反复短时连续工作制的场合，特别适合高压四象限变频器。

但是，在高压四象限变频器中，存在母线电压低频波动问题。这对器件选型、电流电压控制效果等指标都提出了难点。现阶段，解决四象限变频器的母线上存在低频电压波动的问题，存在如下三种方法：第一种方法是在软件算法中采取陷波器。但这种技术在高压变频器的拓扑中，只能优化网侧电流和电压波形，对母线电压由于功率不匹配所引起的波动不起作用；第二种方法是通过提高母线给定电压来抑制波动，但这对电容、IGBT、驱动板等的耐压提出更高要求。第三种方法是通过增加电容数量来抑制波动，但增大了变频器的体积，而且增加了成本。

发明内容

本发明解决的问题在于提供一种高压变频器中母线电压波动的抑制方法，可以抑制高压变频器的母线电压波动，进而降低给PWM(脉宽调制)整流器AFE(ActiveFrontEnd，整流/回馈单元)的电流环控制带来不利的影响，有利于延长变频器中电容器的寿命及降低对变频器输出波形正弦度的损害。

为解决上述技术问题，本发明的实施方式提供了一种高压变频器中母线电压波动的抑制方法，包含以下步骤：

在所述高压变频器的逆变器的调制波中加入零序分量，抑制母线电压波动。

本发明实施方式相对于现有技术而言，是在高压变频器的逆变器的调制波中加入零序分量，这样，可以抑制高压变频器的母线电压波动，进而降低给PWM整流器AFE的电流环控制带来不利的影响，有利于延长变频器中电容器的寿命及降低对变频器输出波形正弦度的损害。

进一步地，在所述高压变频器的逆变器的调制波中加入零序分量的步骤中，采用马鞍波脉宽调制(SAPWM)方式，在功率单元中加入无功功率，转移整机ABC三相中的瞬时功率。这样，可以达到减小单元自身输入输出瞬时功率的差异，但又不会影响输出电流波形，进而可以减小单元母线电压的波动。

另外，在所述高压变频器的逆变器的调制波中加入零序分量的步骤之前，包含以下步骤：根据能量守恒定律，获取所述高压变频器的母线电容上电压的微分方程；根据所述微分方程，计算得到所述高压变频器的母线电压的交流分量的表达式；根据预设的母线电压的波动幅值与母线电压的交流分量的表达式，计算出所述母线电容的电容值，并在所述高压变频器中采用电容值等于计算出的电容值的母线电容。工程人员在高压变频器中采用电容值等于计算出的电容值的母线电容，可以抑制高压变频器的母线电压波动。

进一步地，在所述高压变频器中采用电容值等于计算出的电容值的母线电容的步骤之后，包含以下步骤：消除母线电压与所述高压变频器的输入电流之间的耦合。这样，可以消除母线电压与输入电流相互耦合造成的剧烈振荡。

附图说明

图1是根据本发明第一实施方式中的高压变频器的子单元拓扑结构示意图；

图2是根据本发明第一实施方式的高压变频器中母线电压波动的抑制方法流程图；

图3是根据本发明第一实施方式中的生成SAPWM调制波的方法流程图；

图4是根据本发明第二实施方式的高压变频器中母线电压波动的抑制方法流程图；

图5是根据本发明第二实施方式中的所测直流母线电压和网侧输入电流示意图；

图6是根据本发明第二实施方式中的系统仿真模型的结构示意图；

图7是根据本发明第二实施方式中的直流母线电压仿真波形示意图；

图8是根据本发明第二实施方式中的高压高压变频器最小系统的MATLAB仿真模型示意图；

图9a是根据本发明第二实施方式中的输出调制采用SPWM的母线电压波动仿真结果示意图；

图9b是根据本发明第二实施方式中的输出调制采用SAPWM的母线电压波动仿真结果示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的各实施方式进行详细的阐述。然而，本领域的普通技术人员可以理解，在本发明各实施方式中，为了使读者更好地理解本申请而提出了许多技术细节。但是，即使没有这些技术细节和基于以下各实施方式的种种变化和修改，也可以实现本申请各权利要求所要求保护的技术方案。

