JP2003333851A - 直接形電力変換器の転流方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電源電圧や負荷電流が小さい場合でも転流失
敗を防止し、サージを極力小さくして交流スナバ等を用
いることなく装置の破損を防止することができる転流方
法を提供する。 【解決手段】 電源電圧極性検出手段４０と、電源電圧
の極性に従って、第１の転流パターンを作成する第１の
転流パターン発生手段６０Ａと、負荷電流極性検出手段
７０と、負荷電流の極性に従って、第２の転流パターン
を作成する第２の転流パターン発生手段６０Ｂと、電源
電圧または負荷電流の絶対値に応じて第１の転流パター
ン（パターンＡ）または第２の転流パターン（パターン
Ｂ）を切り替えて出力する切り替え器９０Ｖまたは９０
Ｉと、を備える。切り替え器９０Ｖまたは９０Ｉにより
切り替えた電源短絡及び負荷端開放を防止する転流パタ
ーンＡまたはＢを用いて、半導体スイッチング素子の転
流を行わせる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、リアクトルやコン
デンサ等の大容量のエネルギーバッファなしに交流から
交流に直接変換する直接形電力変換器の転流方法に関
し、特に、スイッチング時に発生する電源短絡や負荷端
開放を防止するような半導体スイッチング素子のオンオ
フパターン（転流パターン）に従って転流動作を行わせ
る転流方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】図６は、この種の電力変換器において、
電源電圧の極性に基づいて転流パターンを決定する従来
技術を説明するためのブロック図である。図６におい
て、１０は電源、２０は交流から交流に直接変換する直
接形電力変換器、３０は負荷である。ＰＷＭ発生手段５
０は、出力電圧指令と内部で生成したキャリアとの比較
によりＰＷＭ指令パルスを生成するが、生成したＰＷＭ
指令パルスに基づいて電力変換器２０の半導体スイッチ
ング素子をオンオフさせるために、転流パターン発生手
段６０Ａにより作成した転流パターンを用いる。

【０００３】ここで、転流パターン発生手段６０Ａは、
電圧極性検出手段４０により検出した電源電圧の極性に
基づいて、半導体スイッチング素子のオンオフの順序を
転流パターンとして決定し、電力変換器２０に対するス
イッチング信号を出力する。この転流パターンは、例え
ばインバータにおいて電源短絡を防止するデッドタイム
生成のような役割を果たしている。しかし、負荷３０が
誘導性負荷の場合、直接形電力変換器２０ではインバー
タと異なって還流ダイオードを持たないので、負荷端が
開放されると大きなサージ電圧が発生し、装置を破損す
る恐れがある。従って、直接形電力変換器２０では、電
源短絡を防止することに加えて負荷端の開放を防止する
必要があり、転流パターンは電源短絡及び負荷端の開放
を防止するようなパターンに決定される。

【０００４】交流から交流に直接変換する直接形電力変
換器２０の例として、三相入力／三相出力のマトリック
スコンバータ（ＰＷＭサイクロコンバータ）がある。図
１０は、このマトリックスコンバータの主回路構成を示
すもので、ｅ_ｕ，ｅ _ｖ，ｅ_ｗはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ
相電源、Ｌは高調波除去用のフィルタリアクトル、Ｃは
同じくフィルタコンデンサ、Ｓ_ａｕ，Ｓ_ａｖ，Ｓ_ａｗ，
Ｓ_ｂｕ，Ｓ_{ｂ ｖ}，Ｓ_ｂｗ，Ｓ_ｃｕ，Ｓ_ｃｖ，Ｓ_ｃｗは双
方向に電流の通流及び阻止が可能な双方向スイッチ、Ｍ
は交流電動機等の負荷である。このマトリックスコンバ
ータは、例えば特開平１１−１８４８９号公報「同期電
動機の駆動制御装置」等によって公知になっている。

