CN102257715A - 矩阵转换器型变速设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种在矩阵转换器型变速驱动器中实现的控制方法，包含：与AC电压源连接的三个输入相(u，v，w)和与电负载连接的三个输出相(a，b，c)；以及九个电流和电压双向电子开关(fau，fav，faw，fbu，fbv，fbw，fcu，fcv，fcw)，旨在分别受到控制，以便将输出相与任何一个输入相连接，服从占空比矩阵的转换器的开关的切换操作用于获得负载上的输出电压；所述占空比矩阵包括零相；所述方法包含：从占空比矩阵中消除零相的步骤；以及将新零相放置在占空比矩阵中，以便最大程度地降低开关损耗和共模电压的步骤。

Description

矩阵转换器型变速设备

技术领域

本发明涉及一种矩阵转换器型变速驱动器的控制方法以及实现该方法的相应变速驱动器。

背景技术

矩阵转换器型变速驱动器包括安排在包含三个开关单元的开关矩阵内的九个双向开关。这个开关矩阵一侧与链接到AC(交流电)电压源的三个输入相u、v、w连接，且另一侧与链接到负载的三个输出相a、b、c连接。这些开关被分别控制成将输出相与任何一个输入相连接。

一般说来，矩阵转换器的开关的控制命令可以通过诸如空间矢量调制(MVE)、矢量调制或交叉调制的各种过程生成。

在IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS，vol.38，NO.3，1991年6月中名为″A novel control method for forced commutatedcycloconverters using instantaneous values of input line-to-line voltages″(使用输入线到线电压瞬时值的强迫换流循环转换器的新控制方法)并由AkioISHIGURO、Takeshi FURUHASHI和Shigeru OKUMA撰写的文献描述了循环转换器的控制过程。这个过程在于将基准输出电压表达成开关的输入电压和开关占空比的函数。该文献尤其提出了在开关周期上永久断开开关单元的一个开关，以便使调制深度增加到其最大。这样就得到Vinput＝0.86XVoutput，而不是Vinput＝0.75XVoutput。

零相的引入使得有可能在开关周期上断开转换器的单元之一。这使得有可能提高转换器输出端上的电性能(输出端上的较高平均电压)和在未断开的两个单元的开关周期上将有效状态的数量(或开关的次数)限制成八个。这种在开关周期上减少有效状态的数量使得有可能将开关的次数减少三分之一，并因此降低开关损耗和共模电压。但是，在开关周期期间断开一个单元使得就如下而言不可能达到最佳：

-当输出电流和电压同相时降低开关损耗；以及

-降低共模电压。

的确，断开一个单元不允许将输入电压在绝对值上的最低总和在开关期间系统地施加在进行开关的其它两个单元上。

发明内容

本发明的目的是提供一种矩阵转换器型变速驱动器的控制方法，这种控制方法使得就降低开关损耗和共模电压而言有可能达到最佳。

这个目的是通过在矩阵转换器型变速驱动器中实现的控制方法达到的，包含：

-与AC电压源连接的三个输入相和与电负载连接的三个输出相；

-九个电流和电压双向电子开关，分布在三个开关单元当中和旨在分别受到控制，以便将输出相与任何一个输入相连接，对服从占空比矩阵的转换器的开关的切换使得有可能获得去往负载的输出电压；

-所述占空比矩阵包含零相；

-其特征在于，所述方法包含：

-从所述占空比矩阵中消除零相的步骤；

-将新零相放置在所述占空比矩阵中，以便最大程度地降低开关损耗和共模电压的步骤。

按照一种特征，放置新零相的步骤在于确定输入电压矢量(V_input)，以及在于针对各种简单输入电压确定新零相的地点作为这个矢量的位置的函数。

按照另一种特征，双向电子开关的控制命令通过交叉型调制来确定。

按照另一种特征，所述交叉型调制是通过在两个不同载波上以调制元的形式应用占空比矩阵的占空比实现的。

按照另一种特征，两个载波具有三角形形状，以及具有等于开关频率的频率，一个载波是另一个载波的逆。

按照另一种特征，一行占空比矩阵的调制元总是应用于同一载波。

按照另一种特征，占空比矩阵包含最高占空比的行不应用于两个载波的任何一个，并且将两个未排除行的每一行与一个载波相比较。

本发明还涉及矩阵转换器型变速驱动器，其包含：

-与AC电压源连接的三个输入相和与电负载连接的三个输出相；

-九个电流和电压双向电子开关，分布在三个开关单元当中和旨在分别受到控制，以便将输出相与任何一个输入相连接，对服从占空比矩阵的转换器的开关的切换使得有可能获得去往负载的输出电压；