为了采用低耐压器件得到高输出电压，降低输出电压随时间的变化率并抑制谐波，工程师设计了多电平变换器。在高压变频器中(比如工作电压为3KV、6KV、10KV)，目前国际上普遍采用依靠移相变压器提供多路移相隔离电压输出的级联型多电平变换器。相对于通用多电平结构中的器件串联形式，模块化设计的单元级联型结构在控制算法上要简单得多。出于级联结构的需要，子单元一般采用H桥(子单元的电路形似字母H)的单相逆变方式。本实施方式的高压变频器中，子单元拓扑结构如图1所示。其中，e_a、e_b、e_c分别为三相输入电压，i_a、i_b、i_c为三相输入电流，L_a、L_b、L_c为电感，Ca、Cb、Cc为用于滤波电容，G1～G10为开关器件，Cdc为母线电容，具体可以是直流支撑电容，i_o为单相输出电流，V_o单相输出电压。

其中，子单元的三相输入电压(e_a、e_b、e_c)由移相变压器副边绕组提供。LCL滤波环节可以抑制流入电网的开关频率处电流谐波，在设计LCL滤波环节时需要考虑成本、滤波效果、谐振频率、EMI(电磁干扰)、功率损耗等因素。由于滤波电容(Ca、Cb、Cc)的引入，不可避免地使系统存在容性无功，在设计时一般会限制容性无功功率在系统总功率的5％以内，下文中为了简化数学模型，忽略了这部分无功能量。开关器件由IGBT(绝缘栅双极型晶体管)加反并联续流二极管构成，在额定负载下工作时，通过仿真可知热损耗大概占系统输出功率的2％。在下文的数学模型中，将它当成理想开关器件，忽略了热损耗。母线电容(Cdc)起稳定母线电压的作用，常用电解电容或薄膜电容。高压变频器可以采用薄膜电容，薄膜电容的高耐压、高耐纹波电流能力使之成为高压四象限变频器的首选，但相对较小的容值会引起较大的母线电压波动，而且薄膜电容价格贵，体积大，并不适合大量使用。所以，如何选择合适的电容以满足母线电压波动的设计指标是设计人员亟待解决的问题。

本发明的发明人发现，在高压变频器整机中，由于采用了移相叠加技术，系统三相输入与三相输出的电流谐波很小，功率恒定(不考虑器件损耗，输入功率等于输出功率乘以电机功率因数)，因此，整机的输入与输出功率在稳态下均为常值。矛盾之处在于功率单元的恒功率输入与脉动功率输出造成母线电压的波动。

本发明的第一实施方式涉及一种高压变频器中母线电压波动的抑制方法，具体流程如图2示，包含以下步骤：

步骤201，根据能量守恒定律，获取高压变频器的母线电容上电压的微分方程。在本实施方式中，高压变频器为高压四象限变频器。

具体地说，在本步骤中，根据图1所示的子单元拓扑结构，建立单相输出高压变频器数学模型，并忽略容性无功功率、开关器件的热损耗等微小损耗；其中，输入电感L_a、L_b、L_c和直流电容Cdc存在充放电行为。由于子单元中各器件消耗的功率应等于输入侧功率，则有

P_in＝P_L+P_C+P_out(1)

其中，P_in为电网输入瞬时功率，P_L为输入滤波电感L_a、L_b、L_c的三相瞬时功率之和，P_C为直流电容Cdc的瞬时功率，P_out为变频器输出瞬时功率。

如图1所示，设三相输入端为单位功率因数，输入相电压、相电流分别为：

e_a＝E_insin(ωt)i_a＝I_insin(ωt)

e_b＝E_insin(ωt-2π/3)i_b＝I_insin(ωt-2π/3)

e_c＝E_insin(ωt+2π/3)i_c＝I_insin(ωt+2π/3)

其中E_in为电网相电压峰值，I_in为电网电流峰值，则电网输入瞬时功率为

P_in＝e_ai_a+e_bi_b+e_ci_c＝3E_inI_in/2(2)

