CN104518677A

CN104518677A - 矩阵变换器

Info

Publication number: CN104518677A
Application number: CN201410433473.0A
Authority: CN
Inventors: 木野村浩史; 蛭子让治
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 2013-09-26
Filing date: 2014-08-28
Publication date: 2015-04-15
Also published as: US20150085553A1; EP2854279A2; JP5920305B2; EP2854279A3; JP2015065798A; US9473037B2

Abstract

本发明提供一种能高精度地切换换流方法的矩阵变换器。所述矩阵变换器具有第一换流控制部、第二换流控制部和选择部。第一换流控制部进行采用第一换流方法的换流控制。第二换流控制部进行采用不同于第一换流方法的第二换流方法的换流控制。选择部根据来自电力转换部的输出电流的相位，或者根据向电力转换部输入的输入电压的相位，从第一换流控制部以及第二换流控制部中选择执行换流控制的换流控制部。

Description

矩阵变换器

技术领域

本发明涉及一种矩阵变换器。

背景技术

矩阵变换器具有用于连接交流电源与负载的多个双向开关，通过控制这些双向开关并对交流电源的各相电压直接进行开关，从而向负载输出任意的电压、频率。

在所述矩阵变换器中，在由双向开关来切换与负载连接的交流电源的相时，进行按照规定的顺序对构成双向开关的开关元件进行单独控制的换流动作。由此，能够防止输入相的相间短路或输出相的开路等。

作为所述换流动作，已知有采用电流换流法的换流动作和采用电压换流法的换流动作。在电流换流法中，例如在输出电流较小时，若产生极性切换的滞后或电流检测误差等，有时会发生输出相的开路等换流失败的情况。另外，在电压换流法中，例如在输入相电压的大小关系之差较小时，若产生输入相电压的大小关系的切换滞后或电压检测误差等，可能会发生输入相的相间短路等换流失败的情况。

对此，提出如下一种技术：在输出电流的绝对值较小或输入相电压的绝对值的大小关系之差较小时，从电流换流法切换至电压换流法或者进行相反的切换来进行换流动作(例如，参照专利文献1)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2003-333851号公报

发明内容

本发明所要解决的问题

然而，在根据输出电流的绝对值或输入电压的绝对值来切换换流方法的技术中，为了避免因所述绝对值的检测误差或极性等的切换滞后而产生的影响，切换水平间隔增大，存在换流方法的切换精度问题。

本发明的一个技术方案是鉴于上述情况而做出的，其目的在于提供一种能够高精度地切换换流方法的矩阵变换器。

用于解决问题的方法

本发明的一个技术方案涉及的矩阵变换器具有电力转换部和控制部。所述电力转换部具有能够利用多个开关元件控制导通方向的多个双向开关，所述多个双向开关设置在与交流电源的各相连接的多个输入端子和与负载的各相连接的多个输出端子之间。所述控制部控制所述多个双向开关。所述控制部具有第一换流控制部、第二换流控制部和选择部。所述第一换流控制部进行采用第一换流方法的换流控制。所述第二换流控制部进行采用不同于所述第一换流方法的第二换流方法换流控制。所述选择部根据来自所述电力转换部的输出电流的相位，或者根据向所述电力转换部输入的输入电压的相位，从所述第一换流控制部以及所述第二换流控制部中选择执行换流控制的换流控制部。

发明效果

采用本发明的一个技术方案，能够提供一种可以高精度地切换换流方法的矩阵变换器。

附图说明

图1是表示第一实施方式的矩阵变换器的结构例的图。

图2是表示图1所示的双向开关的结构例的图。

图3是表示图1所示的控制部的结构例的图。

图4是表示切换向各输出相输出的输入相电压的图。

图5是表示多个双向开关的单向开关与门信号之间的对应关系的图。

图6A是表示四步电流换流法中输出相电流为正时输出相电压与门信号之间的关系的图。

图6B是表示四步电流换流法中输出相电流为负时输出相电压与门信号之间的关系的图。

图7是表示图6A所示的四步电流换流法中单向开关的状态的图。

图8是表示四步电压换流法中输出相电压、门信号和换流动作的各步骤之间的关系的图。

图9是表示图8所示的四步电压换流法中单向开关的状态的图。

图10是表示输出电流的波形的图。

图11是表示图3所示的选择部的结构的图。

图12是表示阈值相位范围的一例的图。

图13是表示输出相电流、换流方法的选择周期和所选择的换流方法之间的示意性关系的图。

图14是表示对于输出电流的极性的依赖度与换流方法的种类之间的关系的图。

图15A是表示一步电流换流法中输出相电流为正时输出相电压与门信号之间的关系的图。

图15B是表示一步电流换流法中输出相电流为负时输出相电压与门信号之间的关系的图。

图16A是表示两步电流换流法中输出相电流为正时输出相电压与门信号之间的关系的图。

图16B是表示两步电流换流法中输出相电流为负时输出相电压与门信号之间的关系的图。

图17A是表示三步电流换流法中输出相电流为正时输出相电压与门信号之间的关系的图。

图17B是表示三步电流换流法中输出相电流为负时输出相电压与门信号之间的关系的图。

图18A是表示三步电压电流换流法中输出相电流为正时输出相电压与门信号之间的关系的图。

图18B是表示三步电压电流换流法中输出相电流为负时输出相电压与门信号之间的关系的图。

图19A是表示三步电压换流法中输出相电流为正时输出相电压与门信号之间的关系的图。

图19B是表示三步电压换流法中输出相电流为负时输出相电压与门信号之间的关系的图。

图20是表示两步电压换流法中输出相电压、门信号和换流动作的各步骤之间的关系的图。

图21是表示第二实施方式的矩阵变换器的结构例的图。

图22是表示R相、S相和T相的输入相电压的大小关系与输入电压相位之间的关系的图。

图23是表示阈值相位范围的一例的图。

图24是表示第三实施方式的矩阵变换器的结构例的图。

附图标记说明

1、1A、1B：矩阵变换器

2：三相交流电源

3：负载

10：电力转换部

11：LC滤波器

12：输入电压检测部

13：输出电流检测部

14、14A、14B：控制部

30：电压指令运算部

31：PWM占空比运算部

32、32A、32B：换流部

35、44：频率检测器

36、45：相位检测器

37、46：振幅检测器

38：阈值设定器

39：相位判定器

41、41A：第一换流控制部

42、41B：第二换流控制部

43、43A、43B：选择部

47：U相阈值设定器

48：V相阈值设定器

49：W相阈值设定器

50：U相判定器

52：V相判定器

54：W相判定器

62、62B：U相切换器

64、64B：V相切换器

66、66B：W相切换器

具体实施方式

下面，参照附图详细说明本申请的矩阵变换器的实施方式。此外，本发明并不限于下面所示的实施方式。

[1.第一实施方式]

