CN104113229B - 电力变换装置以及电力变换装置的驱动方法 - Google Patents

电力变换装置以及电力变换装置的驱动方法 Download PDF

Info

Publication number
CN104113229B
CN104113229B CN201410355453.6A CN201410355453A CN104113229B CN 104113229 B CN104113229 B CN 104113229B CN 201410355453 A CN201410355453 A CN 201410355453A CN 104113229 B CN104113229 B CN 104113229B
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
semiconductor device
device group
power
switch element
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201410355453.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN104113229A (zh
Inventor
地道拓志
东圣
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Publication of CN104113229A publication Critical patent/CN104113229A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN104113229B publication Critical patent/CN104113229B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/538—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
    • H02M7/53803—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)

Abstract

本发明在向多个半导体元件进行分流而流过电流的电力变换装置中，补偿半导体元件中的电压下降而得到高精度的输出电压。在串联连接了2个半导体器件群的支路(21)的半导体器件群内的元件之间，在该半导体器件群中流过的电流中产生分流的电力变换装置中，具备：电流传感器(26)，检测半导体器件群中流过的电流；电压指令制作部(31)，计算所输出的电压指令值；电压下降计算部(32)，使用由电流传感器(26)检测出的电流值、和包括半导体器件群的分流特性的电压下降特性，计算半导体器件群的电压下降；以及开关控制部(33)，使用所计算出的电压下降，校正由电压指令制作部制作出的电压指令值，控制开关元件的接通/断开。