假设滤波电感L_a、L_b、L_c电感值均为L，则总电感上的能量为

$w_L=\frac{1}{2}L(i_a^2+i_b^2+i_c^2)=3{\mathrm{LI}}_{in}^2/4$

即电感上虽有电流变化，但三相电感存储的能量之和为一常数。由于总电感的瞬时功率为能量对时间的微分，且常数的微分为0，所以总电感的瞬时功率为0，即

$P_L=\frac{{\mathrm{dw}}_L}{dt}=0---\left(3\right)$

假设直流电容Cdc的容值为C，电容上的电压为V_dc，同理可得电容的瞬时功率为

$P_C=\frac{C}{2}\frac{{\mathrm{dV}}_{dc}^2}{dt}---\left(4\right)$

假设变频器输出端的电压峰值为E_out，电流峰值为I_out，输出频率为f，功率因数为cosθ，因为是单相输出，所以输出瞬时功率为

$\begin{array}{c}{P}_{out}=E_{out}\sin \left(2\mathrm{\π}ft\right)I_{out}\sin (2\mathrm{\π}ft+\mathrm{\θ})\\ =\frac{E_{out}{I}_{out}}{2}\[\cos \mathrm{\θ}-\cos (4\mathrm{\π}ft+\mathrm{\θ})\]\end{array}---\left(5\right)$

从式(5)可以看出输出功率存在脉动形式，脉动频率为输出频率的两倍。

因为稳态下电容和电感在一个周期内能量维持不变，所以一个逆变调制波周期内的等效输入功率等于等效输出功率P_rms，即有

$P_{rms}=\frac{3E_{in}{I}_{in}}{2}=\frac{E_{out}{I}_{out}cos\mathrm{\θ}}{2}---\left(6\right)$

将式(2)～(5)代入到(1)中，可得

$\frac{3E_{in}{I}_{in}}{2}=\frac{C}{2}\frac{{\mathrm{dV}}_{dc}^2}{dt}+\frac{E_{out}{I}_{out}}{2}\[cos\mathrm{\θ}-cos(4\mathrm{\π}ft+\mathrm{\θ})\]---\left(7\right)$

将(6)代入到(7)，可得如下微分方程

$\frac{{\mathrm{dV}}_{dc}^2}{dt}=\frac{E_{out}{I}_{out}}{C}cos(4\mathrm{\π}ft+\mathrm{\θ})---\left(8\right)$

步骤202，根据得到的微分方程，计算得到高压变频器的母线电压的交流分量的表达式。

具体而言，解如(8)式所示的微分方程，可得

$V_{dc}^2=\frac{P_{rms}}{2\mathrm{\π}fCcos\mathrm{\θ}}sin(4\mathrm{\π}ft+\mathrm{\θ})+c1---\left(9\right)$

其中，c1为与初始状态相关的一个常量。

设直流电压 为电压的直流分量，在高压变频器中为给定的目标值电压，为母线电压的交流分量。实际中，交流分量的峰值远小于直流分量，故可省略掉二阶微小量得到简化的线性方程，并不会给结果带来大的误差。

$V_{dc}^2={\stackrel{\‾}{u}}^2+2\stackrel{\‾}{u}\tilde{u}+{\tilde{u}}^2\≈{\stackrel{\‾}{u}}^2+2\stackrel{\‾}{u}\tilde{u}---\left(10\right)$

比较式(9)和(10)，容易得出

$c1={\stackrel{\‾}{u}}^2$

$2\stackrel{\‾}{u}\tilde{u}=\frac{P_{rms}}{2\mathrm{\π}fCcos\mathrm{\θ}}sin(4\mathrm{\π}ft+\mathrm{\θ})$

所以有

$\tilde{u}=\frac{P_{rms}}{4\stackrel{\‾}{u}\mathrm{\π}fCcos\mathrm{\θ}}sin(4\mathrm{\π}ft+\mathrm{\θ})---\left(11\right)$

