JP2015070625A - マトリクスコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】転流方法の切り替えを精度よく行うことができるマトリクスコンバータを提供すること。
【解決手段】実施形態に係るマトリクスコンバータは、第１の転流制御部、２の転流制御部および選択部を備える。第１の転流制御部は、第１の転流方法による転流制御を行う。第２の転流制御部は、第１の転流方法とは異なる第２の転流方法による転流制御を行う。選択部は、電力変換部からの出力電流または出力電圧のベクトルまたは交流電源から電力変換部への入力電圧または入力電流のベクトルに基づき、第１の転流制御部および第２の転流制御部の中から転流制御を実行する転流制御部を選択する。
【選択図】図１１

Description

開示の実施形態は、マトリクスコンバータに関する。

マトリクスコンバータは、交流電源と負荷とを接続する複数の双方向スイッチを有しており、これらの双方向スイッチを制御して交流電源の各相電圧を直接スイッチングすることで負荷へ任意の電圧・周波数を出力する。

かかるマトリクスコンバータは、負荷に接続する交流電源の相を双方向スイッチにより切り替える際に、双方向スイッチを構成するスイッチング素子を所定の順序で個別に制御する転流動作を行う。これにより、入力相の相間短絡や出力相の開放などが防止される。

かかる転流動作として、電流転流法による転流動作と電圧転流法による転流動作とが知られている。電流転流法では、例えば、出力電流が小さい場合に極性切り替えの遅れや電流検出誤差などがあると、出力相の開放などの転流失敗が生じる場合がある。また、電圧転流法では、例えば、入力相電圧の大小関係の差が小さい場合に入力相電圧の大小関係の切り替えの遅れや電圧検出誤差などがあると、入力相の相間短絡などの転流失敗が生じるおそれがある。

そこで、出力電流の絶対値が小さい場合や入力相電圧の絶対値の大小関係の差が小さい場合に、電流転流法から電圧転流法への切り替えまたはその逆の切り替えを行って転流動作を行う技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００３−３３３８５１号公報

しかしながら、出力電流の絶対値や入力電圧の絶対値に応じて転流方法を切り替える技術では、かかる絶対値の検出誤差や極性等の切り替え遅れによる影響を回避するために、切り替えレベルのマージンが大きくなり、転流方法の切り替え精度において課題があった。

実施形態の一態様は、上記に鑑みてなされたものであって、転流方法の切り替えを精度よく行うことができるマトリクスコンバータを提供することを目的とする。

実施形態の一態様に係るマトリクスコンバータは、電力変換部および制御部を備える。前記電力変換部は、複数のスイッチング素子により導通方向を制御可能な複数の双方向スイッチを有し、交流電源の各相に接続される複数の入力端子と負荷の各相に接続される複数の出力端子との間に前記複数の双方向スイッチが設けられる。前記制御部は、前記複数の双方向スイッチを制御する。前記制御部は、第１の転流制御部と、２の転流制御部と、選択部とを備える。前記第１の転流制御部は、第１の転流方法による転流制御を行う。前記第２の転流制御部は、前記第１の転流方法とは異なる第２の転流方法による転流制御を行う。前記選択部は、前記電力変換部からの出力電流または出力電圧のベクトルまたは前記交流電源から電力変換部への入力電圧または入力電流のベクトルに基づき、前記第１の転流制御部および前記第２の転流制御部の中から転流制御を実行する転流制御部を選択する。

実施形態の一態様によれば、転流方法の切り替えを精度よく行うことができるマトリクスコンバータを提供することができる。

図１は、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成例を示す図である。 図２は、図１に示す双方向スイッチの構成例を示す図である。 図３は、図１に示す制御部の構成例を示す図である。 図４は、各出力相に出力される入力相電圧の切り替わりを示す図である。 図５は、複数の双方向スイッチの片方向スイッチとゲート信号との対応関係を示す図である。 図６Ａは、４ステップ電流転流法において出力相電流が正である場合の、出力相電圧およびゲート信号の関係を示す図である。 図６Ｂは、４ステップ電流転流法において出力相電流が負である場合の、出力相電圧およびゲート信号の関係を示す図である。 図７は、図６Ａに示す４ステップ電流転流法における片方向スイッチの状態を示す図である。 図８は、４ステップ電圧転流法における、出力相電圧、ゲート信号、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。 図９は、図８に示す４ステップ電圧転流法における片方向スイッチの状態を示す図である。 図１０は、出力電流の波形を示す図である。 図１１は、図３に示す選択部の構成を示す図である。 図１２は、出力電流ベクトルの一例を示す図である。 図１３は、Ｐａ＝１の場合のＵ相における所定範囲の一例を示す図である。 図１４Ａは、Δθ１＝０において、出力相電流、転流方法の選択周期、および、選択される転流方法との概念的な関係を示す図である。 図１４Ｂは、Δθ１＞０において、出力相電流、転流方法の選択周期、および、選択される転流方法との概念的な関係を示す図である。 図１５は、Ｐａ＝１の場合のＵ相における所定範囲の一例を示す図である。 図１６は、Ｐａ＝２の場合において、出力相電流、転流方法の選択周期、および、選択される転流方法との概念的な関係を示す図である。 図１７は、Ｐａ＝３の場合のＵ相における所定範囲の一例を示す図である。 図１８は、Ｐａ＝４の場合のＵ相における所定範囲の一例を示す図である。 図１９は、Ｐａ＝５の場合のＵ相における所定範囲の一例を示す図である。 図２０は、Ｐａ＝６の場合のＵ相における所定範囲の一例を示す図である。 図２１は、Ｐａ＝７の場合のＵ相における所定範囲の一例を示す図である。 図２２は、出力電流の極性に対する依存度と転流方法の種類との関係を示す図である。 図２３Ａは、１ステップ電流転流法において出力相電流が正である場合の、出力相電圧およびゲート信号の関係を示す図である。 図２３Ｂは、１ステップ電流転流法において出力相電流が負である場合の、出力相電圧およびゲート信号の関係を示す図である。 図２４Ａは、２ステップ電流転流法において出力相電流が正である場合の、出力相電圧およびゲート信号の関係を示す図である。 図２４Ｂは、２ステップ電流転流法において出力相電流が負である場合の、出力相電圧およびゲート信号の関係を示す図である。 図２５Ａは、３ステップ電流転流法において出力相電流が正である場合の、出力相電圧およびゲート信号の関係を示す図である。 図２５Ｂは、３ステップ電流転流法において出力相電流が負である場合の、出力相電圧およびゲート信号の関係を示す図である。 図２６Ａは、３ステップ電圧電流転流法において出力相電流が正である場合の、出力相電圧およびゲート信号の関係を示す図である。 図２６Ｂは、３ステップ電圧電流転流法において出力相電流が負である場合の、出力相電圧およびゲート信号の関係を示す図である。 図２７Ａは、３ステップ電圧転流法において出力相電流が正である場合の、出力相電圧およびゲート信号の関係を示す図である。 図２７Ｂは、３ステップ電圧転流法において出力相電流が負である場合の、出力相電圧およびゲート信号の関係を示す図である。 図２８は、２ステップ電圧転流法における、出力相電圧、ゲート信号、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。 図２９は、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成例を示す図である。 図３０は、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成例を示す図である。 図３１は、入力相電圧の大小関係と入力電圧位相との関係を示す図である。 図３２は、第４の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成例を示す図である。

以下、添付図面を参照して、本願の開示するマトリクスコンバータの実施形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施形態によりこの発明が限定されるものではない。

［１．第１の実施形態］
［１．１．マトリクスコンバータの構成］
図１は、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成例を示す図である。図１に示すように、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１は、３相交流電源２（以下、単に交流電源２と記載する）と負荷３との間に設けられる。負荷３は、例えば、交流電動機である。以下においては、交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相を入力相と記載し、負荷３のＵ相、Ｖ相およびＷ相を出力相と記載する。

マトリクスコンバータ１は、入力端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔと、出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗと、電力変換部１０と、ＬＣフィルタ１１と、入力電圧検出部１２と、出力電流検出部１３と、制御部１４とを備える。マトリクスコンバータ１は、交流電源２から入力端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔを介して供給される３相交流電力を任意の電圧および周波数の３相交流電力に変換して出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗから負荷３へ出力する。

電力変換部１０は、交流電源２の各相と負荷３の各相とを接続する複数の双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕ、Ｓｒｖ、Ｓｓｖ、Ｓｔｖ、Ｓｒｗ、Ｓｓｗ、Ｓｔｗ（以下、双方向スイッチＳと総称する場合がある）を備える。

双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕは、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と負荷３のＵ相とをそれぞれ接続する。双方向スイッチＳｒｖ、Ｓｓｖ、Ｓｔｖは、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と負荷３のＶ相とをそれぞれ接続する。双方向スイッチＳｒｗ、Ｓｓｗ、Ｓｔｗは、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と負荷３のＷ相とをそれぞれ接続する。