Description

电力变换装置以及电力变换装置的驱动方法
本申请为同一申请人于2010年5月26日提交的申请号为201080053111.9(PCT/JP2010/058900)、发明名称为“电力变换装置以及电力变换装置的驱动方法”的中国专利申请的分案申请。
技术领域
本发明涉及将直流电力变换为交流电力的电力变换装置，特别涉及可变速马达驱动装置、与系统连接的电力变换装置。
背景技术
在电力变换装置中，串联地连接2个将开关元件和环流二极管并联连接而得到的半导体器件群，并对其两端施加直流电压，并在半导体器件群彼此的连接点设置了输出端子的结构较多。在这样的电力变换装置中，如果上分路的开关元件接通，则将正的直流电压输出到输出端子，如果下分路的开关元件接通，则将负的直流电压输出到输出端子，所以以使该开关周期的输出电压平均值等于电压指令的方式，控制开关元件的接通/断开。理想地，1个开关周期的平均电压等于电压指令。如果在开关元件中使用IGBT，则根据电流的方向，在开关元件或者环流二极管的某一个中流过电流。在这样的电力变换装置中，由于在开关元件中发生电压下降(接通电压)，所以输出电压未成为依照指令值的电压。如下的技术记载于专利文献1，为了补偿该电压下降，在上下各分路中分别设置电流传感器，判别在各分路中流过的电流是开关元件中流过的电流还是环流二极管中流过的电流，并补偿各自的电压下降，从而得到依照指令值的输出电压。
另一方面，有如下的电力变换装置，进行同步整流，其中通过在开关元件中使用MOSFET并使用开关元件和环流二极管的分流来降低损失(例如，专利文献2)。
【专利文献1】国际公开WO02/084855号公报
【专利文献2】日本特开2008－61403号公报
发明内容
在专利文献2所述那样的使用了同步整流的电力变换装置中，有时向开关元件和环流二极管进行分流而流过电流，所以无法如专利文献1那样，通过判别电流流过开关元件还是流过环流二极管来补偿电压下降。
因此，本发明的目的在于，提供一种电力变换装置，在向多个半导体元件进行分流而流过电流的电力变换装置中，能够补偿半导体元件中的电压下降，得到高精度的输出电压。
本发明提供一种电力变换装置，被构成为在串联连接了2个将开关元件和开关元件以外的半导体元件并联连接而得到的半导体器件群的支路中，半导体器件群被串联连接的连接点成为交流输出端子，支路的两端成为直流端子，在半导体器件群内的元件之间，在该半导体器件群中流过的电流中产生分流，其特征在于，具备：电流传感器，检测半导体器件群中流过的电流；电压指令制作部，计算所输出的电压指令值；电压下降计算部，使用由电流传感器检测出的电流值和包括半导体器件群的分流特性的电压下降特性，计算半导体器件群的电压下降；以及开关控制部，使用由该电压下降计算部计算出的电压下降，校正由电压指令制作部制作的电压指令值，控制开关元件的接通/断开。
在向多个半导体元件分流而流过电流的电力变换装置中，在电压指令与输出电压之间产生的起因于半导体器件的电压下降的误差电压被校正，得到高精度的输出电压。
附图说明
图1是示出应用了本发明的实施方式1的电力变换装置的电力装置的结构的一个例子的电路图。
图2是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的主电路(支路)的电路图。
图3是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的控制部的框图。
图4是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的动作的时序图。
图5是说明本发明的实施方式1的V_on的计算期间和使用该V_on的值来校正电压指令值的校正期间的变形的图。
图6是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的各状态下的动作的图。
图7是示出包括本发明的实施方式1的半导体器件群的分流特性的电压下降特性的图。
图8是说明本发明的实施方式2的电力变换装置的动作的时序图。
图9是示出包括本发明的实施方式2的半导体器件群的失效时间期间中的分流特性的电压下降特性的一个例子的图。
图10是示出本发明的实施方式3的电力变换装置的主电路(支路)的电路图。
图11是示出本发明的实施方式3的控制部的框图。
图12是示出本发明的实施方式4的电力变换装置的主电路(支路)的电路图。
图13是示出包括本发明的实施方式4的半导体器件群的分流特性的电压下降特性的一个例子的图。
图14是示出本发明的实施方式4的另一电力变换装置的主电路(支路)的电路图。
图15是示出本发明的实施方式5的电力变换装置的主电路(支路)的电路图。
图16是示出包括本发明的实施方式5的半导体器件群的分流特性的电压下降特性的一个例子的图。
图17是示出本发明的实施方式6的电力变换装置的主电路(支路)的电路图。
图18是示出包括本发明的实施方式6的半导体器件群的分流特性的电压下降特性的一个例子的图。
图19是示出本发明的实施方式6的另一电力变换装置的主电路(支路)的电路图。
图20是示出本发明的实施方式6的又一电力变换装置的主电路(支路)的电路图。
图21是示出本发明的实施方式7的电力变换装置的主电路(支路)的电路图。
图22是示出包括本发明的实施方式7的半导体器件群的分流特性的电压下降特性的一个例子的图。
图23是示出应用本发明的电力变换装置的电力装置的结构的其他例子的电路图。
图24是示出将本发明的电力变换装置应用于图23的电力装置的情况的控制部的框图。
(符号说明)
21：支路；22：控制部；23a、23b、61a、61b、81a、81b、91a、91b：开关元件24a、24b、62a、62b、92a、92b：寄生二极管；25a、25b、64a、64b、84a、84b、95a、95b：半导体器件群；26、29a、29b、65、67a、67b、68a、68b、69a、69b、85、96、99a、99b、107a、107b、108a、108b、109a、109b：电流传感器；31、310：电压指令制作部；32、320：电压下降计算部；33：开关控制部；63a、63b、83a、83b、93a、93b：肖特基势垒二极管；82a、82b、94a、94b：PiN二极管；Td：失效时间；Tsw：开关半周期
具体实施方式
实施方式1.
图1示出应用本发明的电力装置的电路图。图1示出作为电力装置的例子在可变速马达驱动装置中应用了本发明的电力变换装置的情况的电路图。电力装置能够大致分成作为电力变换器的输入侧变换器1和输出侧变换器2，两者与直流部10共通地连接。输入侧变换器1主要具有二极管整流器3和交流电抗器4，与电力系统5连接。二极管整流器3具有额定电压高于直流电压的PiN二极管、或者肖特基势垒二极管，将交流的系统电压变换为直流电压。
另一方面，在输出侧变换器2中，使用将开关元件和作为开关元件以外的半导体元件的环流二极管并联连接而得到的半导体器件群，根据输出的所需相数，使用1个以上的将半导体器件群串联地连接了的支路21。各支路21的两端与共通的直流部10连接，在支路21的中间点、即半导体器件群的连接点，设置了与马达8连接的交流输出端子。在3相马达驱动的情况下，使用3个支路21，使用合计6个半导体器件群。另外，有控制马达8的控制部22，控制部22最终进行半导体器件群内的开关元件的接通/断开。另外，在本发明中，使输出侧变换器2成为作为发明的对象的电力变换装置。
图2是着眼于其1相部分的支路21的图，是详细说明输出侧变换器2的图。输出侧变换器2具有作为支路的主电路部21和控制部22。在主电路部21中，如果以上分路为例子进行说明，则开关元件23a和环流二极管24a并联连接，而构成了1组半导体器件群25a。在实施方式1中，开关元件23a是1个以上的MOSFET、环流二极管24a是上述MOSFET的寄生二极管，由这些MOSFET23a和MOSFET的寄生二极管24a构成半导体器件群25a。在图2中示出了MOSFET是1个的例子，但在电流多的情况下有时并联连接多个MOSFET，在电压高的情况下还有时串联连接多个MOSFET，还有时并用这两者。下分路也同样地构成半导体器件群25b。26是电流传感器，用于检测输出电流的方向和大小，能够使用例如使用了霍尔传感器的电流传感器等。
另一方面，控制部22的最终的目的在于，控制与输出端子连接的马达的转矩或者转速等。为此，控制部22控制开关元件23a和23b的接通/断开，控制开关周期间的输出电压V_out的平均电压。
为了进一步详细说明控制部22，图3示出控制部22的框图。控制部22主要包括：电压指令制作部31，计算并输出用于控制马达的速度、转矩的电压指令值；电压下降计算部32，计算半导体器件群的电压下降；以及开关控制部33。电压指令制作部31能够通过从以往使用的矢量控制、V/f恒定控制等公知技术，容易地制作电压指令V_ref1。例如，在驱动额定速度是1,800rpm、额定频率是60Hz、额定电压(线间)是200V的马达的情况下，如果希望使用V/f恒定控制将马达控制为额定速度的一半的900rpm，则以30Hz提供对额定的一半100V进行相电压变换而得到的电压作为电压指令V_ref1。
在开关控制部33中，以使提供的电压指令V_ref与开关半周期的输出电压平均一致的方式，决定开关元件的接通/断开。一般，作为控制进行PWM控制的情况较多，在PWM控制的情况下，使用采用空间矢量的方法、三角波载波比较，但此处以图4所示那样的三角波载波比较为例子而进行说明。