(11)式便是计算得到的高压变频器的母线电压的交流分量的表达式。从(11)式中，可以看出，

母线电压波动的峰值与输出的有功功率(P_rms)、直流母线给定值输出频率(f)、电容容值(C)、功率因数(cosθ)相关，并且波动的频率为调制波的2倍。因此根据式(11)，可以在限定电压波动幅值的情况下求出应该选择的最小电容。

步骤203，根据预设的母线电压的波动幅值与母线电压的交流分量的表达式，计算出母线电容的电容值。

若欲将母线电压的波动幅值抑制到预设的母线电压的波动幅值，则在本步骤中可以将预设的母线电压的波动幅值代入母线电压的交流分量的表达式，计算得到对应的母线电容的电容值。

步骤204，在高压变频器中采用电容值等于计算出的电容值的母线电容。设计人员在计算得出母线电容的电容值后，可以为变频器选择电容值等于计算得到的电容值的母线电容。

步骤205，根据母线电压的交流分量的表达式，计算陷波器的陷波频率。其中，母线电压的交流分量的表达式中携带低频波动的频率信息。根据低频波动的频率信息，可以得出陷波器的陷波频率。

步骤206，在高压变频器的逆变器的调制波中加入零序分量。具体地说，在本步骤中，调制波可以采用SAPWM(马鞍波脉宽调制)的调制方式，通过在功率单元中加入无功功率将瞬时功率在整机ABC三相中转移，以达到减小单元自身输入与输出瞬时功率的差异，但又不会影响输出电流波形，则可以减小单元母线电压的波动。

具体地说，为简化数学模型，不妨假设输出的功率因数为1，设输出电压和电流分别为

E_out＝Esinωt

I_out＝Isinωt

式中，E输出电压峰值，I为输出电流峰值，ω为输出基波的角频率，则输出瞬时功率为

$P_1=E_{out}*I_{out}=\frac{EI}{2}(1-cos2\mathrm{\ω}t)---\left(12\right)$

容易看出上式中的脉动量是造成母线以2倍输出频率波动的原因。

在本步骤中，在调制波中注入三次谐波，设谐波的幅值为K，该三次谐波的初始相位与原调制波的初始相位相同，则新的输出电压E_new表达式为：

E_new＝Esinωt+Ksin3ωt(13)

因为三次谐波为共模分量，线电压保持不变，所以此时输出电流I_new也不变，有

I_new＝I_out＝Isinωt(14)

此时新的输出功率为

$P_{new}=E_{new}*I_{new}=\frac{EI}{2}-\frac{EI}{2}\cos 2\mathrm{\ω}t+\frac{KI}{2}\cos 2\mathrm{\ω}t-\frac{KI}{2}\cos 4\mathrm{\ω}t---\left(15\right)$

从式(15)可以看出新的调制模式下，输出功率可以降低2倍基波频率的脉动，但会引入4倍基波频率的脉动。

假设不考虑SAPWM中的调制比，取K＝E，则上式可以改写为

$P_{new}=\frac{EI}{2}-\frac{EI}{2}cos4\mathrm{\ω}t---\left(16\right)$

对比式(12)与式(16)，SAPWM调制下等效脉动频率提高一倍，而通过式(11)知脉动频率越高，母线波动越小。因此SAPWM对抑制母线电压波动是有效的，可以进一步抑制母线电压波动。

具体地说，利用与第一实施方式同样的思路，易求出SAPWM调制下母线电压交流分量为

$u_{new}=\frac{I}{4\stackrel{\‾}{u}\mathrm{\ω}C}(Esin2\mathrm{\ω}t-K\sin 2\mathrm{\ω}t+\frac{K}{2}sin4\mathrm{\ω}t)---\left(17\right)$

(17)式的极值取在导函数为0的点，令导函数为0，可得

2K(cos2ωt)²+(E-K)cos2ωt-K＝0(18)