[1.1.矩阵变换器的结构]

图1是表示第一实施方式的矩阵变换器的结构例的图。如图1所示，第一实施方式的矩阵变换器1设在三相交流电源2(下面简称为交流电源2)与负载3之间。负载3例如为交流电动机。下面将交流电源2的R相、S相以及T相记为输入相，将负载3的U相、V相以及W相记为输出相。

矩阵变换器1具有：输入端子Tr、Ts、Tt；输出端子Tu、Tv、Tw；电力转换部10；LC滤波器11；输入电压检测部12；输出电流检测部13；和控制部14。矩阵变换器1将从交流电源2经由输入端子Tr、Ts、Tt所供给的三相交流电转换为任意的电压及频率的三相交流电，并从输出端子Tu、Tv、Tw输出到负载3。

电力转换部10具有用于连接交流电源2的各相与负载3的各相的多个双向开关Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw、Ssw、Stw(下面有时统称为双向开关S)。

双向开关Sru、Ssu、Stu对交流电源2的R相、S相、T相与负载3的U相分别进行连接。双向开关Srv、Ssv、Stv对交流电源2的R相、S相、T相与负载3的V相分别进行连接。双向开关Srw、Ssw、Stw对交流电源2的R相、S相、T相与负载3的W相分别进行连接。

图2是表示双向开关S的结构例的图。如图2所示，双向开关S具有将单向开关Sio和二极管Dio串联连接的电路、与将单向开关Soi和二极管Doi的串联连的电路，这两个串联连接电路被反向并联连接。另外，只要双向开关S具有多个单向开关并能够控制导通方向即可，并不限于图2所示的结构。例如，在图2所示的例中，二极管Dio、Doi的阴极相互连接，然而双向开关S也可以采用二极管Dio、Doi的阴极相互不连接的结构。

另外，单向开关Sio、Soi例如是MOSFET(Metal-Oxide-SemiconductorField-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)或IGBT(Insulated GateBipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)等半导体开关元件。另外，也可以是下一代半导体开关元件SiC、GaN。

返回图1继续说明矩阵变换器1。LC滤波器11设在交流电源2的R相、S相以及T相与电力转换部10之间。该LC滤波器11包含三个电抗器Lr、Ls、Lt和三个电容器Crs、Cst、Ctr，用于去除开关双向开关S而产生的高频成分。

输入电压检测部12用于检测出交流电源2的R相、S相、T相的各相电压。具体地说，输入电压检测部12用于检测出交流电源2的R相、S相、T相的各相电压的瞬时值Er、Es、Et(下面记为输入相电压Er、Es、Et)。另外，有时将交流电源2的R相、S相、T相的各相电压统称并记为输入电压Vi。

输出电流检测部13用于检测出电力转换部10与负载3之间流动的电流。具体地说，输出电流检测部13用于检测出电力转换部10与负载3的U相、V相、W相的各相之间分别流动的电流的瞬时值Iu、Iv、Iw(下面记为输出相电流Iu、Iv、Iw)。另外，下面有时将输出相电流Iu、Iv、Iw统称并记为输出电流Io。另外，有时将从电力转换部10分别输出到负载3的U相、V相、W相的各相的电压瞬时值记为输出相电压Vu、Vv、Vw，将从电力转换部10输出到负载3的U相、V相、W相的各相的相电压统称并记为输出电压Vo。

控制部14根据输入相电压Er、Es、Et和输出相电流Iu、Iv、Iw，生成门信号S1u～S6u、S1v～S6v、S1w～S6w。下面有时将门信号S1u～S6u、S1v～S6v、S1w～S6w统称为门信号Sg。

如后面叙述的那样，控制部14根据输出电流Io的相位切换换流方法。由此，能够高精度地切换换流方法。下面具体说明换流动作。

[1.2.控制部14的结构]

图3是表示控制部14的结构例的图。如图3所示，控制部14具有电压指令运算部30、PWM占空比运算部31和换流部32。

控制部14例如包括具有CPU(Central Processing Unit：中央处理器)、ROM(Read Only Memory：只读存储器)、RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)、输入输出端口等的微型计算机和各种电路。微型计算机的CPU通过读取并执行存储在ROM中的程序而起到电压指令运算部30、PWM占空比运算部31以及换流部32的功能。另外，控制部14也可以不使用程序而仅由硬件构成。

[1.3.电压指令运算部30]

电压指令运算部30根据频率指令f*和输出相电流Iu、Iv、Iw，生成并输出各输出相的电压指令Vu*、Vv*、Vw*(下面有时统称为电压指令Vo*)。频率指令f*是输出相电压Vu、Vv、Vw的频率的指令。

[1.4.PWM占空比运算部31]

PWM占空比运算部31根据电压指令Vu*、Vv*、Vw*和输入相电压Er、Es、Et，生成PWM电压指令Vu1*、Vv1*、Vw1*。生成PWM电压指令Vu1*、Vv1*、Vw1*的技术是公知技术，例如可采用日本特开2008-048550号公报、日本特开2012-239265号公报等中记载的技术。

例如，在输入相电压Er、Es、Et的大小的大小关系不变的期间内，PWM占空比运算部31按照输入相电压Er、Es、Et由大到小的顺序设为输入相电压Ep、Em、En。PWM占空比运算部31将电压指令Vu*、Vv*、Vw*转换为与输入相电压Ep、Em、En的各电压值相对应的脉宽调制信号，并分别作为PWM电压指令Vu1*、Vv1*、Vw1*进行输出。另外，下面有时将PWM电压指令Vu1*、Vv1*、Vw1*统称为PWM电压指令Vo1*。