-所述占空比矩阵包含零相；

-其特征在于，所述可变驱动器包含：

-从所述占空比矩阵中消除零相的部件；

-将新零相放置在所述占空比矩阵中以便最大程度地降低开关损耗和共模电压的部件。

按照一种特征，所述可变驱动器包含确定输入电压矢量以及针对各种简单输入电压确定新零相的地点作为这个矢量的位置的函数的部件。

按照另一种特征，双向电子开关的控制命令通过交叉型调制来确定。

按照另一种特征，所述交叉型调制是通过在两个不同载波上以调制元的形式应用占空比矩阵的占空比实现的。

按照所述变速驱动器的另一种特征，两个载波具有三角形形状，以及具有等于开关频率的频率，一个载波是另一个载波的逆。

附图说明

通过对通过例子给出和表示在附图中的实施例进行如下详细描述，其它特征和优点将显而易见，在附图中：

-图1示意性地表示了矩阵转换器型变速驱动器的实施例的原理；

-图2示意性地表示了本发明控制方法的操作原理；

-图3例示了用在本发明的虚拟转换器中的输入选择器的操作原理；

-图4例示了用在本发明的虚拟转换器中的输出选择器的操作原理；

-图5A和图5B示出了用于证明对零相地点的修改的输入相电位之间的差异；

-图6表示了使得有可能指示新零相的地点的输入电压矢量的各种定位扇区；

-图7表示了用于定义脉宽调制的两个倒置三角形载波x和y；

-图8例示了选择第一或第二载波的原则；

-图9表示了借助于为本发明选择的两个载波进行的示范性交叉调制。

具体实施方式

参考图1，矩阵转换器型变速驱动器包括以包含三个开关单元A、B、C的开关矩阵的形式排列的类型为串联的双IGBT(绝缘栅双极晶体管)+反平行二极管或RB-IGBT(包含两个IGBT开关的反向阻断IGBT)的九个电流和电压双向开关，每个开关单元A、B、C含有三个开关。该可变驱动器进一步包含与AC电压源连接的三个输入相u、v、w、和与受控的电负载(未示出)连接的三个输出相a、b、c。

九个双向开关的每一个分别受到控制，以便将输出相a、b、c与输入相u、v、w的任何一个连接。双向开关的控制根据包含开关矩阵的开关的占空比的3X3控制矩阵来进行。每个开关单元A、B、C根据与三个输入相u、v、w连接的三个开关的占空比控制输出相a、b或c上的电压。可以将每个开关单元A、B、C的单个开关设置成闭合状态。在图1中，指定点fau、fav、faw、fbu、fbv、fbw、fcu、fcv、fcw每一个代表一个双向开关。

按照惯例，每个开关单元的开关从1到3编号。因此，为了标识开关矩阵的有效状态，要指出每个单元中闭合开关的号码。例如，有效状态131表示单元A的顶部开关(fau-No.1)是闭合的，单元B的底部开关(fbw-No.3)是闭合的，以及单元C的顶部开关(fcu-No.1)是闭合的。

3X3控制矩阵采用如下形式：

$M=\left\{\begin{array}{ccc}{a}_u& b_u& c_u\\ a_v& b_v& c_v\\ a_w& b_w& c_w\end{array}\right\}$

其中：

-a_u、a_v、a_w是开关fau、fav、faw的各自占空比；

-b_u、b_v、b_w是开关fbu、fbv、fbw的各自占空比；

-c_u、c_v、c_w是开关fcu、fcv、fcw的各自占空比。

在IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS，vol.38，NO.3，1991年6月中的名为″A novel control method for forced commutatedcycloconverters using instantaneous values of input line-to-line voltages″(使用输入线到线电压瞬时值的强迫换流循环转换器的新控制方法)以及由AkioISHIGURO、Takeshi FURUHASHI和Shigeru OKUMA撰写的现有技术的文献讲明了三个开关单元A、B、C之一应该断开，以便使调制深度增加到0.86。为此，将断开开关单元的占空比之一固定在1上。这是，例如，开关单元A的第一开关fau的占空比a_u。然后，获得如下控制矩阵：

$M=\left\{\begin{array}{ccc}1& b_u& c_u\\ 0& b_v& c_v\\ 0& b_w& c_w\end{array}\right\}$

现在，已知基准输出电压取决于输入电压和占空比。在三相网络中，控制三个复合电压(也就是说，两相之间的电压)的两个足以决定系统。然后，获得如下关系：

$\left\{\begin{array}{c}{u^{*}}_{\mathrm{ab}}=b_{\mathrm{uv}}\·u_{\mathrm{uv}}+b_{\mathrm{vw}}\·u_{\mathrm{vw}}+b_{\mathrm{uw}}\·u_{\mathrm{uw}}+b_u\·u_{\mathrm{uu}}\\ {u^{*}}_{\mathrm{ac}}=c_{\mathrm{uv}}\·u_{\mathrm{uv}}+c_{\mathrm{vw}}\·u_{\mathrm{vw}}+c_{\mathrm{uw}}\·u_{\mathrm{uw}}+c_u\·u_{\mathrm{uu}}\end{array}\right.$