解得，

$cos2\mathrm{\ω}t=\frac{(K-E)\±\sqrt{E^2+9K^2-2EK}}{4K}---\left(19\right)$

将式(19)代入(17)中可以求取使波动最小的K值，这样，可以最大程度地抑制变频器的母线电压波动。

下面对采用SAPWM(鞍脉冲宽度调制)的调制方式生成调制波的方法进行说明。本实施方式中，生成SAPWM调制波的方法，具体如图3所示，包含以下步骤：

步骤301，给定主控频率(f)。利用主控盒给出当前需要输出的逆变调制波基波频率(f)。

步骤302，计算基波幅值。在开环控制下，根据给定频率(f)计算出基波的幅值(V)。

步骤303，进行1/S积分，计算相位角。对f做积分，得出对应的相位角(θ)。

步骤304，计算相位角对应的弧度。将当前的θ折算为弧度，并保证该值在0-2π之间。

步骤305，对变频器的各个功率子单元进行移相。高压四象限变频器包含许多功率子单元，每个功率子单元根据计算做不同的移相，其中，第m个子单元的最终角度表示为θ_m，m为自然数。

步骤306，查SAPWM表，并输出查表结果。若输入为θ_m，则根据理论计算，输出为sinθ_m+sin3θ_m/3。

步骤307，将基波幅值与查表结果相乘，得出当前子单元SAPWM调制波。本步骤中，得到的当前子单元SAPWM调制波为V(sinθ_m+sin3θ_m/3)。

步骤308，将SAPWM调制波与双极性调制的三角波进行比较，得出一路驱动信号。

步骤309，将得到的驱动信号分解为H桥4个IGBT对应的驱动信号。

步骤310，在4个路驱动信号中分别加入死区。

步骤311，由驱动板提供加入死区的驱动信号，驱动H桥。

至此，生成SAPWM调制波的方法介绍完毕。

步骤207，根据陷波频率过滤母线电压中的低频波动。具体地说，是将陷波器的陷波频率设置为计算出的陷波频率，这样，可以有针对性地过滤掉母线电压中的低频波动。

其中，变频器主要由整流器(交流变直流)、滤波器、逆变器(直流变交流)、制动单元、驱动单元、检测单元微处理单元等组成。在本实施方式中，PWM整流器采用的控制策略为母线电压为外环、输入电流为内环的串级控制方式。电压外环为恒值控制系统，电流内环为随动系统，都采用PI(proportionalintegral，比例和积分)调节器。由于母线电压的低频波动，往往电压外环给出的指令电流信号夹杂干扰，使得电压和电流的波形都非常不理想。根据(11)式可知，过滤掉母线电压中的低频波动，可以消除母线电压与高压变频器的输入电流之间的耦合，进而可以消除母线电压与输入电流相互耦合造成的剧烈振荡。

采用上述方法，在变频器上电后，可以将变频器由输入输出功率不平衡造成的母线电压波动抑制到预设的母线电压的波动幅值，降低给PWM整流器AFE的电流环控制带来不利的影响，有利于延长变频器中电容器的寿命及降低对变频器输出波形正弦度的损害。

本实施方式相对于现有技术而言，是在高压变频器的逆变器的调制波中加入零序分量，这样，可以抑制高压变频器的母线电压波动，进而降低给PWM整流器AFE的电流环控制带来不利的影响，有利于延长变频器中电容器的寿命及降低对变频器输出波形正弦度的损害。

本发明的第二实施方式涉及一种高压变频器中母线电压波动的抑制方法。第二实施方式在第一实施方式的基础上作了进一步改进，主要改进之处在于：在本发明第二实施方式中，在满足负载端需求的前提下，还通过降低高压变频器的输出功率，进一步抑制高压变频器的母线电压波动。

具体地说，在本实施方式中，具体如图4所示，包含步骤401～408，其中，步骤401～407分别与第二实施方式中的步骤201～207相似，在此不再赘述，下面仅介绍不同之处：

步骤408，降低高压变频器的输出功率。因为输出功率的波动造成母线上电压的波动，如果尽量减小输出功率的波动将可以抑制母线波动。在本步骤中，可以将高压变频器的输出功率降低至最小值，最大程度地抑制母线电压波动。

具体地说，使输出功率具有最小的极大值的K值将是一个合理的解。具体解算过程如下：

对式(15)求取导函数得

P′_new(t)＝EIωsin2ωt-KIωsin2ωt+2KIωsin4ωt(20)

