KR101439712B1 - 전력 변환 장치 및 전력 변환 장치의 구동 방법 - Google Patents

전력 변환 장치 및 전력 변환 장치의 구동 방법 Download PDF

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Abstract

복수의 반도체 소자에 분류하여 전류가 흐르는 전력 변환 장치에 있어서, 반도체 소자에서의 전압 강하를 보상해서 정밀도 좋은 출력 전압이 얻어지는 것을 제공한다. 반도체 디바이스 그룹이 2개 직렬로 접속된 레그(21)의 반도체 디바이스 그룹 내의 소자 사이에서 당해 반도체 디바이스 그룹에 흐르는 전류에 분류가 생기는 전력 변환 장치에 있어서, 반도체 디바이스 그룹을 흐르는 전류를 검출하는 전류 센서(26)와, 출력하는 전압 지령값을 산출하는 전압 지령 작성부(31)와, 전류 센서(26)에서 검출된 전류값과 반도체 디바이스 그룹의 분류 특성을 포함한 전압 강하 특성을 이용하여 반도체 디바이스 그룹의 전압 강하를 산출하는 전압 강하 산출부(32)와, 산출된 전압 강하를 이용해서 전압 지령 작성부에서 작성된 전압 지령값을 보정하여 스위칭 소자의 온/오프를 제어하는 스위칭 제어부(33)를 구비하였다.

Description

전력 변환 장치 및 전력 변환 장치의 구동 방법{POWER CONVERSION APPARATUS AND DRIVING METHOD FOR POWER CONVERSION APPARATUS}
본 발명은 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 전력 변환 장치에 관한 것으로, 특히 가변속 모터 구동 장치나, 계통에 연계되는 전력 변환 장치에 관한 것이다.
전력 변환 장치에는 스위칭 소자와 환류(還流) 다이오드가 병렬 접속된 반도체 디바이스 그룹 2개를 직렬로 접속하고, 그 양단에 직류 전압을 인가하여, 반도체 디바이스 그룹끼리의 접속점에 출력 단자가 마련되는 것이 많이 있다. 이러한 전력 변환 장치에서는, 상부 아암의 스위칭 소자가 온되면 양의 직류 전압, 하부 아암의 스위칭 소자가 온되면 음의 직류 전압이 출력 단자에 출력되기 때문에, 그 스위칭 주기의 출력 전압 평균값이 전압 지령과 동등해지도록, 스위칭 소자의 온/오프를 제어한다. 이상적으로는, 1 스위칭 주기의 평균 전압은 전압 지령과 동등해진다. 스위칭 소자에 IGBT를 이용하고 있으면, 전류의 방향에 따라, 스위칭 소자 혹은 환류 다이오드 중 어딘가에 전류가 흐른다. 이러한 전력 변환 장치에서는, 스위칭 소자에 전압 강하(온 전압)가 발생하기 때문에, 출력 전압이 지령값 그대로의 전압으로 되지 않는다. 이 전압 강하를 보상하기 위해서, 상하 각 아암에 각각 전류 센서를 마련하고, 각 아암에서 흐르는 전류가 스위칭 소자에 흐르고 있는 전류인지 환류 다이오드에 흐르고 있는 전류인지를 판별하고, 각각의 전압 강하를 보상하는 것에 의해 지령값 그대로의 출력 전압을 얻는 기술이 특허문헌 1에 기재되어 있다.
한편, 스위칭 소자에 MOSFET를 사용하고, 스위칭 소자와 환류 다이오드의 분류(分流)를 이용함으로써 손실을 저감하는, 동기 정류를 행하는 전력 변환 장치가 있다(예컨대, 특허문헌 2).
특허문헌 1: 국제 공개 WO02/084855호 공보 특허문헌 2: 일본 특허 공개 제2008-61403호 공보
특허문헌 2에 나타내는 동기 정류를 이용한 전력 변환 장치에서는, 스위칭 소자와 환류 다이오드로 분류하여 전류가 흐르는 경우가 있기 때문에, 특허문헌 1과 같이, 전류가 스위칭 소자에 흐르고 있는지 환류 다이오드에 흐르고 있는지를 판별하는 것으로는 전압 강하의 보상을 행할 수 없다.
그래서, 본 발명에서는, 복수의 반도체 소자에 분류하여 전류가 흐르는 전력 변환 장치에 있어서, 반도체 소자에서의 전압 강하의 보상을 할 수 있고, 정밀도 좋은 출력 전압이 얻어지는 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발에 따른 전력 변환 장치는, 스위칭 소자와 스위칭 소자 이외의 반도체 소자가 병렬로 접속된 반도체 디바이스 그룹이 2개 직렬로 접속된 레그(leg)에서, 반도체 디바이스 그룹이 직렬 접속된 접속점이 교류 출력 단자로 되고, 레그의 양단이 직류 단자로 되도록 구성되며, 반도체 디바이스 그룹 내의 소자간에 당해 반도체 디바이스 그룹에 흐르는 전류에 분류가 생기는 전력 변환 장치에 있어서, 반도체 디바이스 그룹을 흐르는 전류를 검출하는 전류 센서와, 출력하는 전압 지령값을 산출하는 전압 지령 작성부와, 전류 센서에서 검출된 전류값과 반도체 디바이스 그룹의 분류 특성을 포함한 전압 강하 특성을 이용하여 반도체 디바이스 그룹의 전압 강하를 산출하는 전압 강하 산출부와, 이 전압 강하 산출부에서 산출된 전압 강하를 이용하여 전압 지령 작성부에서 작성되는 전압 지령값을 보정해서, 스위칭 소자의 온/오프를 제어하는 스위칭 제어부를 구비하는 것이다.
복수의 반도체 소자에 분류하여 전류가 흐르는 전력 변환 장치에서 전압 지령과 출력 전압 사이에 생기는, 반도체 디바이스의 전압 강하에 기인하는 오차 전압이 보정되어, 정밀도 좋은 출력 전압이 얻어진다.
도 1은 본 발명의 실시 형태 1에 따른 전력 변환 장치를 적용한 전력 장치의 구성의 일례를 나타내는 회로도이다.
도 2는 본 발명의 실시 형태 1에 따른 전력 변환 장치의 주회로(레그)를 나타내는 회로도이다.
도 3은 본 발명의 실시 형태 1에 따른 전력 변환 장치의 제어부를 나타내는 블럭도이다.
도 4는 본 발명의 실시 형태 1에 따른 전력 변환 장치의 동작을 설명하는 시퀀스도이다.
도 5는 본 발명의 실시 형태 1에 따른 V_on의 산출 기간과 그 V_on의 값을 이용하여 전압 지령값을 보정하는 보정 기간의 배리에이션(variation)을 설명하는 도면이다.
도 6은 본 발명의 실시 형태 1에 따른 전력 변환 장치의 각 상태에서의 동작을 설명하는 도면이다.
도 7은 본 발명의 실시 형태 1에 따른 반도체 디바이스 그룹의 분류 특성을 포함한 전압 강하 특성을 나타내는 도면이다.
도 8은 본 발명의 실시 형태 2에 따른 전력 변환 장치의 동작을 설명하는 시퀀스도이다.
도 9는 본 발명의 실시 형태 2에 따른 반도체 디바이스 그룹의 데드 타임(dead time) 기간에서의 분류 특성을 포함하는 전압 강하 특성의 일례를 나타내는 도면이다.
도 10은 본 발명의 실시 형태 3에 따른 전력 변환 장치의 주회로(레그)를 나타내는 회로도이다.
도 11은 본 발명의 실시 형태 3에 따른 제어부를 나타내는 블럭도이다.
도 12는 본 발명의 실시 형태 4에 따른 전력 변환 장치의 주회로(레그)를 나타내는 회로도이다.
도 13은 본 발명의 실시 형태 4에 따른 반도체 디바이스 그룹의 분류 특성을 포함하는 전압 강하 특성의 일례를 나타내는 도면이다.
도 14는 본 발명의 실시 형태 4에 따른 다른 전력 변환 장치의 주회로(레그)를 나타내는 회로도이다.
도 15는 본 발명의 실시 형태 5에 따른 전력 변환 장치의 주회로(레그)를 나타내는 회로도이다.
도 16은 본 발명의 실시 형태 5에 따른 반도체 디바이스 그룹의 분류 특성을 포함하는 전압 강하 특성의 일례를 나타내는 도면이다.
도 17은 본 발명의 실시 형태 6에 따른 전력 변환 장치의 주회로(레그)를 나타내는 회로도이다.