其中：

-u*_ab指定输出相a和b之间的基准输出电压；

-u*_ac指定输出相a和c之间的基准输出电压；

-b_uv表示取决于输入和输出电压的符号、开关组合fau+fbv或fbu+fav的占空比；

-b_vw表示取决于输入和输出电压的符号、开关组合fav+fbw或faw+fbv的占空比；

-b_uw表示取决于输入和输出电压的符号、开关组合fau+fbw或faw+fbu的占空比；

-b_u表示开关fbu的占空比；

-c_uv表示取决于输入和输出电压的符号、开关组合fau+fcv或fav+fcu的占空比；

-c_vw表示取决于输入和输出电压的符号、开关组合fav+fcw或faw+fcv的占空比；

-c_uw表示取决于输入和输出电压的符号、开关组合fau+fcw或faw+fcu的占空比；

-c_u表示开关fcu的占空比。

由于u_uv+u_vw+u_wu＝0，所以我们可以获得：

$\left\{\begin{array}{c}{u^{*}}_{\mathrm{ab}}=b_{\mathrm{uv}}\·u_{\mathrm{uv}}+b_{\mathrm{vw}}\·(u_{\mathrm{vu}}+u_{\mathrm{uw}}){+b}_{\mathrm{uw}}\·u_{\mathrm{uw}}+b_u\·u_{\mathrm{uu}}\\ {u^{*}}_{\mathrm{ac}}=c_{\mathrm{uv}}\·u_{\mathrm{uv}}+c_{\mathrm{vw}}\·(u_{\mathrm{vu}}+u_{\mathrm{uw}})+c_{\mathrm{uw}}\·u_{\mathrm{uw}}+c_u\·u_{\mathrm{uu}}\end{array}\right.$

然后给出：

$\left\{\begin{array}{c}{u^{*}}_{\mathrm{ab}}=(b_{\mathrm{uv}}-b_{\mathrm{vw}})\·u_{\mathrm{uv}}+(b_{\mathrm{uw}}+b_{\mathrm{vw}})\·u_{\mathrm{uw}}+b_u\·u_{\mathrm{uu}}\\ {u^{*}}_{\mathrm{ac}}=(c_{\mathrm{uv}}-c_{\mathrm{vw}})\·u_{\mathrm{uv}}+(c_{\mathrm{uw}}+c_{\mathrm{vw}})\·u_{\mathrm{uw}}+c_u\·u_{\mathrm{uu}}\end{array}\right.$

但是 $\left\{\begin{array}{c}{b}_v=(b_{\mathrm{uv}}-b_{\mathrm{vw}})\\ b_w=(b_{\mathrm{uw}}+b_{\mathrm{vw}})\\ c_v=(c_{\mathrm{uv}}-c_{\mathrm{vw}})\\ c_w=(c_{\mathrm{uw}}+c_{\mathrm{vw}})\end{array}\right.$

然后获得如下最终关系：

$\left\{\begin{array}{c}{u^{*}}_{\mathrm{ab}}=b_v\·u_{\mathrm{uv}}+b_w\·u_{\mathrm{uw}}+b_u\·u_{\mathrm{uu}}\\ {u^{*}}_{\mathrm{ac}}=c_v\·u_{\mathrm{uv}}+c_w\·u_{\mathrm{uw}}+c_u\·u_{\mathrm{uu}}\end{array}\right.$

并且，接着从中推导出如下占空比矩阵：

$M=\left\{\begin{array}{ccc}{a}_u=1& b_u=1-b_v-b_w& c_u=1-c_v-c_w\\ a_v=0& b_v=\frac{(u_{\mathrm{uv}}-u_{\mathrm{vw}})\·{u^{*}}_{\mathrm{ab}}}{{u^2}_{\mathrm{uv}}+{u^2}_{\mathrm{vw}}+{u^2}_{\mathrm{uw}}}& c_v=\frac{(u_{\mathrm{uv}}-u_{\mathrm{vw}})\·{u^{*}}_{\mathrm{ac}}}{{u^2}_{\mathrm{uv}}+{u^2}_{\mathrm{vw}}+{u^2}_{\mathrm{uw}}}\\ a_w=0& b_w=\frac{(u_{\mathrm{uw}}+u_{\mathrm{vw}})\·{u^2}_{\mathrm{ab}}}{{u^2}_{\mathrm{uv}}+{u^2}_{\mathrm{vw}}+{u^2}_{\mathrm{uw}}}& c_w=\frac{(u_{\mathrm{uw}}+u_{\mathrm{vw}})\·{u^{*}}_{\mathrm{ac}}}{{u^2}_{\mathrm{uv}}+{u^2}_{\mathrm{vw}}+{u^2}_{\mathrm{uw}}}\end{array}\right\}$

