CN1476665A - 用于控制矩阵转换器的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于控制矩阵转换器(2)的方法，该矩阵转换器(2)具有9个排列为3×3开关矩阵(6)的双向功率开关(4)。根据本发明，根据所获得的耦合输入电压和预定边界值选择换向序列，并将该换向序列与一提供的换向序列进行比较，其中，在不一致时将提供的换向序列的开关状态通过排序转换到所选择的换向序列。由此，可以驱动矩阵转换器(2)而无需精确测量输入电压，并且可靠地避免了换向短路的风险。

Description

用于控制矩阵转换器的方法
本发明涉及一种用于控制矩阵转换器的方法，该矩阵转换器具有9个设置为3×3开关矩阵的双向功率开关。
矩阵转换器指自引导的直接转换器。它可以将不变的三相电网转换为具有可变电压和频率的系统。通过设置为3×3开关矩阵的双向功率开关，矩阵转换器三个输出相位中的每一个都与一输入相位电相连。矩阵转换器的一个相位由三个双向功率开关的排列组成，其一方面分别与各输入相位相连，另一方面与一输出相位相连。一种这样的排列也表示为3×1开关矩阵。矩阵转换器不需要中间回路。自引导的直接转换器所具有的优点是，其通过该拓扑结构具有反馈能力，并通过相应施加的控制获得正弦形的电网电流。
矩阵转换器的双向功率开关各具有两个反向串联连接的半导体开关。作为半导体开关，优选采用绝缘栅双极型晶体管(IGBT)，其各具有一个反向并联的二极管。这样设计的双向功率开关优选用于小功率和中功率转换器。通过控制双向功率开关的半导体开关，可以分别接通该半导体开关装置中确定方向上的电流通路。如果控制双向功率开关的两个半导体开关，则该双向功率开关是双向导通的，并可以在两个方向上流通电流。由此在矩阵转换器的输入相位和输出相位之间产生可靠的电连接。如果只控制双向功率开关的一个半导体开关，则该双向功率开关是单向导通的，且在矩阵转换器的输入相位和输出相位之间产生的电连接只用于优选的电流方向。
通过获得的开关位置组合在调制周期内的时间序列，可以产生在时间平均值上边界任意的输出电压。控制矩阵转换器的目的在于，根据输入电压空间向量的知识和输出电压空间向量的额定值计算出合适的开关组合。
迄今为止公知的控制方法或者是面向相位的方法，或者是面向空间向量的方法。
面向相位的控制方法已在Alberto Alesina和Marco G.B.Venturini的文章“Analysis and Design of Optimum-Amplitude Nine-Switch Direct AC-ACConverters(最佳振幅9开关直接AC-AC转换器的分析和设计)”，IEEETranctions on Power Electronics，第4卷，Nr.1，1989年1月，101至112页中有详细描述，而在LászlóHuber和 的文章“Space VectorModulated Three-Phase to Three-Phase Matrix Converter with Input PowerFactor Correction(具有输入功率因子校正的空间向量调制的三相到三相矩阵转换器)”，IEEE Tranctions on Industry Applications，第31卷，Nr.6，1995年11/12月，1234至1245页中，详细描述了面向空间向量的控制方法。
在换向期间，为了在任何时刻都不出现负载电流i1电流回路的断开或矩阵转换器的两个输入相位A、B的短路，必须注意完全确定的开关顺序。在J.Mahlein和M.Braun的文章“A Matrix Converter without Diode clampedOver-Voltage Protection(没有二极管钳位的过电压保护矩阵转换器)”，IPEMC会议录，2000，北京，中国，尤其是在第三章中，描述了可能的用于矩阵转换器输出相位的换向序列。借助在这里的图1和图2中示出的两幅图，说明了在半导体开关S1和S2导通、半导体开关S3和S4阻断的状态以及半导体开关S1和S2阻断、半导体开关S3和S4导通的状态下的换向。