図２は、双方向スイッチＳの構成例を示す図である。図２に示すように、双方向スイッチＳは、片方向スイッチＳｉｏとダイオードＤｉｏとを直列に接続した回路と、片方向スイッチＳｏｉとダイオードＤｏｉとを直列に接続した回路とを有し、これらの直列回路は逆並列接続される。なお、双方向スイッチＳは、複数の片方向スイッチを有して導通方向を制御可能な構成であればよく、図２に示す構成に限定されるものではない。例えば、図２に示す例では、ダイオードＤｉｏ、Ｄｏｉのカソード同士が接続されているが、双方向スイッチＳは、ダイオードＤｉｏ、Ｄｏｉのカソード同士が接続されない構成でもよい。

なお、片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉは、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチング素子である。また、次世代半導体スイッチング素子のＳｉＣ、ＧａＮであってもよい。

図１に戻って、マトリクスコンバータ１の説明を続ける。ＬＣフィルタ１１は、交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相と電力変換部１０との間に設けられる。このＬＣフィルタ１１は、３つのリアクトルＬｒ、Ｌｓ、Ｌｔと３つのコンデンサＣｒｓ、Ｃｓｔ、Ｃｔｒを含み、双方向スイッチＳのスイッチングに起因する高周波成分を除去する。

入力電圧検出部１２は、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相電圧を検出する。具体的には、入力電圧検出部１２は、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相電圧の瞬時値Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔ（以下、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔと記載する）を検出する。なお、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相の電圧を総称して入力電圧Ｖｉと記載する場合がある。

出力電流検出部１３は、電力変換部１０と負荷３との間に流れる電流を検出する。具体的には、出力電流検出部１３は、電力変換部１０と負荷３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれとの間に流れる電流の瞬時値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（以下、出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと記載する）を検出する。なお、以下、出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを総称して出力電流Ｉｏと記載する場合がある。また、電力変換部１０から負荷３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれに出力される電圧の瞬時値を出力相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと記載し、電力変換部１０から負荷３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に出力される相電圧を総称して出力電圧Ｖｏと記載する場合がある。

制御部１４は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔおよび出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づいて、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗを生成する。以下、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗをゲート信号Ｓｇと総称する場合がある。

後述するように、制御部１４は、出力電流Ｉｏのベクトルに基づいて転流方法を切り替える。これにより、転流方法の切り替えを精度よく行うことができる。以下、転流動作について具体的に説明する。

［１．２．制御部１４の構成］
図３は、制御部１４の構成例を示す図である。図３に示すように、制御部１４は、電圧指令演算部３０と、ＰＷＭデューティ比演算部３１と、転流部３２とを有する。

制御部１４は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、入出力ポートなどを有するマイクロコンピュータや各種の回路を含む。マイクロコンピュータのＣＰＵは、ＲＯＭに記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、電圧指令演算部３０、ＰＷＭデューティ比演算部３１および転流部３２として機能する。なお、制御部１４は、プログラムを用いずにハードウェアのみで構成されることがある。

［１．３．電圧指令演算部３０］
電圧指令演算部３０は、周波数指令ｆ^*および出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づき、各出力相の電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*（以下、電圧指令Ｖｏ^*と総称する場合がある）を生成して出力する。周波数指令ｆ^*は、出力相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の指令である。

［１．４．ＰＷＭデューティ比演算部３１］
ＰＷＭデューティ比演算部３１は、電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*および入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔに基づき、ＰＷＭ電圧指令Ｖｕ１^＊、Ｖｖ１^＊、Ｖｗ１^＊を生成する。ＰＷＭ電圧指令Ｖｕ１^＊、Ｖｖ１^＊、Ｖｗ１^＊を生成する技術は、公知技術であり、例えば、特開２００８−０４８５５０号公報、特開２０１２−２３９２６５号公報などに記載されている技術が用いられる。

例えば、ＰＷＭデューティ比演算部３１は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大きさの大小関係が変化しない期間において、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大きさが大きい順に入力相電圧Ｅｐ、Ｅｍ、Ｅｎとする。ＰＷＭデューティ比演算部３１は、電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を、入力相電圧Ｅｐ、Ｅｍ、Ｅｎの各電圧値に対応したパルス幅変調信号に変換し、それぞれＰＷＭ電圧指令Ｖｕ１^＊、Ｖｖ１^＊、Ｖｗ１^＊として出力する。なお、以下において、ＰＷＭ電圧指令Ｖｕ１^＊、Ｖｖ１^＊、Ｖｗ１^＊をＰＷＭ電圧指令Ｖｏ１^＊と総称する場合がある。

［１．５．転流部３２］
転流部３２は、負荷３に接続する交流電源２の相を双方向スイッチＳにより切り替える転流制御を実行する。具体的には、転流部３２は、ＰＷＭ電圧指令Ｖｕ１^＊、Ｖｖ１^＊、Ｖｗ１^＊に対し、出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ毎の極性、および、入力相電圧Ｅｐ、Ｅｍ、Ｅｎに基づいて転流時における双方向スイッチＳの切り替え順序を決定する。転流部３２は、決定した切り替え順序に基づき、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗを生成する。

ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗは、電力変換部１０を構成する双方向スイッチＳの片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉにそれぞれ入力され、これにより、片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉがオン／オフ制御される。

図４は、各出力相に出力される入力相電圧Ｅｐ、Ｅｍ、Ｅｎの切り替わりを示す図である。図４に示すように、ゲート信号Ｓｇによる双方向スイッチＳの制御により、パルス幅変調信号であるＰＷＭ電圧指令Ｖｏ１^＊の１周期Ｔｃにおいて、各出力相に出力される入力相電圧は、Ｅｎ→Ｅｍ→Ｅｐ→Ｅｍ→Ｅｎへと切り替わる。なお、出力相に出力される入力相電圧の切り替わりは、Ｅｎ→Ｅｍ→Ｅｐ→Ｅｍ→Ｅｎに限定されるものではない。

図５は、複数の双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕ、Ｓｒｖ、Ｓｓｖ、Ｓｔｖ、Ｓｒｗ、Ｓｓｗ、Ｓｔｗの片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉとゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗとの対応関係を示す図である。なお、図５において、ＬＣフィルタ１１や出力電流検出部１３は省略している。

双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕの片方向スイッチＳｉｏ（図２参照）は、それぞれゲート信号Ｓ１ｕ、Ｓ３ｕ、Ｓ５ｕによって制御され、双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕの片方向スイッチＳｏｉ（図２参照）は、それぞれゲート信号Ｓ２ｕ、Ｓ４ｕ、Ｓ６ｕによって制御される。同様に、双方向スイッチＳｒｖ、Ｓｓｖ、Ｓｔｖの片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉは、ゲート信号Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖによって制御される。また、双方向スイッチＳｒｗ、Ｓｓｗ、Ｓｔｗの片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉは、ゲート信号Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗによって制御される。

図３に戻って制御部１４の説明を続ける。転流部３２は、第１の転流制御部４１と、第２の転流制御部４２と、選択部４３とを備える。第１の転流制御部４１および第２の転流制御部４２は、いずれも、双方向スイッチＳの切り替え順序を決定してゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗを生成することができる。

選択部４３は、出力電流Ｉｏのベクトル（以下、出力電流ベクトルＩｏαβと記載する）に基づき、第１の転流制御部４１および第２の転流制御部４２の一方を選択する。そして、選択部４３は、選択した転流制御部からのゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗを出力する。これにより、出力相の開放などの転流失敗を抑制して出力電圧Ｖｏの精度を向上させることができる。以下、第１の転流制御部４１、第２の転流制御部４２および選択部４３の構成について具体的に説明する。

［１．５．１．第１の転流制御部４１］
第１の転流制御部４１は、第１の転流方法による転流制御を行う。第１の転流方法は、第２の転流方法に比べ、出力電流Ｉｏの極性への依存度が相対的に高い転流方法である。この第１の転流方法は、例えば、４ステップ電流転流法であり、出力電流Ｉｏの極性を間違えたときに転流動作中の出力開放時間が相対的に長い。

４ステップ電流転流法では、入力相間の短絡と出力相の開放を防止するために、出力電流Ｉｏの極性に応じて、次のステップ１〜ステップ４からなるスイッチングパターンで転流動作が行われる。
ステップ１： 切り替え元の双方向スイッチＳを構成する片方向スイッチのうち、出力電流Ｉｏと逆極性の片方向スイッチをオフにする。
ステップ２： 切り替え先の双方向スイッチＳを構成する片方向スイッチのうち、出力電流Ｉｏと同極性の片方向スイッチをオンにする。
ステップ３： 切り替え元の双方向スイッチＳを構成する片方向スイッチのうち、出力電流Ｉｏと同極性の片方向スイッチをオフにする。
ステップ４： 切り替え先の双方向スイッチＳを構成する片方向スイッチのうち、出力電流Ｉｏと逆極性の片方向スイッチをオンにする。

以下、４ステップ電流転流法について、図６Ａ、図６Ｂ、図７を参照して説明する。なお、以下においては、各転流法をＵ相を例に挙げて説明し、同様の転流動作であるＶ相やＷ相については説明を省略するものとする。また、交流電源２から負荷３へ流れる出力電流Ｉｏの極性を正（Ｉｏ＞０）とする。

図６Ａおよび図６Ｂは、４ステップ電流転流法における出力相電圧Ｖｕおよびゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕの関係を示す図である。図６Ａは、出力相電流Ｉｕが正である場合の転流動作を示し、図６Ｂは、出力相電流Ｉｕが負である場合の転流動作を示す。また、図７は、図６Ａに示す時刻ｔ１〜ｔ４での片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉの状態を示す図である。なお、Ｅｐ＝Ｅｒ、Ｅｍ＝Ｅｓ、Ｅｎ＝Ｅｔの状態であるとする。

