JP2007166749A - 交流交流直接変換器の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電流及び出力電圧に発生する誤差を同時に補正可能とし、しかも様々な制御方法に適用できると共に、入力電流や出力電圧の歪みを容易に低減可能とした制御装置を提供する。
【解決手段】交流交流直接変換器において、入力電圧検出手段４と、負荷電流検出手段５と、入力電圧及び出力電圧指令を用いて双方向スイッチのオンオフ時間比率指令値を演算する手段６と、オンオフ時間比率指令値を転流シーケンスに付加してＰＷＭパルスを発生する手段８と、電源短絡及び負荷端開放を防止するための転流シーケンスにより発生する転流誤差時間比率を、キャリア周期、転流時間及び負荷電流の極性から演算し、この転流誤差時間比率により前記オンオフ時間比率指令値を補正して最終的なオンオフ時間比率指令値を求める補正手段７とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、大型のエネルギーバッファを用いずに、半導体スイッチング素子のオンオフにより多相交流電圧を任意の大きさ、周波数の多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器に関し、特に、電源短絡及び負荷端開放を防止するための転流シーケンスにより発生する指令値と実際値との誤差を補正し、出力電圧や入力電流の歪みを低減するようにした制御装置に関するものである。

交流交流直接変換器の一例として、複数の半導体スイッチング素子からなる双方向スイッチを交流電源と負荷との間に接続したマトリクスコンバータが知られている。
このマトリクスコンバータを制御するには、直流電圧を交流電圧に変換するインバータと異なり、電源短絡及び負荷端開放を防止する転流シーケンス（転流時における各スイッチング素子のオンオフパターン）が必要である。以下、インバータ及びマトリクスコンバータの転流シーケンスについて説明する。

図８は、インバータの負荷側一相分（図ではＵ相）の回路モデルを示している。
図８において、Ｐ，Ｎは直流入力端子、ＵはＵ相出力端子であり、これらの端子Ｐ，Ｕ間及びＮ，Ｕ間には、環流ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ等のスイッチング素子Ｓ_ｐ，Ｓ_ｎがそれぞれ接続されている。

インバータでは、スイッチング素子Ｓ_ｐ，Ｓ_ｎが共にオンすると直流入力端子Ｐ，Ｎ間が短絡されて大電流が流れ、素子の破壊を引き起こす。一方、スイッチング素子Ｓ_ｐ，Ｓ_ｎが共にオフの場合には、環流ダイオードによって負荷電流の向きに関わらず負荷端が開放されることがない。従って、スイッチングのバラツキなどを考慮して、スイッチング素子Ｓ_ｐ，Ｓ_ｎが共にオンとならないようにデッドタイム（オンする際の遅延時間）を設けてスイッチングを行えば電源短絡を防止することができる。

次に、図９は、マトリクスコンバータの負荷側一相分（図ではＵ相）の回路モデルを示している。
図９において、Ｒ，Ｓ，Ｔは交流入力端子、ＵはＵ相出力端子であり、これらの端子Ｒ，Ｓ，ＴとＵとの間には、双方向スイッチＳ_Ｒ，Ｓ_Ｓ，Ｓ_Ｔがそれぞれ接続されている。双方向スイッチＳ_Ｒ，Ｓ_Ｓ，Ｓ_Ｔは、互いに逆並列接続された２個のスイッチング素子Ｓ_ｒｕ，Ｓ_ｕｒ、Ｓ_ｓｕ，Ｓ_ｕｓ、Ｓ_ｔｕ，Ｓ_ｕｔによってそれぞれ構成されており、個々の添字は、オンした時の電流通流方向（例えば、Ｓ_ｒｕについてはＲ相からＵ相に向かう方向）を表している。

図９に示したマトリクスコンバータでは、電源電圧が交流であるため、各相入力電圧の大小関係が刻々と変化する。
いま、電源電圧の大小関係がＲ＞Ｓ＞Ｔの場合を考える。このとき、スイッチング素子Ｓ_ｒｕとＳ_ｕｓ、Ｓ_ｒｕとＳ_ｕｔ、Ｓ_ｓｕとＳ_ｕｔが同時にオンすると、それぞれ端子Ｒ，Ｓ間、Ｒ，Ｔ間、Ｓ，Ｔ間に短絡電流が流れてしまう。更に、Ｕ相負荷電流ｉ_ｕが正のとき（図の矢印方向を正方向とする）にスイッチング素子Ｓ_ｒｕ，Ｓ_ｓｕ，Ｓ_ｔｕが共にオフすると負荷電流の連続性が損なわれるため、各双方向スイッチに負荷のエネルギーによる過大なサージ電圧が印加されてスイッチの破壊を引き起こす。