根据图1，矩阵转换器2的输出相位具有三个设置为3×1开关矩阵的双向功率开关4。如图1所示，每个双向功率开关4都具有两个反向串联连接的半导体开关S1、S2或S3、S4或S5、S6，它们分别与一个二极管反向并联连接。所示半导体开关S1、S2、S3、S4、S5和S6都是绝缘栅双极型晶体管(IGBT)。反向并联连接的二极管是每个所属的IGBT模块的组成部分。可以单独地、互不依赖地控制矩阵转换器2该相的双向功率开关4的每个半导体开关S1、S2、S3、S4、S5和S6。如果双向功率开关4的两个半导体开关S1、S2或S3、S4或S5、S6导通，则有一个双向导通的开关。如果只控制双向功率开关的两个半导体开关S1、S2或S3、S4或S5、S6中的一个，则有一个单向导通的开关。
对于半导体开关S1和S2导通、半导体开关S3和S4阻断的状态以及半导体开关S1和S2阻断、半导体开关S3和S4导通的状态的换向，图2中示出了所有可能的换向序列。这些可能的换向序列与电流符号和/或电压符号有关。可以将这些可能的换向序列划分为三组。只要知道了电压符号和电流符号就可以实施没有标出的开关序列。由于需要这两个信息，这些开关序列没有什么技术意义。在此用虚线标出的第二组只需要电流符号信息，而与电压符号无关。对该开关序列的使用称为电流控制的换向。在此用点划线标出的第三组与电压符号有关，而与电流符号无关。对该开关序列的使用称为电压控制的换向。
下面所有的考虑都限制在电压控制的换向上。
如果由于对电压符号的错误测量而在电压控制的换向中选择了错误的开关序列，则会出现耦合输入电压短路。只要在短路通路上输入电压的振幅小于半导体阀的正向电压，其在用IGBT实现时约为10伏，则短路就不会引起技术问题。因此，电压控制的换向需要精确的测量技术，以便获得电压符号。控制矩阵转换器所需的以及由此反正已现有的对输入电压的模拟测量还不足够，因此需要额外的电装置。此外，所需的高精确性易受干扰，并与所致力于达到的换向问题的鲁棒解决方案相矛盾。
在M.Ziegler和W.Hofmann的文章“A New Two Steps CommutationPolicy For Low Cost Matrix Converter(用于价廉矩阵转换器的新的两步换向策略)”(“PCIM200，欧洲”会议录，纽伦堡，2000年9月)中，提出了一种控制方法，其中，对获得电压符号没有提出很高的要求。借助在图3示出的脉冲宽度调制中输出相位的时间图可以说明这种在PCIM上介绍的控制方法是如何起作用的。
首先借助详细示出矩阵转换器2的等效电路图的图4详细说明矩阵转换器2的结构。
该三相矩阵转换器2具有9个设置为3×3开关矩阵6的双向功率开关4。通过该设置为3×3开关矩阵6的9个双向功率开关4的装置，可将每个输出相位X、Y、Z与任意的输入相位U、V、W接通。在矩阵转换器2的输出相位X、Y、Z上连接了一个电感负荷的负载8。输入相位U、V、W与一个LC滤波器10相连接，该滤波器在输入端与供电电网12相连。该LC滤波器10具有电感14和电容16。在此，电容16以星形接线，也可以采用三角形接线。电感14设置在电容16的输入导线上，从而平滑其负载电流。矩阵转换器2的一个相位具有三个双向功率开关4，这些开关可以将输入相位U、V、W与一个输出相位X或Y或Z相连。这些矩阵转换器相位各具有一3×1开关矩阵。
此外，该三相矩阵转换器2的等效电路图还示出了控制和调节装置18、调制装置20和9个控制装置22。控制和调节装置18具有负载调整装置24和控制装置26。在负载调整装置24的输入端输入所获得的负载电流空间向量 i 0，并产生输出电压空间向量 u 0。负载调整装置24例如可以是面向场的调整装置。借助空间向量调制方法，连接在后面的控制装置26根据产生的输出电压空间向量 u 0和所获得的输入电压空间向量 u I计算输出控制度m。优选通过数字信号处理器实现控制和调节装置18。