出力相電流Ｉｕが正である場合、図６Ａに示すように、転流動作前の時刻ｔ０においては、ゲート信号Ｓ５ｕ、Ｓ６ｕがＨｉｇｈレベルであり、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ４ｕがＬｏｗレベルである。この状態では、図７に示すように、双方向スイッチＳｔｕがオンで、その他の双方向スイッチＳｓｕ、Ｓｒｕがオフであるため、Ｕ相に出力される入力相電圧はＥｎである。

第１の転流制御部４１は、転流動作を開始する時刻ｔ１において、ゲート信号Ｓ６ｕをＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルへ変化させる（ステップ１）。これにより、図７に示すように、切り替え元の双方向スイッチＳｔｕにおいて、出力相電流Ｉｕと逆極性の片方向スイッチＳｏｉがオフになる。このとき、切り替え元の双方向スイッチＳｔｕにおいて、出力相電流Ｉｕが流れる方向と導通方向が同じ片方向スイッチＳｉｏがオンである。そのため、出力相の開放が発生せず、出力相電流Ｉｕが流れ続ける。

次に、第１の転流制御部４１は、時刻ｔ２において、ゲート信号Ｓ３ｕをＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルへ変化させる（ステップ２）。これにより、図７に示すように、切り替え先の双方向スイッチＳｓｕにおいて、出力相電流Ｉｕと同極性の片方向スイッチＳｉｏがオンになる。このとき、切り替え元の双方向スイッチＳｔｕにおいて、出力相電流Ｉｕが流れる方向と導通方向が逆の片方向スイッチＳｏｉがオフである。そのため、交流電源２の相間短絡は発生することなく、Ｕ相に出力される入力相電圧がＥｎからＥｍに切り替えられ、出力相電流Ｉｕが流れ続ける。

次に、第１の転流制御部４１は、時刻ｔ３において、ゲート信号Ｓ５ｕをＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルへ変化させる（ステップ３）。これにより、図７に示すように、切り替え元の双方向スイッチＳｔｕにおいて、出力相電流Ｉｕと同極性の片方向スイッチＳｉｏがオフになる。このとき、切り替え先の双方向スイッチＳｓｕにおいて、出力相電流Ｉｕが流れる方向と導通方向が同じ片方向スイッチＳｉｏがオンである。そのため、出力相の開放が発生せず、出力相電流Ｉｕが流れ続ける。

次に、第１の転流制御部４１は、時刻ｔ４において、ゲート信号Ｓ４ｕをＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルへ変化させる（ステップ４）。これにより、図７に示すように、切り替え先の双方向スイッチＳｓｕの導通方向が双方向になる。一方、切り替え元の双方向スイッチＳｔｕがオフになり、Ｕ相に出力される入力相電圧をＥｎからＥｍへ切り替える転流動作が完了する。

図６Ａに示す時刻ｔ５〜ｔ１７および図６Ｂに示す時刻ｔ１〜ｔ１７においても、図６Ａに示すｔ１〜ｔ４の場合と同様に、片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉの制御が行われる。

このように、４ステップ電流転流法による転流制御を行うことで、入力相の相間短絡や出力相の開放などを防止しつつ、出力相電圧Ｖｕとして出力する電圧を、Ｅｎ→Ｅｍ→Ｅｐ→Ｅｍ→Ｅｎへ変更することができる。また、出力相電圧Ｖｖ、Ｖｗも同様の制御により転流制御が行われる。

［１．５．２．第２の転流制御部４２］
第２の転流制御部４２は、第２の転流方法による転流制御を行う。第２の転流方法は、第１の転流方法に比べ、出力電流Ｉｏの極性への依存度が相対的に低い転流方法である。この第２の転流方法は、例えば、４ステップ電圧転流法であり、出力電流Ｉｏの極性を間違えたときに転流動作中の出力開放時間が相対的に短い。

４ステップ電圧転流法では、入力相間の短絡と出力相の開放を防止するために、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係に応じて次のステップ１〜ステップ４からなるスイッチングパターンで転流動作が行われる。かかる４ステップ電圧転流動作では、出力電流Ｉｏの極性でスイッチングパターンを変える必要はない。
ステップ１： 切り替え先の逆バイアスされる片方向スイッチをオンにする。
ステップ２： 切り替え元の逆バイアスされる片方向スイッチをオフにする。
ステップ３： 切り替え先の順バイアスされる片方向スイッチをオンにする。
ステップ４： 切り替え元の順バイアスされる片方向スイッチをオフにする。
なお、片方向スイッチＳｉｏにおいては、転流動作直前で入力側電圧の方が出力側電圧よりも低い状態を逆バイアスといい、転流動作直前で入力側電圧の方が高い状態を順バイアスというものとする。また、片方向スイッチＳｏｉにおいては、転流動作直前で入力側電圧の方が出力側電圧よりも低い状態を順バイアスといい、転流動作直前で入力側電圧の方が高い状態を逆バイアスというものとする。

図８は、４ステップ電圧転流法における、出力相電圧Ｖｕ、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。図９は、図８に示す時刻ｔ１〜ｔ４での片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉの状態を示す図である。なお、Ｅｐ＝Ｅｒ、Ｅｍ＝Ｅｓ、Ｅｎ＝Ｅｔの状態であるとする。

図８に示すように、第２の転流制御部４２は、時刻ｔ１において、ゲート信号Ｓ４ｕをＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルへ変化させる。これにより、図９に示すように、切り替え先の双方向スイッチＳｓｕにおいて片方向スイッチＳｏｉがオンになる（ステップ１）。このとき、双方向スイッチＳｓｕの片方向スイッチＳｏｉは、出力相電流Ｉｕが流れる方向と導通方向が逆の片方向スイッチであるため、入力相の相間短絡は発生しない。

次いで、第２の転流制御部４２は、時刻ｔ２において、ゲート信号Ｓ６ｕをＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルへ変化させる。これにより、図９に示すように、切り替え元の双方向スイッチＳｔｕにおいて片方向スイッチＳｏｉがオフになる（ステップ２）。このとき、双方向スイッチＳｔｕにおいて出力相電流Ｉｕが流れる方向と導通方向が同じ片方向スイッチＳｉｏがオンであるため、出力相の開放が発生せず、出力相電流Ｉｕが流れ続ける。

次いで、第２の転流制御部４２は、時刻ｔ３において、ゲート信号Ｓ３ｕをＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルへ変化させる。これにより、図９に示すように、切り替え先の双方向スイッチＳｓｕにおいて片方向スイッチＳｏｉがオンになる（ステップ３）。これにより、Ｕ相に出力される入力相電圧がＥｎからＥｍに切り替えられ、出力相電流Ｉｕが流れ続ける。

次いで、第２の転流制御部４２は、時刻ｔ４において、ゲート信号Ｓ５ｕをＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルへ変化させる（ステップ４）。これにより、図９に示すように、切り替え先の双方向スイッチＳｓｕの導通方向が双方向になる一方、切り替え元の双方向スイッチＳｔｕがオフになり、Ｕ相に出力される入力相電圧をＥｎからＥｍへ切り替える転流動作が完了する。

図８に示す時刻ｔ５〜ｔ８、ｔ１０〜ｔ１３、ｔ１４〜ｔ１７においても、時刻ｔ１〜ｔ４の場合と同様に、ステップ１〜ステップ４からなるスイッチング処理が行われる。なお、ステップ間隔Ｔｄは、片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉのターンオン時間およびターンオフ時間よりも長い時間に設定される。また、説明の便宜上、ステップ間隔Ｔｄを同じ値にしているが、それぞれ異なる値に設定してもよい。このことは、上述した４ステップ電流転流法や後述する転流法についても、同様である。

このように、４ステップ電圧転流法では、入力相の相間短絡や出力相の開放などを防止しつつ、出力相電圧Ｖｕとして出力する電圧を、Ｅｎ→Ｅｍ→Ｅｐ→Ｅｍ→Ｅｎへ変更することができる。また、出力相電圧Ｖｖ、Ｖｗも同様の制御により、短絡失敗を防止しつつ転流制御を行うことができる。

［１．５．３．選択部４３］
次に、選択部４３について説明する。選択部４３は、出力電流ベクトルＩｏαβに基づき、第１の転流制御部４１および第２の転流制御部４２の中から転流制御を行う転流制御部を選択する。上述のように、第１の転流制御部４１は、第１の転流方法による転流制御を行い、第２の転流制御部４２は、第２の転流方法による転流制御を行う。

第１の転流方法は、出力電流Ｉｏの極性への依存度が相対的に高く、出力電流検出部１３の検出感度や検出ノイズなどの影響を受けやすい。そのため、例えば、図１０に示す領域ＲＡのように、出力電流Ｉｏが小さい領域では、出力電流Ｉｏの極性を間違えて、出力相の開放を生じるおそれがある。出力相の開放が生じた場合、サージ電圧が発生し、出力電圧Ｖｏの精度が低下する。