도 18은 본 발명의 실시 형태 6에 따른 반도체 디바이스 그룹의 분류 특성을 포함하는 전압 강하 특성의 일례를 나타내는 도면이다.
도 19는 본 발명의 실시 형태 6에 따른 다른 전력 변환 장치의 주회로(레그)를 나타내는 회로도이다.
도 20은 본 발명의 실시 형태 6에 따른 또 다른 전력 변환 장치의 주회로(레그)를 나타내는 회로도이다.
도 21은 본 발명의 실시 형태 7에 따른 전력 변환 장치의 주회로(레그)를 나타내는 회로도이다.
도 22는 본 발명의 실시 형태 7에 따른 반도체 디바이스 그룹의 분류 특성을 포함하는 전압 강하 특성의 일례를 나타내는 도면이다.
도 23은 본 발명의 전력 변환 장치가 적용되는 전력 장치의 구성의 다른 예를 나타내는 회로도이다.
도 24는 본 발명의 전력 변환 장치가 도 23의 전력 장치에 적용된 경우의 제어부를 나타내는 블럭도이다.
(실시 형태 1)
도 1에, 본 발명을 적용하는 전력 장치의 회로도를 나타낸다. 도 1은 전력 장치의 예로서 가변속 모터 구동 장치에 본 발명의 전력 변환 장치를 적용한 경우의 회로도를 나타내고 있다. 전력 장치는, 전력 변환기로서의 입력측 변환기(1)와 출력측 변환기(2)로 크게 나눌 수 있으며, 양자는 직류부(10)가 공통으로 접속되어 있다. 입력측 변환기(1)는 주로 다이오드 정류기(3)와 교류 리액터(AC reactor)(4)로 구성되고, 전력 계통(5)에 접속된다. 다이오드 정류기(3)는 직류 전압보다 정격 전압이 높은 PiN 다이오드 혹은 쇼트키 배리어 다이오드로 구성되고, 교류의 계통 전압을 직류 전압으로 변환한다.
한편, 출력측 변환기(2)는, 스위칭 소자와 스위칭 소자 이외의 반도체 소자인 환류 다이오드가 병렬로 접속된 반도체 디바이스 그룹을 사용하고, 반도체 디바이스 그룹이 직렬로 접속된 레그(leg)(21)를 출력의 필요 상수(necessary number)에 따라 하나 이상 사용한다. 각 레그(21)의 양단은 공통의 직류부(10)에 접속되고, 레그(21)의 중간점, 즉 반도체 디바이스 그룹의 접속점에는, 모터(8)에 접속되는 교류 출력 단자가 마련된다. 3상 모터 구동의 경우, 레그(21)를 3개 사용하고, 총 6개의 반도체 디바이스 그룹을 사용한다. 또한, 모터(8)를 제어하는 제어부(22)가 있고, 제어부(22)는 최종적으로 반도체 디바이스 그룹 내의 스위칭 소자의 온/오프를 행한다. 또, 본 발명에서는, 출력측 변환기(2)를 발명의 대상인 전력 변환 장치로 한다.
도 2는 그 1상 부분의 레그(21)에 주목한 도면이며, 출력측 변환기(2)의 상세를 설명하는 도면이다. 출력측 변환기(2)는, 레그인 주회로부(21)와 제어부(22)로 구성된다. 주회로부(21)에서는, 상부 아암을 예로 설명하면, 스위칭 소자(23a)와 환류 다이오드(24a)가 병렬로 접속되고, 1세트의 반도체 디바이스 그룹(25a)을 구성하고 있다. 실시 형태 1에서는, 스위칭 소자(23a)가 하나 이상의 MOSFET, 환류 다이오드(24a)가 상기 MOSFET의 기생 다이오드이고, 이들 MOSFET(23a)와 MOSFET의 기생 다이오드(24a)로 반도체 디바이스 그룹(25a)을 구성한다. 도 2에서는 MOSFET는 하나의 예를 나타내고 있지만, 전류가 많은 경우는 복수의 MOSFET를 병렬로 접속하는 것도 있으며, 전압이 높은 경우는 복수의 MOSFET를 직렬로 접속하하는 것도 있고, 이 양자를 병용하는 일도 있다. 하부 아암도 마찬가지로 반도체 디바이스 그룹(25b)을 구성한다. 26은 전류 센서이며, 출력 전류의 방향과 크기를 검출할 목적으로 사용되고, 예컨대 홀 센서를 이용한 전류 센서 등이 사용 가능하다.
한편, 제어부(22)의 최종적인 목적은 출력 단자에 접속되는 모터의 토크 혹은 회전수 등을 제어하는 것이다. 그를 위해, 제어부(22)는, 스위칭 소자(23a, 23b)의 온/오프를 제어하여, 스위칭 주기 동안에서의 출력 전압 V_out의 평균 전압을 제어한다.
제어부(22)를 보다 상세히 설명하기 위해, 도 3에 제어부(22)의 블럭도를 나타낸다. 제어부(22)는, 주로, 모터의 속도나 토크를 제어하기 위한 전압 지령값을 산출하여 출력하는 전압 지령 작성부(31)와, 반도체 디바이스 그룹의 전압 강하를 산출하는 전압 강하 산출부(32)와, 스위칭 제어부(33)로 구성된다. 전압 지령 작성부(31)는, 종래부터 사용되고 있는 벡터 제어나 V/f 일정 제어 등의 공지 기술에 의해, 용이하게 전압 지령 V_ref1을 작성할 수 있다. 예컨대, 정격 속도가 1,800rpm, 정격 주파수가 60㎐, 정격 전압(선간(線間))이 200V인 모터를 구동하는 경우, V/f 일정 제어를 이용하여 모터를 정격 속도의 절반인 900rpm으로 제어하고자 하면, V_ref1은 30㎐이고, 전압은 정격의 절반 100V를 상 전압 변환(phase voltage converting)한 것이 전압 지령 V_ref1로서 인가된다.
스위칭 제어부(33)에서는, 인가된 전압 지령 V_ref가 스위칭 반주기의 출력 전압 평균과 일치하도록 스위칭 소자의 온/오프를 결정한다. 일반적으로, 제어로서는 PWM 제어가 행해지는 경우가 많으며, PWM 제어의 경우, 공간 벡터를 이용하는 방법이나 삼각파 캐리어 비교가 이용되지만, 여기서는 도 4에 나타내는 삼각파 캐리어 비교를 예로 설명한다.
직류부의 중점을 가상적인 상 전압(virtual phase voltage)의 기준 전위라고 생각하고, 직류 전압이 ±Vdc(레그의 양단은 2Vdc)라고 한다. 도 4에 나타내는 삼각파 캐리어의 최대값, 최소값을 각각 ＋1, -1로 한다. 스위칭 제어부(33)에 인가된 전압 지령 V_ref를 Vdc로 나눔으로써 규격화를 행하여, 지령값 신호 V_ref/Vdc를 계산한다. 이 규격화된 지령값 신호 V_ref/Vdc와 삼각파 캐리어를 비교하고, 지령값 신호가 삼각파 캐리어보다 크면, 상부 아암의 스위칭 소자를 온, 하부 아암의 스위칭 소자를 오프로 한다. 반대로, 지령값 신호가 삼각파 캐리어보다 작으면, 상부 아암의 스위칭 소자를 오프, 하부 아암의 스위칭 소자를 온으로 한다. 이와 같이 제어를 행하면, 이상적으로는 스위칭 반주기 Tsw의 출력 전압 평균값 V_out은 전압 지령 V_ref와 동일해진다.
그러나, 전압 지령 작성부(31)에서는 반도체 디바이스 그룹에서 생기는 전압 강하를 고려하지 않고 전압 지령값 V_ref1을 결정하고 있기 때문에, 스위칭 제어부(33)가 이 V_ref1을 이용하여 스위칭 소자의 온/오프 시간을 결정한 경우, 실제의 출력 전압 V_out은 전압 지령 V_ref1에 대해 반도체 디바이스 그룹의 전압 강하 V_on만큼 저하한 것으로 되는 즉 V_out=V_ref1-V_on으로 된다.
그래서, 임의의 스위칭 반주기에서 발생한 반도체 디바이스 그룹의 전압 강하 V_on을 다음의 스위칭 반주기에서 보정하고, V_ref를 V_ref1＋V_on으로서 스위칭 제어부(33)에 인가한다. 이 V_on을 계산하는 것이 전압 강하 산출부(32)이다. 또, 삼각파 캐리어의 주파수는 예컨대 10㎑, 즉 스위칭 주기는 100㎲이며, 도 4의 Tsw로 나타내는 스위칭 반주기는 50㎲이기 때문에, 계산이 늦는 경우, 보정은 다음의 다음이나 그 다음의 스위칭 반주기에서 행하더라도 정밀도는 그만큼 저하하지 않는다.