[1.5.换流部32]

换流部32执行用双向开关S切换与负载3连接的交流电源2的相的换流控制。具体地说，换流部32针对PWM电压指令Vu1*、Vv1*、Vw1*，根据每个输出相电流Iu、Iv、Iw的极性和输入相电压Ep、Em、En，来确定换流时的双向开关S的切换顺序。换流部32根据所确定的切换顺序，生成门信号S1u～S6u、S1v～S6v、S1w～S6w。

门信号S1u～S6u、S1v～S6v、S1w～S6w分别被输入到构成电力转换部10的双向开关S的单向开关Sio、Soi，由此单向开关Sio、Soi被接通/断开控制。

图4是表示切换向各输出相输出的输入相电压Ep、Em、En的图。如图4所示，通过基于门信号Sg对双向开关S的控制，在脉宽调制信号即PWM电压指令Vo1*的一个周期Tc内，输出到各输出相的输入相电压按照En→Em→Ep→Em→En的方式被切换。另外，输出到输出相的输入相电压的切换不限于En→Em→Ep→Em→En。

图5是表示多个双向开关Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw、Ssw、Stw的单向开关Sio、Soi和门信号S1u～S6u、S1v～S6v、S1w～S6w之间的对应关系的图。另外，在图5中，省略了LC滤波器11和输出电流检测部13。

双向开关Sru、Ssu、Stu的单向开关Sio(参照图2)分别被门信号S1u、S3u、S5u控制。另外，双向开关Sru、Ssu、Stu的单向开关Soi(参照图2)分别被门信号S2u、S4u、S6u控制。

同样，双向开关Srv、Ssv、Stv的单向开关Sio、Soi被门信号S1v～S6v控制。另外，双向开关Srw、Ssw、Stw的单向开关Sio、Soi被门信号S1w～S6w控制。

返回图3继续说明控制部14。换流部32具有第一换流控制部41、第二换流控制部42以及选择部43。第一换流控制部41和第二换流控制部42均能确定双向开关S的切换顺序并生成门信号S1u～S6u、S1v～S6v、S1w～S6w。

选择部43根据输出电流Io的相位θo(下面记为输出电流相位θo)，选择第一换流控制部41或第二换流控制部42。然后，选择部43从所选择的换流控制部输出门信号S1u～S6u、S1v～S6v、S1w～S6w。由此，能够抑制输出相的开路等换流失败而提高输出电压Vo的精度。下面具体说明第一换流控制部41、第二换流控制部42以及选择部43的结构。

[1.5.1.第一换流控制部41]

第一换流控制部41采用第一换流方法进行换流控制。相比第二换流方法，第一换流方法为对输出电流Io的极性的依赖度相对较高的换流方法。该第一换流方法例如为四步电流换流法。

在四步电流换流法中，为了防止输入相间的短路和输出相的开路，根据输出电流Io的极性，按照由下面步骤1～步骤4构成的开关模式进行换流动作。

步骤1：断开构成切换源的双向开关S的单向开关中的、极性与输出电流Io相反的单向开关。

步骤2：接通构成切换目标的双向开关S的单向开关中的、极性与输出电流Io相同的单向开关。

步骤3：断开构成切换源的双向开关S的单向开关中的、极性与输出电流Io相同的单向开关。

步骤4：接通构成切换目标的双向开关S的单向开关中的、极性与输出电流Io相反的单向开关。

下面参照图6A、图6B、图7说明四步电流换流法。另外，下面以U相为例来说明各换流法，对于相同换流动作的V相、W相省略其说明。另外，设从交流电源2流向负载3的输出电流Io的极性为正(Io＞0)。

图6A以及图6B是表示四步电流换流法中输出相电压Vu与门信号S1u～S6u之间的关系的图。图6A表示输出相电流Iu为正时的换流动作，图6B表示输出相电流Iu为负时的换流动作。另外，图7是表示图6A所示的时刻t1～t4的单向开关Sio、Soi的状态的图。另外，设为Ep＝Er、Em＝Es、En＝Et的状态。

如图6A所示，当输出相电流Iu为正时，在换流动作前的时刻t0，门信号S5u、S6u为高电平，门信号S1u～S4u为低电平。该状态下，如图7所示，由于双向开关Stu接通且其他的双向开关Ssu、Sru断开，因此输出到U相的输入相电压为En。

在开始换流动作的时刻t1，第一换流控制部41使门信号S6u从高电平向低电平变化(步骤1)。由此，如图7所示，在切换源的双向开关Stu中，极性与输出相电流Iu相反的单向开关Soi断开。此时，在切换源的双向开关Stu中，导通方向与输出相电流Iu所流动的方向相同的单向开关Soi接通。因此，不会发生输出相的开路而使输出相电流Iu继续流动。

接着，在时刻t2，第一换流控制部41使门信号S3u从低电平向高电平变化(步骤2)。由此，如图7所示，在切换目标的双向开关Ssu中，极性与输出相电流Iu相同的单向开关Sio接通。此时，在切换源的双向开关Stu中，导通方向与输出相电流Iu所流动的方向相反的单向开关Soi断开。因此，不会发生交流电源2的相间短路，输出到U相的输入相电压被从En切换为Em而使输出相电流Iu继续流动。

接着，在时刻t3，第一换流控制部41使门信号S5u从高电平向低电平变化(步骤3)。由此，如图7所示，在切换源的双向开关Stu中，极性与输出相电流Iu相同的单向开关Sio断开。此时，在切换目标的双向开关Ssu中，导通方向与输出相电流Iu所流动的方向相同的单向开关Sio接通。因此，不会发生输出相的开路而使输出相电流Iu继续流动。

接着，在时刻t4，第一换流控制部41使门信号S4u从低电平向高电平变化(步骤4)。由此，如图7所示，切换目标的双向开关Ssu的导通方向成为双向。另外，切换源的双向开关Stu断开，将输出到U相的输入相电压从En切换为Em的换流动作结束。