将直流部的中点考虑为假想的相电压的基准电位，将直流电压设为±Vdc(支路的两端是2Vdc)。将图4所示的三角波载波的最大值、最小值分别设为+1、－1。通过将对开关控制部33提供的电压指令V_ref除以Vdc而进行标准化(standardization)，计算指令值信号V_ref/Vdc。比较该标准化了的指令值信号V_ref/Vdc和三角波载波，如果指令值信号大于三角波载波，则使上分路的开关元件接通、使下分路的开关元件断开。相逆地，如果指令值信号小于三角波载波，则使上分路的开关元件断开、使下分路的开关元件接通。如果这样进行控制，则理想地，开关半周期Tsw的输出电压平均值V_out等于电压指令V_ref。
但是，在电压指令制作部31中不考虑在半导体器件群中产生的电压下降而决定电压指令值V_ref1，所以在开关控制部33使用该V_ref1决定了开关元件的接通/断开时间的情况下，实际的输出电压V_out相对电压指令V_ref1降低半导体器件群的电压下降V_on、即成为V_out＝V_ref1－V_on。
因此，针对在某开关半周期中发生的半导体器件群的电压下降V_on，在接下来的开关半周期进行校正，使V_ref成为V_ref1+V_on而提供给开关控制部33。计算该V_on的部件是电压下降计算部32。另外，三角波载波的频率是例如10kHz、即开关周期是100μs，图4的Tsw所示的开关半周期是50μs，所以在计算不能及时进行的情况下，即使在接下来的接下来、其接下来的开关半周期进行校正，精度也不怎么降低。
另外，此处，针对在某开关半周期中发生的半导体器件群的电压下降V_on，在接下来、其接下来的开关半周期进行校正，但无需一定按照半周期单位进行电压下降的计算以及校正，而按照半周期的整数倍单位进行即可。图5示出V_on的计算期间和使用该V_on的值来校正电压指令值的校正期间的变形的例子。图5(a)所示的例子是上述中说明的使用在某开关半周期中计算出的V_on在仅接着后面的开关半周期进行校正的例子。(b)所示的例子是使用在某开关半周期中计算出的V_on在空开半周期之后的开关半周期进行校正的例子。(c)所示的例子是在某开关1周期中计算V_on，并在仅接着其后面的开关1周期进行校正的例子。(d)所示的例子是在某开关1周期中计算V_on，并在仅接着其后面的开关半周期进行校正的例子。(e)所示的例子是在某开关半周期中计算V_on，并在仅接着其后面的开关1周期进行校正的例子。
即，即使针对开关半周期、1周期、1.5周期、2周期等开关半周期的n(n是正的整数)倍期间的接通电压，在之后的开关半周期、1周期、1.5周期、2周期等在之后的开关半周期的m(m是正的整数)倍期间进行了校正，精度也不怎么降低。在计算不能及时进行时，既可以在仅接着后面的开关半周期的m倍期间进行校正，也可以在空开半周期之后、空开1周期之后的开关半周期的m倍期间进行校正。
图6是由MOSFET和MOSFET的寄生二极管构成的1相的支路和输出电流的通过路径的说明、以及输出电流I_out和各分路的半导体器件群中流过的电流波形的图。在图6中，例如，在输出电流是正且上分路的MOSFET是接通的情况下((a)的状态)，输出电流仅在上分路的MOSFET中流过。另一方面，在输出电流是正且下分路的MOSFET是接通的情况下((b)的状态)，输出电流在下分路的MOSFET和与其并联连接的环流二极管中流过(是所谓的分流)。在输出电流是负的情况下成为相逆((c)、(d)的状态)。另外，各半导体器件群的电流波形如图6那样，成为在上元件群和下元件群中交替流过电流的波形。在半导体器件群中发生的电压下降V_on依赖于分流特性。计算电压下降的部件是图3的计算半导体器件群的电压下降的电压下降计算部32。
图7示出某使用温度下的MOSFET和MOSFET的寄生二极管、以及它们被并联连接了的半导体器件群的电压下降－电流特性(粗实线＝函数Fvon())的例子。在图7中，如果成为接通的半导体器件群的逆向电流(＝Id_up或者Id_low)是I_1以下，则仅在MOSFET中流过电流，所以呈现线性特性。另一方面，如果成为接通的半导体器件群的逆向电流超过I_1，则MOSFET的寄生二极管导通，在MOSFET和MOSFET的寄生二极管中发生分流，而呈现电压下降的增加相对电流被抑制这样的特性。
即，在上分路的开关元件成为接通的时间(＝Ton_up、参照图4)中，上分路的半导体器件群的逆向电流Id_up成为－I_out，通过Fvon(－I_out)求出上分路的开关元件的电压下降Von_up。另一方面，在下分路的开关元件成为接通的时间(＝Ton_low、参照图4)中，下分路的半导体器件群的逆向电流Id_low成为+I_out，通过Fvon(I_out)求出下分路的开关元件的电压下降Von_low。因此，考虑开关半周期(＝Tsw)中的接通时间比率，通过下式(1)求出在开关半周期中发生的电压下降的平均值V_on。
V_on＝－Fvon(Id_up＝－I_out)×(Ton_up/Tsw)+Fvon(Id_low＝I_out)×(Ton_low/Tsw) …(1)
另外，在并非在开关半周期计算V_on，而在开关1周期、开关1.5周期等开关半周期的n倍期间计算V_on的情况下，考虑该开关半周期的n倍期间中的各个接通时间比率来求出V_on。
另外，对于函数Fvon()，如果考虑图7那样的器件的特性，则不论使用公式、还是使用表格、或者使用公式和表格这两方，都得到等同效果。例如，根据逆向电流Id的条件，如下所述，求出函数Fvon()。
在Id<I_1时，Fvon(Id)＝A×Id (2)
在Id≧I_1时，Fvon(Id)＝B×Id+C (3)
根据使用的半导体器件决定常数A、B以及C。
这样，在电压下降计算部32中，使用所检测出的输出电流I_out、从开关控制部33接收到的此时的开关半周期中的各开关元件的接通时间的数据、以及函数Fvon()，计算在半导体器件群中发生的电压下降V_on。将所计算出的电压下降V_on加到由电压指令制作部31计算出的电压指令V_ref1，而计算电压指令V_ref。将该电压指令V_ref输入到开关控制部33，进行半导体器件群内的开关元件的接下来的开关半周期中的接通/断开控制。
通过以上，能够校正在MOSFET和MOSFET的寄生二极管中发生的电压下降，得到高精度的输出电压。进而，在马达驱动装置中，在低速大转矩时、即输出电压小且电流大的状态下，半导体器件群中的电压下降相对变大，所以如果不补偿该电压下降，则产生转矩脉动，但根据本发明能够降低该转矩脉动。
另外，在上述说明中，假设了某一定温度下的使用，但半导体器件的特性根据温度而变化。因此，如果在半导体器件的温度变化剧烈的条件下，安装检测半导体器件群、或者各个半导体器件的温度的温度传感器，使用所检测出的温度下的半导体器件群的特性、即函数Fvon()，计算在半导体器件群中产生的电压下降，则精度进一步提高。
如以上说明，根据本实施方式1的电力变换装置，即使在半导体器件群25a、25b中产生分流的情况下，也能够高精度地校正电压。进而，无需如专利文献1那样在支路中的上下各分路中分别设置检测电流值和电流的方向的电流传感器，而能够仅使用检测输出电流的电流传感器26，使用由该电流传感器26检测出的电流值、和上下各分路的开关元件的接通时间比率来计算电压下降，具有结构变得简单这样的效果。
实施方式2.
图8是示出本发明的实施方式2的电力变换装置的动作的时序图。在实施方式1中，假设了上下的开关元件同时成为断开的期间(失效时间)充分小而能够忽略的情况，但在存在为了保护半导体器件群而设置的失效时间的影响的情况下，如果加入失效时间中的电流路径以及半导体器件群的电压下降，则也能够校正在失效时间发生的电压下降量，而得到更高精度的输出电压。
如图8所示，失效时间Td(用斜线所示的期间)是为了防止短路而保护半导体器件群，通过使MOSFET的接通和断开的上升时间带有差而设置的期间。在Td期间中，MOSFET成为断开，所以仅在二极管中发生该期间中的电压下降。因此，在该Td大的情况下，在Td期间中发生的电压下降、与忽略Td期间而假设在MOSFET中也流过电流而计算出的电压下降校正量之间产生误差。在该情况下，考虑在Td期间中在MOSFET中不流过电流的特性即图9那样的Td期间中的半导体器件群特性，求出电压下降校正量。
具体而言，如下所述，求出电压下降的校正量。图9示出Td期间中的半导体器件群特性、即函数Fvon_td()。如果电流I_out是正，则在下分路的二极管中流过电流，如果I_out是负，则在上分路的二极管中流过电流。另外，在如后述实施方式4所示那样的除了MOSFET的寄生二极管以外还并联连接了肖特基势垒二极管的情况那样并联连接了2个以上的二极管的情况下，例如，在I_1以下，仅在肖特基势垒二极管中流过电流，如果成为I_1以上，则在MOSFET的寄生二极管中也流过电流，而发生分流。考虑该特性而得到的结果是图9的Td期间中的半导体器件群特性Fvon_td()。因此，使用该函数Fvon_td()以及Td期间中以外的半导体器件群特性Fvon()，通过下式(5)，求出开关半周期的电压下降的平均值，能够求出V_on的校正量。
V_on＝Fvon_td(I_out)×(Td/Tsw)－Fvon(Id_up＝－I_out)×(Ton_up/Tsw)+Fvon(Id_low＝I_out)×(Ton_low/Tsw) (5)
实施方式3.
图10是示出本发明的实施方式3的电力变换装置的主电路(支路)的图。在实施方式1中，以检测输出电流I_out的方式设置了电流传感器26，但在本实施方式3中，如图10所示，以分别直接检测上分路的半导体器件群25a中流过的电流Id_up、下分路的半导体器件群25b中流过的电流Id_low的方式，设置了电流传感器29a、29b。通常，在输出电流I_out＝－Id_up+Id_low下，根据开关状态而Id_up和Id_low中的某一个是零，但在无法忽略MOSFET是断开时的泄漏电流那样的情况下，如果如图10那样使用电流传感器29a、29b，则精度提高。