以及条件是：

$\left\{\begin{array}{c}{b}_u+b_v+b_w=1\\ c_u+c_v+c_w=1\end{array}\right.$ 和 $\left\{\begin{array}{c}0\≤b_u\≤1\\ 0\≤b_v\≤1\\ 0\≤b_w\≤1\\ 0\≤c_u\≤1\\ 0\≤c_v\≤1\\ 0\≤c_w\≤1\end{array}\right.$

当从上述矩阵M开始时，能够理解，如果：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{uv}}-u_{\mathrm{vw}}>0\\ u_{\mathrm{uw}}+u_{\mathrm{vw}}>0\end{array}\right.,$

则这些条件得到满足。

由于u_uv+u_vw+u_wu＝0，则可以获得如下两个条件：

$\left\{\begin{array}{c}2\·u_{\mathrm{uv}}-u_{\mathrm{uw}}>0\\ {2\·u}_{\mathrm{uw}}-u_{\mathrm{uv}}>0\end{array}\right.$

当u_uv和u_uw在绝对值上是两个较高复合电压时，这两个条件得到满足。但是，随着网络电压变化，情况并非总是这样。因此，不能永久地应用上文表达的占空比矩阵M来控制开关。

参考图2，本发明的控制方法在于永久地返回到矩阵M的特殊情况。为此，本发明的控制方法使用控制方法有可能永久返回的虚拟控制矩阵Mv，以便确定占空比实矩阵。虚拟矩阵Mv具有与矩阵M相同的维度，并且利用与为矩阵M确定的关系相同的关系。本发明的控制方法使用有可能永久返回到矩阵Mv的特殊情况的输入选择器(Sel IN)和输出选择器(Sel OUT)。输入选择器(Sel IN)和输出选择器(Sel OUT)在每次占空比计算之前对输入和输出电压进行置换，占空比的计算在每个开关周期上进行。一旦计算出占空比，就通过置换所计算占空比的虚拟矩阵Mv的行和列返回到初始基。因此应用的过程等同于操作虚拟转换器20(图2)和进行所计算占空比的矩阵的置换，以便为实转换器获得控制命令。参考图2，虚拟转换器20包含分布在三个开关单元A′、B′、C′之间的用f′a′u′、f′a′v′、f′a′w′、f′b′u′、f′b′v′、f′b′w′、f′c′u′、f′c′v′、f′c′w′指定的虚拟控制开关，每个虚拟控制开关对应于上文指定的实控制开关，并旨在将虚拟转换器的输入端u′、v′、w′与虚拟转换器的输出端a′、b′、c′相联系。

在输入选择器(Sel IN)的帮助下将输入相u、v、w的简单电压指定成虚拟转换器的输入端u′、v′、w′的虚拟简单电压(virtual simple voltage)，以及在输出选择器(Sel OUT)的帮助下将输出相a、b、c的简单电压指定成虚拟转换器的输出端a′、b′、c′的虚拟简单电压。这样，总是可以返回到上文定义的特定情况。

将输入相u、v、w的简单电压指定成虚拟转换器的输入端u′、v′、w′的简单电压首先在于根据如下关系计算输入电压矢量V_input：

$v_{\mathrm{input}}=\sqrt{\frac{2}{3}}(u_{\mathrm{uv}}+a\·u_{\mathrm{vw}}+a^2\·u_{\mathrm{wu}})$ 以及 $a=e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}$

参考图3，然后输入相u、v、w的简单电压的指定被执行作为所计算输入电压矢量v_input所在的扇区(在图3中，1、2、3、4、5、6)的函数。将输入电压矢量所在的扇区的两个较高复合电压所共有的简单电压v_un、v_vn、v_wn与输入端u′的虚拟简单电压相联系。将输入相的其它两个电压以任意方式指定成虚拟转换器的输入端v′、w′的后面两个简单电压。然后根据图3的图形获得如下扇区相关指定表：

扇区	u′	v′	w′
				1	u(+)	v	w
2	w(-)	v	u
				3	v(+)	w	u
4	u(-)	w	v
				5	w(+)	u	v
6	v(-)	u	w

符号(+)和(-)对应于电压矢量v_input相对于表示在图3的图形上的简单输入电压v_un、v_vn、v_wn的符号。

关于输出选择器(Sel OUT)，将输出相a、b、c的简单电压指定成虚拟转换器的输出端a′、b′、c′的简单电压首先要求根据如下关系计算基准输出电压矢量：

$v_{\mathrm{output}}=\sqrt{\frac{2}{3}}(u_{{\mathrm{an}}^{\′}}+a\·v_{{\mathrm{bn}}^{\′}}+a^2\·v_{{\mathrm{cn}}^{\′}})$ 以及 $a=e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}$

v_an′、v_bn′、v_cn′表示在图1中，并对应于基准输出电压。因此，它们是由控制引起的，且它们的值是输出电压的映像，因为它们代表如下取样瞬间所需的电压。取决于基准输出电压矢量v_output相对于定义在图4中的每个扇区的位置，然后可以获得下表，我们从中知道输出相a、b、c的哪个简单电压在绝对值上是最高Vsup、最低Vinf和中间电压Vmid：