与图6A所示的t1～t4的情况相同，在图6A所示的时刻t5～t17与图6B所示的时刻t1～t17也进行单向开关Sio、Soi的控制。

如上所述，通过进行基于四步电流换流法的换流控制，不仅能够防止输入相的相间短路和输出相的开路等，还能够将作为输出相电压Vu而输出的电压变更为En→Em→Ep→Em→En。另外，输出相电压Vv、Vw也通过同样的控制来进行换流控制。

[1.5.2.第二换流控制部42]

第二换流控制部42采用第二换流方法进行换流控制。相比第一换流方法，第二换流方法为对输出电流Io的极性的依赖度相对较低的换流方法。该第二换流方法例如为四步电压换流法。

在四步电压换流法中，为了防止输入相间的短路和输出相的开路，根据输入相电压Er、Es、Et的大小关系，按由如下步骤1～步骤4构成的开关模式来进行换流动作。这种四步电压换流法中，不需要通过输出电流Io的极性来改变开关模式。

步骤1：接通切换目标的被反向偏压的单向开关。

步骤2：断开切换源的被反向偏压的单向开关。

步骤3：接通切换目标的被正向偏压的单向开关。

步骤4：断开切换源的被正向偏压的单向开关。

另外，在单向开关Sio中，将即将进行换流动作之前输入侧电压低于输出侧电压的状态称为反向偏压，将即将进行换流动作之前输入侧电压高于输出侧电压的状态称为正向偏压。另外，在单向开关Soi中，将即将进行换流动作之前输入侧电压低于输出侧电压的状态称为正向偏压，将即将进行换流动作之前输入侧电压高于输出侧电压的状态称为反向偏压。

图8是表示四步电压换流法中输出相电压Vu、门信号S1u～S6u和换流动作的各步骤之间的关系的图。图9是表示图8所示的时刻t1～t4的单向开关Sio、Soi的状态的图。另外，设为Ep＝Er、Em＝Es、En＝Et的状态。

如图8所示，在时刻t1，第二换流控制部42使门信号S4u从低电平向高电平变化。由此，如图9所示，在切换目标的双向开关Ssu中单向开关Soi接通(步骤1)。此时，由于双向开关Ssu的单向开关Soi是导通方向与输出相电流Iu所流动的方向相反的单向开关，因此不会发生输入相的相间短路。

接着，在时刻t2，第二换流控制部42使门信号S6u从高电平向低电平变化。由此，如图9所示，在切换源的双向开关Stu中单向开关Soi断开(步骤2)。此时，在双向开关Stu中，由于导通方向与输出相电流Iu所流动的方向相同的单向开关Sio接通，因此不会发生输出相的开路而使输出相电流Iu继续流动。

接着，在时刻t3，第二换流控制部42使门信号S3u从低电平向高电平变化。由此，如图9所示，在切换目标的双向开关Ssu中单向开关Soi接通(步骤3)。由此，输出到U相的输入相电压被从En切换为Em而使输出相电流Iu继续流动。

接着，在时刻t4，第二换流控制部42使门信号S5u从高电平向低电平变化(步骤4)。由此，如图9所示，切换目标的双向开关Ssu的导通方向成为双向，另外，切换源的双向开关Stu断开，将输出到U相的输入相电压从En切换为Em的换流动作结束。

与时刻t1～t4的情况相同，在图8所示的时刻t5～t8、t10～t13、t14～t17中，进行由步骤1～步骤4构成的开关处理。另外，步骤间隔Td设为比单向开关Sio、Soi的接通时间和断开时间更长的时间。另外，为便于说明，步骤间隔Td取相同的值，但也可以设为各自不同的值。这一点对于上述的四步电流换流法和后面叙述的换流法都是一样的。

如此，在四步电压换流法中，不仅能够防止输入相的相间短路和输出相的开路等，还能够将作为输出相电压Vu而输出的电压变更为En→Em→Ep→Em→En。另外，输出相电压Vv、Vw通过同样的控制，既能够防止短路失败又能进行换流控制。

[1.5.3.选择部43]

接着说明选择部43。选择部43根据输出电流相位θo，从第一换流控制部41以及第二换流控制部42中选择进行换流控制的换流控制部。如上所述，第一换流控制部41采用第一换流方法进行换流控制，第二换流控制部42采用第二换流方法进行换流控制。

第一换流方法对输出电流Io的极性的依赖度相对较高，因此容易受到输出电流检测部13的检测灵敏度或检测噪音等的影响。因此，如图10所示的区域RA那样，在输出电流Io较小的区域中，有可能会弄错输出电流Io的极性而发生输出相的开路的问题。当发生输出相的开路的情况时，会发生电涌电压而降低输出电压Vo的精度。

另外，在第二换流方法中，由于对输出电流Io的极性的依赖度相对较低，所以相比第一换流方法，难以受到输出电流检测部13的检测灵敏度或检测噪音等的影响。因此，在第一换流方法中可能发生换流失败的区域中，选择部43选择第二换流控制部42，通过第二换流控制部42执行采用第二换流方法的换流控制。

对于是否为第一换流方法中可能发生换流失败的区域，选择部43不是根据输出电流Io的绝对值进行判定，而是根据输出电流相位θo进行判定。具体地说，当输出电流相位θo处于规定范围以外时，选择部43选择第一换流控制部41，当输出电流相位θo处于规定范围以内时，选择部43选择第二换流控制部42。

由此，选择部43能够高精度地判定第一换流方法中可能发生换流失败的区域，而利用第二换流控制部42执行采用第二换流方法的换流控制。其结果，能够抑制因第一换流控制部41的换流失败而导致的输出电压Vo的精度下降。

图11是表示选择部43的结构的图。如图11所示，选择部43具有频率检测器44、相位检测器45、振幅检测器46、U相阈值设定器47、V相阈值设定器48、W相阈值设定器49、U相判定器50、V相判定器52、W相判定器54、U相切换器62、V相切换器64和W相切换器66。

频率检测器44根据通过输出电流检测部13检测到的或者通过马达角速度检测器(未图示)或输出电压指令等估计出的输出相电流Iu、Iv、Iw，来检测输出电流Io的频率ωo(下面记为输出电流频率ωo)。频率检测器44具有例如PLL(Phase Locked Loop：锁相环)等。

