JP2005245122A - 電力変換器の制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】入力電流及び出力電圧を同時に制御する際に、入力電圧の大小関係等に応じてモードを切り替えることなく簡単なアルゴリズムで適切なスイッチングパターンを出力可能とし、入力電圧の歪みにも強い安価な制御装置を提供する。
【解決手段】半導体スイッチング素子からなる双方向性の交流スイッチを用いて多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換する電力変換器の制御装置に関する。マトリクスコンバータ20の入力電圧を検出する電圧検出手段34と、電源短絡及び負荷端開放を防止するための条件、瞬時無効電力を所定値に制御する条件、出力電圧を所定値に制御する条件からなる制約条件をすべて満足するような交流スイッチS1〜S9のオンオフ時間を、擬似逆行列を用いて決定する擬似逆行列演算手段39と、を備える。
【選択図】図1
【解決手段】半導体スイッチング素子からなる双方向性の交流スイッチを用いて多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換する電力変換器の制御装置に関する。マトリクスコンバータ20の入力電圧を検出する電圧検出手段34と、電源短絡及び負荷端開放を防止するための条件、瞬時無効電力を所定値に制御する条件、出力電圧を所定値に制御する条件からなる制約条件をすべて満足するような交流スイッチS1〜S9のオンオフ時間を、擬似逆行列を用いて決定する擬似逆行列演算手段39と、を備える。
【選択図】図1
Description
本発明は、半導体スイッチング素子を用いて電力変換を行う電力変換器の制御装置に関し、詳しくは、多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換する交流−交流直接変換形電力変換器において、半導体スイッチング素子のオンオフ時間を決定する演算手段に特徴を有する制御装置に関するものである。
図4は、この種の交流−交流直接変換形電力変換器としてのマトリクスコンバータ、及びその制御装置の概略的な構成を示している。ここでは、多相の例として最も一般的な三相を例示している。
図4において、10は三相交流電源、20はマトリクスコンバータであり、その入力側(電源側)をR,S,T相とし、出力側(負荷側)をU,V,W相と呼ぶものとする。マトリクスコンバータ20は、前記入力側と出力側との各相間に9個の交流スイッチ(双方向性スイッチ)S1〜S9を接続して構成されており、これらの交流スイッチS1〜S9は、例えば還流ダイオードが逆並列に接続された単方向性の半導体スイッチング素子を2個直列に接続して構成されている。なお、30は交流スイッチS1〜S9のオンオフを制御するための制御装置である。
この種のマトリクスコンバータ20では、出力電圧の制御に加えて入力電流の制御も可能になっているが、入力側と出力側とが交流スイッチを介して直接接続されているため、スイッチング素子を一つ切り替えると入力と出力の状態が同時に変化することになり、入出力を同時に制御することは難しい。
上記の点に鑑み、三相/三相PWMサイクロコンバータの入出力を同時に制御可能とした制御装置として、例えば下記の特許文献1に記載された従来技術がある。
上記の点に鑑み、三相/三相PWMサイクロコンバータの入出力を同時に制御可能とした制御装置として、例えば下記の特許文献1に記載された従来技術がある。
図4に示す制御装置30の内部構成は、特許文献1に記載された従来技術を要約したものであり、以下にその構成及び動作を略述する。
図4において、キャリア発生手段31により発生した三角波キャリアを振幅変調手段32により電源電圧の最大線間電圧で振幅変調し、また、出力電圧指令に対して、線間電圧変調手段33により線間電圧変調を施す。
一方、入力電流については、電圧検出手段34により検出した電源電圧位相等の入力電圧情報に基づき、電流分配率演算手段35がテーブルを参照して入力電流指令(電流分配指令)を作成し、この入力電流指令をスイッチングパターン発生手段36に出力する。
図4において、キャリア発生手段31により発生した三角波キャリアを振幅変調手段32により電源電圧の最大線間電圧で振幅変調し、また、出力電圧指令に対して、線間電圧変調手段33により線間電圧変調を施す。