또한, 여기서는, 임의의 스위칭 반주기에서 발생한 반도체 디바이스 그룹의 전압 강하 V_on을 다음이나 그 다음의 스위칭 반주기에서 보정하도록 했지만, 전압 강하의 산출 및 보정은, 반드시 반주기 단위로 행할 필요는 없고, 반주기의 정수배단위로 행하면 좋다. 도 5에 V_on의 산출 기간과 그 V_on의 값을 이용하여 전압 지령값을 보정하는 보정 기간의 배리에이션의 예를 나타낸다. 도 5(a)에 나타내는 것은, 상기에서 설명한, 임의의 스위칭 반주기에서 산출한 V_on을 이용하여 직후의 스위칭 반주기에서 보정하는 예이다. (b)에 나타내는 것은, 임의의 스위칭 반주기에서 산출한 V_on을 이용하여 반주기 비운 후의 스위칭 반주기에서 보정하는 예이다. (c)에 나타내는 것은, 임의의 스위칭 1 주기에서 V_on을 산출하고, 그 직후의 스위칭 1 주기에서 보정하는 예이다. (d)에 나타내는 것은, 임의의 스위칭 1 주기에서 V_on을 산출하고, 그 직후의 스위칭 반주기에서 보정하는 예이다. (e)에 나타내는 것은 임의의 스위칭 반주기에서 V_on을 산출하고, 그 직후의 스위칭 1 주기에서 보정하는 예이다.
즉, 스위칭 반주기, 1 주기, 1 주기 반이나 2 주기 등, 스위칭 반주기의 n(n는 양의 정수)배 기간의 온 전압을, 그 후의 스위칭 반주기, 1 주기, 1 주기 반이나 2 주기 등, 그 후의 스위칭 반주기의 m(m는 양의 정수)배 기간에서 보정을 행하더라도 정밀도는 그만큼 저하하지 않는다. 계산이 늦을 때는, 보정은 직후의 스위칭 반주기의 m배 기간에 행하지 않더라도, 반주기 비운 후나 1 주기 비운 후의 스위칭 반주기의 m배 기간에서 행하더라도 좋다.
도 6은 MOSFET와 MOSFET의 기생 다이오드에 의해서 구성되는 1상의 레그와 출력 전류의 통과 경로의 설명, 및 출력 전류 I_out와 각 아암의 반도체 디바이스 그룹에 흐르는 전류 파형의 도면이다. 도 6에 있어서, 예컨대, 출력 전류가 양이고 상부 아암의 MOSFET가 온인 경우((a) 상태), 출력 전류는 상부 아암의 MOSFET에만 흐른다. 한편, 출력 전류가 양이고 하부 아암의 MOSFET가 온인 경우((b) 상태), 출력 전류는 하부 아암의 MOSFET와 이것과 병렬로 접속되어 있는 환류 다이오드에 흐른다(소위 분류이다). 출력 전류가 음인 경우는 그 반대로 된다((c), (d) 상태). 또한, 각 반도체 디바이스 그룹의 전류 파형은 도 6과 같이, 상부 소자군과 하부 소자군에 교대로 전류가 흐르는 파형으로 되어 있다. 반도체 디바이스 그룹에서 발생하는 전압 강하 V_on은 분류 특성에 의존한다. 이것을 계산하는 것이, 도 3의 반도체 디바이스 그룹의 전압 강하를 산출하는 전압 강하 산출부(32)이다.
도 7은, 임의의 사용 온도에서의 MOSFET와 MOSFET의 기생 다이오드와, 그들이 병렬 접속된 반도체 디바이스 그룹의 전압 강하-전류 특성(굵은 실선=함수 Fvon())의 예를 나타내고 있다. 도 7에 있어서, 온되어 있는 반도체 디바이스 그룹의 역방향 전류(=Id_up 혹은 Id_low)가 I_1 이하이면, MOSFET에만 전류가 흐르기 때문에 선형 특성을 나타내고 있다. 한편, 온되어 있는 반도체 디바이스 그룹의 역방향 전류가 I_1을 초과하면, MOSFET의 기생 다이오드가 도통되어, MOSFET와 MOSFET의 기생 다이오드에서 분류가 발생하여, 전류에 대해 전압 강하의 증가가 억제되는 특성을 나타낸다.
즉, 상부 아암의 스위칭 소자가 온인 시간(=Ton_up, 도 4 참조)에서, 상부 아암의 반도체 디바이스 그룹의 역방향 전류 Id_up는 -I_out로 되고, 상부 아암의 스위칭 소자의 전압 강하 Von_up은 Fvon(-I_out)에 의해서 구해진다. 한편, 하부 아암의 스위칭 소자가 온인 시간(=Ton_low, 도 4 참조)에서, 하부 아암의 반도체 디바이스 그룹의 역방향 전류 Id_low는 +I_out로 되고, 하부 아암의 스위칭 소자의 전압 강하 Von_low는 Fvon(I_out)에 의해서 구해진다. 따라서, 이들을 스위칭 반주기(=Tsw)에서의 온 시간 비율을 고려하여, 스위칭 반주기에 발생한 전압 강하의 평균값 V_on을
Figure 112012049440974-pct00001
로 구한다.
또한, V_on을, 스위칭 반주기가 아니고, 스위칭 1 주기나 스위칭 1 주기 반 등 스위칭 반주기의 n배 기간에서 산출하는 경우는, 그 스위칭 반주기의 n배 기간에서의 각각의 온 시간 비율을 고려하여 V_on을 구한다.
또, 함수 Fvon()는, 도 7과 같은 디바이스의 특성이 고려되어 있으면, 수식을 이용하더라도, 테이블을 이용하더라도, 혹은 수식과 테이블의 양쪽을 이용하더라도, 동등한 효과가 얻어진다. 예컨대, 함수 Fvon()는 역방향 전류 Id의 조건에 의해서, 이하와 같이,
Figure 112012049440974-pct00002
로 구한다. 정수 A, B 및 C는 사용하는 반도체 디바이스에 의해서 정해진다.
이렇게 해서, 전압 강하 산출부(32)에서는, 검출된 출력 전류 I_out과, 스위칭 제어부(33)로부터 수취한, 그 때의 스위칭 반주기에서의 각 스위칭 소자의 온 시간의 데이터, 및 함수 Fvon()를 이용하여 반도체 디바이스 그룹에서 발생하는 전압 강하 V_on을 산출한다. 산출된 전압 강하 V_on은, 전압 지령 작성부(31)에 의해서 계산된 전압 지령 V_ref1에 더해져, 전압 지령 V_ref가 계산된다. 그 전압 지령 V_ref는 스위칭 제어부(33)에 입력되고, 반도체 디바이스 그룹 내의 스위칭 소자의 다음의 스위칭 반주기에서의 온/오프 제어가 행해진다.
이상에 의해 MOSFET와 MOSFET의 기생 다이오드에서 발생하는 전압 강하를 보정할 수 있어, 정밀도가 높은 출력 전압이 얻어진다. 또, 모터 구동 장치에서는 저속 대(大)토크시, 즉 출력 전압이 작고 전류가 큰 상태에서는, 반도체 디바이스 그룹에 의한 전압 강하가 상대적으로 커지기 때문에, 이 전압 강하를 보상하지 않으면 토크 맥동이 생기지만, 본 발명에 따르면 이 토크 맥동을 저감할 수 있다.
또, 상기의 설명에서는, 임의의 일정 온도에서의 사용을 상정하고 있지만, 반도체 디바이스의 특성은 온도에 의해 변화된다. 이 때문에, 반도체 디바이스의 온도 변화가 격렬한 조건에서는, 반도체 디바이스 그룹 혹은 개개의 반도체 디바이스의 온도를 검출하는 온도 센서를 부착하고, 검출한 온도에서의 반도체 디바이스 그룹의 특성, 즉 함수 Fvon()를 이용하여 반도체 디바이스 그룹에서 생기는 전압 강하를 산출하도록 하면, 더욱 정밀도가 향상된다.