扇区	Vsup	Vmid	Vinf
				1	a	b	c
2	b	a	c
				3	b	c	a
4	c	b	a
				5	c	a	b
6	a	c	b

对于输出选择器(Sel OUT)，应用于虚拟转换器的输出端a′的简单电压的输出相的简单电压必须：

-具有与和输入端u′的虚拟简单电压相联系的输入相的简单电压相同的符号；以及

-是所考虑的扇区中三个输出电压的最高或最低电压而不是这三个输出电压当中绝对值上的中间值。

因此，根据上表，应用于虚拟转换器20的输出端a′的简单电压的输出相a、b或c的简单电压：

-不能是输出电压矢量的扇区中的中间电位；

-是所考虑的扇区中的电位Vsup或Vinf具有与和输入端u′的虚拟简单电压相联系的输入相u、v或w的简单电压相同的符号的那个。

下表总结了指定输入相的电压和输出相的电压的各种规则：

扇区	u′	a′	b′	c′
					u′(+)	Sup(u，v，w)	Sup(a，b，c)	Mid(a，b，c)	Min(a，b，c)
u′(-)	Min(u，v，w)	Min(a，b，c)	Sup(a，b，c)	Mid(a，b，c)

因此，考虑到为上文计算的矩阵M定义的关系，应用在虚拟转换器中的虚拟矩阵Mv如下：

$\mathrm{Mv}=\left\{\begin{array}{ccc}{a^{\′}}_{u^{\′}}=1& {b^{\′}}_{u^{\′}}=1-{b^{\′}}_{v^{\′}}-{b^{\′}}_{w^{\′}}& {c^{\′}}_{u^{\′}}=1-{c^{\′}}_{v^{\′}}-{c^{\′}}_{w^{\′}}\\ {a^{\′}}_{v^{\′}}=0& {b^{\′}}_{v^{\′}}=\frac{(u_{u^{\′}{v}^{\′}}-u_{v^{\′}{w}^{\′}})\·u_{s1}}{{u^2}_{u^{\′}{v}^{\′}}+{u^2}_{v^{\′}{w}^{\′}}+{u^2}_{u^{\′}{w}^{\′}}}& {c^{\′}}_{v^{\′}}=\frac{(u_{u^{\′}{v}^{\′}}-u_{v^{\′}{w}^{\′}})\·u_{s2}}{{u^2}_{u^{\′}{v}^{\′}}+{u^2}_{v^{\′}{w}^{\′}}+{u^2}_{u^{\′}{w}^{\′}}}\\ {a^{\′}}_{w^{\′}}=0& {b^{\′}}_{w^{\′}}=\frac{(u_{u^{\′}{w}^{\′}}+u_{v^{\′}{w}^{\′}})\·u_{s1}}{{u^2}_{u^{\′}{v}^{\′}}+{u^2}_{v^{\′}{w}^{\′}}+{u^2}_{u^{\′}{w}^{\′}}}& {c^{\′}}_{w^{\′}}=\frac{(u_{u^{\′}{w}^{\′}}+u_{v^{\′}{w}^{\′}})\·u_{s2}}{{u^2}_{u^{\′}{v}^{\′}}+{u^2}_{v^{\′}{w}^{\′}}+{u^2}_{u^{\′}{w}^{\′}}}\end{array}\right\}$

如果输入端u′的虚拟简单电压是正的，则我们有：

u_s1＝V_sup-V_mid＝u_a′b′

u_s2＝V_sup-V_inf＝u_a′c′

如果输入端u′的虚拟简单电压是负的，则我们有：

u_s1＝V_sup-V_inf＝u_a′c′

u_s2＝V_mid-V_inf＝u_a′b′

在计算了上文定义的虚拟矩阵Mv中的占空比之后，本发明的控制方法在于，考虑到实转换器的输入相u、v、w和输出相a、b、c的电压被分别指定成虚拟转换器的输入端u′、v′、w′和输出端a′、b′、c′的电压，如果有必要，进行虚拟矩阵Mv的行和列的置换，以便获得实矩阵。下文是有可能例示从虚拟矩阵变换到实矩阵的各种步骤的例子。呈现在矩阵Mv中的占空比当然只是例子，决不能被限制性地解释。

-例如，根据上面定义的关系计算出占空比之后获得的虚拟矩阵如下：

$\mathrm{Mv}=\left\{\begin{array}{ccc}1& 0.135& 0.215\\ 0& 0.65& 0.59\\ 0& 0.215& 0.195\end{array}\right\}$