在该情况下，作为上分路和下分路中流过的电流值，能够分别检测电流Id_up以及Id_low。此处，为了求出V_on，不使用输出电流I_out，而使用所检测出的Id_up以及Id_low。所检测出的Id_up以及Id_low可以说是根据各个接通时间比率进行了加权的电流值，所以无需如式(1)那样使用各个接通时间比率，能够通过下式(4)，求出V_on的平均值。
V_on＝－Fvon(Id_up)+Fvon(Id_low) (4)
因此，在本实施方式3中的控制部22的电压下降计算部32中，如图11所示，无需从开关控制部33接收与接通时间相关的数据。
如以上说明，根据本实施方式3的电力变换装置，即使在半导体器件群25a、25b中产生分流的情况下，也能够高精度地校正电压。进而，无需如专利文献1那样在上下各分路中判别电流流过开关元件还是流过环流二极管，而能够使用由电流传感器29a、29b检测出的电流值来计算电压下降，具有结构变得简单这样的效果。
实施方式4.
图12是示出本发明的实施方式4的电力变换装置的主电路(支路)的图。基本结构与实施方式1所示的图1、图3相同。在实施方式4中，与实施方式1的图2不同，如图12所示，在以上分路为例子时，对输出侧变换器2的开关元件的MOSFET61a，作为环流二极管，并联连接了肖特基势垒二极管63a。即使在该情况下，MOSFET的寄生二极管62a也是MOSFET的构造上附随的部分，该寄生二极管62a也作为环流二极管而动作。因此，由MOSFET61a、肖特基势垒二极管63a、以及MOSFET的寄生二极管62a构成1组半导体器件群64a。下分路也同样地构成半导体器件群64b。由于MOSFET的寄生二极管的性能不佳，所以以作为环流二极管利用肖特基势垒二极管的性能的目的，经常使用这样的结构。
在这样的半导体器件群的结构中，分流路径成为3个方向。因此，虽然控制部22的结构与图3相同，但使图3的半导体器件群的电压下降计算部32具有如下那样的特性。
图13示出某使用温度下的MOSFET、肖特基势垒二极管、以及MOSFET的寄生二极管、和将它们并联连接而得到的半导体器件群的电压下降－电流特性的例子。在图13中，如果成为接通的半导体器件群的逆向电流(＝Id_up或者、Id_low)是I_1以下，则仅在MOSFET中流过电流，所以呈现线性特性。另一方面，如果成为接通的半导体器件群的逆向电流超过I_1，则肖特基势垒二极管导通，在MOSFET和肖特基势垒二极管中发生分流，而呈现相对电流，电压下降的增加被抑制那样的特性。进而，如果成为接通的半导体器件群的逆向电流超过I_2，则MOSFET的寄生二极管导通，在MOSFET、肖特基势垒二极管、以及MOSFET的寄生二极管中发生分流，而呈现相对电流，电压下降的增加被进一步抑制这样的特性。
在图3中的计算半导体器件群的电压下降的电压下降计算部32中，作为表格、或者公式、或者表格和公式这两方，加入该图13的特性Fvon()，输出半导体器件群的电压下降V_on。最终，以校正电压指令V_ref1的方式，加上V_on，导出最终的V_ref，根据该V_ref，通过开关控制部33进行半导体器件群内的开关元件的接通/断开控制。
在图13中，示出了相对逆向电流的增加，按照MOSFET、肖特基势垒二极管、MOSFET的寄生二极管的顺序流过电流的例子，但其为一个例子，根据各自的特性，有时顺序不同。
以上，即使在作为环流二极管使用了例如肖特基势垒二极管的情况下，根据本实施方式4，在MOSFET、肖特基势垒二极管、以及MOSFET的寄生二极管中发生的电压下降也被校正，能够得到高精度的输出电压，并且降低马达的转矩脉动。
在上述说明中，在半导体器件群中，使用了MOSFET、MOSFET的寄生二极管、以及肖特基势垒二极管，但即使代替肖特基势垒二极管而使用PiN二极管，只要与图13所示那样的特性同样地，考虑PiN二极管特性，则也得到同样的效果。
在存在失效时间的影响的情况下，如实施方式2的说明，如果加入失效时间中的电流路径以及半导体器件群的电压下降特性，则也能够校正在失效时间中发生的电压下降量，得到更高精度的输出电压，这在本实施方式4中也是同样的。
另外，在上述中，以检测输出电流I_out的方式，设置了电流传感器65，但也可以与实施方式3的说明同样地，如图14所示，以分别直接检测上分路的半导体器件群64a中流过的电流Id_up、下分路的半导体器件群64b中流过的电流Id_low的方式，设置电流传感器67a、67b。通常，在输出电流I_out＝－Id_up+Id_low中Id_up或Id_low是零，但在MOSFET是无法忽略断开时的泄漏电流那样的情况下，如果如图14那样使用电流传感器67a、67b，则精度提高。
另外，如果与实施方式1的说明同样地，在半导体器件的温度变化剧烈的条件下，安装检测半导体器件群、或者各个半导体器件的温度的温度传感器，使用所检测出的温度下的半导体器件群的特性、即函数Fvon()来计算在半导体器件群中产生的电压下降，则精度进一步提高。
实施方式5.
图15是示出本发明的实施方式5的电力变换装置的主电路(支路)的图。在实施方式4中，以检测输出电流I_out、或者上下各分路的电流Id_up、Id_low的方式，设置了电流传感器26，但在本实施方式5中，如图15所示，以直接检测构成半导体器件群64a、64b的MOSFET、环流二极管等各个半导体器件中流过的电流的方式，设置了对开关元件的MOSFET61a、61b和MOSFET的寄生二极管62a、62b中流过的电流Im的大小和方向进行检测的电流传感器68a、68b、以及对肖特基势垒二极管63a、63b的电流Is的大小和方向进行检测的电流传感器69a、69b。
使用图16来说明该情况的电压下降的校正值的计算。关注上分路。电流传感器68a检测MOSFET61a和MOSFET的寄生二极管62a的半导体器件群中流过的电流Im_up。因此，通过图16的粗实线所示的MOSFET和寄生二极管的半导体器件群特性Fvon_m()，求出由于由电流传感器68a检测出的电流而在MOSFET61a和MOSFET的寄生二极管62a的半导体器件群中产生的电压下降。另外，电流传感器69a检测肖特基势垒二极管63a中流过的电流Is_up。因此，通过图16的粗虚线所示的肖特基势垒二极管特性Fvon_s()，求出由于由电流传感器69a检测出的电流而在肖特基势垒二极管63a中产生的电压下降。
从图16可知，在上分路的全部电流Id_up是I_1以下的情况下，不发生向肖特基势垒二极管63a的分流，而由电流传感器69a检测的电流是0。此时，Im_up是I_1以下，根据由电流传感器68a检测出的电流Im_up的值，通过图16的Fvon_m()，求出电压下降Von_up。如果Id_up成为I_1以上，则发生向肖特基势垒二极管63a的分流。此时，以使肖特基势垒二极管63a的电压下降、与在MOSFET61a和MOSFET的寄生二极管62a的半导体器件群中产生的电压下降成为相同的方式，发生分流。在MOSFET61a和寄生二极管62a的半导体器件群中流过的电流Im_up是I_2、且肖特基势垒二极管63a中流过的电流Is_up是I_3时，如图16的电压下降V_1所示，两者产生相同的电压下降V_1。这样，以成为Id_up＝I_2+I_3的方式，产生分流。此时，对于由MOSFET61a、MOSFET的寄生二极管62a、以及肖特基势垒二极管63a构成的上分路的半导体器件群64a中的电压下降，既可以根据由电流传感器68a检测出的Im_up的值通过Fvon_m()求出，也可以根据由电流传感器69a检测出的Is_up的值通过Fvon_s()求出。由两者求出的电压下降的值为相同的值。
例如，在无法通过函数或者表格正确地表现MOSFET的寄生二极管的特性的情况下，如果在电流是I_1以下的情况下，采用MOSFET特性的函数Fvon_m()，在电流是I_1以上的情况下，采用肖特基势垒二极管特性的函数Fvon_s()，则相比于实施方式4具有更高精度地校正接通电压的效果。
实施方式6.
图17是示出本发明的实施方式6的电力变换装置的主电路(支路)的图。基本结构与实施方式1所示的图1、图3相同。但是，在实施方式6中，与实施方式1的图2不同，如图17所示，在以上分路为例子时，对输出侧变换器2的开关元件的MOSFET91a，作为环流二极管并联地连接了肖特基势垒二极管93a以及PiN二极管94a。即使在该情况下，MOSFET的寄生二极管92a也是MOSFET的构造上附随的部分，该寄生二极管92a也作为环流二极管而动作。因此，由MOSFET91a、肖特基势垒二极管93a、PiN二极管94a、以及MOSFET的寄生二极管92a构成1组半导体器件群95a。同样地，下分路也构成半导体器件群95b。
另外，由于MOSFET的寄生二极管的性能不佳，所以在这样的结构中，使用已经并联连接了PiN二极管的封装，在为了进一步提高性能而利用肖特基势垒二极管的情况下，经常使用这样的结构。这样的半导体器件群的结构的分流路径成为4方向。因此，控制部22的结构与实施方式1相同，但使图3的计算半导体器件群的电压下降的电压下降计算部32具有如下那样的特性。