이상 설명한 바와 같이, 본 실시 형태 1의 전력 변환 장치에 의하면, 반도체 디바이스 그룹(25a, 25b)에서 분류가 생기는 경우라도 정밀도가 좋은 전압 보정을 할 수 있다. 또, 특허문헌 1과 같이 레그에서의 상하 각 아암에 각각 전류값과 전류의 방향을 검출하는 전류 센서를 마련하는 일없이, 출력 전류를 검출하는 전류 센서(26)만을 이용하여, 이 전류 센서(26)에서 검출한 전류값과, 상하 각 아암의 스위칭 소자의 온 시간 비율을 이용해서 전압 강하를 산출할 수 있어, 구성이 단순하게 된다고 하는 효과가 있다.
(실시 형태 2)
도 8은 본 발명의 실시 형태 2에 따른 전력 변환 장치의 동작을 나타내는 시퀀스도이다. 실시 형태 1에서는, 상하의 스위칭 소자가 동시에 오프되는 기간(데드 타임)이 충분히 작아 무시할 수 있는 경우를 상정하고 있지만, 반도체 디바이스 그룹을 보호할 목적으로 마련하는 데드 타임의 영향이 있는 경우에는, 데드 타임 중의 전류 경로 및 반도체 디바이스 그룹의 전압 강하를 넣으면, 데드 타임에서 발생하는 전압 강하분도 보정할 수 있어, 더욱 정밀도가 높은 출력 전압이 얻어진다.
도 8에 나타내는 바와 같이, 데드 타임 Td(사선으로 나타낸 기간)는 단락을 방지하여 반도체 디바이스 그룹을 보호할 목적으로, MOSFET의 온과 오프의 상승 시간에 차이를 갖게 하는 것에 의해 마련하는 기간이다. Td 기간 동안은 MOSFET가 오프되어 있기 때문에, 이 기간에서의 전압 강하는 다이오드에서만 발생한다. 따라서, 이 Td가 큰 경우에서는, Td 기간 동안에 발생하는 전압 강하와, Td 기간을 무시하고 MOSFET에도 전류가 흐른다고 가정하여 계산한 전압 강하 보정량 사이에 오차를 생긴다. 그 경우는, Td 기간 동안은 MOSFET에 전류가 흐르지 않는 특성인 도 9와 같은 Td 기간 동안의 반도체 디바이스 그룹 특성을 고려하여 전압 강하 보정량을 구한다.
구체적으로는, 이하와 같이 해서 전압 강하의 보정량을 구한다. 도 9는 Td 기간 동안의 반도체 디바이스 그룹 특성, 즉 함수 Fvon_td()를 나타내고 있다. 전류 I_out이 양이면 하부 아암의 다이오드에 전류가 흐르고, I_out이 음이면 상부 아암의 다이오드에 전류가 흐른다. 또한, 후술하는 실시 형태 4에서 나타내는, MOSFET의 기생 다이오드 이외에 쇼트키 배리어 다이오드가 병렬 접속되어 있는 경우와 같이 2개 이상의 다이오드가 병렬 접속되어 있는 경우에서는, 예컨대, I_1 이하에서는 쇼트키 배리어 다이오드에만 전류가 흐르고, I_1 이상으로 되면 MOSFET의 기생 다이오드에도 전류가 흘러, 분류가 발생한다. 이 특성을 고려한 것이 도 9의 Td 기간 동안의 반도체 디바이스 그룹 특성 Fvon_td()이다. 따라서, 이 함수 Fvon_td() 및 Td 기간 동안 이외의 반도체 디바이스 그룹 특성 Fvon()를 이용하여, 스위칭 반주기의 전압 강하의 평균값은
Figure 112012049440974-pct00003
으로 구하여, V_on의 보정량을 구할 수 있다.
(실시 형태 3)
도 10은 본 발명의 실시 형태 3에 따른 전력 변환 장치의 주회로(레그)를 나타내는 도면이다. 실시 형태 1에서는, 출력 전류 I_out을 검출하도록 전류 센서(26)를 설치했지만, 본 실시 형태 3에서는, 도 10에 나타내는 바와 같이, 상부 아암의 반도체 디바이스 그룹(25a)에 흐르는 전류 Id_up, 하부 아암의 반도체 디바이스 그룹(25b)에 흐르는 전류 Id_low를 각각 직접 검출하도록 전류 센서(29a, 29b)를 마련하였다. 통상, 출력 전류 I_out=-Id_up+Id_low에서, 스위칭 상태에 따라 Id_up이나 Id_low 중 어느 한쪽이 영이지만, MOSFET가 오프일 때의 누설 전류를 무시할 수 없는 경우는, 도 10과 같이 전류 센서(29a, 29b)를 사용하면, 정밀도가 향상된다.
이 경우, 각각 상부 아암과 하부 아암에 흐르는 전류값으로서, 따로따로 전류 Id_up 및 Id_low를 검출할 수 있다. 여기서는, V_on을 구하는데에, 출력 전류 I_out이 아니라, 검출된 Id_up 및 Id_low를 이용한다. 검출된 Id_up 및 Id_low는, 말하자면 각각의 온 시간 비율에 의해 가중된 전류값이기 때문에, (1)식과 같이 각각의 온 시간 비율을 이용할 필요가 없고,
Figure 112012049440974-pct00004
에 의해 V_on의 평균값을 구할 수 있다. 따라서, 본 실시 형태 3에 있어서의 제어부(22)의 전압 강하 산출부(32)에서는, 도 11에 나타내는 바와 같이, 스위칭 제어부(33)로부터 온 시간에 관한 데이터를 수취할 필요가 없다.
이상 설명한 바와 같이, 본 실시 형태 3의 전력 변환 장치에 따르면, 반도체 디바이스 그룹(25a, 25b)에서 분류가 생기는 경우에도 정밀도가 좋은 전압 보정을 할 수 있다. 또, 특허문헌 1과 같이 상하 각 아암에서 전류가 스위칭 소자에 흐르고 있는지 환류 다이오드에 흐르고 있는지를 판별하는 일없이, 전류 센서(29a, 29b)에서 검출한 전류값을 이용하여 전압 강하를 산출할 수 있어, 구성이 단순하게 된다고 하는 효과가 있다.
(실시 형태 4)
도 12는 본 발명의 실시 형태 4에 따른 전력 변환 장치의 주회로(레그)를 나타내는 도면이다. 기본 구성은 실시 형태 1에서 나타낸 도 1, 도 3과 동일하다. 실시 형태 4에서는, 실시 형태 1의 도 2와 달리, 도 12에 나타내는 바와 같이, 상부 아암을 예로 하면, 출력측 변환기(2)의 스위칭 소자의 MOSFET(61a)에, 환류 다이오드로서 쇼트키 배리어 다이오드(63a)를 병렬로 접속하고 있다. 이 경우도 MOSFET의 기생 다이오드(62a)는 MOSFET의 구조상 수반되는 것이며, 이 기생 다이오드(62a)도 환류 다이오드로서 동작한다. 따라서, MOSFET(61a)와, 쇼트키 배리어 다이오드(63a)와, MOSFET의 기생 다이오드(62a)로, 1세트의 반도체 디바이스 그룹(64a)을 구성한다. 하부 아암도 마찬가지로 반도체 디바이스 그룹(64b)을 구성한다. 이러한 구성은, MOSFET의 기생 다이오드의 성능이 좋지 않기 때문에, 환류 다이오드로서 쇼트키 배리어 다이오드의 성능을 이용할 목적으로 자주 사용된다.
이러한 반도체 디바이스 그룹의 구성에서는, 분류 경로가 3 방향으로 된다. 따라서, 제어부(22)의 구성은 도 3과 동일하지만, 도 3의 반도체 디바이스 그룹의 전압 강하 산출부(32)에 다음과 같은 특성을 갖게 한다.
도 13은 임의의 사용 온도에서의 MOSFET와 쇼트키 배리어 다이오드와 MOSFET의 기생 다이오드와, 그들이 병렬 접속된 반도체 디바이스 그룹의 전압 강하-전류 특성의 예를 나타내고 있다. 도 13에 있어서, 온되어 있는 반도체 디바이스 그룹의 역방향 전류(=Id_up 혹은 Id_low)가 I_1 이하이면, MOSFET에만 전류가 흐르기 때문에, 선형 특성을 나타내고 있다. 한편, 온되어 있는 반도체 디바이스 그룹의 역방향 전류가 I_1을 초과하면, 쇼트키 배리어 다이오드가 도통되어, MOSFET와 쇼트키 배리어 다이오드에서 분류가 발생하고, 전류에 대해 전압 강하의 증가가 억제되는 특성을 나타낸다. 또, 온되어 있는 반도체 디바이스 그룹의 역방향 전류가 I_2를 초과하면, MOSFET의 기생 다이오드가 도통되어, MOSFET와 쇼트키 배리어 다이오드와 MOSFET의 기생 다이오드에서 분류가 발생하여, 전류에 대해 전압 강하의 증가가 더욱 억제되는 특성을 나타낸다.