尤其值得注意的是，每列的占空比之和等于1。此外，第一开关单元是断开的，因为开关fa′u′的占空比等于1。

-此后，取决于输出相a、b、c的电压被指定成虚拟转换器20的输出端a′、b′、c′的电压，该方法在于进行上述矩阵Mv的列的置换。然后可以获得，例如，如下矩阵M1：

$M1=\left\{\begin{array}{ccc}0.135& 1& 0.215\\ 0.65& 0& 0.59\\ 0.215& 0& 0.195\end{array}\right\}$

在这个矩阵M1中，相对于初始虚拟矩阵已经对前两列进行了置换，因为：

-输出相a的简单电压与输出端b′的虚拟电压(virtual voltage)相联系；

-输出相b的简单电压与输出端a′的虚拟电压相联系；

-输出相c的简单电压与输出端c′的虚拟电压相联系。

-此后，取决于输入相u、v、w的电压被指定成虚拟转换器的输入端u′，v′，w′的电压，该方法在于置换上述矩阵M1的行，以获得如下矩阵M2：

$M2=\left\{\begin{array}{ccc}0.65& 0& 0.59\\ 0.135& 1& 0.215\\ 0.215& 0& 0.195\end{array}\right\}$

这个矩阵M2是通过置换矩阵M1的前两行获得的，因为：

-输入相u的简单电压与输入端v′的虚拟电压相联系；

-输入相v的简单电压与输入端u′的虚拟电压相联系；

-输入相w的简单电压与输入端w′的虚拟电压相联系。

两个置换步骤当然可以按相反次序进行。

如此获得的矩阵M2是应用于实转换器的开关矩阵的九个开关的占空比的实矩阵。进行的两次置换尤其移动了零相的位置，后者通过矩阵M2不包含任何零值的行标识。因此，零相在输入相v上，因为矩阵M2的第二行非零。

通过引入零相在开关周期上断开转换器的开关单元使得有可能将开关的次数减小三分之一，因此降低开关损耗和共模电压。但是，在开关周期期间断开一个单元使得就降低开关损耗和共模电压而言不可能达到最佳，因为断开一个单元不允许将输入电压在绝对值上的最低总和系统地施加在进行开关的其它两个单元上。因此，当三个单元在开关周期上的总开关电压在绝对值上尽可能低时，达到最佳性能。

为此，本发明的控制方法还在于修改获得的占空比矩阵中零相的位置。本发明的控制方法的这种特征决不能理解成只应用于使用虚拟矩阵Mv借助于前面所述的过程获得的占空比矩阵。应该明白，本发明方法的这种在于移动零相的新特征可以与获得这种矩阵的过程无关地应用于包含零相的占空比矩阵。

在矩阵转换器中，可能有三种类型的零相：

-将三个顶部开关fau、fbu、fcu设置成闭合状态(111)；

-将三个中部开关fav、fbv、fcv设置成闭合状态(222)；以及

-将三个底部开关faw、fbw、fcw设置成闭合状态(333)。

就必要性而言，使得有可能降低开关损耗和共模电流的本发明控制方法在于：

-从占空比矩阵中消除零相；以及

-从上文定义的三种可能零相当中选择新零相，并将它放置在占空比矩阵中，以便解决上述问题。

首先，仍然有必要证明零相的位置变化实际上使得有可能在绝对值上降低总开关电压。为此，对于上文定义的每个零相，可以从没有零相的四种有效状态的典型序列开始，将其并入通过所考虑零相的跃迁中，并观察哪个序列有可能开关最低电压。从一种有效状态到另一种有效状态的跃迁不应当引起两个开关同时开关，也就是说，不应当引起两个数位同时被修改。