一方、第２の転流方法では、出力電流Ｉｏの極性への依存度が相対的に低いため、第１の転流方法に比べ、出力電流検出部１３の検出感度や検出ノイズなどの影響を受けにくい。そこで、選択部４３は、第１の転流方法において転流失敗が発生するおそれがある領域において、第２の転流制御部４２を選択し、第２の転流制御部４２によって第２の転流方法による転流制御を実行させる。

選択部４３は、第１の転流方法において転流失敗が発生するおそれがある領域であるか否かを、出力電流Ｉｏの絶対値ではなく、出力電流ベクトルＩｏαβに基づいて行う。具体的には、選択部４３は、出力電流ベクトルＩｏαβが所定範囲外である場合に、第１の転流制御部４１を選択し、出力電流ベクトルＩｏαβが所定範囲内である場合に、第２の転流制御部４２を選択する。

これにより、選択部４３は、第１の転流方法において転流失敗が発生するおそれがある領域を精度よく判定し、第２の転流制御部４２によって第２の転流方法による転流制御を実行させることができる。その結果、第１の転流制御部４１の転流失敗による出力電圧Ｖｏの精度の低下を抑制することができる。

図１１は、選択部４３の構成を示す図である。図１１に示すように、選択部４３は、周波数判定器４４と、３相２相変換器４５と、Ｕ相判定器５０と、Ｖ相判定器５２と、Ｗ相判定器５４と、Ｕ相切替器６２と、Ｖ相切替器６４と、Ｗ相切替器６６とを備える。

周波数判定器４４は、出力電流検出部１３により検出またはモータ角速度検出器（不図示）や出力電圧指令などから推定された出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づき、出力電流Ｉｏの周波数ωｏ（以下、出力電流周波数ωｏと記載する）を検出する。周波数判定器４４は、例えば、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）などを有する。

３相２相変換器４５は、出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを固定座標上の直交した２軸のαβ成分へ変換して、α軸方向の電流成分Ｉｏαとβ軸方向の電流成分Ｉｏβとをベクトル成分とする出力電流ベクトルＩｏαβを求める。

図１２は、出力電流ベクトルＩｏαβの一例を示す図である。図１２に示すように、出力電流ベクトルＩｏαβは、２軸直交座標において原点Ｏを起点とする回転ベクトルである。３相２相変換器４５は、例えば、下記式（１）の演算を行うことにより、出力電流ベクトルＩｏαβを求める。

図１１に示すＵ相判定器５０は、出力電流ベクトルＩｏαβに基づき、Ｕ相の転流動作に関し、第１および第２の転流制御部４１、４２の中から転流制御を行う転流制御部を選択するＵ相選択信号Ｓｕを出力する。

具体的には、Ｕ相判定器５０は、出力電流ベクトルＩｏαβが所定範囲ＲＣｘ（ｘ＝１〜７）外である場合に、ＨｉｇｈレベルのＵ相選択信号Ｓｕを出力し、出力電流ベクトルＩｏαβが所定範囲ＲＣｘ内である場合に、ＬｏｗレベルのＵ相選択信号Ｓｕを出力する。出力電流ベクトルＩｏαβは、出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに比べて出力電流検出部１３の検出誤差の影響が小さいことから、転流方法の切り替え判定の精度が向上する。

Ｕ相判定器５０は、内部の記憶部に設定されるパラメータＰａ（＝１〜７）とパラメータＰｂ（＝１〜３）に基づいて所定範囲ＲＣｘを設定する。以下、パラメータＰａ、Ｐｂによって設定される所定範囲ＲＣｘについて具体的に説明する。パラメータＰａ、Ｐｂは、例えば、図示しない入力部を介してマトリクスコンバータ１の設置者等が設定する。

［Ｐａ＝１の場合］
図１３は、Ｐａ＝１の場合のＵ相における所定範囲ＲＣ１の一例を示す図である。図１３に示すように、所定範囲ＲＣ１は、所定幅Ｄ１を有し、原点Ｏを中心としてβ軸に対して所定角度Δθ１だけ回転してβ軸に対して傾斜させた範囲である。Ｕ相に関し、出力相電流Ｉｕがゼロになる位相（ここでは、π／２、３π／２とする）での出力電流ベクトルＩｏαβの向き（β軸の正方向および負方向）を基準方向とし、この基準方向を基準として所定範囲ＲＣｘが設定される。

このように所定範囲ＲＣ１を設定することにより、出力相電流Ｉｕが小さい期間において、例えば、出力電流Ｉｏの極性に応じたスイッチングパターンの切り替えの遅れ（以下、極性切り替え遅れと記載する）を補償することができる。その結果、転流失敗が発生するおそれがある領域を所定範囲ＲＣ１に設定することができる。

図１４Ａは、Δθ１＝０において、出力相電流Ｉｕ、転流方法の選択周期ｄＴ、および、選択される転流方法との概念的な関係を示す図である。図１４Ａに示す例では、出力相電流Ｉｕが小さい期間（時刻ｔ２〜ｔ３の間）において、第１の転流方法が選択されることから、転流失敗を生じる可能性がある。

一方、所定範囲ＲＣ１は、Δθ１＞０に設定されていることから、図１４Ｂに示すように、出力相電流Ｉｕが小さい期間（時刻ｔ２〜ｔ５の間）において、第２の転流方法が選択される。そのため、Δθ１＝０の場合に比べ、転流失敗を生じる可能性を低減することができる。図１４Ｂは、Δθ１＞０において、出力相電流Ｉｕ、転流方法の選択周期ｄＴ、および、選択される転流方法との概念的な関係を示す図である。

Ｕ相判定器５０は、例えば、下記式（２）または式（２）に対応するテーブルに基づき、所定角度Δθ１を求める。このように、出力電流周波数ωｏと転流方法の選択周期ｄＴとに応じた角度を所定角度Δθ１とすることで、出力電流周波数ωｏが変化した場合であっても、転流失敗を生じる可能性を精度よく低減することができる。

また、Ｕ相判定器５０は、パラメータＰｂの設定に応じて所定幅Ｄ１を設定する。所定幅Ｄ１は、Ｐｂ＝１の場合、出力電流検出部１３の検出誤差平均Ｎｄｉｓに安全係数Ｋｄｉｓ（＞１）を乗算した値に設定される。また、Ｐｂ＝２の場合、所定幅Ｄ１は、出力電流周波数ωｏと転流方法の選択周期ｄＴと安全係数Ｋｓ（＞１）との乗算結果をｓｉｎ関数によって演算した値に設定される。これにより、出力電流周波数ωｏが高い場合であっても、出力相電流Ｉｕが小さい期間において、極性切り替え遅れを抑制できる。

また、Ｕ相判定器５０は、Ｐｂ＝３の場合、下記式（３）または式（３）に対応するテーブルから所定幅Ｄ１を求める。これにより、検出誤差平均Ｎｄｉｓにより決まる幅と出力電流周波数ωｏが高くても極性切り替え遅れが抑制される幅のうち大きい方が所定幅Ｄ１として選択される。式（３）において、Ｉｏｃは出力電流Ｉｏの過電流値であり、Ｋｓ（＞２）は安全係数である。

［Ｐａ＝２の場合］
図１５は、Ｐａ＝２の場合のＵ相における所定範囲ＲＣ２の一例を示す図である。図１５に示すように、所定範囲ＲＣ２は、原点Ｏからβ軸方向の正方向および負方向に所定角度Δθ２で広がる範囲である。これにより、転流失敗を生じる可能性を低減することができる。

上述したように、図１４Ａに示す例では、出力相電流Ｉｕが小さい期間において、第１の転流方法が選択されることから、転流失敗を生じる可能性がある。一方、Ｕ相判定器５０は、Ｐａ＝２の場合、図１６示すように、出力相電流Ｉｕが小さい期間において、出力相電流Ｉｕに対する第２の転流方法の選択範囲が出力相電流Ｉｕの大きさ方向に広がる。

そのため、出力相電流Ｉｕが小さい期間において、第２の転流方法の選択漏れを抑制でき、転流失敗を生じる可能性を低減することができる。図１６は、Ｐａ＝２の場合において、出力相電流Ｉｕ、転流方法の選択周期ｄＴ、および、選択される転流方法との概念的な関係を示す図である。

Ｕ相判定器５０は、Ｐａ＝２の場合、出力相電流Ｉｕの位相θｕが（π−Δθ２）／２〜（π＋Δθ２）／２であれば、出力相電流Ｉｕの大きさにかかわらず、第２の転流方法を選択することができる。

Ｕ相判定器５０は、Ｐａ＝２の場合、例えば、下記式（４）または式（４）に対応するテーブルから所定角度Δθ２を求める。これにより、出力電流周波数ωｏが高くても極性切り替え遅れが抑制される角度と出力電流ベクトルIｏαβのベクトル長が短くなるほど広がる角度のうち大きい方が選択される。式（４）において、｜Iｏαβ｜は出力電流ベクトルIｏαβのベクトル長であり、Ｋｓ（＞１）は安全係数である。

［Ｐａ＝３の場合］
図１７は、Ｐａ＝３の場合のＵ相における所定範囲ＲＣ３の一例を示す図である。図１７に示すように、所定範囲ＲＣ３は、原点Ｏを中心に所定角度Δθ１だけ所定範囲ＲＣ２（図１５参照）を回転させた範囲である。