도 3에 있어서의, 반도체 디바이스 그룹의 전압 강하를 산출하는 전압 강하 산출부(32)에는, 이 도 13의 특성 Fvon()가 테이블 혹은 수식, 혹은 테이블과 수식의 양쪽으로서 내장되어 있어, 반도체 디바이스 그룹의 전압 강하 V_on을 출력한다. 최종적으로는, 전압 지령 V_ref1을 보정하도록 V_on이 가미되고, 최종적인 V_ref가 도출되어, 이 V_ref에 근거하여 반도체 디바이스 그룹 내의 스위칭 소자의 온/오프 제어가 스위칭 제어부(33)에 의해 행해진다.
도 13에서는 역방향 전류의 증가에 대해 MOSFET, 쇼트키 배리어 다이오드, MOSFET의 기생 다이오드의 순서로 전류가 흐르는 예를 나타냈지만, 이것은 일례로서, 각각의 특성에 의해 순서가 다른 경우도 있다.
이상, 환류 다이오드로서 예컨대 쇼트키 배리어 다이오드를 이용한 경우에도, 본 실시 형태 4에 의하면, MOSFET와 쇼트키 배리어 다이오드와 MOSFET의 기생 다이오드에서 발생하는 전압 강하가 보정되어, 정밀도 높은 출력 전압이 얻어짐과 아울러, 모터의 토크 맥동을 저감할 수 있다.
상기의 설명에서는, 반도체 디바이스 그룹에, MOSFET와 MOSFET의 기생 다이오드와 쇼트키 배리어 다이오드를 사용했지만, 쇼트키 배리어 다이오드 대신에 PiN 다이오드를 사용하더라도, 도 13에 나타내는 특성과 마찬가지로, PiN 다이오드 특성이 고려되어 있으면, 동일한 효과가 얻어진다.
데드 타임의 영향이 있는 경우에는, 실시 형태 2에서 설명한 바와 같이, 데드 타임 동안의 전류 경로 및 반도체 디바이스 그룹의 전압 강하 특성을 포함하면, 데드 타임에서 발생하는 전압 강하분도 보정할 수 있어, 더욱 정밀도가 높은 출력 전압이 얻어지는 것은 실시 형태 4에서도 마찬가지이다.
또한, 상기에서는, 출력 전류 I_out을 검출하도록 전류 센서(65)를 설치했지만, 실시 형태 3에서 설명한 것과 마찬가지로, 도 14에 나타내는 바와 같이, 상부 아암의 반도체 디바이스 그룹(64a)에 흐르는 전류 Id_up, 하부 아암의 반도체 디바이스 그룹(64b)에 흐르는 전류 Id_low를 각각 직접 검출하도록 전류 센서(67a, 67b)를 마련하더라도 좋다. 통상, 출력 전류 I_out=-Id_up+Id_low에서 Id_up나 Id_low가 영이지만, MOSFET가 오프일 때의 누설 전류를 무시할 수 없는 경우는, 도 14와 같이 전류 센서(67a, 67b)를 사용하면, 정밀도가 향상된다.
또한, 실시 형태 1에서 설명한 것과 마찬가지로, 반도체 디바이스의 온도 변화가 격렬한 조건에서는, 반도체 디바이스 그룹 혹은 개개의 반도체 디바이스의 온도를 검출하는 온도 센서를 부착하고, 검출한 온도에서의 반도체 디바이스 그룹의 특성, 즉 함수 Fvon()를 이용하여 반도체 디바이스 그룹에서 생기는 전압 강하를 산출하도록 하면, 더욱 정밀도가 향상된다.
(실시 형태 5)
도 15는 본 발명의 실시 형태 5에 따른 전력 변환 장치의 주회로(레그)를 나타내는 도면이다. 실시 형태 4에서는, 출력 전류 I_out, 또는 상하 각 아암의 전류 Id_up, Id_low를 검출하도록 전류 센서(26)를 설치했지만, 본 실시 형태 5에서는, 도 15에 나타내는 바와 같이, 반도체 디바이스 그룹(64a, 64b)을 구성하는 MOSFET나 환류 다이오드 등의 개개의 반도체 디바이스에 흐르는 전류를 직접 검출하도록, 스위칭 소자의 MOSFET(61a, 61b)와 MOSFET의 기생 다이오드(62a, 62b)를 흐르는 전류 Im의 크기와 방향을 검출하는 전류 센서(68a, 68b)와, 쇼트키 배리어 다이오드(63a, 63b)의 전류 Is의 크기와 방향을 검출하는 전류 센서(69a, 69b)를 마련하고 있다.
이 경우의 전압 강하의 보정값의 산출에 대해 도 16을 이용하여 설명한다. 상부 아암에 주목한다. 전류 센서(68a)는 MOSFET(61a)와 MOSFET의 기생 다이오드(62a)의 반도체 디바이스 그룹에 흐르는 전류 Im_up을 검출한다. 이에 따라, 전류 센서(68a)에서 검출한 전류에 의해 MOSFET(61a)와 MOSFET의 기생 다이오드(62a)의 반도체 디바이스 그룹에서 생기는 전압 강하는 도 16의 굵은 실선으로 나타내는 MOSFET와 기생 다이오드의 반도체 디바이스 그룹 특성 Fvon_m()에 의해 구한다. 또한, 전류 센서(69a)는 쇼트키 배리어 다이오드(63a)에 흐르는 전류 Is_up을 검출한다. 이 때문에, 전류 센서(69a)에서 검출한 전류에 의해 쇼트키 배리어 다이오드(63a)에서 생기는 전압 강하는 도 16의 굵은 점선으로 나타내는 쇼트키 배리어 다이오드 특성 Fvon_s()에 의해 구한다.
도 16으로 알 수 있는 바와 같이, 상부 아암의 전체 전류 Id_up가 I_1 이하인 경우는 쇼트키 배리어 다이오드(63a)로의 분류는 발생하지 않고, 전류 센서(69a)에서 검출되는 전류는 0이다. 이 때, Im_up은 I_1 이하이고, 전류 센서(68a)에서 검출된 전류 Im_up의 값으로부터, 도 16의 Fvon_m()에 의해 전압 강하 Von_up을 구한다. Id_up이 I_1 이상으로 되면 쇼트키 배리어 다이오드(63a)로의 분류가 발생한다. 이 때, 쇼트키 배리어 다이오드(63a)의 전압 강하와 MOSFET(61a)와 MOSFET의 기생 다이오드(62a)의 반도체 디바이스 그룹에서 생기는 전압 강하가 동일해지도록 분류가 발생한다. MOSFET(61a)와 기생 다이오드(62a)의 반도체 디바이스 그룹에 흐르는 전류 Im_up이 I_2이고, 쇼트키 배리어 다이오드(63a)에 흐르는 전류 Is_up이 I_3일 때, 도 16의 전압 강하 V_1로 나타내는 바와 같이, 양자가 동일한 전압 강하 V_1을 발생시킨다. 이와 같이, Id_up=I_2＋I_3으로 되도록 분류가 생긴다. 이 때는, MOSFET(61a)와 MOSFET의 기생 다이오드(62a)와 쇼트키 배리어 다이오드(63a)로 구성하는 상부 아암의 반도체 디바이스 그룹(64a)에서의 전압 강하는, 전류 센서(68a)에서 검출한 Im_up의 값으로부터 Fvon_m()에 의해서 구할 수 있고, 전류 센서(69a)에서 검출한 Is_up의 값으로부터 Fvon_s()에 의해서도 구할 수 있다. 양자에서 구한 전압 강하의 값은 동일한 값으로 된다.
예컨대 MOSFET의 기생 다이오드의 특성을 정확하게 함수 혹은 테이블로 표현할 수 없는 경우, 전류가 I_1 이하인 경우는 MOSFET 특성의 함수 Fvon_m()를 채용하고, 전류가 I_1 이상에서는 쇼트키 배리어 다이오드 특성의 함수 Fvon_s()를 채용하면, 실시 형태 4보다 고정밀한 온 전압이 보정되는 효과가 있다.