一方、入力電流については、電圧検出手段34により検出した電源電圧位相等の入力電圧情報に基づき、電流分配率演算手段35がテーブルを参照して入力電流指令(電流分配指令)を作成し、この入力電流指令をスイッチングパターン発生手段36に出力する。
スイッチングパターン発生手段36では、前記入力電流指令と、線間電圧変調手段33から出力された出力電圧指令と、最大相中間相最小相判別手段37により判別された各相入力電圧の大小関係とを用いて、出力相電圧指令が最大、中間または最小の出力相と入力電流指令が最大、中間または最小の入力相との間の交流スイッチ(全9個の交流スイッチS1〜S9)のスイッチングパターンを作成して出力する。
パルス発生手段38では、上記スイッチングパターンと振幅変調後の三角波キャリアとを用いて全18個の単方向スイッチに対するPWMパルスを作成し、出力する。
これにより、マトリクスコンバータ20は入力電流指令及び出力電圧指令に従って制御されることになる。
パルス発生手段38では、上記スイッチングパターンと振幅変調後の三角波キャリアとを用いて全18個の単方向スイッチに対するPWMパルスを作成し、出力する。
これにより、マトリクスコンバータ20は入力電流指令及び出力電圧指令に従って制御されることになる。
特許文献1に開示されている従来技術では、入力電圧情報に基づき電流分配率を設定して入力電流指令を作成すると共に、スイッチングパターン発生手段36では、上記入力電流指令や入力電圧、出力電圧の大小関係に応じて様々なモードを選択してスイッチングパターンを決定しなくてはならないため、回路構成や演算内容が複雑になるという問題があり、これが制御装置のコスト上昇を招いていた。
また、マトリクスコンバータは通常、大容量のエネルギー蓄積要素を持っていないため、入力電圧の歪みが出力電圧に直接現れる結果、負荷が電動機である場合にこの電動機のトルクリプルを誘発し、制御性能が悪化すると共に、騒音や発熱の発生、効率低下等を招く原因となっていた。
また、マトリクスコンバータは通常、大容量のエネルギー蓄積要素を持っていないため、入力電圧の歪みが出力電圧に直接現れる結果、負荷が電動機である場合にこの電動機のトルクリプルを誘発し、制御性能が悪化すると共に、騒音や発熱の発生、効率低下等を招く原因となっていた。
そこで本発明の課題は、入力電流及び出力電圧の制御を同時に行う場合でも、入力電圧やその位相に応じてモードを切り替えることなく簡単なアルゴリズムで適切なスイッチングパターンを決定し、また、入力電圧の歪みに影響されることもない安価な制御装置を提供することにある。
上記課題を解決するため、請求項1に記載した発明は、半導体スイッチング素子からなる双方向性の交流スイッチを用いて多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換する電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器の入力電圧が入力され、かつ、電源短絡及び負荷端開放を防止するための条件、瞬時無効電力を所定値に制御する条件、出力電圧を所定値に制御する条件からなる制約条件をすべて満足するような前記交流スイッチのオンオフ時間を、擬似逆行列を用いて決定する擬似逆行列演算手段を備えたものである。
前記電力変換器の入力電圧が入力され、かつ、電源短絡及び負荷端開放を防止するための条件、瞬時無効電力を所定値に制御する条件、出力電圧を所定値に制御する条件からなる制約条件をすべて満足するような前記交流スイッチのオンオフ時間を、擬似逆行列を用いて決定する擬似逆行列演算手段を備えたものである。
請求項2に記載した発明は、請求項1に記載した電力変換器の制御装置において、
擬似逆行列演算手段には、電力変換器の入力電圧と、瞬時無効電力をゼロにするための瞬時無効電力指令と、出力電圧指令とが入力され、擬似逆行列演算手段は、右側擬似逆行列と前記制約条件に係る行列とに基づいて交流スイッチのオンオフのデューティ比を演算するものである。
擬似逆行列演算手段には、電力変換器の入力電圧と、瞬時無効電力をゼロにするための瞬時無効電力指令と、出力電圧指令とが入力され、擬似逆行列演算手段は、右側擬似逆行列と前記制約条件に係る行列とに基づいて交流スイッチのオンオフのデューティ比を演算するものである。