当P′_new(t)＝0时有

sin2ωt*(E-K+4Kcos2ωt)＝0(21)

若sin2ωt＝0，则

$t_1=\frac{2n\mathrm{\π}}{2\mathrm{\ω}},t_2=\frac{(1+2n)\mathrm{\π}}{2\mathrm{\ω}}$ (n为整数)(22)

若E-K+4Kcos2ωt＝0，则

$t_3=\frac{arccos\frac{K-E}{4K}+2n\mathrm{\π}}{2\mathrm{\ω}},t_4=\frac{-arccos\frac{K-E}{4K}+2n\mathrm{\π}}{2\mathrm{\ω}}$ (n为整数)(23)

并且有 $-1\≤\frac{K-E}{4K}\≤1$ 推得 $K\≥\frac{E}{5}$

容易推出，当时，在一个周期内，输出功率的极大值为

P_max1＝P(t₂)_new＝EI-KI(24)

因为所以最小的极大值为

P_max1＝EI-EI/5＝4EI/5(25)

当时，在一个周期内，输出功率的极大值为

$P_{max2}=P{\left(t_3\right)}_{new}=P{\left(t_4\right)}_{new}=\frac{3EI}{8}+\frac{9I}{16}(K+\frac{E^2/9}{K})---\left(26\right)$

容易算出，当K＝E/3时，取得极大值3EI/4小于P_max1的4EI/5，故K的最佳取值为E/3，此时单元瞬时输出功率P的最小极大值为3EI/4，极小值分别为P(t₁)＝0、P(t₂)＝2EI/3。

将K＝E/3代入到式(17)，得到新调制波下直流电压脉动的表达式为：

$u_{new}=\frac{IE}{4\stackrel{\‾}{\mathrm{\μ}}\mathrm{\ω}c}(\frac{2}{3}\sin 2\mathrm{\ω}t+\frac{1}{6}\sin 4\mathrm{\ω}t)---\left(27\right)$

为求取上式的峰值电压，令其导函数为零，容易求出当sin2ωt＝0.9306，sin4ωt＝0.6812时，并将EI＝2P_rms，ω＝2πf一并代入到式(27)中，它取得峰值约为对比式(11)的峰值采用本实施方式的方法得到的母线电压的峰值约为式(11)的峰值的3/4，明显下降，说明母线电压的波动被进一步抑制。

以上介绍了本发明实施方式的高压变频器中母线电压波动的抑制方法，下面给出实测结果分析及MATLAB仿真验证。

首先，介绍实测结果分析。公式(11)提出了母线电压波动与其他因素的相互关系，为了进一步验证理论，发明人安装了一台高压四象限单元样机。实验中输入电压为三相380V，输入电感4mH(毫亨)，直流电容实测1167uF(微发)，母线电压给定值为650V，输出频率为50Hz，负载用17Ω纯电阻箱。在逆变载波调制比为1的情况下测试结果为输出电压有效值为460V(伏)，输入电流有效值21A(安)，输出电流有效值27A，母线电压值波动约为622V-678V，隔离电压探头测量时存在一个偏置误差，但峰峰值的差值为56V应该比较准确。实验中程序里已加入陷波器，所以得到输入电流和母线电压脉动的正弦度都较好(不加陷波器的试验中，电流和电压波形都存在高频振荡，这里不作示出)。示波器所测直流母线电压和网侧输入电流如下图5所示。

图5中501为电网电流，频率为50Hz，502为直流电压，脉动频率为100Hz。根据公式(11)，理论上电压的峰峰值为

$V_{pp}=\frac{2*460*460/17}{4*650*3.14*50*1167*{10}^{-6}}=52.26V---\left(28\right)$

实测的结果与公式计算的结果相比误差大约在

$\mathrm{\γ}=\frac{56-52.26}{52.26}*100\%=7.1\%---\left(29\right)$

实际运行时，由于死区效应、IGBT的开关特性、滤波电容的容性无功，网侧很难做到单位功率因素，并且功率器件存在功率损耗，电容器容量存在一定范围内的负偏差等因素，实际母线电压波动会比理论计算值偏大。在样机中，多次不同输出功率和不同频率下的测试结果也与理论计算值相近，基本上验证了理论的正确性。