【０００５】上述したマトリックスコンバータにおい
て、電源電圧の極性に基づいて転流パターンを発生させ
る方法は、例えば、平成元年電気学会九州支部連合会大
会論文集２４６「ＰＷＭサイクロコンバータのＳＩＴ点
弧シーケンス」（以下、公知文献という）に記載されて
いる。以下、この公知文献に記載された転流方法の概略
を、図７を参照しつつ説明する。

【０００６】図７は図１０のマトリックスコンバータの
一部を示したもので、Ｓ_ｕ，Ｓ_ｕ’は図１０における双
方向スイッチＳ_ａｕを構成する半導体スイッチング素子
であってダイオードがそれぞれ逆並列接続されたスイッ
チング素子、Ｓ_ｖ，Ｓ_ｖ’は図１０における双方向スイ
ッチＳ_ａｖを構成する半導体スイッチング素子であって
ダイオードがそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素
子である。なお、半導体スイッチング素子Ｓ_ｕ，
Ｓ_ｕ’，Ｓ_ｖ，Ｓ_ｖ’としては、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート
バイポーラトランジスタ）を用いることができる。

【０００７】上記公知文献には、電源電圧の極性に応じ
て転流パターンを切り替える方法が記載されている。例
えば、電源のＵ相からＶ相に転流する場合を例にとる
と、スイッチングパターンは以下のようになる。

【０００８】（１）図７（ａ）のｅ_ｕ＞ｅ_ｖのとき Ｓ_ｖをオン→Ｓ_ｕをオフ→Ｓ_ｖ’をオン→
Ｓ_ｕ’をオフ ここで、ではＳ_ｖに逆バイアスが加わっているため導
通しない。により、Ｓ_ｕに電流が流れていた場合、電
流はＳ_ｖに転流する。により、Ｓ_ｕ’に電流が流れて
いた場合、電流はＳ_ｖ’に転流し、Ｓ_ｕ’は逆バイアス
される。

【０００９】（２）図７（ｂ）のｅ_ｕ＜ｅ_ｖのとき Ｓ_ｖ’をオン→Ｓ_ｕ’をオフ→Ｓ_ｖをオン→Ｓ
_ｕをオフ ここで、ではＳ_ｖ’に逆バイアスが加わっているため
導通しない。により、Ｓ_ｕ’に電流が流れていた場
合、電流はＳ_ｖ’に転流する。により、Ｓ_ｕに電流が
流れていた場合、電流はＳ_ｖに転流し、Ｓ_ｕは逆バイア
スされる。

【００１０】図７（ａ），（ｂ）に示した転流パターン
を便宜上、転流パターンＡといい、これにより電流はＵ
相からＶ相に転流する。

【００１１】次に、図８は、負荷電流の極性に基づいて
転流パターンを決定する従来技術を示しており、図６と
同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。この
従来技術では、負荷３０の電流を電流検出器８０により
検出し、電流極性検出手段７０により得た電流極性に基
づき、転流パターン発生手段６０Ｂが転流パターンを作
成する。

【００１２】前記公知文献には、負荷電流の極性に応じ
て転流パターンを切り替える方法も記載されている。例
えば、電源のＵ相からＶ相に転流する場合を例にとる
と、スイッチングパターンは以下のようになる。

【００１３】（１）図９（ａ）のｉ＞０（ｉ_ｕ＞ｉ_ｖと
する）のとき Ｓ_ｕ’をオフ→Ｓ_ｖをオン→Ｓ_ｕをオフ→
Ｓ_ｖ’をオン ここで、においてｅ_ｕ＜ｅ_ｖの場合には、電流は
Ｓ_ｖ’に転流する。においてＳ_ｕに電流が流れていた
場合には、電流はＳ_ｖに転流する。