そこで、これらの電源短絡及び負荷端開放を同時に防止するために、一例として次のような転流シーケンスが用いられている。なお、以下では、Ｒ相の双方向スイッチＳ_ＲからＳ相の双方向スイッチＳ_ＲＳに切り替える場合について述べる。

まず、初期状態において、Ｓ_ｒｕがオン、Ｓ_ｕｒがオン、Ｓ_ｓｕがオフ、Ｓ_ｕｓがオフであるとすると、以下の順序で各スイッチング素子を動作させる。
（１）Ｓ_ｓｕオン
（２）Ｓ_ｒｕオフ
（３）Ｓ_ｕｓオン
（４）Ｓ_ｕｒオフ

ここで、スイッチング素子Ｓ_ｕｓのオンにはＳ_ｒｕとの間に時間差を設けてＳ_ｒｕ，Ｓ_ｕｓの同時オンを防止し、同様にＳ_ｒｕのオフにはＳ_ｓｕとの間に時間差を設けてＳ_ｒｕ，Ｓ_ｓｕの同時オフを防止すると共に、Ｓ_ｕｒのオフにはＳ_ｕｓとの間に時間差を設けてＳ_ｕｒ，Ｓ_ｕｓの同時オフを防止している。
以上の転流シーケンスにより、スイッチングにバラツキなどがある場合にも電源短絡及び負荷端開放を防止して双方向スイッチの破壊を防ぐことができる。このような転流シーケンスは、後述する特許文献１に開示されている。

しかしながら、上記の転流シーケンスでは各スイッチング素子をオンまたはオフさせる時間をずらしているため、電圧指令値と実際の出力電圧との間に誤差が発生する。この出力電圧誤差は、負荷として電動機を駆動している場合にはトルクリプルや回転むらの原因となり、制御性能の悪化や損失の増大を招くことになる。

そこで、後述する特許文献２には、ＰＷＭサイクロコンバータのキャリア１周期中に発生する出力電圧の誤差ΔＶを数式１により計算し、この誤差を元の出力電圧指令値から減算した値を最終的な指令値として出力電圧を指令値に一致させるようにした技術が開示されている。

上記数式１において、ΔＥ_ｍａｘ：電源の最大電圧と最小電圧との間の電圧絶対値、Ｔ_ｃ：転流時間、Ｔ：キャリア周期、ｎ：電流方向が正の場合は０、負の場合は１となる関数である。
また、特許文献１にも、転流パターンに応じて電力変換器の出力電圧の平均誤差を演算し、この誤差を用いて出力電圧指令値を補正する方法が開示されている。

特開２００５−２０７９９号公報（請求項１〜４、［０００６］〜［００１１］，［００１９］〜［００３６］、図１０〜図１４等） 特開２００３−３０９９７５号公報（請求項４，５，８、［０００６］〜［０００９］、図６，図７）

特許文献１や特許文献２に記載された従来技術では、出力電圧の平均誤差を用いて出力電圧指令値を補正しているが、これによって出力電圧の平均値が指令値と一致したとしても、入力電流は指令値通りにはならない。なぜなら、マトリクスコンバータでは出力電圧と入力電流とを同時に制御しており、出力電圧指令値を補正しても入力電流指令値に応じて各スイッチング素子のオンオフの時間比率が分配されるからである。なお、詳細な挙動については後に詳述する。

入力電流が指令値通りにならないと、入力電流に歪みが発生し、入力系統側に接続されている機器の過熱や損傷を招く恐れがあるので余り好ましくない。
なお、特許文献２の段落［００１０］には、転流シーケンス作成ロジック部において転流シーケンスを作成する際に、入力の電圧状況と転流情報から出力電圧の転流誤差がわかるので、前記ロジック部で転流の開始や終了をずらすことにより出力電圧を補正できる旨記載されているが、入力電流の指令値との誤差による影響や具体的な補正方法が明確に開示されていないため、この特許文献２では入力電流が指令値と一致しない場合の補正は実現困難である。
更に、第１，第２の特許文献には、ある特定のスイッチング素子がスイッチングを行わない場合の補正方法等が記載されておらず、総じて入力電流または出力電圧の各指令値と実際値との誤差補正手段が十分には開示されていない。