(실시 형태 6)
도 17은 본 발명의 실시 형태 6에 따른 전력 변환 장치의 주회로(레그)를 나타내는 도면이다. 기본 구성은 실시 형태 1에서 나타낸 도 1, 도 3과 마찬가지이다. 단, 실시 형태 6에서는, 실시 형태 1의 도 2와 달리, 도 17에 나타내는 바와 같이, 상부 아암을 예로 하면, 출력측 변환기(2)의 스위칭 소자의 MOSFET(91a)에, 환류 다이오드로서 쇼트키 배리어 다이오드(93a) 및, PiN 다이오드(94a)를 병렬로 접속하고 있다. 이 경우도 MOSFET의 기생 다이오드(92a)는 MOSFET의 구조상 수반되는 것이며, 이 기생 다이오드(92a)도 환류 다이오드로서 동작한다. 따라서, MOSFET(91a)와, 쇼트키 배리어 다이오드(93a)와, PiN 다이오드(94a)와, MOSFET의 기생 다이오드(92a)로, 1세트의 반도체 디바이스 그룹(95a)을 구성한다. 마찬가지로, 하부 아암도 반도체 디바이스 그룹(95b)을 구성한다.
또, 이러한 구성은, MOSFET의 기생 다이오드의 성능이 좋지 않기 때문에, PiN 다이오드가 미리 병렬로 접속된 패키지를 사용하고, 더욱 성능 향상을 위해 쇼트키 배리어 다이오드를 이용하는 경우에 자주 사용된다. 이러한 반도체 디바이스 그룹의 구성은 분류 경로가 4 방향으로 된다. 따라서, 제어부(22)의 구성은 실시 형태 1과 동일하지만, 도 3의 반도체 디바이스 그룹의 전압 강하를 산출하는 전압 강하 산출부(32)에 다음과 같은 특성을 갖게 한다.
도 18은 임의의 사용 온도에서의 MOSFET와 쇼트키 배리어 다이오드와 PiN 다이오드와 MOSFET의 기생 다이오드와, 그들이 병렬 접속된 반도체 디바이스 그룹의 전압 강하-전류 특성의 예를 나타내고 있다. 도 18에 있어서, 온되어 있는 반도체 디바이스 그룹의 역방향 전류(=Id_up 혹은 Id_low)가 I_1 이하이면, MOSFET에만 전류가 흐르기 때문에, 선형 특성을 나타내고 있다. 한편, 온되어 있는 반도체 디바이스 그룹의 역방향 전류가 I_1을 초과하면, 쇼트키 배리어 다이오드가 도통되어, MOSFET와 쇼트키 배리어 다이오드에서 분류가 발생하여, 전류에 대해 전압 강하의 증가가 억제되는 특성을 나타낸다. 또, 온되어 있는 반도체 디바이스 그룹의 역방향 전류가 I_2를 초과하면, PiN 다이오드가 도통되어, MOSFET와 쇼트키 배리어 다이오드와 PiN 다이오드에서 분류가 발생하여, 전류에 대해 전압 강하의 증가가 더욱 억제되는 특성을 나타낸다. 또, 온되어 있는 반도체 디바이스 그룹의 역방향 전류가 I_3을 초과하면, MOSFET의 기생 다이오드가 도통되어, MOSFET와 쇼트키 배리어 다이오드와 PiN 다이오드와 MOSFET의 기생 다이오드에서 분류가 발생하여, 전류에 대해 전압 강하의 증가가 더욱 억제되는 특성을 나타낸다.
도 3에 있어서의, 전압 강하 산출부(32)에는, 이 도 18의 특성이 테이블 또는 수식, 혹은 테이블과 수식의 양쪽로서 포함되어 있어 반도체 디바이스 그룹의 전압 강하 V_on을 출력한다. 최종적으로는, 전압 지령 V_ref1을 보정하도록 V_on이 가미되어, 최종적인 V_ref가 도출되고, 이 V_ref에 근거하여 반도체 디바이스 그룹 내의 스위칭 소자의 온/오프 제어가 스위칭 제어부(33)에 의해 행해진다.
또, 도 18에서는 역방향 전류의 증가에 대해 MOSFET, 쇼트키 배리어 다이오드, PiN 다이오드, MOSFET의 기생 다이오드의 순서로 전류가 흐르는 예를 나타냈지만, 이것은 일례로서, 각각의 특성에 의해 순서가 다른 경우도 있다.
이상, 환류 다이오드로서 예컨대 쇼트키 배리어 다이오드와 PiN 다이오드를 이용한 경우에도, 본 실시 형태 6에 의하면, MOSFET와 쇼트키 배리어 다이오드와 PiN 다이오드와 MOSFET의 기생 다이오드에서 발생하는 전압 강하가 보정되어, 정밀도 높은 출력 전압이 얻어짐과 아울러, 모터의 토크 맥동을 저감할 수 있다.
데드 타임의 영향이 있는 경우에는, 실시 형태 2에서 설명한 바와 같이, 데드 타임 동안의 전류 경로 및 반도체 디바이스 그룹의 전압 강하 특성을 포함하면, 데드 타임에서 발생하는 전압 강하분도 보정할 수 있어, 더욱 정밀도가 높은 출력 전압이 얻어지는 것은 본 실시 형태 6에서도 마찬가지이다.
또한, 상기에서는, 출력 전류 I_out을 검출하도록 전류 센서를 설치했지만, 실시 형태 3에서 설명한 바와 마찬가지로, 도 19에 나타내는 바와 같이, 상부 아암의 반도체 디바이스 그룹(95a)에 흐르는 전류 Id_up, 하부 아암의 반도체 디바이스 그룹(95b)에 흐르는 전류 Id_low를 각각 직접 검출하도록 전류 센서(99a, 99b)를 접속하더라도 좋다. 통상, 출력 전류 I_out=-Id_up+Id_low에서 Id_up이나 Id_low가 영이지만, MOSFET가 오프일 때의 누설 전류를 무시할 수 없는 경우는, 도 19와 같이 전류 센서를 2개 사용함으로써, 정밀도가 향상된다.
또, 실시 형태 5에서 설명한 바와 마찬가지로, 도 20에 나타내는 바와 같이, 반도체 디바이스 그룹을 구성하는 MOSFET나 환류 다이오드 등의 개개의 반도체 디바이스에 흐르는 전류를 직접 검출하도록, 스위칭 소자의 MOSFET(91a, 91b)와 MOSFET의 기생 다이오드(92a, 92b)를 흐르는 전류의 크기와 방향을 검출하는 전류 센서(107a, 107b)와, 쇼트키 배리어 다이오드(93a, 93b)의 전류의 크기와 방향을 검출하는 전류 센서(108a, 108b)와, PiN 다이오드(94a, 94b)의 전류의 크기와 방향을 검출하는 전류 센서(109a, 109b)를 접속하더라도 좋다. 이 경우, MOSFET와 MOSFET의 기생 다이오드에 흐르는 전류만 분류 특성에 주목하여 전압을 산출하면 좋기 때문에 보정 정밀도가 향상된다.
또한, 실시 형태 1에서 설명한 바와 마찬가지로, 반도체 디바이스의 온도 변화가 격렬한 조건에서는, 반도체 디바이스 그룹 혹은 개개의 반도체 디바이스의 온도를 검출하는 온도 센서를 부착하고, 검출한 온도에서의 반도체 디바이스 그룹의 특성, 즉 함수 Fvon()를 이용하여 반도체 디바이스 그룹에서 생기는 전압 강하를 산출하도록 하면, 더욱 정밀도가 향상된다.
또, 상기 실시 형태 1~6에서는, 스위칭 소자에 MOSFET의 사용을 상정했지만, 스위칭 소자에 JFET를 이용하더라도 마찬가지로 환류 다이오드와의 사이에 분류가 발생하기 때문에, 상기 실시 형태 1~6과 동등한 효과가 얻어진다.
(실시 형태 7)
도 21은 본 발명의 실시 형태 7에 따른 전력 변환 장치의 주회로(레그)를 나타내는 도면이다. 기본 구성은 도 1이나 도 3과 동일하다. 실시 형태 7에서는, 도 21에 나타내는 바와 같이, 상부 아암을 예로 하면, 출력측 변환기(2)의 스위칭 소자에 IGBT(81a), 환류 다이오드에 PiN 다이오드(82a)와 쇼트키 배리어 다이오드(83a)를 사용하여, 반도체 디바이스 그룹(84a)을 구성한다. 하부 아암도 마찬가지로 반도체 디바이스 그룹(84b)을 구성한다. 이러한 구성은, PiN 다이오드가 환류 다이오드로서 내장된 IGBT 패키지에, PiN 다이오드보다 성능이 좋은 쇼트키 배리어 다이오드의 성능을 이용할 목적으로 자주 사용된다.