【００１４】（２）図９（ｂ）のｉ＜０（ｉ_ｕ＜ｉ_ｖと
する）のとき Ｓ_ｕをオフ→Ｓ_ｖ’をオン→Ｓ_ｕ’をオフ→Ｓ
_ｖをオン ここで、においてｅ_ｕ＞ｅ_ｖの場合には、電流はＳ_ｖ
に転流する。においてＳ_ｕ’に電流が流れていた場合
には、電流はＳ_ｖ’に転流する。

【００１５】図９（ａ），（ｂ）に示した転流パターン
を便宜上、転流パターンＢといい、これにより電流はＵ
相からＶ相に転流する。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】前述した図６，図７の
電源電圧極性による転流方法は、電源電圧が小さくゼロ
付近であるときに、極性切り替えの遅れや電圧検出誤差
により、転流失敗をする可能性がある。また、図８，図
９の負荷電流極性による転流方法は、負荷電流が小さく
ゼロ付近であるときに、同様に極性切り替えの遅れや、
電流の検出誤差により、転流失敗をする可能性がある。

【００１７】転流失敗は過大な電流サージや電圧サージ
を発生させ、装置を破損する恐れがある。また、装置の
破損を防止するために大形、大容量の交流スナバを設け
ることは、装置の小形化、高効率化、低コスト化の妨げ
となる。そこで本発明は、電源電圧や負荷電流が小さい
場合でも転流失敗を防止し、サージを極力小さくして交
流スナバ等を用いることなく装置の破損を防止すること
ができる直接形電力変換器の転流方法を提供しようとす
るものである。

【００１８】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１に記載した発明は、半導体スイッチング素
子を用いて交流／交流直接形電力変換を行う直接形電力
変換器において、電源電圧の極性を検出する手段と、こ
の手段により検出した電源電圧の極性に従って、前記半
導体スイッチング素子のオンオフパターンを第１の転流
パターンとして作成する第１の転流パターン発生手段
と、負荷電流の極性を検出する手段と、この手段により
検出した負荷電流の極性に従って、前記半導体スイッチ
ング素子のオンオフパターンを第２の転流パターンとし
て作成する第２の転流パターン発生手段と、電源電圧ま
たは負荷電流の絶対値に応じて第１の転流パターンまた
は第２の転流パターンを切り替えて出力する手段と、を
備え、この手段により切り替えた電源短絡及び負荷端開
放を防止する転流パターンを用いて、前記半導体スイッ
チング素子の転流を行わせるものである。

【００１９】請求項２に記載した発明は、請求項１記載
の発明において、電源電圧の絶対値が所定レベルよりも
小さい場合には、第２の転流パターンを用いて前記半導
体スイッチング素子の転流を行わせるものである。

【００２０】請求項３に記載した発明は、請求項１記載
の発明において、負荷電流の絶対値が所定レベルよりも
小さい場合には、第１の転流パターンを用いて前記半導
体スイッチング素子の転流を行わせるものである。

【００２１】

【発明の実施の形態】以下、図に沿って本発明の実施形
態を説明する。図１は本発明の第１実施形態を示すブロ
ック図であり、請求項１及び請求項２の発明の実施形態
に相当する。図６，図８と同一の構成要素には同一の参
照符号を付して詳細な説明を省略し、以下では、本発明
の中心となる部分についてのみ説明する。

【００２２】図１において、出力電圧指令が入力される
ＰＷＭ発生手段５０により作られたＰＷＭパルス指令
は、第１の転流パターン発生手段６０Ａと第２の転流発
生パターン発生手段６０Ｂとの両方に入力されている。
第１の転流パターン発生手段６０Ａは、前記同様に電圧
極性検出手段４０により検出した電源電圧の極性に基づ
いて、第１の転流パターンとしての転流パターンＡを発
生し、第２の転流発生パターン発生手段６０Ｂは、電流
極性検出手段７０により検出した負荷電流の極性に基づ
いて、第２の転流パターンとしての転流パターンＢを発
生する。ここで、転流パターンＡは図７に示したパター
ン、同Ｂは図９に示したパターンである。