相位检测器45根据输出相电流Iu、Iv、Iw，来检测输出电流相位θo。相位检测器45具有例如PLL或积分器等。另外，相位检测器45例如也能够通过对来自频率检测器44的输出电流频率ωo进行积分，来检测输出电流相位θo。

振幅检测器46根据输出相电流Iu、Iv、Iw，来检测输出电流Io的振幅Ia(下面记为输出电流振幅Ia)。

U相阈值设定器47根据输出电流频率ωo和输出电流振幅Ia，生成U相阈值相位范围θuref，并且输出至U相判定器50。图12是表示U相阈值相位范围θuref的一例的图。

如图12所示，U相阈值设定器47例如分别设定K1×ωo/Ia、-K2×ωo/Ia+π～K1×ωo/Ia+π、-K2×ωo/Ia+2π～2π的范围作为U相阈值相位范围θuref。另外，当ωo为正时，设定系数K1、K2为K1＞K2，当ωo为负时，设定系数K1、K2为K1＜K2。

V相阈值设定器48根据输出电流频率ωo和输出电流振幅Ia，生成V相阈值相位范围θvref，并且输出至V相判定器52。V相阈值相位范围θvref是相对于U相阈值相位范围θuref错开2π/3的范围。例如，V相阈值相位范围θvref为-K1×ωo/Ia+2π/3～K2×ωo/Ia+2π/3、-K1×ωo/Ia+5π/3～K2×ωo/Ia+5π/3。

W相阈值设定器49根据输出电流频率ωo和输出电流振幅Ia，生成W相阈值相位范围θwref，并且输出至W相判定器54。W相阈值相位范围θwref是相对于U相阈值相位范围θuref错开4π/3的范围。例如，W相阈值相位范围θwref为-K1×ωo/Ia+π/3～K2×ωo/Ia+π/3、-K1×ωo/Ia+4π/3～K2×ωo/Ia+4π/3。

U相判定器50根据输出电流相位θo和U相阈值相位范围θuref，输出U相选择信号Su。其中，U相选择信号Su用于从第一和第二换流控制部41、42中选择进行U相换流控制的换流控制部。

具体地说，当输出电流相位θo处于U相阈值相位范围θuref以外时，U相判定器50输出高电平的U相选择信号Su，当输出电流相位θo处于U相阈值相位范围θuref以内时，U相判定器50输出低电平的U相选择信号Su。

当U相选择信号Su为高电平时，U相切换器62输出从第一换流控制部41输出的门信号S1u～S6u。另外，当U相选择信号Su为低电平时，U相切换器62输出从第二换流控制部42输出的门信号S1u～S6u。

相比输出相电流Iu、Iv、Iw，由于输出电流相位θo受到输出电流检测部13的检测误差的影响较小，因此能够提高换流方法切换判定精度。

另外，可根据输出电流振幅Ia来调整U相阈值相位范围θuref。具体地说，当输出电流振幅Ia较大时，缩小U相阈值相位范围θuref，当输出电流振幅Ia较小时，扩大U相阈值相位范围θuref。由此，当输出相电流Iu处于区域RA(参照图10)以内时，能够高精度地选择第二换流方法，另外，当输出相电流Iu处于区域RA以外时，能够降低选择第二换流方法的可能性。因此，能够提高输出相电压Vu的精度。

另外，由于当ωo为正时，K1＞K2，当ωo为负时，K1＜K2，因此能够补偿对应于输出电流Io的极性的开关模式的切换滞后。

例如，如图13所示，当K1＝K2时，即使输出相电流Iu处于区域RA以内，有时也选择第一换流方法。图13是表示当K1＝K2时，输出相电流、换流方法的选择周期Ts和所选择的换流方法之间的示意性关系的图。

对此，通过根据ωo的极性，将系数K1、K2设为相互不同的值，当输出电流Iu处于区域RA以内时，能够高精度地选择第二换流方法。例如，在图13所示的例中，从样点n+1开始选择第二换流方法，然而通过将系数K1增大对应于选择周期Ts的量，能够高精度地从样点n开始选择第二换流方法。另外，在图13所示的例中，即使不改变系数K2，也能够选择第二换流方法直至样点n+3。因此，当系数K2小于系数K1时，能够高精度地选择第二换流方法。

另外，可根据输出电流频率ωo来调整U相阈值相位范围θuref。若输出电流频率ωo较高，输出相电流Iu处于区域RA以内时，换流方法被选择的次数变少。对此，输出电流频率ωo越高，U相阈值设定器47将U相阈值相位范围θuref设定得越大，这样来防止当输出相电流Iu处于区域RA时，换流方法被选择的次数变得极少。另外，当输出电流频率ωo处于规定值以上时，U相阈值设定器47也可以根据输出电流频率ωo来调整U相阈值相位范围θuref。

相比根据输出相电流Iu的绝对值来选择换流方法，通过这样设定U相阈值相位范围θuref，能够降低矩阵变换器1的间隔，提高换流方法的切换精度。

返回图11继续说明选择部43。当输出电流相位θo处于V相阈值相位范围θvref以外时，V相判定器52输出高电平的V相选择信号Sv，当输出电流相位θo处于V相阈值相位范围θvref以内时，V相判定器52输出低电平的V相选择信号Sv。

当V相选择信号Sv为高电平时，V相切换器64输出从第一换流控制部41输出的门信号S1v～S6v。另外，当V相选择信号Sv为低电平时，V相切换器64输出从第二换流控制部42输出的门信号S1v～S6v。

由于V相阈值相位范围θvref与U相阈值相位范围θuref同样地被设定，并与输出电流相位θo比较，因此，与U相相同，在V相也能够提高换流方法的切换精度。

当输出电流相位θo处于W相阈值相位范围θwref以外时，W相判定器54输出高电平的W相选择信号Sw，当输出电流相位θo处于W相阈值相位范围θwref以内时，W相判定器54输出低电平的W相选择信号Sw。

当W相选择信号Sw为高电平时，W相切换器66输出从第一换流控制部41输出的门信号S1w～S6w。另外，当W相选择信号Sw为低电平时，W相切换器66输出从第二换流控制部42输出的门信号S1w～S6w。