이러한 구성에서는, 스위칭 소자인 IGBT(81a, 81b)는 역방향 전류를 흘릴 수 없기 때문에, 스위칭 소자와 환류 다이오드 사이에서는 분류가 발생하지 않는다. 그러나, 환류 다이오드인, PiN 다이오드와 쇼트키 배리어 다이오드 사이에 분류가 발생한다. 제어부(22)의 기본 구성은 도 3과 동일하지만, 이러한 반도체 디바이스 그룹의 구성은 분류 경로가 환류 다이오드 사이로 되므로, 도 3의 반도체 디바이스 그룹의 전압 강하 산출부(32)에 다음과 같은 특성을 갖게 한다.
도 22는 임의의 사용 온도에서의 IGBT와 PiN 다이오드와 쇼트키 배리어 다이오드와, 그들이 병렬 접속된 반도체 디바이스 그룹의 전압-전류 특성의 예를 나타내고 있다. 도 22에 있어서, 온되어 있는 반도체 디바이스 그룹의 역방향 전류(=Id_up 혹은 Id_low)가 0A 이하이면, IGBT에만 전류가 흐른다. 한편, 0A를 초과하면, IGBT에는 전류가 흐르지 않고, 쇼트키 배리어 다이오드에 전류가 흐르기 시작한다. 다음으로 I_1을 초과하면, PiN 다이오드에도 전류가 흐르기 시작하고, 쇼트키 배리어 다이오드와 PiN 다이오드 사이에 분류가 발생하여, 전류에 대해 전압 강하의 증가가 더욱 억제되는 특성을 나타낸다.
도 3에 있어서의, 전압 강하 산출부(32)에는, 이 도 22의 특성이 테이블 혹은 수식, 혹은 테이블과 수식의 양쪽로서 내장되어 있고, 반도체 디바이스 그룹의 전압 강하 V_on을 출력한다. 최종적으로는, 전압 지령 V_ref1을 보정하도록 V_on이 가미되어, 최종적인 V_ref가 도출되고, 이 V_ref에 근거하여 반도체 디바이스 그룹의 온/오프 제어가 행해진다.
도 22에서는 역방향 전류의 증가에 대해 IGBT, 쇼트키 배리어 다이오드, PiN 다이오드의 순서로 전류가 흐르는 예를 나타냈지만, 이것은 일례로서, 각각의 특성에 의해 순서가 다른 경우도 있다.
이상, IGBT와 쇼트키 배리어 다이오드와 PiN 다이오드로 구성되는 반도체 디바이스 그룹을 이용한 경우에도, 본 실시 형태 7에 의하면, 반도체 디바이스 그룹에서 발생하는 전압 강하가 보정되어, 정밀도 높은 출력 전압이 얻어짐과 아울러, 모터의 토크 맥동을 저감할 수 있다.
데드 타임의 영향이 있는 경우에는, 실시 형태 2에서 설명한 바와 같이, 데드 타임 동안의 전류 경로 및 반도체 디바이스 그룹의 전압 강하 특성을 포함하면, 데드 타임에서 발생하는 전압 강하분도 보정할 수 있어, 더욱 정밀도가 높은 출력 전압이 얻어지는 것은 본 실시 형태 7에서도 마찬가지이다.
또한, 상기에서는, 출력 전류 I_out을 검출하도록 전류 센서(85)를 설치했지만, 지금까지의 실시 형태에서 설명한 바와 마찬가지로, 상부 아암의 반도체 디바이스 그룹(84a)에 흐르는 전류 Id_up, 하부 아암의 반도체 디바이스 그룹(84b)에 흐르는 전류 Id_low를 각각 직접 검출하도록 전류 센서를 접속하더라도 좋다. 통상, 출력 전류 I_out=-Id_up+Id_low에서 Id_up이나 Id_low가 영이지만, IGBT가 오프일 때의 누설 전류를 무시할 수 없는 경우는, 전류 센서를 2개 사용함으로써 정밀도가 향상된다.
또, 반도체 디바이스 그룹을 구성하는 IGBT나 환류 다이오드 등의 개개의 반도체 디바이스에 흐르는 전류를 직접 검출하도록, 스위칭 소자의 IGBT(81a, 81b)를 흐르는 전류의 크기와 방향을 검출하는 전류 센서와, PiN 다이오드(82a, 82b)의 전류의 크기와 방향을 검출하는 전류 센서와, 쇼트키 배리어 다이오드(83a, 83b)의 전류의 크기와 방향을 검출하는 전류 센서를 접속하더라도 좋다. 이 경우, 개개의 반도체 디바이스에 흐르는 전류에 주목하여 개개의 반도체 디바이스 특성만을 이용해서 전압을 산출하면 좋기 때문에, 보정 정밀도가 향상된다.
또한, 반도체 디바이스의 온도 변화가 격렬한 조건에서는, 반도체 디바이스 그룹, 혹은 개개의 반도체 디바이스의 온도를 검출하는 온도 센서를 부착하고, 검출한 온도에서의 반도체 디바이스 그룹의 특성, 즉 함수 Fvon()를 이용하여 반도체 디바이스 그룹에서 생기는 전압 강하를 산출하도록 하면, 더욱 정밀도가 향상되는 것은 지금까지의 실시 형태와 마찬가지이다.
(실시 형태 8)
상기 실시 형태 1~7에서는, 본 발명의 전력 변환 장치를 가변속 모터 구동 장치로서 사용하는 예를 나타냈지만, 도 23에 나타내는 바와 같이 계통에 접속되는 전력 변환 장치(20)에도 사용 가능하다. 이 경우, 계통 전류가 주된 제어 대상으로 되기 때문에, 도 24에 있어서의 전압 지령 작성부(310)에서 작성되는 전압 지령 V_ref1은 계통 전류를 제어하도록 작성된다. 예컨대, 실시 형태 1~7에서 설명한 전력 장치의 입력측 변환기(1)를 전력 변환 장치(20)로 치환한 경우, 직류 전압을 임의의 일정값으로 하기 위해서, 계통으로부터의 유효 전류를 적절한 값으로 되도록 전압 지령 작성부(310)가 전압 지령 V_ref1을 작성한다. 구체적으로는 pq 제어 등에 의해서 V_ref1이 작성된다. 이 경우도, 전압 강하 산출부(320)는 반도체 디바이스 그룹에서의 전압 강하를 상기 실시 형태 1~7에서 설명한 바와 같게 해서 산출한다.
(실시 형태 9)
상기의 실시 형태 1~8에 있어서의, 스위칭 소자 및 다이오드 소자는 규소에 의해서 형성되더라도 좋고, 또한, 규소에 비해 밴드 갭이 큰 와이드 밴드 갭 반도체에 의해서 형성하더라도 좋다. 와이드 밴드 갭 반도체로서는, 예컨대, 탄화규소, 질화 갈륨 또는 다이아몬드가 있다.
이러한 와이드 밴드 갭 반도체에 의해서 형성된 스위칭 소자나 다이오드 소자는, 내전압성이 높고, 허용 전류 밀도도 높기 때문에, 스위칭 소자나 다이오드 소자의 소형화가 가능하고, 이들 소형화된 스위칭 소자나 다이오드 소자를 이용하는 것에 의해, 이들의 소자를 내장한 반도체 모듈의 소형화가 가능해진다.
또한, 내열성도 높기 때문에, 히트 싱크(heat sink)의 방열 핀의 소형화나, 수냉부의 공냉화가 가능하기 때문에, 반도체 모듈의 더욱 소형화가 가능하게 된다.
또, 전력 손실이 낮기 때문에, 스위칭 소자나 다이오드 소자의 고효율화가 가능하여, 나아가서는 반도체 모듈의 고효율화가 가능하게 된다.
또, 스위칭 소자 및 다이오드 소자의 양쪽이 와이드 밴드 갭 반도체에 의해서 형성되어 있는 것이 바람직하지만, 몇 개의 소자가 와이드 밴드 갭 반도체에 의해서 형성되어 있더라도 좋고, 상기 실시 형태 1~8에 기재된 효과를 얻을 수 있다.