【００２３】これらの転流パターンＡ，Ｂは転流パター
ン切り替え器９０Ｖに入力されており、この切り替え器
９０Ｖでは、検出した電源電圧の絶対値に基づいて転流
パターンＡ，Ｂを切り替え、その転流パターンに従って
電力変換器２０の半導体スイッチング素子に対しスイッ
チング信号を出力する。

【００２４】図２は、転流パターン切り替え器９０Ｖの
内部構成を示している。この切り替え器９０Ｖは、電源
電圧の絶対値を求める絶対値演算器９１と、この絶対値
と電圧切り替えレベル（転流パターンＡ，Ｂを切り替え
るべきゼロ付近の電圧レベル）とを比較する比較器９２
と、その出力によって転流パターンＡ，Ｂを切り替える
切り替えスイッチ９３とから構成されている。

【００２５】上記構成において、電源電圧の極性に基づ
く転流パターンＡによる転流動作は、電源電圧が小さく
ゼロ付近になったときに失敗するおそれがあることか
ら、電源電圧の絶対値がゼロ付近になって電圧切り替え
レベルを下回ったときは、比較器９２の出力により切り
替えスイッチ９３を動作させて負荷電流の極性に基づく
転流パターンＢに従って転流させる。また、電源電圧の
絶対値が電圧切り替えレベルを上回る場合には、切り替
えスイッチ９３を切り替えて電源電圧の極性に基づいた
転流パターンＡに従って転流させればよい。

【００２６】仮に、電源電圧及び負荷電流の両方が小さ
い場合でも、電力変換器２０の半導体スイッチング素子
に加わるエネルギーが小さくなるため、万が一、転流に
失敗したとしても、大きなサージ発生の原因とはなら
ず、大形の交流スナバを設けなくても装置の破壊を防止
することができる。転流パターンは単に半導体スイッチ
ング素子のオンオフの切り替え動作に過ぎないため、異
なる転流パターンＡ，Ｂに従って転流させたとしても、
ＰＷＭパルスの連続性が損なわれるものではない。

【００２７】次に、図３は本発明の第２実施形態を示す
ブロック図であり、請求項１及び請求項３の発明の実施
形態に相当する。図１と同様な部分は割愛し、異なる部
分のみを説明する。すなわち、図３が図１と相違する点
は、負荷電流の検出値が転流パターン切り替え器９０Ｉ
に入力されており、負荷電流が小さくゼロ付近になった
ときに、切り替え器９０Ｉの動作によって電源電圧の極
性に基づく転流パターンＡを使用するようにした点であ
る。

【００２８】図４は転流パターン切り替え器９０Ｉの内
部構成を示しており、負荷電流の絶対値を求める絶対値
演算器９４と、この絶対値と電流切り替えレベル（転流
パターンＡ，Ｂを切り替えるべきゼロ付近の電流レベ
ル）とを比較する比較器９５と、その出力によって転流
パターンＡ，Ｂを切り替える切り替えスイッチ９６とか
ら構成されている。

【００２９】前述したように、負荷電流の極性に基づく
転流パターンＢによる転流動作は、負荷電流が小さくゼ
ロ付近になったときに失敗するおそれがある。このた
め、負荷電流の絶対値がゼロ付近になって電流切り替え
レベルを下回ったときは、比較器９５の出力により切り
替えスイッチ９６を動作させて電源電圧の極性による転
流パターンＡに従って転流させる。また、負荷電流の絶
対値が電流切り替えレベルを上回る場合には、切り替え
スイッチ９６を切り替えて負荷電流の極性に基づいた転
流パターンＢに従って転流させればよい。