そこで本発明の解決課題は、入力電流及び出力電圧に発生する誤差を同時に補正可能とし、しかも様々な制御方法（指令値の生成方法）に適用することができると共に、簡単な方法で入力電流や出力電圧の歪み等を低減するようにした信頼性の高い制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、交流電源と負荷との間に接続された複数の双方向スイッチを備え、出力電圧指令に応じたＰＷＭ制御により前記双方向スイッチをスイッチングして多相交流電圧を任意の大きさ、周波数の多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器において、
前記直接変換器の入力電圧を検出する手段と、
前記直接変換器の負荷電流を検出する手段と、
前記入力電圧及び出力電圧指令を用いて前記双方向スイッチのオンオフ時間比率指令値を演算する手段と、
前記直接変換器における電源短絡及び負荷端開放を防止するための転流シーケンスにより発生する転流誤差時間比率をキャリア周期、転流時間及び前記負荷電流の極性から演算し、前記転流誤差時間比率により前記オンオフ時間比率指令値を補正して最終的なオンオフ時間比率指令値を求める補正手段と、
この補正手段による補正後のオンオフ時間比率指令値を転流シーケンスに付加してＰＷＭパルスを発生する手段と、を備えたものである。

請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した交流交流直接変換器の制御装置において、
同一の負荷側出力端子に接続される双方向スイッチのうち、電源の最大電圧相に接続される双方向スイッチと電源の最小電圧相に接続される双方向スイッチとのオンオフ時間比率指令値を前記補正手段により補正するものである。

請求項３に記載した発明は、請求項２に記載した交流交流直接変換器の制御装置において、
同一の負荷側出力端子に接続される双方向スイッチのうち、電源の最大電圧相または最小電圧相の何れかに接続される双方向スイッチがキャリア１周期の全期間にわたりオフしているときに、請求項２により求めた当該双方向スイッチに対する前記転流誤差時間比率を電源の中間電圧相に接続される双方向スイッチに振り替えてそのオンオフ時間比率指令値を補正するものである。

請求項４に記載した発明は、請求項２に記載した交流交流直接変換器の制御装置において、
同一の負荷側出力端子に接続される双方向スイッチのうち、電源の最大電圧相または最小電圧相の何れかに接続される双方向スイッチがキャリア１周期の全期間にわたりオンしているときに、すべての双方向スイッチに対する前記転流誤差時間比率（すなわち、前記補正手段における補正量）をゼロにするものである。

本発明においては、電源短絡及び負荷端開放を防止するための転流シーケンスにより発生する転流誤差時間比率を演算し、この転流誤差時間比率を用いて双方向スイッチに対するオンオフ時間比率指令値を補正することで、直接変換器の出力電圧誤差及び入力電流誤差を同時に補正することができる。
これにより、出力電圧の制御精度を悪化させることなく、負荷側に電動機を接続した場合でもトルクリプルや回転むらを発生させるおそれがない。また、入力電流制御精度を悪化させることもないので、直接変換器の入力側に接続されている他の機器の損傷や誤動作が防止される。
従って、本発明によれば、交流交流直接変換器の出力電圧、入力電流を何れも高精度に制御可能な信頼性の高い制御装置を提供することができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、本発明の原理について説明する。
スイッチング素子のオンオフ時間比率は、キャリア比較方式ＰＷＭ制御におけるキャリア１周期に対するスイッチング素子のオン時間の比率である。すなわち、オンオフ時間比率が１のときは、キャリア１周期の全期間にわたってスイッチング素子がオンし続け、逆に０のときは、キャリア１周期の全期間にわたってスイッチング素子がオフし続けることを意味する。

マトリクスコンバータでは、どのような制御を行ってもキャリア１周期中に負荷側１相（ここでは説明を容易にするため、Ｕ相とする）に現れる電圧は電源側各相の最大電圧、中間電圧、最小電圧の何れかであり、電源側の最大電圧相とＵ相との間に接続されている双方向スイッチのオンオフ時間比率をＤ_ｍａｘ、同じく中間電圧相とＵ相との間の双方向スイッチのオンオフ時間比率をＤ_ｍｉｄ、最小電圧相とＵ相との間の双方向スイッチのオンオフ時間比率をＤ_ｍｉｎとすると、これらの間には数式２の関係が成り立つ。

ここで、図９にならって、電源電圧の最大相をＲ相、中間相をＳ相、最小相をＴ相としてキャリア１周期あたりのスイッチングを例にとり、転流シーケンスによる誤差の時間比率について説明する。