例如，根据包含如下四种有效状态的序列：

322

323

313

311

以获得下表的方式将三种可能零相放置在这四种有效状态中：

序列A	序列B	序列C
			322	222	322
323	322	323
			333	323	313
313	313	311
			311	311	111

根据指示输入相u、v、w的简单电压v_un、v_vn、v_wn之间的间隙(ΔVmax，ΔVmin，ΔVmid)的图5A，可以注意到，对于序列A：

-从有效状态322到323的跃迁等同于从输入相v的电压到输入相w的电压的跃迁，因此开关了ΔVmin；

-从有效状态323到333的跃迁等同于从输入相v的电压到输入相w的电压的跃迁，因此开关了ΔVmin；

-从有效状态333到313的跃迁等同于从输入相w的电压到输入相u的电压的跃迁，因此开关了ΔVmax；

-从有效状态313到311的跃迁等同于从输入相w的电压到输入相u的电压的跃迁，因此开关了ΔVmax。

因此，对于序列A，总开关电压等于Utot＝2ΔVmax+2ΔVmin。

对于定义在上表中的序列B和C，进行相同推理，我们获得：

-序列B Utot＝2ΔVmax+ΔVmin。

-序列C Utot＝3ΔVmax。

同样，根据图5B，通过修改开关电压的符号，我们获得：

-序列A Utot＝2ΔVmax+2ΔVmid。

-序列B Utot＝2ΔVmax+ΔVmid。

-序列C Utot＝3ΔVmax。

因此，如果最初零相处在三个底部开关上，将这个零相重新定位在中部开关上有可能降低总开关电压，并因此降低开关损耗和共模电压。

为了正确地将零相放置在控制矩阵上，有必要确定输入电压矢量v_input，并且如图6所示，相对于输入相u、v、w的各种简单电压v_un、v_vn、v_wn地放置它。回想一下，我们有：

$v_{\mathrm{input}}=\sqrt{\frac{2}{3}}(u_{\mathrm{uv}}+a\·u_{\mathrm{vw}}+a^2\·u_{\mathrm{wu}})$ 以及 $a=e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}$

在图6中，输入电压矢量v_input所在的扇区(111，222，333)对应于零相的最佳地点(在图6中，例如，333)。并且，从有可能获取上文定义的矩阵M2的前例开始，如果有必要，该方法因此在于消除零相，并且重新定位零相，以便使开关损耗和共模电压最小。

获得的矩阵M2如下：

$M2=\left\{\begin{array}{ccc}0.65& 0& 0.59\\ 0.135& 1& 0.215\\ 0.215& 0& 0.195\end{array}\right\}$

零相用矩阵M2的第二行表示。如果认为，例如，通过上文公式确定的输入电压矢量处在零相应当在矩阵M2的第三行上的扇区中(图6)，则因此有必要修改零相的地点。为此，本发明的控制方法在于选择包含零相的行的最低占空比(在矩阵M2的第二行中，0.135)，并且从这同一行的所有占空比中减去它。然后我们获得：

$M3=\left\{\begin{array}{ccc}0.65& 0& 0.59\\ 0.135-0.135& 1-0.135& 0.215-0.135\\ 0.215& 0& 0.195\end{array}\right\}$

$M3=\left\{\begin{array}{ccc}0.65& 0& 0.59\\ 0& 0.865& 0.08\\ 0.215& 0& 0.195\end{array}\right\}$

在如此获得的矩阵M3中，由于所有行都包含至少一个等于零的占空比，所以消除了零相。

为了将零相放置在变成新零相的行，也就是说，第三行上，控制方法在于加入以前从这一行的占空比中推断的占空比。然后我们获得：

$M4=\left\{\begin{array}{ccc}0.65& 0& 0.59\\ 0& 0.865& 0.08\\ 0.215+0.135& 0+0.135& 0.195+0.135\end{array}\right\}$

$M4=\left\{\begin{array}{ccc}0.65& 0& 0.59\\ 0& 0.865& 0.08\\ 0.35& 0.135& 0.33\end{array}\right\}$

然后，零相的确在第三行上，因为后者不包含任何等于零的占空比。应该注意到，在这种情况下，就降低开关损耗和降低共模电压而言给出最佳结果的矩阵M4不包含任何等于1的占空比。因此新零相的引入允许开关三个输入电压，这意味着三个单元没有一个在开关周期上保持在断开状态下。新零相的引入也使得有可能以在开关周期上可以禁用一个单元的初始零相的方式在开关周期上将有效状态的数量限制成八个。

一旦获得占空比的确定矩阵，控制方法在于为开关矩阵的九个双向开关定义控制命令，以便进行PWM型的调制。为此，变速驱动器使用旨在在通过控制矩阵的占空比表示的调制元与一个或多个确定载波之间进行比较的交叉调制。按照本发明，变速驱动器使用例如频率等于开关频率的两个倒置不同三角形载波x和y(图7)。

这两个载波x、y用于定义矩阵转换器的三个单元A、B、C的占空比。对于每个开关单元A、B、C，两个载波x、y为单元的三个开关的两个定义控制命令。假设一个开关单元的占空比之和总是等于1，则通过其它两个的补数自动定义三个开关的控制命令。

按照本发明，因此有必要选择应用于PWM型调制器的两个载波x、y的控制矩阵的占空比。这种选择以如下方式进行：

-一行占空比矩阵的调制元总是应用于同一载波；

-排除占空比矩阵包含最高占空比的行；

-将两个未排除行的每一行与载波x、y之一相比较。

应用于占空比的未排除行的一个或另一个的载波的选择使得可能在开关半周期上修改有效和零相的序列。

取决于载波的选择，控制矩阵的零相可以处在开关半周期的开头或末尾。

此外，为了保护定位新零相的优点，零相的占空比的放置不应当造成任何双重或三重开关，也就是说，任何两条或三条支路的同时开关。为了消除任何双重或三重开关的可能性，有必要让调制器遵守如下规则，按照该规则，如果占空比的两个未排除行之一携带零相，那么必须将这一行当作主行。根据输入电压矢量v_input的扇区的每一次变化，交替地将主行与第一载波x相比较，然后与第二载波y相比较。用于比较的初始载波x或y的选择例如像图8那样是任意的和固定的。将另一个未排除行与主行未使用的载波相比较。