これにより、出力相電流Ｉｕが小さい期間において、出力相電流Ｉｕの大きさにかかわらず、極性切り替え遅れを補償することができ、転流失敗を生じる可能性を低減することができる。例えば、出力相電流Ｉｕの位相θｕが（π−Δθ２−Δθ１）／２〜（π＋Δθ２−Δθ１）／２であれば、出力相電流Ｉｕの大きさにかかわらず、第２の転流方法を選択することができる。

［Ｐａ＝４の場合］
図１８は、Ｐａ＝４の場合のＵ相における所定範囲ＲＣ４の一例を示す図である。図１８に示すように、所定範囲ＲＣ４は、所定範囲ＲＣ２（図１５参照）と同じ範囲ＲＣ４ａと、原点Ｏを中心として半径Ｒ以内の範囲ＲＣ４ｂとを含む。

範囲ＲＣ４ｂによって、出力電流ベクトルＩｏαβの長さが短い場合(出力相電流Ｉｕの振幅が小さい場合)には第２の転流方法が選択される。そのため、Ｐａ＝２の場合に比べ、出力相電流Ｉｕの振幅が小さい場合には、常に第２の転流方法が選択されることになり、転流失敗をより低減することができる。

Ｕ相判定器５０は、例えば、下記式（５）または式（５）に対応するテーブルから半径Ｒを求める。安全係数Ｋｄｉｓは１よりも大きい値である。

また、Ｕ相判定器５０は、上記式（４）に代えて、例えば、下記式（６）または式（６）に対応するテーブルから所定角度Δθ２を求めることができる。

［Ｐａ＝５の場合］
図１９は、Ｐａ＝５の場合のＵ相における所定範囲ＲＣ５の一例を示す図である。図１９に示すように、所定範囲ＲＣ５は、原点Ｏを中心に所定角度θ１だけ所定範囲ＲＣ４（図１８参照）を回転させた範囲である。

所定範囲ＲＣ５は、所定範囲ＲＣ４に比べて、出力相電流Ｉｕが小さい期間において、極性切り替え遅れを補償することができ、転流失敗を生じる可能性を低減することができる。

［Ｐａ＝６の場合］
図２０は、Ｐａ＝６の場合のＵ相における所定範囲ＲＣ６の一例を示す図である。図２０に示すように、所定範囲ＲＣ６は、原点Ｏからβ軸方向の正方向および負方向に所定角度Δθ３で広がる範囲ＲＣ６ａと、β軸方向の正方向および負方向に向けて所定幅Ｄ１で延伸する範囲ＲＣ６ｂとを含む。

Ｕ相判定器５０は、例えば、下記式（７）または式（７）に対応するテーブルに基づき、所定角度Δθ３を求める。このように、所定角度Δθ３を出力電流周波数ωｏと転流方法の選択周期ｄＴとの乗算結果に応じた角度にすることで、出力相電流Ｉｕが小さい期間において、転流失敗を生じる可能性を低減することができる。なお、安全係数Ｋｓは、２より大きい値である。

また、Ｕ相判定器５０は、Ｐａ＝６の場合、検出誤差平均Ｎｄｉｓと安全係数Ｋｄｉｓ（＞１）との乗算結果を所定幅Ｄ１に設定する。これにより、出力電流周波数ωｏが高い場合であっても、出力相電流Ｉｕの振幅が小さい場合に、転流失敗を生じる可能性を低減することができる。

［Ｐａ＝７の場合］
図２１は、Ｐａ＝７の場合のＵ相における所定範囲ＲＣ７の一例を示す図である。図２１に示すように、所定範囲ＲＣ７は、所定範囲ＲＣ６を原点Ｏを中心に所定角度θ１だけ回転させた範囲である。

所定範囲ＲＣ７は、所定範囲ＲＣ６に比べて、出力相電流Ｉｕが小さい期間において、極性切り替え遅れを補償することができ、転流失敗を生じる可能性を低減することができる。

ここで、Ｕ相判定器５０における出力電流ベクトルＩｏαβと所定範囲ＲＣｘとの比較処理について説明する。なお、ここでは、一例として、出力電流ベクトルＩｏαβと所定範囲ＲＣ１との比較処理について説明する。

直線の一般式に対して回転角度Δθ１の回転行列を乗じた下記式（８）から、所定範囲ＲＣ１を規定する各直線は、下記式（９）で表される。

したがって、所定範囲ＲＣ１を規定する各直線と電流ベクトルＩｏα、Ｉｏβとの関係は、下記式（１０）、（１１）で表される。

Ｕ相判定器５０は、電流ベクトルＩｏαβが上記式（１０）、（１１）を満たす場合に、電流ベクトルＩｏαβが所定範囲ＲＣ１内であると判定し、ＬｏｗレベルのＵ相選択信号Ｓｕを出力する。一方、Ｕ相判定器５０は、電流ベクトルＩｏαβが上記式（１０）、（１１）を満たさない場合に、電流ベクトルＩｏαβが所定範囲ＲＣ１外であると判定し、ＨｉｇｈレベルのＵ相選択信号Ｓｕを出力する。

Ｕ相判定器５０は、内部の記憶部に設定されるパラメータＰｃに基づいて出力電流ベクトルＩｏαβと所定範囲ＲＣｘとの比較処理を行う。例えば、Ｕ相判定器５０は、Ｐａ＝１、Ｐｃ＝１である場合、上述のように、電流ベクトルＩｏαβが上記式（１０）、（１１）を満たすか否かを判定する。

また、Ｕ相判定器５０は、上記式（９）をテーブル化した判定テーブルを内部の記憶部に記憶している。Ｕ相判定器５０は、Ｐｃ＝２である場合、記憶部に記憶している判定テーブルに基づき、出力電流ベクトルＩｏαβと所定範囲ＲＣｘとの比較処理を行う。これにより、Ｐｃ＝１の場合に比べ、演算負荷を低減することができる。

また、Ｕ相判定器５０は、Ｐａ＝１、Ｐｃ＝３である場合、所定範囲ＲＣ１を規定する各直線を回転角度Δθ１の回転行列を用いて規定せずに、出力電流ベクトルＩｏαβを回転させる。回転角度Δθ１により回転させない所定範囲ＲＣ１を規定する２つの直線は、下記式（１２）で表される。

一方、回転角度Δθ１の回転行列で回転させた出力電流ベクトルＩｏαβは、下記式（１３）で表される。

Ｕ相判定器５０は、回転させない２つの直線と回転させた出力電流ベクトルＩｏαβとの関係が下記式（１４）を満たす場合に、電流ベクトルＩｏαβが所定範囲ＲＣ１内であると判定し、ＬｏｗレベルのＵ相選択信号Ｓｕを出力する。

図１１に戻って、選択部４３の説明を続ける。Ｕ相切替器６２は、Ｕ相選択信号ＳｕがＨｉｇｈレベルである場合、第１の転流制御部４１から出力されるゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕを出力し、Ｕ相選択信号ＳｕがＬｏｗレベルである場合、第２の転流制御部４２から出力されるゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕを出力する。

Ｖ相判定器５２は、出力電流ベクトルＩｏαβが所定範囲ＲＤｘ（ｘ＝１〜７）外である場合に、ＨｉｇｈレベルのＶ相選択信号Ｓｖを出力し、出力電流ベクトルＩｏαβが所定範囲ＲＤｘ内である場合に、ＬｏｗレベルのＶ相選択信号Ｓｖを出力する。

所定範囲ＲＤｘは、所定範囲ＲＣｘに対して原点Ｏを中心として２π／３だけ回転させたものである。すなわち、Ｕ相の場合と同様に、Ｖ相に関し、振幅がゼロでない出力相電流Ｉｖの大きさがゼロになる位相（ここでは、π／６、７π／６）での出力電流ベクトルＩｏαβの向きを基準方向とし、この基準方向を基準として所定範囲ＲＤｘが設定される。

なお、Ｖ相判定器５２も、Ｕ相判定器５０と同様に、内部の記憶部に設定されるパラメータＰａ、Ｐｂに基づいて所定範囲ＲＤｘを設定し、パラメータＰｃに基づいて出力電流ベクトルＩｏαβと所定範囲ＲＤｘとを比較する。

Ｖ相切替器６４は、Ｖ相選択信号ＳｖがＨｉｇｈレベルである場合、第１の転流制御部４１から出力されるゲート信号Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖを出力し、Ｖ相選択信号ＳｖがＬｏｗレベルである場合、第２の転流制御部４２から出力されるゲート信号Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖを出力する。

Ｗ相判定器５４は、出力電流ベクトルＩｏαβが所定範囲ＲＥｘ（ｘ＝１〜７）外である場合に、ＨｉｇｈレベルのＷ相選択信号Ｓｗを出力し、出力電流ベクトルＩｏαβが所定範囲ＲＥｘ内である場合に、ＬｏｗレベルのＷ相選択信号Ｓｗを出力する。

所定範囲ＲＥｘは、所定範囲ＲＣｘに対して原点Ｏを中心として４π／３だけ回転させたものである。すなわち、Ｕ相の場合と同様に、Ｗ相に関し、振幅がゼロでない出力相電流Ｉｗの大きさがゼロになる位相（ここでは、５π／６、１１π／６）での出力電流ベクトルＩｏαβの向きを基準方向とし、この基準方向を基準として所定範囲ＲＥｘが設定される。

なお、Ｗ相判定器５４も、Ｕ相判定器５０と同様に、内部の記憶部に設定されるパラメータＰａ、Ｐｂに基づいて所定範囲ＲＥｘを設定し、パラメータＰｃに基づいて出力電流ベクトルＩｏαβと所定範囲ＲＥｘとを比較する。

Ｗ相切替器６６は、Ｗ相選択信号ＳｗがＨｉｇｈレベルである場合、第１の転流制御部４１から出力されるゲート信号Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗを出力し、Ｗ相選択信号ＳｗがＬｏｗレベルである場合、第２の転流制御部４２から出力されるゲート信号Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗを出力する。

なお、Ｖ相判定器５２およびＷ相判定器５４は、Ｕ相判定器５０と同じ所定範囲ＲＣｘを用いることもできる。この場合、Ｖ相判定器５２は、出力電流ベクトルＩｏαβを２π／３だけ回転させ、Ｗ相判定器５４は、出力電流ベクトルＩｏαβを４π／３だけ回転させる。Ｖ相判定器５２は、２π／３だけ回転させた出力電流ベクトルＩｏαβを所定範囲ＲＣｘと比較し、Ｗ相判定器５４は、４π／３だけ回転させた出力電流ベクトルＩｏαβを所定範囲ＲＣｘと比較する。このようにすることで、Ｕ相判定器５０とＶ相判定器５２とＷ相判定器５４とで所定範囲ＲＣｘを共用することができる。

以上のように、本実施形態に係るマトリクスコンバータ１では、電力変換部１０からの出力電流のベクトルに基づき、第１および第２の転流制御部４１、４２の中から転流制御を実行することから、転流方法の切り替え精度を向上させることができる。転流方法の切り替え精度を向上させることにより、サージの発生を抑制できる。その結果、大型かつ大容量のスナバ回路等を設けることなく、電力変換部１０の故障を抑制でき、マトリクスコンバータ１の小型化、高効率化および低コスト化を図ることができる。

上述においては、第１の転流方法として４ステップ電流転流法を例に挙げ、第２の転流方法として４ステップ電圧転流法を例に挙げた。しかし、第１の転流方法および第２の転流方法の組み合わせは上述した組み合わせに限定されない。

図２２は、出力電流Ｉｏの極性に対する依存度と転流方法の種類との関係を示す図である。出力電流Ｉｏの極性を間違えたときに転流動作中の出力開放時間が相対的に長いほど出力電流Ｉｏの極性への依存度が相対的に高い転流方法である。

第１の転流制御部４１は、第１の転流方法の種別を示すパラメータＰｓ１を内部の記憶部に記憶しており、パラメータＰｓ１に応じた転流方法による転流制御を行う。また、第２の転流制御部４２は、第２の転流方法の種別を示すパラメータＰｓ２を内部の記憶部に記憶しており、パラメータＰｓ２に応じた転流方法による転流制御を行う。そして、第１の転流方法は、出力電流Ｉｏの極性に対する依存度（以下、電流極性依存度と記載する）が第２の転流方法よりも高いことを条件としてパラメータＰｓ１、Ｐｓ２が設定される。パラメータＰｓ１、Ｐｓ２は、例えば、図示しない入力部を介してマトリクスコンバータ１の設置者等が設定する。

ここで、図２２に示す転流方法について説明する。なお、図２２は、転流方法の種類を例示したものであり、マトリクスコンバータ１においては、パラメータＰｓ１、Ｐｓ２によって図２２に示されていない転流方法を指定することもできる。

「１ステップ電流転流法」は、１ステップ毎に出力相に出力する入力相電圧を切り替える転流方法であり、例えば、図２３Ａおよび図２３Ｂに示すように転流制御が実行される。図２３Ａおよび図２３Ｂは、図６Ａおよび図６Ｂに対応する図であり、１ステップ電流転流法における、出力相電圧Ｖｕ、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。

「２ステップ電流転流法」は、２ステップで各出力相に出力する入力相電圧を切り替える転流方法である。この２ステップ電流転流法は、切り替え先の双方向スイッチＳのうち出力電流Ｉｏと導通方向が同方向の片方向スイッチをオンにする（ステップ１）。そして、その後、切り替え元の双方向スイッチＳのうち出力電流Ｉｏと導通方向が同方向の片方向スイッチをオフにする（ステップ２）。図２４Ａおよび図２４Ｂは、図６Ａおよび図６Ｂに対応する図であり、２ステップ電流転流法における、出力相電圧Ｖｕ、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。

「３ステップ電流転流法」は、３ステップで各出力相に出力する入力相電圧を切り替える転流方法であり、図２５Ａおよび図２５Ｂに示すように転流制御が実行される。図２５Ａおよび図２５Ｂは、図６Ａおよび図６Ｂに対応する図であり、３ステップ電流転流法における、出力相電圧Ｖｕ、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。

「３ステップ電圧電流転流法」は、ステップ１およびステップ２の一方を３ステップ電圧転流法の対応するステップとし、他方を３ステップ電流転流法の対応するステップとする転流法である。図２６Ａおよび図２６Ｂは、図６Ａおよび図６Ｂに対応する図であり、３ステップ電圧電流転流法における、出力相電圧Ｖｕ、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。

「３ステップ電圧転流法」は、３ステップで各出力相に出力する入力相電圧を切り替える転流方法であり、図２７Ａおよび図２７Ｂに示すように転流制御が実行される。図２７Ａおよび図２７Ｂは、図６Ａおよび図６Ｂに対応する図であり、３ステップ電圧転流法における、出力相電圧Ｖｕ、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。

「２ステップ電圧転流法」は、２ステップで各出力相に出力する入力相電圧を切り替える転流方法である。この２ステップ電圧転流法は、転流動作の前後で、出力相に出力する入力相電圧に対応する双方向スイッチＳでは片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉが共にオンであり、かつ、残りの双方向スイッチＳでは一方の片方向スイッチのみがオンである転流法である。図２８は、図８に対応する図であり、２ステップ電圧転流法における、出力相電圧Ｖｕ、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。

このように、マトリクスコンバータ１では、第１の転流方法の電流極性依存度が第２の転流方法の電流極性依存度よりも高いことを条件として、第１および第２の転流方法を任意に設定することができる。そのため、マトリクスコンバータ１の設置環境や用途に応じた転流方法を設定することができ、出力電圧Ｖｏの精度を向上させることができる。

［２．第２の実施形態］
次に、第２の実施形態にかかるマトリクスコンバータについて説明する。第２の実施形態に係るマトリクスコンバータは、出力電圧ベクトルに基づいて転流制御部を選択する点で、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１と異なる。なお、以下においては、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１と異なる点を中心に説明し、第１の実施形態と同様の機能を有する構成要素については同一符号を付して説明を省略する。

図２９は、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ａの構成例を示す図である。図２９に示すように、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ａは、電力変換部１０と、ＬＣフィルタ１１と、入力電圧検出部１２（不図示）と、出力電流検出部１３と、制御部１４Ａと、出力電圧検出部１５とを備える。出力電圧検出部１５は、出力相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを検出する。

制御部１４Ａは、電圧指令演算部３０（不図示）と、ＰＷＭデューティ比演算部３１（不図示）と、転流部３２Ａとを有する。転流部３２Ａは、第１の転流制御部４１と、第２の転流制御部４２と、選択部４３Ａとを備える。

選択部４３Ａは、周波数判定器４４と、３相２相変換器４５と、ベクトル長比率演算器４７と、ベクトル位相差演算器４８と、Ｕ相判定器５０Ａと、Ｖ相判定器５２Ａと、Ｗ相判定器５４Ａと、Ｕ相切替器６２と、Ｖ相切替器６４と、Ｗ相切替器６６とを備える。

３相２相変換器４５は、出力相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを固定座標上の直交した２軸のαβ成分へ変換して、α軸方向の電圧成分Ｖαとβ軸方向の電圧成分Ｖβとをベクトル成分とする出力電圧ベクトルＶαβを求める。３相２相変換器４５は、例えば、下記式（１５）の演算を行うことにより、出力電圧ベクトルＶαβを求める。

ベクトル長比率演算器４７は、出力電流ベクトルＩｏαβのベクトル長に対する出力電圧ベクトルＶαβのベクトル長の比率ＨｏＶＩ（以下、ベクトル長比率ＨｏＶＩと記載する）を演算する。ベクトル長比率演算器４７は、例えば、下記式（１６）の演算を行うことにより、ベクトル長比率ＨｏＶＩを求める。

ベクトル位相差演算器４８は、出力電圧ベクトルＶαβの位相θｏＶと出力電流ベクトルＩｏαβの位相θｏＩとの差ΔθｏＶＩ（以下、ベクトル位相差ΔθｏＶＩと記載する）を演算する。ベクトル位相差演算器４８は、例えば、下記式（１７）の演算を行うことにより、ベクトル位相差ΔθｏＶＩを求める。