本発明によれば、瞬時無効電力や出力電圧指令に関する制約条件を設定し、擬似逆行列を用いて各交流スイッチのデューティ比を直接演算することにより、入力電圧や出力電流波形にかかわらず、制約条件を常に満足するような適切なスイッチングパターンを容易に得ることができる。また、入力電圧や出力電圧の大小関係に応じたスイッチングパターンを得るためにモードを切り替える等の必要もないので、制御動作のアルゴリズムが簡単になる。
以上の点から、入力電流及び出力電圧を同時に制御しながら入力電圧の歪みにも強い制御装置を安価に実現することができる。
以上の点から、入力電流及び出力電圧を同時に制御しながら入力電圧の歪みにも強い制御装置を安価に実現することができる。
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。この実施形態は、図1に示す如く、交流−交流直接変換形電力変換器として図4と同様に三相のマトリクスコンバータ20を用いた場合の制御装置40に関するものである。なお、図1において、図4と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。
図1において、制御装置40は、電圧検出手段34によりマトリクスコンバータ20の入力電圧を検出し、この入力電圧を擬似逆行列演算手段39に入力すると共に、擬似逆行列演算手段39では、電源短絡及び負荷端開放を防止するための条件、瞬時無効電力を所定値に制御する条件、出力電圧を所定値に制御する条件からなる制約条件をすべて満たすような各交流スイッチS1〜S9のオンオフのデューティ比を直接演算する。
また、パルス発生手段38では、演算された各交流スイッチS1〜S9のデューティ比に基づき、タイマを用いて前記デューティ比に応じたオンオフ時間になるようにPWMパルスを作成し、出力する。なお、パルス発生手段38においてパルスを作成する際には、スイッチング1サイクル中にオンオフするスイッチの順番については自由度があり、スイッチング回数や出力電圧、入力電流の変化幅が最小になるようにPWMパルスを作成しても良い。
また、パルス発生手段38では、演算された各交流スイッチS1〜S9のデューティ比に基づき、タイマを用いて前記デューティ比に応じたオンオフ時間になるようにPWMパルスを作成し、出力する。なお、パルス発生手段38においてパルスを作成する際には、スイッチング1サイクル中にオンオフするスイッチの順番については自由度があり、スイッチング回数や出力電圧、入力電流の変化幅が最小になるようにPWMパルスを作成しても良い。
以下に、本発明の要旨である擬似逆行列演算手段39の作用、すなわち擬似逆行列を用いた各交流スイッチS1〜S9のデューティ比の決定方法について説明する。
マトリクスコンバータ20の交流スイッチは9個あり、各スイッチS1〜S9がスイッチング1サイクル中にオンしている期間(デューティ比)をそれぞれd1〜d9とすれば、各相の入力電圧vR,vS,vTと出力電圧vU,vV,vWとの関係は数式1によって表される。
マトリクスコンバータ20の交流スイッチは9個あり、各スイッチS1〜S9がスイッチング1サイクル中にオンしている期間(デューティ比)をそれぞれd1〜d9とすれば、各相の入力電圧vR,vS,vTと出力電圧vU,vV,vWとの関係は数式1によって表される。
ただし、電源短絡及び負荷端開放を防止する条件から、デューティ比d1〜d9には次の制約がある。
ここで、デューティ比d1〜d9を行行列で表現すると、数式3となり、この数式3を数式1,2に代入して数式4,5を得る。
直交2軸の静止座標上においてマトリクスコンバータ20に数式6の出力電圧指令vα *,vβ *を与えるとすれば、数式4は数式7のように変形することができる。
一方、マトリクスコンバータ20の入力電流は数式8によって表される。
入力電圧と同様に、数式3を数式8に代入すると、数式9を得る。
マトリクスコンバータでは入力力率を制御することができ、この入力力率は瞬時無効電力により制御可能である。例えば、入力力率を1にするには、瞬時無効電力をゼロに制御すればよい。
直交2軸の静止座標上で瞬時無効電力がゼロになる条件は、直交2軸で表した入力電圧及び入力電流をそれぞれvsα,vsβ,isα,isβとすれば、数式10によって表される。