図３は、キャリア周期ＴにおけるマトリクスコンバータのＰＷＭパルス例を示している。ＰＷＭパルスは、Ｒ，Ｓ，Ｔ相のオンオフ時間比率指令値（図３におけるＲ，Ｓ，Ｔ相の各パルス指令）に基づいてオン時間が決定され、Ｒ相→Ｓ相→Ｔ相→Ｓ相→Ｒ相の順に転流するものとする。図３の囲み線ａ〜ｄまたはａ’〜ｄ’に示すように、キャリア１周期中に４回の転流動作が存在している。なお、転流シーケンスは入力電圧極性に基づいて作成しており、各スイッチング素子は、従来技術として前述した（１）〜（４）の順序でオン、オフする。

いま、Ｒ，Ｓ，Ｔ相のオンオフ時間比率指令値をそれぞれＤ_ｒｕ ^＊，Ｄ_ｓｕ ^＊，Ｄ_ｔｕ ^＊とすると、Ｒ相のオン時間の指令値Ｔ_ｒｕ ^＊、Ｓ相のオン時間の指令値Ｔ_ｓｕ ^＊、Ｔ相のオン時間の指令値Ｔ_ｔｕ ^＊は、それぞれ数式３によって表される。

上記の数式３は、キャリア周期Ｔが一定であれば、オン時間はオンオフ時間比率に比例することを示している。
図３における囲み線ａ〜ｄ内の転流動作（Ｕ相電流ｉ_ｕ＞０の場合）について説明すると、前述したように電源短絡及び負荷端開放を防止するための転流シーケンスにより、それぞれの囲み線における転流動作、及び、Ｕ相に現れる実際の電圧からみたパルス指令の変化は、次のようになる。

ａ．Ｒ相からＳ相への転流であり、Ｒ相パルス指令が転流時間Ｔ_ｃだけ延び、Ｓ相パルス指令がＴ_ｃだけ縮んだのと等価になる。
ｂ．Ｓ相からＴ相への転流であり、Ｓ相パルス指令が転流時間Ｔ_ｃだけ延び、Ｔ相パルス指令がＴ_ｃだけ縮んだのと等価になる。
ｃ．Ｔ相からＳ相への転流であり、Ｔ相パルス指令が転流時間Ｔ_ｃ×２だけ延び、Ｓ相パルス指令がＴ_ｃ×２だけ縮んだのと等価になる。
ｄ．Ｓ相からＲ相への転流であり、Ｓ相パルス指令が転流時間Ｔ_ｃ×２だけ延び、Ｒ相パルス指令がＴ_ｃ×２だけ縮んだのと等価になる。
以上より、キャリア１周期で見ると、Ｒ，Ｓ，Ｔ相それぞれの双方向スイッチの実際のオン時間Ｔ_ｒｕ，Ｔ_ｓｕ，Ｔ_ｔｕは、数式４となる。

数式４から明らかなように、Ｒ相のオン時間Ｔ_ｒｕは指令値Ｔ_ｒｕ ^＊からＴ_ｃだけ削られ、Ｔ相のオン時間Ｔ_ｔｕは指令値Ｔ_ｔｕ ^＊よりＴ_ｃだけ延びるが、Ｓ相のオン時間Ｔ_ｓｕについて見ると、キャリア１周期では誤差（転流時間Ｔ_ｃ）がキャンセルされて指令値Ｔ_ｓｕ ^＊通りになることが分かる。
一方、図３における囲み線ａ’〜ｄ’内の転流動作（Ｕ相電流ｉ_ｕ＜０の場合）を解析すると、Ｒ，Ｓ，Ｔ相それぞれの双方向スイッチの実際のオン時間Ｔ_ｒｕ，Ｔ_ｓｕ，Ｔ_ｔｕは数式５のようになる。

数式４，５より、Ｕ相電流ｉ_ｕ（負荷電流）の正負に関わらずＳ相のオン時間Ｔ_ｓｕは誤差がキャンセルされ、Ｒ相及びＴ相のオン時間Ｔ_ｒｕ，Ｔ_ｔｕは、負荷電流の極性によって誤差の時間が削られるか、延びることになる。
前述した数式３より、オンオフ時間比率は、キャリア周期一定の条件ではオン時間に比例するため、数式４、数式５における誤差Ｔ_ｃをなくすためには、オンオフ時間比率指令値を数式６のようにそれぞれ補正すればよい。
なお、数式６において、Ｄ_ｃ×sign(ｉ_ｕ)を転流誤差時間比率（＝Ｄ_ｃ’）と定義すると、本実施形態においては、元のオンオフ時間比率指令値（例えばＤ_ｒｕ ^＊）を転流誤差時間比率Ｄ_ｃ’を用いて補正することにより最終的なオンオフ時間比率指令値（例えばＤ_ｒｕ ^＊＊）を生成し、この指令値をＰＷＭ発生手段８に与えるものである。