【００３０】なお、直接形電力変換器２０内の双方向ス
イッチ（図１０におけるＳ_ａｕ，…………，Ｓ_ｃｗに相
当）は、図７、図９に示した構成（ダイオードが逆並列
接続されたＩＧＢＴをエミッタ共通にして直列接続）の
他に、図５（ａ）に示す双方向スイッチＳのように、Ｉ
ＧＢＴ等のスイッチング素子２０１とダイオード２０２
との直列回路と、スイッチング素子２０３とダイオード
２０４との直列回路とを逆並列接続しても良く、スイッ
チング素子２０１，２０３に十分な逆耐圧があれば、図
５（ｂ）に示す如く、ダイオードを省略してスイッチン
グ素子２０１，２０３だけを逆並列接続したものでも良
い。

【００３１】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、電源電圧
が小さい場合または負荷電流が小さい場合においても転
流失敗を未然に防止することができると共に、両方が同
時に小さい場合でも転流失敗によるサージを極力小さく
することができる。このため、大形かつ大容量の交流ス
ナバ等を用いることなく電力変換器の破壊を防止するこ
とができ、装置の小形化、高効率化、低コスト化が実現
可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施形態を示すブロック図であ
る。

【図２】図１における転流パターン切り替え回路の構成
図である。

【図３】本発明の第２実施形態を示すブロック図であ
る。

【図４】図３における転流パターン切り替え回路の構成
図である。

【図５】本発明が適用される直接形電力変換器に使用さ
れる双方向スイッチの説明図である。

【図６】従来技術を示すブロック図である。

【図７】従来の転流パターンＡを説明するための電力変
換器の主要部の回路図である。

【図８】他の従来技術を示すブロック図である。

【図９】従来の転流パターンＢを説明するための電力変
換器の主要部の回路図である。

【図１０】三相入力／三相出力のマトリックスコンバー
タの主回路構成図である。

【符号の説明】

１０ 電源 ２０ 直接形電力変換器 ３０ 負荷 ４０ 電圧極性検出手段 ５０ ＰＷＭ発生手段 ６０Ａ，６０Ｂ 転流パターン発生手段 ７０ 電流極性検出手段 ８０ 電流検出器 ９０Ｖ，９０Ｉ 転流パターン切り替え器 ９１，９４ 絶対値演算器 ９２，９５ 比較器 ９３，９６ 切り替えスイッチ ２０１，２０３ 半導体スイッチング素子 ２０２，２０４ ダイオード Ｓ 双方向スイッチ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H750 AA10 BA01 BA05 CC02 CC06 CC14 DD01 DD14 DD18 DD25 EE01 FF02 FF04 FF05 FF07 GG02 GG08

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】半導体スイッチング素子を用いて交流／交
   流直接形電力変換を行う直接形電力変換器において、 電源電圧の極性を検出する手段と、 この手段により検出した電源電圧の極性に従って、前記
   半導体スイッチング素子のオンオフパターンを第１の転
   流パターンとして作成する第１の転流パターン発生手段
   と、 負荷電流の極性を検出する手段と、 この手段により検出した負荷電流の極性に従って、前記
   半導体スイッチング素子のオンオフパターンを第２の転
   流パターンとして作成する第２の転流パターン発生手段
   と、 電源電圧または負荷電流の絶対値に応じて第１の転流パ
   ターンまたは第２の転流パターンを切り替えて出力する
   手段と、 を備え、 この手段により切り替えた電源短絡及び負荷端開放を防
   止する転流パターンを用いて、前記半導体スイッチング
   素子の転流を行わせることを特徴とする直接形電力変換
   器の転流方法。
2. 【請求項２】請求項１に記載した直接形電力変換器の転
   流方法において、 電源電圧の絶対値が所定レベルよりも小さい場合には、
   第２の転流パターンを用いて前記半導体スイッチング素
   子の転流を行わせることを特徴とする直接形電力変換器
   の転流方法。
3. 【請求項３】請求項１に記載した直接形電力変換器の転
   流方法において、 負荷電流の絶対値が所定レベルよりも小さい場合には、
   第１の転流パターンを用いて前記半導体スイッチング素
   子の転流を行わせることを特徴とする直接形電力変換器
   の転流方法。