直交2軸の静止座標上で瞬時無効電力がゼロになる条件は、直交2軸で表した入力電圧及び入力電流をそれぞれvsα,vsβ,isα,isβとすれば、数式10によって表される。
数式10を三相座標上に変換し、数式9を代入して整理すると、数式11が得られる。
数式5,7,11をまとめて行列式で表すと、数式12となる。
数式12の左辺の行列をY、同じく右辺の行列をそれぞれF,Dとすると、数式13となる。
前述した数式12は、行列Dにおける未知数すなわち各交流スイッチのデューティ比(d1〜d9)が9個であるのに対し、行列Yにおける制約条件は、出力電圧指令(vα *,vβ *)に関する2個、数式5に示した電源短絡及び負荷端開放防止に関する3個、並びに、数式11に示した瞬時無効電力ゼロに関する1個の合計6個しかない(未知数の数と連立方程式の数とが等しくない)ため、行列Fは正方行列にならず、その逆行列F−1を求めることができない。
数式12,13を満足する解、つまり各交流スイッチのデューティ比(d1〜d9)は無数に存在するが、未知数のノルムを最小化するという条件のもとでは解は一意的に求められる。そこで、デューティ比(d1〜d9)を、数式14で表される一般的な右側擬似逆行列(right pseudo inverse)FRMを用いて、数式15により求めることとする。
前記数式14において、“T”は転置を示し、添字の“−1”は通常の逆行列を示している。
ここで、行列Fは正方行列でないため、このままでは逆行列をとることができないので、(FFT)により正方にしてから逆行列(FFT)−1をとり、その後、未知数の次元(=9)に復元するために、逆行列(FFT)−1を元の行列Fの転置行列FTに右から掛けることにより右側擬似逆行列FRMを得るものである。
なお、右側擬似逆行列FRMが通常の逆行列と同じ性質を持つことは、元の行列Fと右側擬似逆行列FRMとを掛け合わせれば単位行列になることから明らかである。
ここで、行列Fは正方行列でないため、このままでは逆行列をとることができないので、(FFT)により正方にしてから逆行列(FFT)−1をとり、その後、未知数の次元(=9)に復元するために、逆行列(FFT)−1を元の行列Fの転置行列FTに右から掛けることにより右側擬似逆行列FRMを得るものである。
なお、右側擬似逆行列FRMが通常の逆行列と同じ性質を持つことは、元の行列Fと右側擬似逆行列FRMとを掛け合わせれば単位行列になることから明らかである。
従って、本実施形態では、図1の擬似逆行列演算手段39が数式14,15の演算を行って各交流スイッチのデューティ比(d1〜d9)を求め、パルス発生手段38が前記デューティ比に基づき各交流スイッチS1〜S9に対して所定のオンオフ時間を設定したPWMパルスを作成し、出力する。
数式14による右側擬似逆行列FRMの演算、言い換えればその基本となる行列Fの演算に当たり、vR,vS,vTは電圧検出手段34の出力から得ることができると共に、iU,iV,iWについては、電圧検出手段34の出力に基づいて従来技術と同様に求めた入力電流指令から求めることができる。
また、擬似逆行列演算手段39には瞬時無効電力指令“0”と出力電圧指令vα *,vβ *とが制約条件として入力されているので、これらを要素として有する行列Yと前記右側擬似逆行列FRMとから、数式15によってデューティ比(d1〜d9)を求めることは容易である。
数式14による右側擬似逆行列FRMの演算、言い換えればその基本となる行列Fの演算に当たり、vR,vS,vTは電圧検出手段34の出力から得ることができると共に、iU,iV,iWについては、電圧検出手段34の出力に基づいて従来技術と同様に求めた入力電流指令から求めることができる。
また、擬似逆行列演算手段39には瞬時無効電力指令“0”と出力電圧指令vα *,vβ *とが制約条件として入力されているので、これらを要素として有する行列Yと前記右側擬似逆行列FRMとから、数式15によってデューティ比(d1〜d9)を求めることは容易である。
本実施形態によれば、入力電圧、出力電流の波形に関わらず、制約条件通りに瞬時無効電力が常にゼロになり、出力電圧も常に指令値通りの値を得ることができる。従って、入力電圧が歪んだ場合でも対策手段を別途設ける必要がなく、また、数式15を一意的に演算するだけであるため、入力電圧や出力電圧の大小関係に応じてスイッチングパターンを選択する処理も不要になって簡単なアルゴリズムにより制御することが可能である。