数式６により補正したオンオフ時間比率に転流シーケンスを付加すると、双方向スイッチの実際のオン時間Ｔ_ｒｕ，Ｔ_ｓｕ，Ｔ_ｔｕは、負荷電流が正のときに数式７のようになる。

また、負荷電流が負のときには数式８のようになる。

なお、上記数式７，８において、数式３より、Ｔ_ｒｕ ^＊＊＝Ｄ_ｒｕ ^＊＊×Ｔ，Ｔ_ｓｕ ^＊＊＝Ｄ_ｓｕ ^＊＊×Ｔ，Ｔ_ｔｕ ^＊＊＝Ｄ_ｔｕ ^＊＊×Ｔである。
数式７，８により、実際のオン時間は元の指令値通りになるため、出力電圧及び入力電流を指令通りに制御することができる。すなわち本発明は、数式６に従って各相の双方向スイッチのオンオフ時間比率指令値を補正することにより実際のオン時間をそれぞれ補正し、出力電圧及び入力電流を指令通りに制御するものである。

一方、特許文献２に係る従来技術では、一例として出力電圧指令値を数式１の誤差ΔＶにより補正した出力電圧指令値（Ｖ_ｕ ^＊−ΔＶ）を用いて各相のオンオフ時間比率指令値を演算するが、その際、例えばＲ相−Ｓ相間で転流する場合には、出力電圧指令値を入力電流指令値Ｉ^＊（０．５≦Ｉ^＊≦１）の比率に応じてＲ相とＳ相とに分配する。すなわち、各相のオンオフ時間比率指令値は、数式９のようになる。

数式９においては、数式６により本来補正を行わなくてもよいＳ相のオンオフ時間比率指令値Ｄ_ｓｕ ^＊＊に誤差すなわち補正電圧ΔＶが現れていることが分かる。従って、Ｓ相の補正量は適切ではなく、Ｓ相の双方向スイッチのオンオフ時間に誤差が含まれるため、入力電流指令値Ｉ^＊通りの電流がＳ相に流れないこととなる。

本発明は上記の不都合を解消するものであり、図１は請求項１，２に係る本発明の第１実施形態のブロック図を示している。
図１において、１は交流電源、２は交流交流直接変換器としてのマトリクスコンバータ、３は交流電動機等の負荷である。

一方、制御装置の構成、動作は次のとおりである。
入力電圧検出手段４はマトリクスコンバータ２の入力電圧を検出し、この情報はオンオフ時間比率演算手段６における入力電流指令値の演算とＰＷＭ発生手段８における転流シーケンスの作成に用いられる。負荷電流検出手段５はマトリクスコンバータ２の出力電流を検出し、オンオフ時間比率補正手段７に出力する。

オンオフ時間比率演算手段６は、入力電流指令値、出力電圧指令値及び入力電圧の大小関係から、マトリクスコンバータ２の入力側のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と出力側の一相、例えばＵ相との間にそれぞれ接続される双方向スイッチ（図９におけるＳ_Ｒ，Ｓ_Ｓ，Ｓ_Ｔ）のオンオフ時間比率を演算し、これらを指令値として出力する。ここで、オンオフ時間比率指令値は、電源側の最大電圧相とＵ相との間の双方向スイッチに対する電源最大相オンオフ時間比率指令値、中間電圧相とＵ相との間の双方向スイッチに対する電源中間相オンオフ時間比率指令値、最小電圧相とＵ相との間の双方向スイッチに対する電源最小相オンオフ時間比率指令値からなる。

オンオフ時間補正手段７は、オンオフ時間比率演算手段６により演算されたオンオフ時間比率指令値をそれぞれ補正し、ＰＷＭ発生手段８は、補正後のオンオフ時間比率指令値に基づいてＰＷＭパルスを生成し、入力電圧の極性に応じた転流シーケンスを付加してマトリクスコンバータ２の双方向スイッチに対する点弧信号を出力する。

次に、図２は上記オンオフ時間比率補正手段７の構成図である。
オンオフ時間比率補正手段７では、転流時間Ｔ_ｃとキャリア周期Ｔと負荷電流ｉ_ｕとから、数式６における転流誤差時間比率Ｄ_ｃ’（＝Ｄ_ｃ×sign(ｉ_ｕ)）を演算する。なお、図２における符号検出手段７１、除算手段７２及び乗算手段７３は転流誤差時間比率Ｄ_ｃ’を求めるための演算手段である。