连接在后面的调制装置20在输入端具有调制器28，在输出端为每个矩阵转换器相位设置了一个换向控制装置30、32和34。调制器28根据待处理的控制度m产生脉冲宽度调制的信号，分别在换向控制装置30、32和34中检查这些信号的闭锁时间、最小接通时间和空程，并对其进行相应的处理。为此，换向控制装置30、32和34分别需要矩阵转换器2的耦合输入电压的符号，该耦合输入电压描述为输入电压空间向量 u I。然后，在换向控制装置30或32或34的输出端产生控制信号(输入/输出信号)，该信号借助控制装置22被转换为依赖于双向功率开关4的实施方式的门信号。调制装置20优选通过可编程的逻辑装置，尤其是现场可编程门阵列实现。
根据图3，由矩阵转换器2的控制装置26提供半个调制周期T的换向序列A、B、C，其中，在此示出了镜像对称的调制(三角分谐波法)。从该图中同样可以看出，矩阵转换器2两个输入电压的势级A和B相靠近。也就是说，具有这种势级A和B的两个输入电压之间的耦合电压的符号是不确定的。这在调制器28中可以识别出。如前所述，由于电压符号的测量错误会导致耦合电压短路，根据这种在PCIM上介绍的方法，不能直接在势级A和B之间进行换向，而是进行旁路换向。也就是说，首先由势级A换向到势级C，紧接着由该势级C换向到势级B。这在图3中通过将附加势级C补充到预先给定的半个调制周期T/2的换向序列A、B、C中而进行了说明。该附加的势级C设置在第二列中，由此应当说明的是，仅在耦合输入电压符号不确定时才插入在此涉及的旁路换向。通过旁路换向，可以可靠地确定势级A和C之间的符号以及C和B之间的符号，由此不会对测量技术提出很高的要求。
在此，要注意的是，根据已有的开关状况，必须在换向前为实际的输入电位UX、UV和UW分配表示为A、B和C的电位，由此使这种描述包含了普遍有效的特性。
该控制方法存在的缺陷是，在每个调制周期T还发生另两次换向，其中，要以很高的差动电压实施这些额外的换向。由于换向电压的大小表示开关损耗的度量，因此，在这种介绍的控制方法中，开关损耗显著增加，由此导致芯片表面布局(Chipflchenauslegung)和去热的缺点。在一个调制周期T内换向次数的增加也会增加开关损耗。还有一个缺陷是，在矩阵转换器2的调制器28或在换向控制装置30至34中才确定该问题，即在两个相靠近的势级之间换向时。
本发明要解决的技术问题是，提供一种用于矩阵转换器的控制方法，其中，在两个相靠近的输入电压之间不再出现换向。
本发明的技术问题是利用权利要求1的特征解决的。
当计算的开关状态序列与根据所获得的输入电压势级从三个可能的换向序列中选出的换向序列不一致时，通过将计算的开关状态进行分类，将计算的开关状态序列转化为所选出的换向序列，通过这种方式，在两个紧紧相邻的输入电压之间不再出现换向序列。
通过本发明的用于矩阵转换器的控制方法，可以获得抗干扰性很强的电压引导的换向，其中，控制矩阵转换器所需的对输入电压的模拟测量就足够了。此外，换向问题已在接在调制装置之前的控制和调节装置中得到了解决。因此，根据本发明的控制方法，可以只基于模拟的输入电压信息驱动矩阵转换器，而无需对输入电压符号或输出电流符号的明确测量。
此外，在本发明的控制方法中，每个调制周期仅出现4次换向，由此大大减少了开关损耗，并因此减小了芯片面积和去热费用。
此外，本发明的控制方法没有限制在两级换向上，而是与换向方法无关，并因此可以普遍适用，尤其也适用于4级换向。
在本发明方法的优选实施方式中，这样选择识别相邻电压的预定边界值，即，所选择的换向序列总是适用于整个输入电压区域。其优点是，大大简化了对换向很重要的区域的确定。此外，除了控制度，换向控制不需要其它信息，例如有关耦合输入电压符号的信息。
本发明控制方法的其它优选实施方式由从属权利要求3和4给出。
在一种优选实施方式中，这样选择所述预定的边界值，即，使所选择的换向序列仅适用于耦合输入电压为0值附近的区域。
在另一种优选实施方式中，在每个输入电压区域的其它区域中选择一个任意的换向序列。
为进一步说明本发明，借助附图对本发明方法进行描述。其中：
图1示出了矩阵转换器的输出相位；其中
图2在电流电压曲线图中示出了按照图1所示的输出相位的双向功率开关的半导体开关的所有可能的换向序列；
图3在关于时间t的曲线图中示出了一个调制周期的公知换向序列。
图4示出了矩阵转换器的等效电路图；
图5示出了按照图4的关于时间t的曲线图中矩阵转换器的输入电压周期；
图6在关于时间t的曲线图中示出了根据本发明的选择的一个调制周期的换向序列；
图7示出了计算的具有所属时间间隔的开关状态表；
图8示出了根据图7的计算出的具有所属时间间隔的开关状态表，其中，根据选择的换向序列对开关状态进行了分类。
图5中，在关于时间t的曲线图中，示出了在矩阵转换器2的输入端UVW出现的电网电压UU、UV和UW。对电网电压UU、UV和UW仅示出了一个电网周期的时间变化曲线。根据空间向量调制将该电网周期划分为6个区域I至VI。I至VI的每个区域包括60°电气(el.)，其中，区域边界每次都与一个电网电压UU或UV或UW的过零点一致。在区域I、…、VI中还给出了区域I’、…、VI’，它们分别设置在耦合电网电压的过零点附近。这些区域的宽度由预定的边界值确定。例如可以这样选择该边界值，使区域I’、…、VI’与区域I、…、VI重叠。利用该边界值可以确定用于耦合电网电压符号的区域，其中该符号不确定。这些区域越大，对确定矩阵转换器2输入电压符号的要求就越低。如果区域I’、…、VI’和区域I、…、VI所覆盖的面积一致，则可以完全不需要边界值/边界值检验。在区域I、…、VI内给出了分别表示一个换向序列的三重数组。在此，换向序列的数字从上到下表示待选择的输入电压的索引(1＝UU，2＝UV，3＝UW)。
图6中给出了半个调制周期T的选择的换向序列，其中，在矩阵转换器2两个输入电压的紧紧相邻的势级之间不发生换向。在图6给出的电位变化曲线中，两个输入电压的紧紧相邻的势级出现在根据图5曲线图的区域I中。在此，输入电压UW具有电位A，输入电压UU具有电位B，而输入电压UV具有电位C。借助耦合输入电压UU、UV和UW的值可以计算出紧紧相邻的输入电压。
可能的换向序列是ABC、BCA和CAB。根据这三个可能的换向序列，选择禁止在紧紧相邻的输入电压之间进行换向的换向序列。在区域I，这些电压是具有电位A的输入电压UW和具有电位B的输入电压UU。因此，必须选择其中不允许电位A和B直接相邻的换向序列。满足这个条件的换向序列是换向序列BCA。在图6中，对时间t示出了所选择的换向序列BCA的镜像对称换向序列。如图所示，相对于PCIM上介绍的方法中的6次换向(图3)，在所选择的换向序列BCA中仅出现4次换向。
图7示出了一个两栏的表格，一栏为“时间间隔”，另一栏为“开关状态”。在后一栏中，填入一个调制周期T或半个调制周期T/2的4个活跃的开关状态121、122、133和131以及一个开关状态111。活跃的开关状态121、122、133和131产生不为0的输出电压空间向量 u 0。开关状态111产生振幅为0的输出电压空间向量 u 0。
根据该表，通过一个例如122的三重数组描述矩阵转换器2的开关状态。为此，给出了第一数字，通过它输入相位应当或就是与矩阵转换器2的第一输出相位X相连。给出第二数字，通过它输入相位应当或就是与矩阵转换器2的第二输出相位Y相连。第三数字给出了与矩阵转换器2的输出相位Z的连接。也就是说，根据开关状态122，矩阵转换器2的第一输出相位X应当与电网电压UU相连，第二输出相位Y与电网电压UV相连，第三输出相位Z与电网电压UW相连。该开关状态应当存在多久，由该开关状态所属的时间间隔Tβμ＝a决定。如果执行开关状态122，则闭合矩阵转换器2的双向功率开关4。
图7所示的表格示出了Huber和 文章中的计算示例，尤其是表III和图9，它在假设输入功率因子cos为1(cos yon Eins)的条件下在输入电压区域I中实现。
图8中示出了一个表格，其包括根据图7的计算出的具有所属时间间隔a、b、d、e和c的开关状态121、122、133、131和111。相对于图7所示的表格，图8表格中的开关状态进行重新排序。正如已经提到的，根据Huber和 图7表格中的开关状态在假设功率因子cos为1下属于区域VI。根据图5，在该区域VI中给出了抉向序列213。在考虑镜像对称的条件下，该换向序列以势级A、B、C的顺序是CAB。将所选择的换向序列CAB＝213与图7表格中计算的开关状态的换向序列进行比较，其结果说明不存在一致性。在一个调制周期T内可以任意交换所期望的电位顺序，而不会改变一个调制周期T内的平均输出电压的结果，这个事实说明，可以对图7表格中计算的开关状态重新进行排序。也就是说，这样排列所计算的开关状态，即，可以产生所选择的换向序列CAB＝213。图8的表格示出了半个调制周期T的开关状态。如果所选择的换向序列CAB＝213适用于整个区域VI，则应当这样选择预定的用于区域VI’的边界值，即，使得该区域与区域VI所覆盖的面积一致。
根据本发明的用于矩阵转换器2的控制方法，至少在耦合输入电压过零点附近的区域内，由控制装置26只选择排除了在两个紧紧相邻的输入电压之间进行换向的换向序列，由此避免了换向短路的风险。如果通过该控制装置提供三个可能换向序列中的另一个，则通过对计算的开关状态进行重新排序将其变换为所选择的换向序列。
相对于在PCIM上介绍的方法，本发明的用于矩阵转换器2的控制方法具有以下优点：
1.根据本发明的方法不再需要明确的符号测量。输入电压UU、UV和UW的模拟采集完全足够，而这反正是计算调制器28的脉冲宽度所需的。所有换向控制装置所需的信息都包含在换向序列中，从而无需再向该换向控制装置传送额外的电压符号信号。因此，根据本发明的方法首次只基于模拟的输入电压信息就可以驱动矩阵转换器，而无需测量输入电压或输出电流的符号。由此简化了电器装置，并以低廉的成本的实现了矩阵转换器。
2.在根据本发明的方法中，每个调制周期仅出现4次换向，从而大大降低了开关损耗，并由此降低了芯片面积和去热费用。根据本发明的方法与换向方法无关，并由此是普遍适用的，尤其也适用于4级换向。
3.根据本发明的方法实现了抗干扰力强的换向控制，也就是不依赖于精确测量的换向控制。
4.在根据本发明的方法中，由于不进行旁路换向，因此避免了在一个调制周期的平均输出电压中出现错误。

Claims (4)

1.一种用于控制矩阵转换器(2)的方法，该矩阵转换器(2)具有9个设置为3×3开关矩阵(6)的双向功率开关(4)，其中，根据所获得的输入电压和预定边界值选择换向序列，该换向序列保证在两个紧紧相邻的输入电压之间不会进行换向，其中，将该换向序列与计算的换向序列进行比较，以及其中，在不一致时通过排序将该计算的换向序列的开关状态转换为所选择的换向序列。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，这样选择所述预定的边界值，即，使所选择的换向序列分别适用于整个输入电压区域(I，…，VI)。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，这样选择所述预定的边界值，即，使所选择的换向序列仅适用于耦合输入电压为0值附近的区域。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，每个输入电压区域(I，…，VI)的其它区域中，可以选择一个任意的换向序列。
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