另一方面，如果两个非排除行没有一个携带零相，那么，主行是包含最低非零占空比的行，且从行是另一个未排除行。正如刚才所述的那样，依次将主行与载波x、y的每一个相比较，初始载波的选择也是任意的。

再次从前面获得的矩阵M4的例子开始：

$M4=\left\{\begin{array}{ccc}0.65& 0& 0.59\\ 0& 0.865& 0.08\\ 0.35& 0.135& 0.33\end{array}\right\}$

应该注意到，中间行是排除行，因为它包含最高占空比。在未排除行当中，第三行是包含零相的行。因此，第三行是主行，而第一行是从行。在第一开关周期P期间，因此将主行与两个载波之一，例如，任意地，第一载波x相比较，而将从行与另一个载波，也就是说，第二载波y相比较。

表示在图9中的是调制元m1、m2、m3、m10、m20、m30，例如，将它们应用于两个载波x、y，以便从中推导出在开关周期上开关的时间控制次序。应用于第一载波x的调制元m1、m2、m3代表要应用于所述载波x的占空比矩阵行的占空比，和应用于第二载波y的调制元m10、m20、m30代表要应用于所述载波y的占空比矩阵行的占空比。表示在图9中的这些调制元仅仅是例子，并不代表上文定义的M4。

Claims (12)

1.一种在矩阵转换器型变速驱动器中实现的控制方法，包含：

-与AC电压源连接的三个输入相(u，v，w)和与电负载连接的三个输出相(a，b，c)；

-九个电流和电压双向电子开关(fau，fav，faw，fbu，fbv，fbw，fcu，fcv，fcw)，分布在三个开关单元(A，B，C)当中和旨在分别受到控制，以便将输出相与任何一个输入相连接，对服从占空比矩阵的转换器的开关的切换使得有可能获得去往负载的输出电压；

-所述占空比矩阵包含零相；

-其特征在于，所述方法包含：

-从所述占空比矩阵中消除零相的步骤；

-将新零相放置在所述占空比矩阵中，以便最大程度地降低开关损耗和共模电压的步骤。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，放置新零相的步骤在于确定输入电压矢量(V_input)，以及在于针对各种简单输入电压(V_un，V_vn，V_wn)确定新零相的地点作为这个矢量的位置的函数。

3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，双向电子开关的控制命令通过交叉型调制来确定。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述交叉型调制是通过在两个不同载波(x，y)上以调制元(m1-m3，m10-m30)的形式应用占空比矩阵的占空比实现的。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，两个载波(x，y)具有三角形形状，以及具有等于开关频率的频率，一个载波是另一个载波的逆。

6.如权利要求4或5所述的方法，其特征在于，一行占空比矩阵的调制元总是应用于同一载波(x，y)。

7.如权利要求4到6的任何一项所述的方法，其特征在于，占空比矩阵包含最高占空比的行不应用于两个载波(x，y)的任何一个，并且将两个未排除行的每一行与一个载波(x，y)相比较。

8.一种矩阵转换器型变速驱动器，包含：

-与AC电压源连接的三个输入相(u，v，w)和与电负载连接的三个输出相(a，b，c)；

-九个电流和电压双向电子开关(fau，fav，faw，fbu，fbv，fbw，fcu，fcv，fcw)，分布在三个开关单元(A，B，C)当中和旨在分别受到控制，以便将输出相与任何一个输入相连接，对服从占空比矩阵的转换器的开关的切换使得有可能获得去往负载的输出电压；

-所述占空比矩阵包含零相；

-其特征在于，所述可变驱动器包含：

-从所述占空比矩阵中消除零相的部件；

-将新零相放置在所述占空比矩阵中以便最大程度地降低开关损耗和共模电压的部件。

9.如权利要求8所述的变速驱动器，其特征在于，包含确定输入电压矢量(V_input)以及针对各种简单输入电压(V_un，V_vn，V_wn)确定新零相的地点作为这个矢量的位置的函数的部件。

10.如权利要求8或9所述的变速驱动器，其特征在于，双向电子开关的控制命令通过交叉型调制来确定。

11.如权利要求10所述的变速驱动器，其特征在于，所述交叉型调制是通过在两个不同载波(x，y)上以调制元(m1-m3，m10-m30)的形式应用占空比矩阵的占空比实现的。

12.如权利要求11所述的变速驱动器，其特征在于，两个载波(x，y)具有三角形形状，以及具有等于开关频率的频率，一个载波是另一个载波的逆。

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