由于W相阈值相位范围θwref与U相阈值相位范围θuref同样地被设定，并与输出电流相位θo比较，因此，与U相相同，在W相也能够提高换流方法的切换精度。

如上所述，在本实施方式的矩阵变换器1中，由于根据输出电流相位θo，在第一及第二换流控制部41、42中执行换流控制，由此能够提高换流方法的切换精度。

另外，通过提高换流方法的切换精度，能够抑制电涌的发生。其结果，能够在不设置大型且大容量的缓冲电路等的情况下抑制电力转换部10的故障，从而能够实现矩阵变换器1的小型化、高效化以及低成本化。

在上述中，例举了作为第一换流方法的四步电流换流法，例举了作为第二换流方法的四步电压换流法。然而，第一换流方法与第二换流方法的组合不限于上述的组合方式。

图14是表示对于输出电流Io的极性的依赖度与换流方法的种类之间的关系的图。当弄错输出电流Io的极性时换流动作中的输出开路时间相对较长，换流方法对输出电流Io的极性的依赖度相对较高。

第一换流控制部41将表示第一换流方法种类的参数Ps1存储于内部的存储部，采用参数Ps1所对应的换流方法进行换流控制。另外，第二换流控制部42将表示第二换流方法种类的参数Ps2存储于内部的存储部，采用参数Ps2所对应的换流方法进行换流控制。

以第一换流方法对输出电流Io的极性的依赖度(下面记为电流极性依赖度)比第二换流方法高为条件来设定参数Ps1、Ps2。参数Ps1、Ps2例如由矩阵变换器1的设置人员等通过未图示的输入部进行设定。

在此，说明图14所示的各换流方法。另外，图14为换流方法种类的例示，在矩阵变换器1中，也可以根据参数Ps1、Ps2指定图14未表示的换流方法。

“一步电流换流法”为每一步骤都切换输出到输出相的输入相电压的换流方法，例如，如图15A和图15B所示那样来执行换流控制。图15A和图15B为对应于图6A和图6B的图，是表示一步电流换流法中输出相电压Vu、门信号S1u～S6u和换流动作的各步骤之间的关系的图。

“两步电流换流法”为以两步骤来切换输出到各输出相的输入相电压的换流方法。这种两步电流换流法中，接通切换目标的双向开关S中导通方向与输出电流Io相同的单向开关(步骤1)。然后断开切换源的双向开关S中导通方向与输出电流Io相同的单向开关(步骤2)。图16A和图16B为对应于图6A和图6B的图，是表示两步电流换流法中输出相电压Vu、门信号S1u～S6u和换流动作的各步骤之间的关系的图。

“三步电流换流法”为以三步骤来切换输出到各输出相的输入相电压的换流方法，如图17A和图17B所示那样来执行换流控制。图17A和图17B为对应于图6A和图6B的图，是表示三步电流换流法中输出相电压Vu、门信号S1u～S6u和换流动作的各步骤之间的关系的图。

“三步电压电流换流法”是使步骤1和步骤2的其中之一为对应于三步电压换流法的步骤，并使另外一个为对应于三步电流换流法的步骤的换流法。图18A和图18B为对应于图6A和图6B的图，是表示三步电压电流换流法中输出相电压Vu、门信号S1u～S6u和换流动作的各步骤之间的关系的图。

“三步电压换流法”为以三步骤来切换输出到各输出相的输入相电压的换流方法，如图19A和图19B所示那样来执行换流控制。图19A和图19B为对应于图6A和图6B的图，是表示三步电压换流法中输出相电压Vu、门信号S1u～S6u和换流动作的各步骤之间的关系的图。

“两步电压换流法”为以两步骤来切换输出到各输出相的输入相电压的换流方法。这种两步电压换流法是在换流动作的前后，对应于输出到输出相的输入相电压的双向开关S中的单向开关Sio、Soi均接通，而且，在剩余的双向开关S中仅使一个单向开关接通的换流法。图20为对应于图8的图，是表示两步电压换流法中输出相电压Vu、门信号S1u～S6u和换流动作的各步骤之间的关系的图。

如此，在矩阵变换器1中，能够以第一换流方法的电流极性依赖度高于第二换流方法的电流极性依赖度为条件，任意设定第一和第二换流方法。因此，能够设定对应于矩阵变换器1的设置环境或用途的换流方法，从而能够提高输出电压Vo的精度。

另外，在上述的实施方式中，根据输出电流相位θo，选择进行换流控制的换流控制部，但也可以选择最终对应于输出电流相位θo的换流控制部。例如，选择部43也可以将阈值相位范围θuref、θvref、θwref改变从电力转换部10输出的电功率因数λo所对应的相位量，进而比较所述阈值相位范围θuref、θvref、θwref与输出电压Vo的相位。

[2.第二实施方式]

接下来，说明第二实施方式的矩阵变换器。第二实施方式的矩阵变换器在根据输入电压相位选择换流控制部这一点与第一实施方式的矩阵变换器1不同。另外，下面以与第一实施方式的矩阵变换器1的不同点为中心进行说明，对于具有与第一实施方式同一功能的构成要素标注同一附图标记，并省略其说明。

图21是表示第二实施方式的矩阵变换器1A的结构例的图。如图21所示，第二实施方式的矩阵变换器1A具有电力转换部10、LC滤波器11、输入电压检测部12、输出电流检测部13和控制部14A。

控制部14A具有电压指令运算部30(未图示)、PWM占空比运算部31(未图示)和换流部32A。换流部32A具有第一换流控制部41A、第二换流控制部42A和选择部43A。

第一换流控制部41A采用第一换流方法进行换流控制。相比第二换流方法，第一换流方法为对输入相电压Er、Es、Et的大小关系的依赖度相对较高的换流方法。该第一换流方法例如为在第一实施方式中说明的四步电压换流法。这种第一换流方法为在弄错输入相电压Er、Es、Et的大小关系时，换流动作中的输入相的相间短路时间相对较长的换流方法。

第二换流控制部42A采用第二换流方法进行换流控制。相比第一换流方法，第二换流方法为对输入相电压Er、Es、Et的大小关系的依赖度相对较低的换流方法。该第二换流方法例如为在第一实施方式中所说明的四步电流换流法。所述第二换流方法为在弄错输入相电压Er、Es、Et的大小关系时，换流动作中的输入相的相间短路时间相对较短的换流方法。