图18示出某使用温度下的MOSFET、肖特基势垒二极管、PiN二极管、以及MOSFET的寄生二极管、和将它们并联连接而得到的半导体器件群的电压下降－电流特性的例子。在图18中，如果成为接通的半导体器件群的逆向电流(＝Id_up、或者Id_low)是I_1以下，则仅在MOSFET中流过电流，所以呈现线性特性。另一方面，如果成为接通的半导体器件群的逆向电流超过I_1，则肖特基势垒二极管导通，在MOSFET和肖特基势垒二极管中发生分流，而呈现相对电流，电压下降的增加被抑制那样的特性。进而，如果成为接通的半导体器件群的逆向电流超过I_2，则PiN二极管导通，在MOSFET、肖特基势垒二极管、以及PiN二极管中发生分流，而呈现相对电流，电压下降的增加被进一步抑制那样的特性。进而，如果成为接通的半导体器件群的逆向电流超过I_3，则MOSFET的寄生二极管导通，在MOSFET、肖特基势垒二极管、PiN二极管、以及MOSFET的寄生二极管中发生分流，而呈现相对电流，电压下降的增加被进一步抑制那样的特性。
在图3中的电压下降计算部32中，预先作为表格、或者公式、或者表格和公式这两方，加入该图18的特性，输出半导体器件群的电压下降V_on。最终，通过开关控制部33，以校正电压指令V_ref1的方式加上V_on，导出最终的V_ref，根据该V_ref，进行半导体器件群内的开关元件的接通/断开控制。
另外，在图18中，示出了相对逆向电流的增加，按照MOSFET、肖特基势垒二极管、PiN二极管、MOSFET的寄生二极管的顺序流过电流的例子，但其是一个例子，有时根据各自的特性而顺序不同。
以上，即使在作为环流二极管使用了例如肖特基势垒二极管和PiN二极管的情况下，根据本实施方式6，在MOSFET、肖特基势垒二极管、PiN二极管、以及MOSFET的寄生二极管中发生的电压下降被校正，而能够得到高精度的输出电压，并且降低马达的转矩脉动。
在存在失效时间的影响的情况下，如果如实施方式2的说明，加入失效时间中的电流路径以及半导体器件群的电压下降特性，则在失效时间中发生的电压下降量也能够校正，而得到更高精度的输出电压，这在本实施方式6中也是同样的。
另外，在上述中，以检测输出电流I_out的方式设置了电流传感器，但也可以与实施方式3的说明同样地，如图19所示，以分别直接检测上分路的半导体器件群95a中流过的电流Id_up、下分路的半导体器件群95b中流过的电流Id_low的方式，连接电流传感器99a、99b。通常，在输出电流I_out＝－Id_up+Id_low中Id_up或者Id_low是零，但在MOSFET是无法忽略断开时的泄漏电流那样的情况下，通过如图19那样使用2个电流传感器，精度提高。
进而，也可以与实施方式5的说明同样地，如图20所示，以直接检测构成半导体器件群的MOSFET、环流二极管等各个半导体器件中流过的电流的方式，连接对开关元件的MOSFET91a、91b和MOSFET的寄生二极管92a、92b中流过的电流的大小和方向进行检测的电流传感器107a、107b、对肖特基势垒二极管93a、93b的电流的大小和方向进行检测的电流传感器108a、108b、以及对PiN二极管94a、94b的电流的大小和方向进行检测的电流传感器109a、109b。在该情况下，仅关注MOSFET和MOSFET的寄生二极管中流过的电流的分流特性而计算电压即可，所以校正精度提高。
另外，如果与实施方式1的说明同样地，在半导体器件的温度变化剧烈的条件下，安装检测半导体器件群、或者各个半导体器件的温度的温度传感器，使用所检测出的温度下的半导体器件群的特性、即函数Fvon()来计算在半导体器件群中产生的电压下降，则精度进一步提高。
另外，在上述实施方式1～6中，假设了在开关元件中使用MOSFET，但即使在开关元件中使用JFET，由于同样地在与环流二极管之间发生分流，所以也能够得到与上述实施方式1～6等同的效果。
实施方式7.
图21是示出本发明的实施方式7的电力变换装置的主电路(支路)的图。基本结构与图1、图3相同。在实施方式7中，如图21所示，在以上分路为例子时，在输出侧变换器2的开关元件中使用IGBT81a、在环流二极管中使用PiN二极管82a和肖特基势垒二极管83a，而构成半导体器件群84a。下分路也同样地构成半导体器件群84b。在作为环流二极管嵌入了PiN二极管的IGBT封装中，以利用性能比PiN二极管更优良的肖特基势垒二极管的性能的目的，经常使用这样的结构。
在这样的结构中，作为开关元件的IGBT81a、81b无法流过逆向电流，所以在开关元件和环流二极管之间不发生分流。但是，在作为环流二极管的PiN二极管与肖特基势垒二极管之间发生分流。控制部22的基本结构与图3相同，但在这样的半导体器件群的结构中，分流路径成为环流二极管之间，所以使图3的半导体器件群的电压下降计算部32具有如下那样的特性。
图22示出某使用温度下的IGBT、PiN二极管、以及肖特基势垒二极管、和将它们并联连接而得到的半导体器件群的电压－电流特性的例子。在图22中，如果成为接通的半导体器件群的逆向电流(＝Id_up、或者Id_low)是0A以下，则仅在IGBT中流过电流。另一方面，如果超过0A，则在IGBT中不流过电流，而在肖特基势垒二极管中开始流过电流。接下来，在超过了I_1时，在PiN二极管中也开始流过电流，所以在肖特基势垒二极管与PiN二极管之间发生分流，而呈现相对电流，电压下降的增加被进一步抑制那样的特性。
在图3中的电压下降计算部32中，预先作为表格、或者公式、或者表格和公式这两方，加入该图22的特性，输出半导体器件群的电压下降V_on。最终，以校正电压指令V_ref1的方式，加进V_on，导出最终的V_ref，根据该V_ref进行半导体器件群的接通/断开控制。
在图22中，示出了相对逆向电流的增加，按照IGBT、肖特基势垒二极管、PiN二极管的顺序流过电流的例子，但其是一个例子，有时根据各自的特性顺序不同。
以上，即使在使用了由IGBT、肖特基势垒二极管、以及PiN二极管构成的半导体器件群的情况下，根据本实施方式7，在半导体器件群中发生的电压下降也被校正，能够得到高精度的输出电压，并且降低马达的转矩脉动。
如果在存在失效时间的影响的情况下，如实施方式2的说明，加入失效时间中的电流路径以及半导体器件群的电压下降特性，则在失效时间中发生的电压下降量也能够较校正，而得到更高精度的输出电压，这在本实施方式7中也是同样的。
另外，在上述中，以检测输出电流I_out的方式，设置了电流传感器85，但也可以与此前的实施方式的说明同样地，以分别直接检测上分路的半导体器件群84a中流过的电流Id_up、下分路的半导体器件群84b中流过的电流Id_low的方式，连接电流传感器。通常，在输出电流I_out＝－Id_up+Id_low中Id_up或者Id_low是零，但在IGBT是无法忽略断开时的泄漏电流那样的情况下，通过使用2个电流传感器，精度提高。
进而，也可以以直接检测构成半导体器件群的IGBT、环流二极管等各个半导体器件中流过的电流的方式，连接对开关元件的IGBT81a、81b中流过的电流的大小和方向进行检测的电流传感器、对PiN二极管82a、82b的电流的大小和方向进行检测的电流传感器、以及对肖特基势垒二极管83a、83b的电流的大小和方向进行检测的电流传感器。在该情况下，着眼于各个半导体器件中流过的电流，仅使用各个半导体器件特性来计算电压即可，所以校正精度提高。
另外，与此前的实施方式同样地，如果在半导体器件的温度变化剧烈的条件下，安装检测半导体器件群、或者各个半导体器件的温度的温度传感器，使用所检测出的温度下的半导体器件群的特性、即函数Fvon()来计算在半导体器件群中产生的电压下降，则精度进一步提高。
实施方式8.
在上述实施方式1～7中，示出了将本发明的电力变换装置用作可变速马达驱动装置的例子，但还能够如图23所示应用于与系统连接的电力变换装置20。在该情况下，系统电流成为主要的控制对象，所以在图24中的电压指令制作部310中，以控制系统电流的方式，制作电压指令V_ref1。例如，在将实施方式1～7中说明的电力装置的输入侧变换器1置换为电力变换装置20的情况下，为了使直流电压成为某恒定值，以使来自系统的有效电流成为适合的值的方式，电压指令制作部310制作电压指令V_ref1。具体而言，通过pq控制等，制作V_ref1。即使在该情况下，电压下降计算部320也与上述实施方式1～7的说明同样地，计算半导体器件群中的电压下降。
实施方式9.
上述实施方式1～8中的开关元件以及二极管元件既可以通过硅形成，并且也可以通过相比于硅带隙更大的宽能带隙半导体形成。作为宽能带隙半导体，例如有碳化硅、氮化镓或者金刚石。
通过这样的宽能带隙半导体形成的开关元件、二极管元件的耐电压性高、且容许电流密度也高，所以能够使开关元件、二极管元件小型化，通过使用这些小型化了的开关元件、二极管元件，能够使嵌入了这些元件的半导体模块小型化。
另外，耐热性也高，所以能够实现散热器的散热片的小型化、水冷部的空冷化，所以能够使半导体模块进一步小型化。
另外，电力损失低，所以能够使开关元件、二极管元件高效化，进一步能够使半导体模块高效化。
另外，开关元件以及二极管元件这两方优选由宽能带隙半导体形成，但也可以使某一个元件由宽能带隙半导体形成，能够得到上述实施方式1～8记载的效果。
在实施方式1～8中，以PWM控制为例子进行了说明，但只要是通过开关元件的接通/断开之比来控制电压的控制方式，则也可以将本发明同样地应用于其他控制方式。例如，通过使一定宽度的脉冲的密度变化，还能够应用于控制电压的PDM(脉冲密度调制)控制。在该PDM控制中，按照针对目标电压决定脉冲密度的每个控制周期，通过接通/断开之比求出V_on的平均值，来决定接下来的控制周期的脉冲密度即可。基本上，在PWM控制的情况下，在1个控制周期中存在1个接通期间和1个断开期间，但在PDM控制的情况下，在1个控制周期中存在多个接通期间和多个断开期间。因此，在PDM控制的情况下，接通期间的合计与断开期间的合计之比成为接通/断开之比，使用该比来求出V_on的平均值。