前記同様に電源の各相電圧の大小関係がＲ＞Ｓ＞Ｔであるとすると、演算された転流誤差時間比率Ｄ_ｃ’は、数式６に示した如く、図２の加算手段７４により最大相のオンオフ時間比率指令値Ｄ_ｒｕ ^＊に加算されて最終的な指令値Ｄ_ｒｕ ^＊＊となり、かつ、加算手段７５により最小相のオンオフ時間比率指令値Ｄ_ｔｕ ^＊から減算されて最終的な指令値Ｄ_ｔｕ ^＊＊となると共に、中間相のオンオフ時間比率指令値Ｄ_ｓｕ ^＊については、転流誤差時間比率Ｄ_ｃ’を加減算することなく元の値が最終的な指令値Ｄ_ｓｕ ^＊＊としてＰＷＭ発生手段８に出力される。
このため、前述した数式７，８により、負荷電流の極性が正負何れの場合にも各双方向スイッチに対する実際のオン時間は指令値通りになり、出力電圧及び入力電流を各指令通りに制御することができる。

なお、本実施形態では、ＰＷＭ発生手段８において転流シーケンスを入力電圧の極性情報に基づいて作成しているが、負荷電流の極性情報に基づく場合でも数式６における符号関数sign(ｉ_ｕ)の出力を反転させればそのまま適用可能である。簡単に説明すると、負荷電流の極性情報に基づく場合は、Ｒ相からＳ相に転流させる場合に次のような転流シーケンスになる。

すなわち、初期状態では、Ｓ_ｒｕがオン、Ｓ_ｕｒがオン、Ｓ_ｓｕがオフ、Ｓ_ｕｓがオフとすると、負荷電流ｉ_ｕ＞０のときに以下の順序で各スイッチング素子を動作させる。
（１）Ｓ_ｕｒオフ
（２）Ｓ_ｓｕオン
（３）Ｓ_ｒｕオフ
（４）Ｓ_ｕｓオン
つまり、負荷電流の極性情報に基づいた転流シーケンスは入力電圧情報に基づく場合と順序が全く逆になるため、誤差時間の削れ方も逆になるが、数式６における符号関数sign(ｉ_ｕ)の出力を反転させれば、入力電圧情報に基づいて転流シーケンスを作成する場合と同様に指令値通りの出力電圧、入力電流を得ることができる。

次いで、図４は請求項３，４に係る本発明の第２実施形態におけるオンオフ時間比率補正手段７の構成図である。この実施形態と図２との相違点は、図４のオンオフ時間比率補正手段７が時間比率補正選択手段７７を有しており、その出力を最大相、最小相、中間相のオンオフ時間比率指令値に加算手段７４〜７６にてそれぞれ加算するようにした点である。

以下、第２実施形態の原理について説明する。
図５は、キャリア１周期の全期間にわたり最大相（例えばＲ相）の双方向スイッチがスイッチングを行わずに、中間相と最小相との間でスイッチングを行った場合のＰＷＭパルス例を示している。このスイッチングは、出力電圧が低い領域において、スイッチング回数を低減して効率向上とノイズの低減に有効な方法であり、本発明者による特願２００５−１８１３４１等に用いられている。

図５において、第１実施形態と同様に負荷電流ｉ_ｕが正のときの囲み線ａ，ｂにおける転流動作、及び、Ｕ相に現れる実際の電圧からみたパルス指令の変化は、次のようになる。
ａ．Ｓ相からＴ相への転流であり、Ｓ相パルス指令が転流時間Ｔ_ｃだけ延び、Ｔ相パルス指令がＴ_ｃだけ縮んだのと等価になる。
ｂ．Ｔ相からＳ相への転流であり、Ｔ相パルス指令が転流時間Ｔ_ｃ×２だけ延び、Ｓ相パルス指令がＴ_ｃ×２だけ縮んだのと等価になる。
なお、Ｒ相はスイッチングを行わないため誤差は発生しない。
従って、キャリア１周期におけるＲ，Ｓ，Ｔ相それぞれの双方向スイッチの実際のオン時間は、数式１０となる。

一方、負荷電流が負のときは、囲み線ａ’，ｂ’における転流動作、及び、Ｕ相に現れる実際の電圧からみたパルス指令の変化は、次のようになる。
ａ’．Ｓ相からＴ相への転流であり、Ｓ相パルス指令がＴ_ｃ×２だけ延び、Ｔ相パルス指令がＴ_ｃ×２だけ縮んだのと等価になる。
ｂ’．Ｔ相からＳ相への転流であり、Ｔ相パルス指令がＴ_ｃだけ延び、Ｓ相パルス指令がＴ_ｃだけ縮んだのと等価になる。
また、前記同様にＲ相はスイッチングを行わないため、誤差は発生しない。
従って、キャリア１周期におけるＲ，Ｓ，Ｔ相それぞれの双方向スイッチの実際のオン時間は、数式１１となる。