接着，介绍MATLAB仿真验证。理论计算中忽略了很多细节而提取出的一个理想数学模型。而Matlab仿真中也忽略掉了这些细节。因此MATLAB仿真结果与实测结果相比，应该更加接近理论计算的结果。

本文基于Matlab7.6/SimpowerSystems工具箱对系统建模仿真，系统模型如下图6所示，601为三相隔离电源，602为AFE整流模块，603为直流母线电容，604为H桥逆变驱动信号，605为逆变器，606为负载电阻，607为负载电感，608为输出电压测量模块，609为测量值显示模块，R为整流器输入R相，S为整流器输入S相，T为整流器输入T相，P为直流正母线P端，N为直流负母线N端，K为逆变器单相输出K端，L为逆变器单相输出L端。其中，系统参数如下：三相电网输入线电压为630V，输入电感0.92mH，输出调制方式为SPWM，输出频率为50Hz，电压为690V，输出有功功率为151.8Kw，功率因素为0.8，负载由电阻电感串联模型代替，分别为R＝2.01Ω，L＝4.79mH，直流母线给定值为1000V，直流电容为7360uF，PI参数仿真前已经调稳定，AFE载波频率为4K，逆变输出开关频率为1K，仿真算法为ode45，步长为2us(微秒)。直流母线电压仿真波形如图7所示。

将稳定后的波形放大后得到更精确的值为956-1043V，也即母线电压波动的峰值约为43V，脉动频率为100Hz。将上面的参数代入到式(11)中得

$\begin{array}{c}\tilde{u}=\frac{1.52*{10}^5}{4*1000*3.14*50*7.36*{10}^{-3}*0.8}sin(200\mathrm{\π}t+\mathrm{\θ})\\ =41\sin (200\mathrm{\π}t+\mathrm{\θ})\end{array}---\left(30\right)$

易得，仿真的结果与公式计算的结果相比误差大约在

$\mathrm{\γ}=\frac{43-41}{41}*100\%=4.88\%---\left(31\right)$

从仿真结果看，公式(11)的结论是正确的。

为了验证用SAPWM能得到更低母线脉动电压的结论，发明人搭建了高压四象限变频器最小系统的MATLAB仿真模型，如图8所示，801为整机A相隔离电压输入，802为整机B相隔离电压输入，803为整机C相隔离电压输入，804为A相功率子单元(封装内为如图6所示的结构)，805为B相功率子单元，806为C相功率子单元，807为输出端接的公共中性点N，808为子单元输出电压测量模块，809为三相输出测量模块，810为负载电阻电感电路，811为输出电流值显示模块，812为输出电压值显示模块。

图中用了三个子单元分别构成A、B、C三相，由隔离电源供电，输出端N连接在一起作为公共点，另一端分别为高压变频器的三相输出端U、V、W。为了更清楚地观测到电压的变化，将子单元的电容设置为4000uF，变频器负载设置为2.52Ω，电感设置为1.63mH。输出调制分别用SPWM和SAPWM，母线电压波动仿真结果分别如图9a和图9b所示。

对仿真结果的统计及分析如表1所示：

表1仿真结果统计及分析

对比图9a和图9b，两者的输出电压和输出电流有细微的差别，但这个不影响分析的准确度。分析结果如下

(1)、将仿真参数带到公式(11)得到SPWM调制下理论母线脉动的峰值为

$V_{spwm}=\frac{690.2*268.1}{4*1000*3.14*50*4000*{10}^{-6}}=73.6V---\left(32\right)$

将参数代入到公式(27)得到SAPWM调制下理论母线脉动的表达式为

$\begin{array}{c}{V}_{spwm}=\frac{2*695.5*270}{4*1000*2*3.14*50*4000*{10}^{-6}}(\frac{2}{3}sin2\mathrm{\ω}t+\frac{1}{6}sin4\mathrm{\ω}t)\\ =49.8\sin (2\mathrm{\π}*100t)+12.5\sin (2\mathrm{\π}*200t)\end{array}---\left(33\right)$