Claims (16)

1.一种电力变换装置，被构成为在串联连接了2个将开关元件和除开关元件之外的半导体元件并联连接而得到的半导体器件群的支路中，所述半导体器件群被串联连接的连接点成为交流端子，所述支路的两端成为直流端子，在该半导体器件群中流过的电流在所述半导体器件群内的元件之间分流，其特征在于，具备：
电流传感器，检测所述半导体器件群中流过的电流；
电压指令产生部，计算所输出的电压指令值；
电压下降计算部，计算所述半导体器件群的电压下降；以及
开关控制部，使用由该电压下降计算部计算出的电压下降，校正由所述电压指令产生部产生的电压指令值，控制所述开关元件的接通/断开，
所述电压下降计算部使用由所述电流传感器检测出的电流值和包括所述半导体器件群的分流特性的电压下降-电流特性，计算所述半导体器件群的电压下降。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
电压下降计算部使用电流传感器检测的电流值，计算开关半周期的n倍期间中的电压下降，开关控制部使用由所述电压下降计算部计算出的电压下降的值，对由电压指令产生部产生出的比所述开关半周期的n倍期间更靠后的开关半周期的m倍期间的电压指令值进行校正，控制开关元件的接通/断开，其中，n是正的整数，m是正的整数。
3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，
电流传感器被设置成检测在交流端子中流过的电流，电压下降计算部使用由所述电流传感器检测的电流值、和针对开关半周期的n倍期间由开关控制部输出的各个所述半导体器件群的接通时间比，来计算支路中的2个半导体器件群各自的电压下降。
4.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，
电流传感器被设置成检测支路中的2个半导体器件群中的各个半导体器件群中流过的电流，使用各个半导体器件群中流过的电流值，来计算支路中的2个半导体器件群各自的电压下降。
5.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
电压下降计算部根据包括设为在失效时间期间在开关元件中不流过电流的半导体器件群的分流特性的电压下降-电流特性，计算电压下降。
6.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
开关元件是MOSFET或者JFET，除开关元件之外的半导体元件是所述MOSFET或者JFET上附随的寄生二极管，所述电力变换装置被构成为进行同步整流。
7.根据权利要求6所述的电力变换装置，其特征在于，
作为除开关元件之外的半导体元件，还连接了环流二极管。
8.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
开关元件是IGBT，除开关元件之外的半导体元件是并联连接了多个二极管的并联连接体，在该多个二极管之间发生分流。
9.根据权利要求1～8中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，
开关元件由宽能带隙半导体材料形成。
10.根据权利要求1～8中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，
除开关元件之外的半导体元件由宽能带隙半导体材料形成。
11.根据权利要求9所述的电力变换装置，其特征在于，
宽能带隙半导体材料是碳化硅、氮化镓和金刚石中的某一个。
12.根据权利要求10所述的电力变换装置，其特征在于，
宽能带隙半导体材料是碳化硅、氮化镓和金刚石中的某一个。
13.一种电力变换装置的驱动方法，该电力变换装置被构成为在串联连接了2个将开关元件和除开关元件之外的半导体元件并联连接而得到的半导体器件群的支路中，所述半导体器件群被串联连接的连接点成为交流端子，所述支路的两端成为直流端子，在该半导体器件群中流过的电流在所述半导体器件群内的元件之间分流，该电力变换装置的驱动方法的特征在于包括，
计算指令输出的电压的电压指令值的步骤，
计算所述半导体器件群的电压下降的步骤，以及
使用该计算出的电压下降来校正所述电压指令值，控制所述开关元件的接通/断开的步骤，
在所述计算电压下降的步骤中，使用所述半导体器件群中流过的电流值和包括所述半导体器件群的分流特性的电压下降-电流特性，计算所述半导体器件群的电压下降。
14.根据权利要求13所述的电力变换装置的驱动方法，其特征在于，
使用半导体器件群中流过的电流值来计算开关半周期的n倍期间中的电压下降，其中，n是正的整数，
使用该计算出的电压下降的值，对作为比所述开关半周期的n倍期间更靠后的开关半周期的m倍期间的电压指令值而计算出的电压指令值进行校正，控制开关元件的接通/断开，其中，m是正的整数。
15.根据权利要求14所述的电力变换装置的驱动方法，其特征在于，
使用交流端子中流过的电流值、和相对开关半周期的n倍期间的各个所述半导体器件群的接通时间比，计算支路中的2个半导体器件群各自的电压下降。
16.根据权利要求13所述的电力变换装置的驱动方法，其特征在于，
半导体器件群被控制为进行同步整流。
CN201410355453.6A 2009-12-24 2010-05-26 电力变换装置以及电力变换装置的驱动方法 Active CN104113229B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2009292564 2009-12-24
JP2009-292564 2009-12-24
CN201080053111.9A CN102668356B (zh) 2009-12-24 2010-05-26 电力变换装置以及电力变换装置的驱动方法