选择部43A根据输入电压Vi的相位θi(下面记为输入电压相位θi)，从第一和第二换流控制部41A、42A中选择进行换流控制的换流控制部。

第一换流方法对输入相电压Er、Es、Et的大小关系的依赖度相对较高，因此容易受到输入电压检测部12的检测灵敏度或检测噪音等的影响。图22是表示R相、S相和T相的输入相电压Er、Es、Et的大小关系与输入电压相位之间的关系的图。在图22所示的区域RB中，由于输入相电压Er、Es、Et的大小关系之差较小，若有输入电压的检测误差等，有可能会弄错输入相电压Er、Es、Et的大小关系，从而发生输入相的相间短路。当发生输入相的相间短路时，会发生输入相间的电压下降，而降低输出电压Vo的精度。

另外，在第二换流方法中，由于对输入相电压Er、Es、Et的大小关系之差的依赖度相对较低，因此相比第一换流方法，难以受到输入电压检测部12的检测灵敏度或检测噪音等的影响。在此，对在第一换流方法中有可能发生换流失败的区域RB，选择部43A选择第二换流控制部42A，由第二换流控制部42A采用第二换流方法来执行换流控制。

对于是否为第一换流方法中可能发生换流失败的区域，选择部43A不是根据输入相电压Er、Es、Et的绝对值进行判定，而是根据输入电压相位θi进行判定。具体地说，当输入电压相位θi处于规定范围以外时，选择部43A选择第一换流控制部41A，当输入电压相位θi处于规定范围以内时，选择部43A选择第二换流控制部42A。

如图21所示，选择部43A具有频率检测器35、相位检测器36、振幅检测器37、阈值设定器38、相位判定器39和切换器62A。

频率检测器35根据由输入电压检测部12检测出的输入相电压Er、Es、Et，来检测输入电压Vi的频率ωi(下面记为输入电压频率ωi)。频率检测器35具有例如PLL(Phase Locked Loop：锁相环)等。

相位检测器36根据输入相电压Er、Es、Et，来检测输入电压Vi的相位θi(下面记为输入电压相位θi)。相位检测器36具有例如PLL或积分器等。另外，相位检测器36例如也能够通过对来自频率检测器35的输入电压频率ωi进行积分，来检测输入电压相位θi。

振幅检测器37根据输入相电压Er、Es、Et，来检测输入电压Vi的振幅va(下面记为输入电压振幅va)。

阈值设定器38根据参数Pa(＝1、2)生成阈值相位范围θref，并且输出至U相判定器50。图23是表示阈值相位范围θref的一例的图。如图23所示，阈值设定器38分别将θ1～θ2、θ3～θ4、θ5～θ6、θ7～θ8、θ9～θ10、θ11～θ12的范围设定为阈值相位范围θref。

当Pa＝1时，阈值设定器38根据输入电压频率ωi和输入电压振幅va，例如以(2m-1)×π/6-K1×ωi/va～(2m-1)×π/6+K2×ωi/va(m＝1～6)作为阈值相位范围θref。另外，当Pa＝2时，阈值设定器38根据输入电压振幅va，以(2m-1)×π/6-K1/va～(2m-1)×π/6+K2/va作为阈值相位范围θref。另外，当ωo为正时，设定系数K1、K2为K1＞K2，当ωo为负时，设定系数K1、K2为K1＜K2。

相位判定器39根据输入电压相位θi和阈值相位范围θref，输出选择信号Sx。其中，选择信号Sx用于从第一和第二换流控制部41A、42A中选择进行U相、V相和W相的换流控制的换流控制部。

具体地说，当输入电压相位θi处于阈值相位范围θref以外时，相位判定器39输出高电平的选择信号Sx，当输出电流相位θo处于阈值相位范围θref以内时，相位判定器39输出低电平的选择信号Sx。

如果选择信号Sx为高电平，切换器62A输出从第一换流控制部41A输出的门信号S1u～S6u、S1v～S6v、S1w～S6w。另外，如果选择信号Sx为低电平，切换器62A输出从第二换流控制部42A输出的门信号S1u～S6u、S1v～S6v、S1w～S6w。

与输入相电压Er、Es、Et相比，由于输入电压相位θi受到输出电流检测部13的检测误差或检测噪音的影响较小，因此能够提高换流方法切换判定精度。

另外，可根据输入电压振幅va来调整阈值相位范围θref，因此与第一实施方式的U相阈值相位范围θuref等相同，能够提高输出电压Vo的精度。即，当输入相电压Er、Es、Et处于区域RB(参照图22)以内时，能够高精度地选择第二换流方法，另外，当输入相电压Er、Es、Et处于区域RB以外时，能够降低选择第二换流方法的可能性。因此，能够提高输出电压Vo的精度。

另外，由于当输入电压频率ωi为正时，K1＞K2，当输入电压频率ωi为负时，K1＜K2，因此能够补偿对应于输入相电压Er、Es、Et的大小关系的开关模式的切换滞后。

另外，当Pa＝1时，可根据输入电压频率ωi来调整阈值相位范围θref。若输入电压频率ωi较高，输入相电压Er、Es、Et处于区域RB以内时，换流方法被选择的次数变少。对此，输入电压频率ωi越高，阈值设定器38将阈值相位范围θref设定得越大，这样来防止当输入相电压Er、Es、Et处于区域RB以内时，换流方法被选择的次数变得极少。另外，当输入电压频率ωi处于规定值以上时，阈值设定器38也可以根据输入电压频率ωi来调整阈值相位范围θref。

如上所述，在第二实施方式的矩阵变换器1A中，由于根据输入电压相位θi，在第一及第二换流控制部41A、42A中执行换流控制，由此能够提高换流方法的切换精度。通过提高换流方法的切换精度，能够抑制输入相间的电压下降的发生。其结果，能够在不设置大型且大容量的开关元件等的情况下抑制电力转换部10的故障，从而能够实现矩阵变换器1A的小型化、高效化以及低成本化。

在上述中，例举了作为第一换流方法的四步电压换流法，例举了作为第二换流方法的四步电流换流法。然而，第一换流方法与第二换流方法的组合不限于上述的组合方式。

即，与第一实施方式相同，能够从图14所示的多个换流方法中选择第一换流方法与第二换流方法。此时，第一换流方法对输入相电压Er、Es、Et的大小关系的依赖度相对较高，第二换流方法对输入相电压Er、Es、Et的大小关系的依赖度相对较低。

与第一实施方式相同，第一换流控制部41A将表示第一换流方法种类的参数Ps1存储于内部的存储部，采用参数Ps1所对应的换流方法进行换流控制。另外，第二换流控制部42A将表示第二换流方法种类的参数Ps2存储于内部的存储部，采用参数Ps2所对应的换流方法进行换流控制。

另外，在上述的实施方式中，根据输入电压相位θi，选择进行换流控制的换流控制部，但也可以选择最终对应于输入电压相位θi的换流控制部。例如，选择部43A也可以将阈值相位范围θref改变输入至电力转换部10的电功率因数λi所对应的相位量，进而比较所述阈值相位范围θref与输入电流Ii的相位。

[3.第三实施方式]

接下来，说明第三实施方式的矩阵变换器。第三实施方式的矩阵变换器在根据输出电流相位θo与输入电压相位θi选择换流控制部这一点与第一实施方式的矩阵变换器1不同。另外，下面以与第一实施方式的矩阵变换器1的不同点为中心进行说明，对于具有与第一实施方式同一功能的构成要素标注同一附图标记，并省略其说明。

图24是表示第三实施方式的矩阵变换器1B的结构例的图。如图24所示，第三实施方式的矩阵变换器1B具有控制部14B。另外，虽未图示，矩阵变换器1B还具有电力转换部10、LC滤波器11、输入电压检测部12和输出电流检测部13等。

控制部14B具有电压指令运算部30(未图示)、PWM占空比运算部31(未图示)和换流部32B。换流部32B具有第一换流控制部41、第二换流控制部42和选择部43B。

与选择部43相同，选择部43B具有频率检测器44、相位检测器45、振幅检测器46、U相阈值设定器47、V相阈值设定器48、W相阈值设定器49、U相判定器50、V相判定器52、W相判定器54。与选择部43相同，选择部43B根据输出电流相位θo生成U相选择信号Su、V相选择信号Sv、W相选择信号Sw。

另外，与选择部43A相同，选择部43B具有频率检测器35、相位检测器36、振幅检测器37、阈值设定器38和相位判定器39。与选择部43A相同，选择部43B根据输入电压相位θi生成选择信号Sx。

在U相切换器62B、V相切换器64B和W相切换器66B中设定有参数Pm(＝1、2)。参数Pm例如通过未图示的输入部，由矩阵变换器1B的设置人员等进行设定。

当Pm＝1时，若U相选择信号Su为高电平信号，U相切换器62B选择第一换流控制部41。另外，当U相选择信号Su为低电平信号，并且选择信号Sx为高电平信号时，U相切换器62B才选择第二换流控制部42。由此，当输出电流Io处于区域RA(参照图10)以内，并且，输入相电压Er、Es、Et处于区域RB(参照图22)以内时，使输入相的相间短路优先于输出相的开路，因此能够防止换流失败。

当Pm＝2时，若选择信号Sx为高电平信号，U相切换器62B选择第二换流控制部42。另外，若选择信号Sx为低电平信号，并且U相选择信号Su为高电平信号时，U相切换器62B才选择第一换流控制部41。由此，当输出电流Io处于区域RA以内，并且，输入相电压Er、Es、Et处于区域RB以内时，使输出相的开路优先于输入相间的短路，因此能够防止换流失败。

通过进行同于U相切换器62B的处理，V相切换器64B根据V相选择信号Sv和选择信号Sx，再根据参数Pm的设定，从第一和第二换流控制部41、42中选择执行换流控制的换流控制部。

另外，通过进行同于U相切换器62B的处理，W相切换器66B根据W相选择信号Sw和选择信号Sx，再根据参数Pm的设定，从第一和第二换流控制部41、42中选择执行换流控制的换流控制部。

如上所述，在第三实施方式的矩阵变换器1B中，根据输出电流相位θo或输入电压相位θi，在第一及第二换流控制部41、42中执行换流控制。由此，当输出电流Io处于区域RA以内，并且，输入相电压Er、Es、Et处于区域RB以内时，能够优先防止输入相间的短路或者输出相的开路。

对于本领域的技术人员而言，还可以得出进一步的效果以及其他变形例。因而，本发明的范围并不限于上面详细说明的特定的、具有代表性的实施方式。所以在不脱离权利要求书及其等同物所定义的发明的总括性精神或者范围内，可以进行各种变更。

Claims

1.一种矩阵变换器，其特征在于，具有:

电力转换部，其具有能够利用多个开关元件控制导通方向的多个双向开关，所述多个双向开关设置在与交流电源的各相连接的多个输入端子和与负载的各相连接的多个输出端子之间；以及

控制部，其控制所述多个双向开关，

所述控制部具有：

第一换流控制部，其进行采用第一换流方法的换流控制；

第二换流控制部，其进行采用不同于所述第一换流方法的第二换流方法的换流控制；以及

选择部，其根据来自所述电力转换部的输出电流的相位，或者根据向所述电力转换部输入的输入电压的相位，从所述第一换流控制部以及所述第二换流控制部中选择执行换流控制的换流控制部。

2.根据权利要求1所述的矩阵变换器，其特征在于，

当所述输出电流的相位或者所述输入电压的相位处于规定范围以外时，所述选择部选择所述第一换流控制部，当所述输出电流的相位或者所述输入电压的相位处于所述规定范围以内时，所述选择部选择所述第二换流控制部。

3.根据权利要求2所述的矩阵变换器，其特征在于，

所述选择部根据所述输出电流的频率或所述输入电压的频率改变所述规定范围。

4.根据权利要求2所述的矩阵变换器，其特征在于，

所述选择部根据所述输出电流的振幅或所述输入电压的振幅改变所述规定范围。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的矩阵变换器，其特征在于，

所述第一换流控制部采用对所述输出电流的极性的依赖度相对较高的换流方法进行换流控制，

所述第二换流控制部采用对所述输出电流的极性的依赖度相对较低的换流方法进行换流控制。