数式１０，１１に基づき、前述した数式６に相当するオンオフ時間比率指令値の補正式は、数式１２となる。

ここで、数式６と数式１２とを比較すると、スイッチングを行わない最大相（Ｒ相）の数式６における補正量を中間相（Ｓ相）に振り替えて補正すれば、オンオフ時間比率が指令値通りになるため、出力電圧及び入力電流を指令通りに制御することができる。
同様に、最小相（Ｔ相）がスイッチングを行わない場合は、数式１３のように、最小相（Ｔ相）の数式６における補正量を中間相（Ｓ相）に振り替えて補正すればよい。

次に、図６は図４における時間比率補正選択手段７７の動作を示すフローチャートであり、上述したようにスイッチングを行わない電圧相に応じて転流誤差時間比率Ｄ_ｃ’の最大値Ｄ_ｃ’_ｍａｘ、中間値Ｄ_ｃ’_ｍｉｄ、最小値Ｄ_ｃ’_ｍｉｎを出力し、これらを最大相、中間相、最小相のオンオフ時間比率指令値にそれぞれ加算するための動作を示すものである。

まず、第１実施形態と同様に、転流誤差時間比率Ｄ_ｃ’を演算する（ステップＳ１）。次に、補正する前の電源最大相（Ｒ相）のオンオフ時間比率指令値Ｄ_ｒｕ ^＊がゼロであれば（Ｓ２ ＹＥＳ）、Ｒ相についてはスイッチングを行わないため、数式１２による補正を行う。すなわち、Ｄ_ｃ’_ｍａｘ＝０、Ｄ_ｃ’_ｍｉｄ＝Ｄ_ｃ’、Ｄ_ｃ’_ｍｉｎ＝−Ｄ_ｃ’を出力してそれぞれ加算手段７４，７６，７５に入力する（Ｓ３）。

また、Ｄ_ｒｕ ^＊がゼロでなく（Ｓ２ ＮＯ）、電源最小相（Ｔ相）のオンオフ時間比率指令値Ｄ_ｔｕ ^＊がゼロの場合は（Ｓ４ ＹＥＳ）、Ｔ相についてはスイッチングを行わないため、数式１３による補正を行う。
すなわち、Ｄ_ｃ’_ｍａｘ＝Ｄ_ｃ’、Ｄ_ｃ’_ｍｉｄ＝−Ｄ_ｃ’、Ｄ_ｃ’_ｍｉｎ＝０を出力してそれぞれ加算手段７４，７６，７５に入力する（Ｓ５）。

上記以外の場合、つまりＤ_ｔｕ ^＊がゼロでない場合は（Ｓ４ ＮＯ）、数式６による補正を行う（Ｓ６）。なお、中間相の双方向スイッチがスイッチングを行わない場合は、最大相及び最小相の双方向スイッチによるスイッチングになるため、数式６に基づいて補正すればよい（Ｓ６）ことはいうまでもない。

以上のように本実施形態によれば、何れかの電源相に接続された双方向スイッチがスイッチングを行わない場合でも指令通りのオンオフ時間比率を得ることができ、これによって出力電圧及び入力電流を指令通りに制御できることが分かる。

次いで、図７は時間比率補正選択手段７７の別の動作を示すフローチャートである。
このフローチャートは、何れかの電源相の双方向スイッチがキャリア１周期の全期間にわたりオンしている場合の補正動作に関するものである。

ある電源相の双方向スイッチがキャリア１周期にわたってオンの場合は、他の電源相の双方向スイッチは全てオフであるためスイッチングは一切行われない。従って、数式１２や数式１３を用いてオンオフ時間比率指令値を補正すると過補償になってしまう。
そこで、転流誤差時間比率Ｄ_ｃ’を演算し（ステップＳ１１）、電源最大相または最小相のオンオフ時間比率指令値が１の場合は（Ｓ１２ ＹＥＳ、またはＳ１４ ＹＥＳ）、Ｄ_ｃ’_ｍａｘ，Ｄ_ｃ’_ｍｉｄ，Ｄ_ｃ’_ｍｉｎを何れもゼロにして補正を行わないようにし（Ｓ１３，Ｓ１５）、それ以外の場合は図６に基づいてＤ_ｃ’_ｍａｘ，Ｄ_ｃ’_ｍｉｄ，Ｄ_ｃ’_ｍｉｎを求めることにより（Ｓ１４ ＮＯ，Ｓ１６）、加算手段７４，７６，７５を介してオンオフ時間比率指令値をそれぞれ補正する。