なお、未知数の数と制約条件の数とが同じ場合には、行列Fの逆行列を直接求めることにより、各交流スイッチのデューティ比を演算することができる。
なお、未知数の数と制約条件の数とが同じ場合には、行列Fの逆行列を直接求めることにより、各交流スイッチのデューティ比を演算することができる。
図2は、マトリクスコンバータ20の出力電圧及び入力電流のシミュレーション結果を示す波形図であり、図3は、上記実施形態により数式15に従って演算したデューティ比(d1〜d9)を示している。
これらの図から、入力電流には電源と同期した正弦波波形が得られ、出力電圧にも正弦波波形が得られていることが確認できる。また、各デューティ比(d1〜d9)は0から1の間に入っており、適切に計算できていることが確認されている。
これらの図から、入力電流には電源と同期した正弦波波形が得られ、出力電圧にも正弦波波形が得られていることが確認できる。また、各デューティ比(d1〜d9)は0から1の間に入っており、適切に計算できていることが確認されている。
10:三相交流電源
20:マトリクスコンバータ
34:電圧検出手段
38:パルス発生手段
39:擬似逆行列演算手段
40:制御装置
S1〜S9:交流スイッチ
20:マトリクスコンバータ
34:電圧検出手段
38:パルス発生手段
39:擬似逆行列演算手段
40:制御装置
S1〜S9:交流スイッチ
Claims (2)
- 半導体スイッチング素子からなる双方向性の交流スイッチを用いて多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換する電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器の入力電圧が入力され、かつ、電源短絡及び負荷端開放を防止するための条件、瞬時無効電力を所定値に制御する条件、出力電圧を所定値に制御する条件からなる制約条件をすべて満足するような前記交流スイッチのオンオフ時間を、擬似逆行列を用いて決定する擬似逆行列演算手段を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 請求項1に記載した電力変換器の制御装置において、
前記擬似逆行列演算手段には、前記電力変換器の入力電圧と、瞬時無効電力をゼロにするための瞬時無効電力指令と、出力電圧指令とが入力され、前記擬似逆行列演算手段は、右側擬似逆行列と前記制約条件に係る行列とに基づいて前記交流スイッチのオンオフのデューティ比を演算することを特徴とする電力変換器の制御装置。
Priority Applications (1)
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JP2004051226A JP2005245122A (ja) | 2004-02-26 | 2004-02-26 | 電力変換器の制御装置 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007166749A (ja) * | 2005-12-13 | 2007-06-28 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | 交流交流直接変換器の制御装置 |
CN102257715A (zh) * | 2008-12-18 | 2011-11-23 | 施耐德东芝换流器欧洲公司 | 矩阵转换器型变速设备 |
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JPH09191650A (ja) * | 1996-01-09 | 1997-07-22 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
-
2004
- 2004-02-26 JP JP2004051226A patent/JP2005245122A/ja active Pending
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