실시 형태 1~8에서는, PWM 제어를 예로 해 설명했지만, 스위칭 소자의 온/오프의 비에 의해서 전압을 제어하는 제어 방식이면, 다른 제어 방식이더라도 마찬가지로 본 발명을 적용할 수 있다. 예컨대, 일정 폭의 펄스의 밀도를 변화시키는 것에 의해 전압을 제어하는 PDM(펄스 밀도 변조) 제어에도 적용할 수 있다. 이 PDM 제어에서는, 목표 전압에 대해 펄스 밀도를 결정하는 제어 주기마다, 온/오프의 비에 따라 V_on의 평균값을 구하고, 다음의 제어 주기의 펄스 밀도를 결정하면 좋다. 기본적으로, PWM 제어의 경우는 1 제어 주기에 하나의 온 기간과 하나의 오프 기간이 존재하지만, PDM 제어의 경우는 1 제어 주기에 복수의 온 기간과 복수의 오프 기간이 존재한다. 따라서, PDM 제어의 경우는, 온 기간의 합계와 오프 기간의 합계의 비가 온/오프의 비가 되고, 이것을 이용하여 V_on의 평균값을 구한다.
21: 레그
22: 제어부
23a, 23b, 61a, 61b, 81a, 81b, 91a, 91b: 스위칭 소자
24a, 24b, 62a, 62b, 92a, 92b: 기생 다이오드
25a, 25b, 64a, 64b, 84a, 84b, 95a, 95b: 반도체 디바이스 그룹
26, 29a, 29b, 65, 67a, 67b, 68a, 68b, 69a, 69b, 85, 96, 99a, 99b, 107a, 107b, 108a, 108b, 109a, 109b: 전류 센서
31, 310: 전압 지령 작성부
32, 320: 전압 강하 산출부
33: 스위칭 제어부
63a, 63b, 83a, 83b, 93a, 93b: 쇼트키 배리어 다이오드
82a, 82b, 94a, 94b: PiN 다이오드
Td: 데드 타임
Tsw: 스위칭 반주기

Claims (16)

  1. 스위칭 소자와 스위칭 소자 이외의 반도체 소자가 병렬로 접속된 반도체 디바이스 그룹이 2개 직렬로 접속된 레그(leg)에서, 상기 반도체 디바이스 그룹이 직렬 접속된 접속점이 교류 출력 단자로 되고, 상기 레그의 양단이 직류 단자로 되도록 구성되며, 상기 반도체 디바이스 그룹 내의 소자 사이에서 상기 반도체 디바이스 그룹에 흐르는 전류에 분류(分流)가 생기는 전력 변환 장치에 있어서,
    상기 반도체 디바이스 그룹을 흐르는 전류를 검출하는 전류 센서와,
    출력할 전압 지령값을 산출하는 전압 지령 작성부와,
    상기 전류 센서에서 검출된 전류값과 상기 반도체 디바이스 그룹의 분류 특성을 포함하는 전압 강하 특성을 이용하여 상기 반도체 디바이스 그룹의 전압 강하를 산출하는 전압 강하 산출부와,
    이 전압 강하 산출부에서 산출된 전압 강하를 이용하여 상기 전압 지령 작성부에서 작성되는 전압 지령값을 보정하고, 상기 스위칭 소자의 온/오프를 제어하는 스위칭 제어부를 구비하고,
    상기 반도체 디바이스 그룹은 상이한 전압 강하 특성의 소자를 포함하고,
    상기 전압 강하 산출부는, 상기 분류 특성을 포함하는 전압 강하 특성으로서, 상기 반도체 디바이스 그룹 내의 상이한 전압 강하 특성의 소자 간에 전류가 나뉘어져 흘렀을 때의 전압 강하 특성을 이용하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    전압 강하 산출부는, 전류 센서가 검출하는 전류값을 이용하여 스위칭 반주기의 n(n는 양의 정수)배 기간에서의 전압 강하를 산출하고, 스위칭 제어부는 상기 전압 강하 산출부에서 산출된 전압 강하의 값을 이용하여, 상기 스위칭 반주기의 n배 기간보다 이후인 스위칭 반주기의 m(m는 정의 정수)배 기간의 전압 지령값으로서 전압 지령 작성부에서 작성된 전압 지령값을 보정해서 스위칭 소자의 온/오프를 제어하는 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    전류 센서가 교류 출력 단자를 흐르는 전류를 검출하도록 마련되고, 전압 강하 산출부는, 레그에서의 2개의 반도체 디바이스 그룹의 각각의 전압 강하를, 상기 전류 센서에 의해 검출된 전류값과, 스위칭 반주기의 n배 기간에 대해 스위칭 제어부가 출력하는 상기 각각의 반도체 디바이스 그룹의 온 시간비를 이용하여 산출하는 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  4. 제 2 항에 있어서,
    전류 센서가, 레그에서의 2개의 반도체 디바이스 그룹의 각각의 반도체 디바이스 그룹에 흐르는 전류를 검출하도록 마련되고, 레그에서의 2개의 반도체 디바이스 그룹의 각각의 전압 강하를, 각각의 반도체 디바이스 그룹에 흐르는 전류값을 이용하여 산출하는 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  5. 제 1 항에 있어서,
    전압 강하 산출부는, 데드 타임(dead time) 기간은 스위칭 소자에 전류가 흐르지 않는다고 한 반도체 디바이스 그룹의 분류 특성을 포함하는 전압 강하 특성에 의해 전압 강하를 산출하는 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  6. 제 1 항에 있어서,
    스위칭 소자가 MOSFET 또는 JFET이고, 스위칭 소자 이외의 반도체 소자가, 상기 MOSFET 또는 JFET에 수반되는 기생 다이오드이며, 동기 정류를 행하도록 구성된 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  7. 제 6 항에 있어서,
    스위칭 소자 이외의 반도체 소자로서 환류(還流) 다이오드를 더 접속한 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  8. 제 1 항에 있어서,
    스위칭 소자가 IGBT이고, 스위칭 소자 이외의 반도체 소자가 복수의 다이오드가 병렬로 접속된 병렬 접속체이며, 이 복수의 다이오드 사이에서 분류가 발생하는 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,
    스위칭 소자가 와이드 밴드 갭 반도체 재료에 의해 형성되어 있는 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  10. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,
    스위칭 소자 이외의 반도체 소자가 와이드 밴드 갭 반도체 재료에 의해 형성되어 있는 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  11. 제 9 항에 있어서,
    와이드 밴드 갭 반도체 재료는 탄화규소, 질화 갈륨, 또는 다이아몬드 중 어느 하나인 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  12. 스위칭 소자와 스위칭 소자 이외의 반도체 소자가 병렬로 접속된 반도체 디바이스 그룹이 2개 직렬로 접속된 레그에서, 상기 반도체 디바이스 그룹이 직렬 접속된 접속점이 교류 출력 단자로 되고, 상기 레그의 양단이 직류 단자로 되도록 구성되며, 상이한 전압 강하 특성의 소자를 포함하는 상기 반도체 디바이스 그룹 내의 소자 사이에서 상기 반도체 디바이스 그룹에 흐르는 전류에 분류가 생기는 전력 변환 장치의 구동 방법에 있어서,
    상기 교류 출력 단자에 출력하는 전압을 지령하는 전압 지령값을 산출하고,
    상기 반도체 디바이스 그룹을 흐르는 전류값과 상기 반도체 디바이스 그룹 내의 상이한 전압 강하 특성의 소자 간에 전류가 나뉘어져 흘렀을 때의 전압 강하 특성을 이용하여 상기 반도체 디바이스 그룹의 전압 강하를 산출하고,
    이 산출된 전압 강하를 이용하여 상기 전압 지령값을 보정하여, 상기 스위칭 소자의 온/오프를 제어하는 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치의 구동 방법.
  13. 제 12 항에 있어서,
    반도체 디바이스 그룹을 흐르는 전류값을 이용하여 스위칭 반주기의 n(n는 양의 정수)배 기간에서의 전압 강하를 산출하고,
    이 산출된 전압 강하의 값을 이용하여, 상기 스위칭 반주기의 n배 기간보다 이후인 스위칭 반주기의 m(m는 양의 정수)배 기간의 전압 지령값으로서 산출된 전압 지령값을 보정해서 스위칭 소자의 온/오프를 제어하는 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치의 구동 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    레그에서의 2개의 반도체 디바이스 그룹의 각각의 전압 강하를, 교류 출력 단자를 흐르는 전류값과, 스위칭 반주기의 n배 기간에 대한 상기 각각의 반도체 디바이스 그룹의 온 시간비를 이용하여 산출하는 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치의 구동 방법.
  15. 제 12 항에 있어서,
    반도체 디바이스 그룹은 동기 정류를 행하도록 제어되는 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치의 구동 방법.
  16. 제 10 항에 있어서,
    와이드 밴드 갭 반도체 재료는 탄화규소, 질화 갈륨, 또는 다이아몬드 중 어느 하나인 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
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