Ｕ相判定器５０Ａ、Ｖ相判定器５２ＡおよびＷ相判定器５４Ａは、ベクトル長比率ＨｏＶＩおよびベクトル位相差ΔθｏＶＩに基づき、所定範囲ＲＣｘ、ＲＤｘ、ＲＥｘを変形して所定範囲ＲＣｘ’、ＲＤｘ’、ＲＥｘ’を生成する。所定範囲ＲＣｘ、ＲＤｘ、ＲＥｘは、Ｕ相判定器５０、Ｖ相判定器５２およびＷ相判定器５４と同様に、パラメータＰａ、Ｐｂ、Ｐｃおよび出力電流周波数ωｏに基づいて設定される。

具体的には、Ｕ相判定器５０Ａ、Ｖ相判定器５２ＡおよびＷ相判定器５４Ａは、ＨｏＶＩ＞１の場合、所定範囲ＲＣｘ、ＲＤｘ、ＲＥｘをベクトル長比率ＨｏＶＩに応じて拡大し、ＨｏＶＩ＜１の場合、所定範囲ＲＣｘ、ＲＤｘ、ＲＥｘをベクトル長比率ＨｏＶＩに応じて縮小する。さらに、Ｕ相判定器５０Ａ、Ｖ相判定器５２ＡおよびＷ相判定器５４Ａは、原点Ｏを中心に、ベクトル位相差ΔθｏＶＩだけ所定範囲ＲＣｘ、ＲＤｘ、ＲＥｘを回転する。これにより、所定範囲ＲＣｘ’、ＲＤｘ’、ＲＥｘ’が生成される。

Ｕ相判定器５０Ａは、出力電圧ベクトルＶαβが所定範囲ＲＣｘ’外である場合に、ＨｉｇｈレベルのＵ相選択信号Ｓｕを出力し、出力電流ベクトルＩｏαβが所定範囲ＲＣｘ’内である場合に、ＬｏｗレベルのＵ相選択信号Ｓｕを出力する。Ｖ相判定器５２Ａも、Ｕ相判定器５０Ａと同様に、出力電圧ベクトルＶαβと所定範囲ＲＤｘ’とを比較し、比較結果に応じたＶ相選択信号Ｓｖを出力する。また、Ｗ相判定器５４Ａも、Ｕ相判定器５０Ａと同様に、出力電圧ベクトルＶαβと所定範囲ＲＥｘ’とを比較し、比較結果に応じたＷ相選択信号Ｓｗを出力する。

このように、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ａは、出力電圧ベクトルＶαβに基づき転流動作を実行させる転流制御部を選択することができる。そのため、例えば、出力電流検出部１３の検出精度よりも出力電圧検出部１５の検出精度がよい場合などに、マトリクスコンバータ１よりも出力電圧Ｖｏの精度を向上できる。

また、マトリクスコンバータ１Ａは、出力相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて出力電圧ベクトルＶαβを求めたが、３相２相変換器４５に代えて、電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を３相２相変換して出力電圧ベクトルＶαβを求める３相２相変換器を設けてもよい。

［３．第３の実施形態］
次に、第３の実施形態にかかるマトリクスコンバータについて説明する。第３の実施形態に係るマトリクスコンバータは、入力電圧ベクトルに基づいて転流制御部を選択する点で、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１と異なる。なお、以下においては、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１と異なる点を中心に説明し、第１の実施形態と同様の機能を有する構成要素については同一符号を付して説明を省略する。

図３０は、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｂの構成例を示す図である。図３０に示すように、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｂは、電力変換部１０と、ＬＣフィルタ１１と、入力電圧検出部１２と、出力電流検出部１３と、制御部１４Ｂとを備える。

制御部１４Ｂは、電圧指令演算部３０（不図示）と、ＰＷＭデューティ比演算部３１（不図示）と、転流部３２Ｂとを有する。転流部３２Ｂは、第１の転流制御部４１Ｂと、第２の転流制御部４２Ｂと、選択部４３Ｂとを備える。

第１の転流制御部４１Ｂは、第１の転流方法による転流制御を行う。第１の転流方法は、第２の転流方法に比べ、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係への依存度が相対的に高い転流方法である。この第１の転流方法は、例えば、第１の実施形態で説明した４ステップ電圧転流法である。かかる第１の転流方法は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係を間違えたときに転流動作中の入力相の相間短絡時間が相対的に長い転流方法である。

第２の転流制御部４２Ｂは、第２の転流方法による転流制御を行う。第２の転流方法は、第１の転流方法に比べ、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係への依存度が相対的に低い転流方法である。この第２の転流方法は、例えば、第１の実施形態で説明した４ステップ電流転流法である。かかる第２の転流方法は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係を間違えたときに転流動作中の入力相の相間短絡時間が相対的に短い転流方法である。

選択部４３Ｂは、入力電圧Ｖｉの位相θｉ(以下、入力電圧位相θｉと記載する)に基づき、第１および第２の転流制御部４１Ｂ、４２Ｂの中から転流制御を行う転流制御部を選択する。

第１の転流方法は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係への依存度が相対的に高く、入力電圧検出部１２の検出感度や検出ノイズなどの影響を受けやすい。図３１は、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相の入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係と入力電圧位相との関係を示す図である。図３１に示す領域ＲＢでは、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係の差が小さいことから、入力電圧の検出誤差などがあると、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係を間違えて、入力相の相間短絡を生じるおそれがある。入力相の相間短絡が生じた場合、入力相間の電圧降下が発生し、出力電圧Ｖｏの精度が低下する。

一方、第２の転流方法では、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係への依存度が相対的に低いため、第１の転流方法に比べ、入力電圧検出部１２の検出感度や検出ノイズなどの影響を受けにくい。そこで、選択部４３Ｂは、第１の転流方法において転流失敗が発生するおそれがある領域ＲＢにおいて、第２の転流制御部４２Ｂを選択し、第２の転流制御部４２Ｂによって第２の転流方法による転流制御を実行させる。

選択部４３Ｂは、第１の転流方法において転流失敗が発生するおそれがある領域であるか否かを、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの絶対値ではなく、入力電圧位相θｉに基づいて行う。具体的には、選択部４３Ｂは、入力電圧位相θｉが所定範囲外である場合に、第１の転流制御部４１Ｂを選択し、入力電圧位相θｉが所定範囲内である場合に、第２の転流制御部４２Ｂを選択する。

図３０に示すように、選択部４３Ｂは、周波数検出器３５と、３相２相変換器３６と、判定器３９と、切替器６２Ｂとを備える。

周波数検出器３５は、入力電圧検出部１２により検出された入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔに基づき、入力電圧Ｖｉの周波数ωｉ（以下、入力電圧周波数ωｉと記載する）を検出する。周波数検出器３５は、例えば、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）などを有する。

３相２相変換器３６は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔを固定座標上の直交した２軸のαβ成分へ変換して、α軸方向の電圧成分Ｅαとβ軸方向の電圧成分Ｅβとをベクトル成分とする入力電圧ベクトルＥαβを求める。３相２相変換器３６は、例えば、下記式（１８）の演算を行うことにより、入力電圧ベクトルＥαβを求める。

判定器３９は、入力電圧ベクトルＥαβと所定範囲ＲＦｘ（ｘ＝１〜７）とを比較する。所定範囲ＲＦｘは、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係の差Ｅｒｓ（＝Ｅｒ−Ｅｓ）、Ｅｓｔ（＝Ｅｓ−Ｅｔ）、Ｅｔｒ（＝Ｅｔ−Ｅｒ）がゼロである場合の入力電圧ベクトルＥαβの向きをそれぞれ基準方向とし、この基準方向を基準として所定範囲ＲＣｘと同様に所定範囲ＲＦｘが設定される。

判定器３９は、所定範囲ＲＣｘと同様に、内部の記憶部に設定されるパラメータＰａ（＝１〜７）とパラメータＰｂ（＝１〜３）に基づいて所定範囲ＲＦｘを設定する。なお、Ｐａ＝１、Ｐｂ＝３の場合、上記式（３）において、出力電流の過電流値Ｉｏｃに代えて入力電圧の過電圧値Ｖｏｃが用いられる。また、Ｐａ＝２の場合、上記式（４）において、出力電流ベクトルIｏαβのベクトル長｜Iｏαβ｜に代えて、入力電圧ベクトルＥαβのベクトル長｜Ｅαβ｜が用いられる。

判定器３９は、入力電圧ベクトルＥαβが所定範囲ＲＦｘ外である場合に、Ｈｉｇｈレベルの選択信号Ｓｘを出力し、入力電圧ベクトルＥαβが所定範囲ＲＦｘ内である場合に、Ｌｏｗレベルの選択信号Ｓｘを出力する。入力電圧ベクトルＥαβは、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔに比べて入力電圧検出部１２の検出誤差の影響が小さいことから、転流方法の切り替え判定の精度が向上する。

切替器６２Ｂは、選択信号ＳｘがＨｉｇｈレベルであれば、第１の転流制御部４１Ｂから出力されるゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗを出力する。一方、切替器６２Ｂは、選択信号ＳｘがＬｏｗレベルであれば、第２の転流制御部４２Ｂから出力されるゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗを出力する。

以上のように、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｂでは入力電圧ベクトルＥαβに基づき、第１および第２の転流制御部４１Ｂ、４２Ｂの中から転流制御を実行することから、転流方法の切り替え精度を向上させることができる。転流方法の切り替え精度を向上させることにより、入力相間の電圧降下の発生を抑制できる。その結果、大型かつ大容量のスイッチング素子等を設けることなく、電力変換部１０の故障を抑制でき、マトリクスコンバータ１Ｂの小型化、高効率化および低コスト化を図ることができる。