以上述べたように、電源最大相、中間相または最小相のオンオフ時間比率指令値を選択的に補正することにより、全てのスイッチングのパターンにおいて直接変換器の出力電圧のみならず入力電流も最適に補正することが可能である。

なお、前述した数式６において、補正に用いる時間比率Ｄ_ｃはキャリア周期Ｔと転流時間Ｔ_ｃとの比からなる一定値としたが、スイッチング信号の遅延やスイッチング素子のオン電圧降下等に起因して補正量が一定値にならない場合もある。その際には、数式１４に示すように、Ｔ_ｃ／Ｔに上記の誤差を考慮した補正係数ｋを乗じて時間比率Ｄ_ｃを求め、この時間比率Ｄ_ｃを数式６，数式１２，数式１３に適用すればよい。

本発明の第１実施形態を示すブロック図である。 図１におけるオンオフ時間比率補正手段の構成図である。 キャリア周期ＴにおけるマトリクスコンバータのＰＷＭパルス例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るオンオフ時間比率補正手段の構成図である。 第２実施形態におけるマトリクスコンバータのＰＷＭパルス例を示す図である。 図４における時間比率補正選択手段の動作を示すフローチャートである。 図４における時間比率補正選択手段の別の動作を示すフローチャートである。 インバータの負荷側一相分の回路モデルを示す図である。 マトリクスコンバータの負荷側一相分の回路モデルを示す図である。

符号の説明

１：交流電源
２：マトリクスコンバータ
３：負荷
４：入力電圧検出手段
５：負荷電流検出手段
６：オンオフ時間比率演算手段
７：オンオフ時間比率補正手段
７１：符号検出手段
７２：除算手段
７３：乗算手段
７４，７５，７６：加算手段
７７：時間比率補正選択手段
８：ＰＷＭ発生手段
Ｓ_Ｒ，Ｓ_Ｓ，Ｓ_Ｔ：双方向スイッチ
Ｓ_ｒｕ，Ｓ_ｕｒ，Ｓ_ｓｕ，Ｓ_ｕｓ，Ｓ_ｔｕ，Ｓ_ｕｔ：半導体スイッチング素子

Claims (4)

1. 交流電源と負荷との間に接続された複数の双方向スイッチを備え、出力電圧指令に応じたＰＷＭ制御により前記双方向スイッチをスイッチングして多相交流電圧を任意の大きさ、周波数の多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器において、
   前記直接変換器の入力電圧を検出する手段と、
   前記直接変換器の負荷電流を検出する手段と、
   前記入力電圧及び出力電圧指令を用いて前記双方向スイッチのオンオフ時間比率指令値を演算する手段と、
   前記直接変換器における電源短絡及び負荷端開放を防止するための転流シーケンスにより発生する転流誤差時間比率をキャリア周期、転流時間及び前記負荷電流の極性から演算し、前記転流誤差時間比率により前記オンオフ時間比率指令値を補正して最終的なオンオフ時間比率指令値を求める補正手段と、
   この補正手段による補正後のオンオフ時間比率指令値を転流シーケンスに付加してＰＷＭパルスを発生する手段と、
   を備えたことを特徴とする交流交流直接変換器の制御装置。
2. 請求項１に記載した交流交流直接変換器の制御装置において、
   同一の負荷側出力端子に接続される双方向スイッチのうち、電源の最大電圧相に接続される双方向スイッチと電源の最小電圧相に接続される双方向スイッチとのオンオフ時間比率指令値を前記補正手段により補正することを特徴とする交流交流直接変換器の制御装置。
3. 請求項２に記載した交流交流直接変換器の制御装置において、
   同一の負荷側出力端子に接続される双方向スイッチのうち、電源の最大電圧相または最小電圧相の何れかに接続される双方向スイッチがキャリア１周期の全期間にわたりオフしているときに、請求項２により求めた当該双方向スイッチに対する前記転流誤差時間比率を電源の中間電圧相に接続される双方向スイッチに振り替えてそのオンオフ時間比率指令値を補正することを特徴とする交流交流直接変換器の制御装置。
4. 請求項２に記載した交流交流直接変換器の制御装置において、
   同一の負荷側出力端子に接続される双方向スイッチのうち、電源の最大電圧相または最小電圧相の何れかに接続される双方向スイッチがキャリア１周期の全期間にわたりオンしているときに、すべての双方向スイッチに対する前記転流誤差時間比率をゼロにすることを特徴とする交流交流直接変換器の制御装置。

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