Related Parent Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201080053111.9A Division CN102668356B (zh) 2009-12-24 2010-05-26 电力变换装置以及电力变换装置的驱动方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN104113229A CN104113229A (zh) 2014-10-22
CN104113229B true CN104113229B (zh) 2017-01-11

Family

ID=44195319

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201080053111.9A Active CN102668356B (zh) 2009-12-24 2010-05-26 电力变换装置以及电力变换装置的驱动方法
CN201410355453.6A Active CN104113229B (zh) 2009-12-24 2010-05-26 电力变换装置以及电力变换装置的驱动方法

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201080053111.9A Active CN102668356B (zh) 2009-12-24 2010-05-26 电力变换装置以及电力变换装置的驱动方法

Country Status (11)

Country Link
US (1) US8953345B2 (zh)
EP (1) EP2518886B1 (zh)
JP (1) JP4916598B2 (zh)
KR (2) KR101503226B1 (zh)
CN (2) CN102668356B (zh)
BR (1) BR112012015174B1 (zh)
CA (1) CA2785002C (zh)
ES (1) ES2899877T3 (zh)
MX (1) MX2012007435A (zh)
RU (1) RU2509405C1 (zh)
WO (1) WO2011077767A1 (zh)

Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2784924B1 (en) * 2011-11-22 2018-11-07 Panasonic Corporation Ac conversion circuit
EP2801146B1 (en) * 2012-01-05 2020-09-16 Schneider Electric IT Corporation Converter controller with half bridge adaptive dead time circuit and method
DE102012208458A1 (de) * 2012-05-21 2013-11-21 Robert Bosch Gmbh Verfahren zum Betreiben eines Stromrichters und Stromrichtersteuereinheit
EP2913915B1 (en) * 2012-10-23 2018-08-01 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device
CN103855913A (zh) * 2012-11-30 2014-06-11 通用电气公司 能量变换系统及其控制方法
CN103475229A (zh) * 2013-09-05 2013-12-25 无锡晶凯科技有限公司 一种氮化镓基隔离dc-dc电源模块
DE102014203781A1 (de) * 2014-02-28 2015-09-03 Schmidhauser Ag Frequenzumrichter
DE102014219243A1 (de) * 2014-09-24 2016-03-24 Robert Bosch Gmbh Verfahren zum Betrieb einer Schaltungsanordnung
JP2016158344A (ja) * 2015-02-24 2016-09-01 株式会社日立製作所 電力変換装置およびエレベータ
EP3276809A4 (en) * 2015-03-24 2018-12-05 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device
JP6490017B2 (ja) * 2016-01-19 2019-03-27 三菱電機株式会社 パワーモジュール、３相インバータシステム、およびパワーモジュールの検査方法
CN108702080B (zh) * 2016-02-08 2021-01-12 Abb瑞士股份有限公司 用于高压电力系统的开关设备和包括这种开关设备的装置
CN109698514B (zh) * 2017-10-24 2022-07-22 南京南瑞继保电气有限公司 一种换流器控制方法及装置
EP3576302A1 (de) * 2018-05-29 2019-12-04 Siemens Aktiengesellschaft Ansteuern eines metall-oxid-halbleiter-feldeffekttransistors
JP7336183B2 (ja) * 2018-10-15 2023-08-31 株式会社デンソー 電源装置