式(33)的峰值电压为54.8V

利用系统工具“powergui”对仿真结果做FFT(快速傅氏变换)分析，SPWM调制下的母线脉动电压峰值为77.1V，SAPWM调制下的母线脉动电压峰值约为59.7V，这与理论值非常接近。

(2)、理论中SPWM调制下，母线电压只存在峰值为73.6V的100Hz脉动，SAPWM调制下母线存在峰值为49.8V的100Hz脉动和峰值为12.5V的200Hz脉动。对仿真结果的FFT分析，SPWM调制下只含有100Hz脉动，峰值为77.1V，SAPWM调制下，只含有100Hz和200Hz脉动，峰值分别为54.6V和13V。这与理论结果是一致的。图9a中只含100Hz纹波，正弦度很高，图9b中为100Hz和200Hz纹波的叠加，因此波形有所畸变。从以上的分析结果来看，仿真很好地验证了理论的正确性。

总之，随着对高压变频器寿命要求的提高及薄膜电容器价格的大幅下降，薄膜电容取代电解电容的趋势在上升。但薄膜电容体积大，容量低，价格贵这些缺点使得工程师在设计高压四象限变频器时变得非常谨慎。工程师根据本发明实施方式可以在满足母线电压波动的前提下做出最佳设计。既可以保证性能要求，又能节省成本。而且，本发明实施方式中的母线电压波动分析的方法也适用于具有单相PFC(功率因数校正)电路输入，三相逆变输出的变频器中母线电压波动的分析，可以为器件选型提供可靠的依据。

上面各种方法的步骤划分，只是为了描述清楚，实现时可以合并为一个步骤或者对某些步骤进行拆分，分解为多个步骤，只要包含相同的逻辑关系，都在本专利的保护范围内；对算法中或者流程中添加无关紧要的修改或者引入无关紧要的设计，但不改变其算法和流程的核心设计都在该专利的保护范围内。

本领域的普通技术人员可以理解，上述各实施方式是实现本发明的具体实施例，而在实际应用中，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本发明的精神和范围。

Claims (9)

1.一种高压变频器中母线电压波动的抑制方法，其特征在于，包含以下步骤：

在所述高压变频器的逆变器的调制波中加入零序分量。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述高压变频器的逆变器的调制波中加入零序分量的步骤中，

采用马鞍波脉宽调制SAPWM方式，在功率单元中加入无功功率，转移整机ABC三相中的瞬时功率。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述高压变频器的逆变器的调制波中加入零序分量的步骤之前，包含以下步骤：

根据能量守恒定律，获取所述高压变频器的母线电容上电压的微分方程；

根据所述微分方程，计算得到所述高压变频器的母线电压的交流分量的表达式；

根据预设的母线电压的波动幅值与母线电压的交流分量的表达式，计算出所述母线电容的电容值，并在所述高压变频器中采用电容值等于计算出的电容值的母线电容。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，在所述高压变频器中采用电容值等于计算出的电容值的母线电容的步骤之后，包含以下步骤：

消除母线电压与所述高压变频器的输入电流之间的耦合。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，在所述消除母线电压与所述高压变频器的输入电流之间的耦合的步骤之前，包含以步骤：

根据母线电压的交流分量的表达式，计算陷波器的陷波频率；其中，所述母线电压的交流分量的表达式中携带所述低频波动的频率信息；

在所述消除母线电压与所述高压变频器的输入电流之间的耦合的步骤中，

根据所述陷波频率过滤所述母线电压中的低频波动。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述高压变频器的逆变器的调制波中加入零序分量的步骤中，

在所述调制波中注入三次谐波；其中，所述三次谐波的初始相位与所述调制波的初始相位相同。

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述高压变频器的逆变器的调制波中加入零序分量的步骤之后，还包含以下步骤：

降低所述高压变频器的输出功率。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，在所述降低所述高压变频器的输出功率的步骤中，

将所述高压变频器的输出功率降低至最小值。

9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述高压变频器为高压四象限变频器。