上述においては、第１の転流方法として４ステップ電圧転流法を例に挙げ、第２の転流方法として４ステップ電流転流法を例に挙げた。しかし、第１の転流方法および第２の転流方法の組み合わせは上述した組み合わせに限定されない。

すなわち、第１の実施形態と同様に、図２２に示すような複数の転流方法の中から、第１の転流方法と第２の転流方法を選択することができる。この場合、第１の転流方法は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係への依存度が相対的に高く、第２の転流方法は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係への依存度が相対的に低くなるようにする。

第１の実施形態と同様に、第１の転流制御部４１Ｂは、第１の転流方法の種別を示すパラメータＰｓ１を内部の記憶部に記憶しており、パラメータＰｓ１に応じた転流方法による転流制御を行う。また、第２の転流制御部４２Ｂは、第２の転流方法の種別を示すパラメータＰｓ２を内部の記憶部に記憶しており、パラメータＰｓ２に応じた転流方法による転流制御を行う。

［４．第４の実施形態］
次に、第４の実施形態にかかるマトリクスコンバータについて説明する。第４の実施形態に係るマトリクスコンバータは、出力電流ベクトルに基づいて転流制御部を選択する点で、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｂと異なる。なお、以下においては、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｂと異なる点を中心に説明し、第３の実施形態と同様の機能を有する構成要素については同一符号を付して説明を省略する。

図３２は、第４の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｃの構成例を示す図である。図３２に示すように、第４の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｃは、電力変換部１０と、ＬＣフィルタ１１と、入力電圧検出部１２と、出力電流検出部１３（不図示）と、制御部１４Ｃと、入力電流検出部１６とを備える。入力電流検出部１６は、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と電力変換部１０との間に流れる電流の瞬時値Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔ（以下、入力相電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔと記載する）を検出する。

制御部１４Ｃは、電圧指令演算部３０（不図示）と、ＰＷＭデューティ比演算部３１（不図示）と、転流部３２Ｃとを有する。転流部３２Ｃは、第１の転流制御部４１Ｂと、第２の転流制御部４２Ｂと、選択部４３Ｃとを備える。

選択部４３Ｃは、周波数検出器３５と、３相２相変換器３６Ｃと、ベクトル長比率演算器３７と、ベクトル位相差演算器３８と、判定器３９Ｃと、切替器６２Ｂとを備える。

３相２相変換器３６Ｃは、入力相電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔを固定座標上の直交した２軸のαβ成分へ変換して、α軸方向の電流成分Ｉｉαとβ軸方向の電流成分Ｉｉβとをベクトル成分とする入力電流ベクトルＩｉαβを求める。

ベクトル長比率演算器３７は、入力電圧ベクトルＥαβのベクトル長に対する入力電流ベクトルＩｉαβのベクトル長の比率ＨｉＶＩ（以下、ベクトル長比率ＨｉＶＩと記載する）を演算する。また、ベクトル位相差演算器３８は、入力電圧ベクトルＥαβの位相θｉＶと入力電流ベクトルＩｉαβの位相θｉＩとの差ΔθｉＶＩ（以下、ベクトル位相差ΔθｉＶＩと記載する）を演算する。

判定器３９Ｃは、ベクトル長比率ＨｉＶＩおよびベクトル位相差ΔθｉＶＩに基づき、所定範囲ＲＦｘを変形して所定範囲ＲＦｘ’を生成する。所定範囲ＲＦｘは、判定器３９と同様に、パラメータＰａ、Ｐｂ、Ｐｃおよび出力電流周波数ωｏに基づいて設定される。

具体的には、判定器３９Ｃは、ＨｉＶＩ＞１の場合、所定範囲ＲＦｘをベクトル長比率ＨｉＶＩに応じて拡大し、ＨｉＶＩ＜１の場合、所定範囲ＲＦｘをベクトル長比率ＨｉＶＩに応じて縮小する。さらに、判定器３９Ｃは、原点Ｏを中心に、ベクトル位相差ΔθｉＶＩだけ所定範囲ＲＦｘを回転する。これにより、所定範囲ＲＦｘ’が生成される。

判定器３９Ｃは、入力電流ベクトルＩｉαβが所定範囲ＲＦｘ’外である場合に、Ｈｉｇｈレベルの選択信号Ｓｘを出力し、入力電流ベクトルＩｉαβが所定範囲ＲＦｘ’内である場合に、Ｌｏｗレベルの選択信号Ｓｘを出力する。

このように、第４の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｃは、入力電流ベクトルＩｉαβに基づき転流動作を実行させる転流制御部を選択することができる。そのため、例えば、入力電圧検出部１２の検出精度よりも入力電流検出部１６の検出精度がよい場合などに、マトリクスコンバータ１よりも出力電圧Ｖｏの精度を向上できる。

さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。

１、１Ａ、１Ｂ、１Ｃ マトリクスコンバータ
２ ３相交流電源
３ 負荷
１０ 電力変換部
１１ ＬＣフィルタ
１２ 入力電圧検出部
１３ 出力電流検出部
１４、１４Ａ、１４Ｂ、１４Ｃ 制御部
１５ 出力電圧検出部
３０ 電圧指令演算部
３１ ＰＷＭデューティ比演算部
３２、３２Ａ、３２Ｂ、３２Ｃ 転流部
４１、４１Ｂ 第１の転流制御部
４２、４１Ｂ 第２の転流制御部
４３、４３Ａ、４３Ｂ、４３Ｃ 選択部
４５、４６、４７ ３相２相変換器
４７ ベクトル長比率演算器
４８ ベクトル位相差演算器
５０、５０Ａ Ｕ相判定器
５２、５２Ａ Ｖ相判定器
５４、５４Ａ Ｗ相判定器
６２ Ｕ相切替器
６２Ｂ 切替器
６４ Ｖ相切替器
６６ Ｗ相切替器

Claims (11)

1. 複数のスイッチング素子により導通方向を制御可能な複数の双方向スイッチを有し、交流電源の各相に接続される複数の入力端子と負荷の各相に接続される複数の出力端子との間に前記複数の双方向スイッチが設けられた電力変換部と、
   前記複数の双方向スイッチを制御する制御部と、を備え、
   前記制御部は、
   第１の転流方法による転流制御を行う第１の転流制御部と、
   前記第１の転流方法とは異なる第２の転流方法による転流制御を行う第２の転流制御部と、
   前記電力変換部からの出力電流または出力電圧のベクトルまたは前記交流電源から電力変換部への入力電圧または入力電流のベクトルに基づき、前記第１の転流制御部および前記第２の転流制御部の中から転流制御を実行する転流制御部を選択する選択部と、を備える
   ことを特徴とするマトリクスコンバータ。
2. 前記選択部は、
   前記ベクトルが所定範囲外である場合に、前記第１の転流制御部を選択し、前記ベクトルが前記所定範囲内である場合に、前記第２の転流制御部を選択する
   ことを特徴とする請求項１に記載のマトリクスコンバータ。
3. 前記選択部は、
   前記出力電流の周波数または前記入力電圧の周波数に基づいて前記所定範囲を変更する
   ことを特徴とする請求項２に記載のマトリクスコンバータ。
4. 前記ベクトルは、２軸直交座標において原点を起点とする回転ベクトルであり、
   前記制御部は、
   前記出力電流または前記入力電圧を検出する検出器と、
   前記検出器の検出結果を前記ベクトルに変換する変換器と、を備える
   ことを特徴とする請求項２または３に記載のマトリクスコンバータ。
5. 前記所定範囲は、
   前記出力電流の値がゼロである場合の前記ベクトルの向きを基準方向とし、前記基準方向に対して傾斜して設けられる
   ことを特徴とする請求項４に記載のマトリクスコンバータ。
6. 前記所定範囲は、
   前記原点から前記基準方向に向けて所定角度で広がる範囲を前記基準方向に対して傾斜させた範囲を含む
   ことを特徴とする請求項５に記載のマトリクスコンバータ。
7. 前記所定範囲は、
   前記原点から前記基準方向に向けて所定幅で延伸する範囲を前記基準方向に対して傾斜させた範囲を含む
   ことを特徴とする請求項５または６に記載のマトリクスコンバータ。
8. 前記所定範囲は、
   前記出力電流の値または前記入力電圧の値がゼロである場合の前記ベクトルの向きを基準方向とし、前記原点から前記基準方向に向けて所定角度で広がる範囲を含む
   ことを特徴とする請求項４に記載のマトリクスコンバータ。
9. 前記所定範囲は、
   前記原点から前記基準方向に向けて所定幅で延伸する範囲を含む
   ことを特徴とする請求項８に記載のマトリクスコンバータ。
10. 前記所定範囲は、
    前記原点から所定の長さ内にある範囲を含む
    ことを特徴とする請求項５、６、８、９のいずれか１つに記載のマトリクスコンバータ。
11. 前記選択部は、
    前記負荷の各相に対してそれぞれ前記転流制御を実行する転流制御部を選択する
    ことを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１つに記載のマトリクスコンバータ。

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