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1529931A (zh) * 2002-07-18 2004-09-15 ������������ʽ���� 功率变换装置
CN101047343A (zh) * 2006-03-27 2007-10-03 株式会社日立制作所 功率变换器系统

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5436819A (en) * 1991-07-25 1995-07-25 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Apparatus for and method of compensating for an output voltage error in an inverter output
DE69306703T2 (de) * 1992-09-16 1997-04-30 Hitachi Ltd Verfahren zur Messung charakteristischer Konstanten für Wechselstrommotoren und auf diesem Verfahren basierender Regler
JP3248301B2 (ja) * 1993-06-01 2002-01-21 富士電機株式会社 Ｐｗｍ制御インバータの制御回路
JPH0746887A (ja) * 1993-08-05 1995-02-14 Omron Corp 単相誘導電動機の速度制御装置
JP3376787B2 (ja) * 1995-12-04 2003-02-10 株式会社明電舎 電力変換器の指令電圧補正装置
JP4512211B2 (ja) 1999-01-25 2010-07-28 株式会社日立産機システム 電流制御回路、インバータ制御装置、インバータ装置、および電力変換装置
JP3540665B2 (ja) * 1999-04-21 2004-07-07 財団法人鉄道総合技術研究所 交流電気車駆動装置
JP2001037282A (ja) * 1999-07-15 2001-02-09 Toyota Motor Corp 多相交流モータの電気制御装置
JP4678119B2 (ja) * 2001-04-13 2011-04-27 三菱電機株式会社 電力変換装置
US6469916B1 (en) * 2001-10-01 2002-10-22 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for compensating for device dynamics and voltage drop in inverter based control systems
JP3951759B2 (ja) * 2002-03-14 2007-08-01 サンケン電気株式会社 インバータ装置及びその制御方法
JP4220851B2 (ja) * 2003-07-31 2009-02-04 トヨタ自動車株式会社 電圧変換装置および電圧変換装置における電圧変換の制御をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体
JP4185157B2 (ja) * 2005-07-25 2008-11-26 松下電器産業株式会社 半導体素子及び電気機器
JP2008017237A (ja) * 2006-07-07 2008-01-24 Mitsubishi Electric Corp 電子部品およびその電子部品を用いた電力変換器
ES2385050T3 (es) * 2006-08-31 2012-07-17 Mitsubishi Electric Corporation Dispositivo de accionamiento de motor eléctrico, y dispositivo de accionamiento de compresor
JP2008061403A (ja) 2006-08-31 2008-03-13 Daikin Ind Ltd 同期整流装置
RU63134U1 (ru) * 2006-10-26 2007-05-10 ООО "НТП "Дека" Стабилизирующий преобразователь переменного трехфазного напряжения в постоянное
JP4918483B2 (ja) * 2006-12-15 2012-04-18 三菱電機株式会社 インバータ装置
US9071159B2 (en) * 2009-07-31 2015-06-30 Daikin Industries, Ltd. Power converter

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1529931A (zh) * 2002-07-18 2004-09-15 ������������ʽ���� 功率变换装置
CN101047343A (zh) * 2006-03-27 2007-10-03 株式会社日立制作所 功率变换器系统

Also Published As

Publication number Publication date
EP2518886A4 (en) 2015-02-25
CA2785002A1 (en) 2011-06-30
RU2012131479A (ru) 2014-01-27
CN102668356B (zh) 2015-05-20
BR112012015174A2 (pt) 2016-03-29
KR20140072212A (ko) 2014-06-12
BR112012015174B1 (pt) 2019-08-13
WO2011077767A1 (ja) 2011-06-30
ES2899877T3 (es) 2022-03-15
MX2012007435A (es) 2012-07-23
KR101503226B1 (ko) 2015-03-16
CA2785002C (en) 2016-09-06
EP2518886B1 (en) 2021-11-03
KR20120086359A (ko) 2012-08-02
US20120218800A1 (en) 2012-08-30
JPWO2011077767A1 (ja) 2013-05-02
CN104113229A (zh) 2014-10-22
US8953345B2 (en) 2015-02-10
EP2518886A1 (en) 2012-10-31
JP4916598B2 (ja) 2012-04-11
KR101439712B1 (ko) 2014-09-12
RU2509405C1 (ru) 2014-03-10
CN102668356A (zh) 2012-09-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN104113229B (zh) 电力变换装置以及电力变换装置的驱动方法
US8836258B2 (en) Inverter device, motor driving device, refrigerating air conditioner, and power generation system
EP2156541B1 (en) Pulse width modulation control of a matrix converter
CN104488180A (zh) 电力变换装置
US20180091079A1 (en) Inverter control device and air conditioner
US20100060235A1 (en) Driving of a phase module branch of a multilevel converter
EP2980980A1 (en) Inverter device
CN101425798B (zh) 并联igbt动态均流方法和装置
CN101960712A (zh) 逆变器装置
CN108233732A (zh) 整流器装置及其操作方法
CN103076482A (zh) 电机电流检测装置以及电机电流检测方法
EP4148966A1 (en) Bridgeless power factor correction (pfc) circuit
US20230396147A1 (en) Power converter apparatus and method
CN110361588A (zh) 一种汽车电动压缩机中永磁同步电机的电流检测方法
CN106411221B (zh) 一种用于电机宽速的电流检控装置
US11264916B2 (en) Operating a modular multilevel converter
CN108377099A (zh) 一种双级输入升压型dc恒压输出变换器
CA2694507A1 (en) Method for operation of a converter circuit, and apparatus for carrying out the method
CN110224641A (zh) 电机控制用集成电路
JP2019519188A (ja) フィルタリング手段を含むｄｃ電力を三相ａｃ電力に変換するシステム及び方法
CN108141129A (zh) 配置为限制开关过电压的电力转换器
CN106411222B (zh) 一种用于电机宽速的供电装置
CN115524525A (zh) 电流检测电路及其检测方法
Fakharmanesh Three-level neutral-point-clamped voltage source converters for renewable energy systems: modeling, operation and control

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant