JP4916598B2 - 電力変換装置、および電力変換装置の駆動方法 - Google Patents

電力変換装置、および電力変換装置の駆動方法 Download PDF

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Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に可変速モータ駆動装置や、系統に連系される電力変換装置に関するものである。
電力変換装置にはスイッチング素子と還流ダイオードが並列接続された半導体デバイス群２個を直列に接続し、その両端に直流電圧を印加し、半導体デバイス群同士の接続点に出力端子が設けられるものが多くある。このような電力変換装置においては、上アームのスイッチング素子がオンすると正の直流電圧、下アームのスイッチング素子がオンすると負の直流電圧が出力端子に出力されるので、そのスイッチング周期の出力電圧平均値が電圧指令と等しくなるように、スイッチング素子のオン／オフを制御する。理想的には、１スイッチング周期の平均電圧は電圧指令と等しくなる。スイッチング素子にＩＧＢＴを用いていれば、電流の方向に応じて、スイッチング素子もしくは、還流ダイオードのどちらかに電流が流れる。このような電力変換装置においては、スイッチング素子に電圧降下（オン電圧）が発生するために出力電圧が指令値通りの電圧にならない。この電圧降下を補償するため、上下各アームにそれぞれ電流センサを設けて、各アームにおいて流れる電流がスイッチング素子に流れている電流か還流ダイオードに流れている電流かを判別して、それぞれの電圧降下を補償することにより指令値通りの出力電圧を得る技術が、特許文献１に記載されている。
一方、スイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを使用し、スイッチング素子と還流ダイオードの分流を用いることで損失を低減する、同期整流を行う電力変換装置がある。（例えば、特許文献２）
国際公開ＷＯ０２／０８４８５５号公報 特開２００８−６１４０３号公報
特許文献２に示されるような同期整流を用いた電力変換装置においては、スイッチング素子と還流ダイオードに分流して電流が流れる場合があるため、特許文献１のように、電流がスイッチング素子に流れているか還流ダイオードに流れているかを判別することでは電圧降下の補償を行うことはできない。
そこで、本発明においては、複数の半導体素子に分流して電流が流れる電力変換装置において、半導体素子での電圧降下の補償ができ、精度良い出力電圧が得られる電力変換装置を提供することを目的とする。
この発明に係る電力変換装置は、スイッチング素子とスイッチング素子以外の半導体素子が並列に接続された半導体デバイス群が２個直列に接続されたレグにおいて、半導体デバイス群が直列接続された接続点が交流出力端子となり、レグの両端が直流端子となるように構成され、半導体デバイス群内の素子間で当該半導体デバイス群に流れる電流に分流が生じる電力変換装置において、半導体デバイス群を流れる電流を検出する電流センサと、出力する電圧指令値を算出する電圧指令作成部と、電流センサで検出された電流値と半導体デバイス群の分流特性を含んだ電圧降下特性とを用いて半導体デバイス群の電圧降下を算出する電圧降下算出部と、この電圧降下算出部で算出された電圧降下を用いて電圧指令作成部で作成される電圧指令値を補正し、スイッチング素子のオン／オフを制御するスイッチング制御部と、を備えるものである。
複数の半導体素子に分流して電流が流れる電力変換装置において電圧指令と出力電圧との間に生じる、半導体デバイスの電圧降下に起因する誤差電圧が補正され、精度の良い出力電圧が得られる。
本発明の実施の形態１による電力変換装置を適用した電力装置の構成の一例を示す回路図である。 本発明の実施の形態１による電力変換装置の主回路（レグ）を示す回路図である。 本発明の実施の形態１による電力変換装置の制御部を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明するシーケンス図である。 本発明の実施の形態１によるV_onの算出期間とそのV_onの値を用いて電圧指令値を補正する補正期間のバリエーションを説明する図である。 本発明の実施の形態１による電力変換装置の各状態における動作を説明する図である。 本発明の実施の形態１による半導体デバイス群の分流特性を含む電圧降下特性を示す図である。 本発明の実施の形態２による電力変換装置の動作を説明するシーケンス図である。 本発明の実施の形態２による半導体デバイス群のデッドタイム期間での分流特性を含む電圧降下特性の一例を示す図である。 本発明の実施の形態３による電力変換装置の主回路（レグ）を示す回路図である。 本発明の実施の形態３による制御部を示すブロック図である。 本発明の実施の形態４による電力変換装置の主回路（レグ）を示す回路図である。 本発明の実施の形態４による半導体デバイス群の分流特性を含む電圧降下特性の一例を示す図である。 本発明の実施の形態４による別の電力変換装置の主回路（レグ）を示す回路図である。 本発明の実施の形態５による電力変換装置の主回路（レグ）を示す回路図である。 本発明の実施の形態５による半導体デバイス群の分流特性を含む電圧降下特性の一例を示す図である。 本発明の実施の形態６による電力変換装置の主回路（レグ）を示す回路図である。 本発明の実施の形態６による半導体デバイス群の分流特性を含む電圧降下特性の一例を示す図である。 本発明の実施の形態６による別の電力変換装置の主回路（レグ）を示す回路図である。 本発明の実施の形態６によるさらに別の電力変換装置の主回路（レグ）を示す回路図である。 本発明の実施の形態７による電力変換装置の主回路（レグ）を示す回路図である。 本発明の実施の形態７による半導体デバイス群の分流特性を含む電圧降下特性の一例を示す図である。 本発明の電力変換装置が適用される電力装置の構成の他の例を示す回路図である。 本発明の電力変換装置が図２３の電力装置に適用された場合の制御部を示すブロック図である。
実施の形態１．
図１に、本発明を適用する電力装置の回路図を示す。図１は電力装置の例として可変速モータ駆動装置に本発明の電力変換装置を適用した場合の回路図を示している。電力装置は、電力変換器としての入力側変換器１と出力側変換器２とに大別でき、両者は直流部１０が共通に接続されている。入力側変換器１は主にダイオード整流器３と交流リアクトル４で構成され、電力系統５に接続される。ダイオード整流器３は、直流電圧よりも定格電圧が高いＰｉＮダイオード、もしくはショットキーバリアダイオードで構成され、交流の系統電圧を直流電圧に変換する。
一方、出力側変換器２は、スイッチング素子とスイッチング素子以外の半導体素子である還流ダイオードとが並列に接続された半導体デバイス群を使用し、半導体デバイス群が直列に接続されたレグ２１を出力の必要相数に応じて１つ以上使用する。各レグ２１の両端は共通の直流部１０に接続され、レグ２１の中間点、すなわち半導体デバイス群の接続点には、モータ８に接続される交流出力端子が設けられる。３相モータ駆動の場合、レグ２１を３つ使用し、計６個の半導体デバイス群を使用する。また、モータ８を制御する制御部２２があり、制御部２２は最終的に半導体デバイス群内のスイッチング素子のオン／オフを行う。なお、本発明では、出力側変換器２を発明の対象である電力変換装置とする。
図２は、その１相部分のレグ２１に着目した図であり、出力側変換器２の詳細を説明する図である。出力側変換器２は、レグである主回路部２１と制御部２２で構成される。主回路部２１では、上アームを例に説明すると、スイッチング素子２３ａと還流ダイオード２４ａが並列に接続され、１組の半導体デバイス群２５ａを構成している。実施の形態１では、スイッチング素子２３ａが１つ以上のＭＯＳＦＥＴ、還流ダイオード２４ａが前記ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードであり、これらＭＯＳＦＥＴ２３ａとＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード２４ａとで半導体デバイス群２５ａを構成する。図２ではＭＯＳＦＥＴは１つの例を示しているが、電流が多い場合は複数のＭＯＳＦＥＴを並列に接続することがあり、電圧が高い場合は複数のＭＯＳＦＥＴを直列に接続することもあり、この両者を併用することもある。下アームも同様に半導体デバイス群２５ｂを構成する。２６は電流センサであり、出力電流の方向と大きさを検出する目的で使用され、例えばホールセンサを用いた電流センサ等が使用可能である。
一方、制御部２２の最終的な目的は出力端子に接続されるモータのトルク、もしくは回転数などを制御することである。そのために制御部２２は、スイッチング素子２３ａと２３ｂのオン／オフを制御し、スイッチング周期間における出力電圧V_outの平均電圧を制御する。
制御部２２をより詳細に説明するため、図３に制御部２２のブロック図を示す。制御部２２は、主に、モータの速度やトルクを制御するための電圧指令値を算出して出力する電圧指令作成部３１と、半導体デバイス群の電圧降下を算出する電圧降下算出部３２と、スイッチング制御部３３とで構成される。電圧指令作成部３１は、従来から使用されているベクトル制御やV/f一定制御などの公知技術により、容易に電圧指令V_ref1が作成できる。例えば、定格速度が1,800rpm、定格周波数が60Hz、定格電圧（線間）が200Vのモータを駆動する場合、V/f一定制御を用いてモータを定格速度の半分の900rpmに制御しようとすると、V_ref1は30Hzで、電圧は定格の半分100Vを相電圧変換したものが電圧指令V_ref1として与えられる。
スイッチング制御部３３では、与えられた電圧指令V_refがスイッチング半周期の出力電圧平均と一致するようにスイッチング素子のオン／オフを決定する。一般に、制御としてはＰＷＭ制御が行われる場合が多く、ＰＷＭ制御の場合、空間ベクトルを用いる方法や三角波キャリア比較が用いられるが、ここでは図４に示すような三角波キャリア比較を例に説明する。
直流部の中点を仮想的な相電圧の基準電位と考え、直流電圧が±Vdc（レグの両端は2Vdc）とする。図４に示す三角波キャリアの最大値、最小値をそれぞれ＋１、−１とする。スイッチング制御部３３に与えられた電圧指令V_refをVdcで除することで規格化を行い、指令値信号V_ref／Vdcを計算する。この規格化された指令値信号V_ref／Vdcと三角波キャリアを比較し、指令値信号が三角波キャリアよりも大きければ、上アームのスイッチング素子をオン、下アームのスイッチング素子をオフとする。逆に、指令値信号が三角波キャリアよりも小さければ、上アームのスイッチング素子をオフ、下アームのスイッチング素子をオンとする。このように制御を行えば、理想的にはスイッチング半周期Tswの出力電圧平均値V_outは電圧指令V_refと等しくなる。
しかし、電圧指令作成部３１では半導体デバイス群で生じる電圧降下を考慮せずに電圧指令値V_ref1を決定しているので、スイッチング制御部３３がこのV_ref1を用いてスイッチング素子のオン／オフ時間を決定した場合、実際の出力電圧V_outは電圧指令V_ref1に対して半導体デバイス群の電圧降下V_onだけ低下したものとなる、すなわちV_out = V_ref1−V_onとなる。
そこで、あるスイッチング半周期で発生した半導体デバイス群の電圧降下V_onを次のスイッチング半周期で補正し、V_refをV_ref1＋V_onとしてスイッチング制御部３３に与える。このV_onを計算するものが電圧降下算出部３２である。なお、三角波キャリアの周波数は例えば１０ｋＨｚ、すなわちスイッチング周期は１００μｓであり、図４のTswで示すスイッチング半周期は５０μｓであるので、計算が間に合わない場合、補正は次の次やその次のスイッチング半周期で行っても精度はそれほど低下しない。
また、ここでは、あるスイッチング半周期で発生した半導体デバイス群の電圧降下V_onを次やその次のスイッチング半周期で補正するようにしたが、電圧降下の算出および補正は、必ずしも半周期単位で行う必要はなく、半周期の整数倍単位で行なえば良い。図５にV_onの算出期間とそのV_onの値を用いて電圧指令値を補正する補正期間のバリエーションの例を示す。図５（ａ）に示すのは、上記で説明した、あるスイッチング半周期で算出したV_onを用いて直後のスイッチング半周期で補正する例である。（ｂ）に示すのは、あるスイッチング半周期で算出したV_onを用いて半周期空けた後のスイッチング半周期で補正する例である。（ｃ）に示すのは、あるスイッチング１周期でV_onを算出し、その直後のスイッチング１周期で補正する例である。（ｄ）に示すのは、あるスイッチング１周期でV_onを算出し、その直後のスイッチング半周期で補正する例である。（ｅ）に示すのは、あるスイッチング半周期でV_onを算出し、その直後のスイッチング１周期で補正する例である。
すなわち、スイッチング半周期、１周期、１周期半や２周期など、スイッチング半周期のｎ（ｎは正の整数）倍期間のオン電圧を、その後のスイッチング半周期、１周期、１周期半や２周期など、その後のスイッチング半周期のｍ（ｍは正の整数）倍期間で補正を行っても精度はそれほど低下しない。計算が間に合わないときは、補正は、直後のスイッチング半周期のｍ倍期間で行わなくても、半周期空けた後や１周期空けた後のスイッチング半周期のｍ倍期間で行っても良い。
図６は、ＭＯＳＦＥＴとＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードによって構成される１相のレグと出力電流の通過経路の説明、および出力電流I_outと各アームの半導体デバイス群に流れる電流波形の図である。図６において、例えば、出力電流が正で上アームのＭＯＳＦＥＴがオンの場合（（ａ）の状態）、出力電流は上アームのＭＯＳＦＥＴにのみ流れる。一方、出力電流が正で下アームのＭＯＳＦＥＴがオンの場合（（ｂ）の状態）、出力電流は下アームのＭＯＳＦＥＴとこれと並列に接続されている還流ダイオードに流れる（いわゆる分流である）。出力電流が負の場合はその逆となる（（ｃ）、（ｄ）の状態）。また、各半導体デバイス群の電流波形は図６のように、上素子群と下素子群に交互に電流が流れる波形となっている。半導体デバイス群で発生する電圧降下V_onは、分流特性に依存する。これを計算するものが、図３の半導体デバイス群の電圧降下を算出する電圧降下算出部３２である。
図７は、ある使用温度でのＭＯＳＦＥＴとＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードと、それらが並列接続された半導体デバイス群の電圧降下−電流特性（太実線＝関数Fvon()）の例を示している。図７において、オンしている半導体デバイス群の逆方向電流(=Id_upもしくは、Id_low)がI_1以下であれば、ＭＯＳＦＥＴのみに電流が流れるので線形特性を示している。一方、オンしている半導体デバイス群の逆方向電流がI_1を超えれば、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードが導通し、ＭＯＳＦＥＴとＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードで分流が発生し、電流に対して電圧降下の増加が抑制されるような特性を示す。
すなわち、上アームのスイッチング素子がオンの時間(=Ton_up、図４参照)において、上アームの半導体デバイス群の逆方向電流Id_upは-I_outとなり、上アームのスイッチング素子の電圧降下Von_upは、Fvon(-I_out)によって求められる。一方、下アームのスイッチング素子がオンの時間(=Ton_low、図４参照)において、下アームの半導体デバイス群の逆方向電流Id_lowは+I_outとなり、下アームのスイッチング素子の電圧降下Von_lowは、Fvon(I_out)によって求められる。よって、これらをスイッチング半周期(=Tsw)におけるオン時間比率を考慮して、スイッチング半周期で発生した電圧降下の平均値V_onを
V_on= -Fvon(Id_up=-I_out)×(Ton_up/Tsw) + Fvon(Id_low=I_out)
×(Ton_low/Tsw) （１）
で求める。
また、V_onを、スイッチング半周期ではなく、スイッチング１周期やスイッチング１周期半などスイッチング半周期のｎ倍期間で算出する場合は、そのスイッチング半周期のｎ倍期間でのそれぞれのオン時間比率を考慮してV_onを求める。
なお、関数Fvon()は、図７のようなデバイスの特性が考慮されていれば、数式を用いても、テーブルを用いても、もしくは数式とテーブルの両方を用いても、同等の効果が得られる。例えば、関数Fvon()は逆方向電流Idの条件によって、以下のように、
Id＜I_1の時、 Fvon(Id) = A × Id （２）
Id≧I_1の時、 Fvon(Id) = B × Id + C （３）
で求める。定数A、BおよびCは使用する半導体デバイスによって決まる。
このようにして、電圧降下算出部３２では、検出された出力電流I_outと、スイッチング制御部３３から受け取った、そのときのスイッチング半周期における各スイッチング素子のオン時間のデータ、および関数Fvon()を用いて半導体デバイス群で発生する電圧降下V_onを算出する。算出された電圧降下V_onは、電圧指令作成部３１によって計算された電圧指令V_ref1に加えられて、電圧指令V_refが計算される。その電圧指令V_refは、スイッチング制御部３３に入力され、半導体デバイス群内のスイッチング素子の次のスイッチング半周期におけるオン／オフ制御が行われる。
以上によりＭＯＳＦＥＴとＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードで発生する電圧降下が補正でき、精度の高い出力電圧が得られる。さらに、モータ駆動装置においては低速大トルク時、すなわち出力電圧が小さく、電流が大きい状態では、半導体デバイス群による電圧降下が相対的に大きくなるため、この電圧降下を補償しなければトルク脈動が生じるが、本発明によればこのトルク脈動を低減することができる。
なお、上記の説明では、ある一定温度における使用を想定しているが、半導体デバイスの特性は温度により変化する。このため、半導体デバイスの温度変化が激しい条件においては、半導体デバイス群、もしくは個々の半導体デバイスの温度を検出する温度センサを取り付け、検出した温度での半導体デバイス群の特性、すなわち関数Fvon()を用いて半導体デバイス群で生じる電圧降下を算出するようにすれば、さらに精度が向上する。
以上説明したように、本実施の形態１の電力変換装置によれば、半導体デバイス群２５ａ、２５ｂにおいて分流が生じる場合でも精度が良い電圧補正ができる。さらに、特許文献１のようにレグにおける上下各アームにそれぞれ電流値と電流の方向を検出する電流センサを設けることなく、出力電流を検出する電流センサ２６のみを用いて、この電流センサ２６で検出した電流値と、上下各アームのスイッチング素子のオン時間比率とを用いて電圧降下が算出でき、構成が単純になるという効果がある。
実施の形態２．
図８は、本発明の実施の形態２による電力変換装置の動作を示すシーケンス図である。実施の形態１では、上下のスイッチング素子が同時にオフする期間（デッドタイム）が十分小さく無視できる場合を想定しているが、半導体デバイス群を保護する目的で設けるデッドタイムの影響がある場合には、デッドタイム中の電流経路および半導体デバイス群の電圧降下を組み込めば、デッドタイムにて発生する電圧降下分も補正でき、更に精度の高い出力電圧が得られる。
図８に示すように、デッドタイムTd（斜線で示した期間）は短絡を防止して半導体デバイス群を保護する目的で、ＭＯＳＦＥＴのオンとオフの立ち上がり時間に差を持たせることにより設ける期間である。Td期間中はＭＯＳＦＥＴがオフしているので、この期間における電圧降下はダイオードでのみ発生する。よって、このTdが大きい場合では、Td期間中に発生する電圧降下と、Td期間を無視してＭＯＳＦＥＴにも電流が流れると仮定し計算した電圧降下補正量との間に誤差を生じる。その場合は、Td期間中はＭＯＳＦＥＴに電流が流れない特性である図９のようなTd期間中の半導体デバイス群特性を考慮して電圧降下補正量を求める。
具体的には、以下のようにして電圧降下の補正量を求める。図９は、Td期間中の半導体デバイス群特性、すなわち関数Fvon_td()を示している。電流I_outが正であれば下アームのダイオードに電流が流れ、I_outが負であれば上アームのダイオードに電流が流れる。また、後述の実施の形態４で示すような、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード以外にショットキーバリアダイオードが並列接続されている場合のように２つ以上のダイオードが並列接続されている場合では、例えば、I_1以下ではショットキーバリアダイオードのみに電流が流れ、I_1以上になるとＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードにも電流が流れ、分流が発生する。この特性を考慮したものが図９のTd期間中の半導体デバイス群特性Fvon_td()である。よって、この関数Fvon_td()およびTd期間中以外の半導体デバイス群特性Fvon ()を用いて、スイッチング半周期の電圧降下の平均値は、
V_on = Fvon_td(I_out)×(Td/Tsw) −Fvon(Id_up=-I_out)
×(Ton_up/Tsw) + Fvon(Id_low=I_out)×(Ton_low/Tsw)
（５）
で求められ、V_onの補正量を求めることができる。
実施の形態３．
図１０は、本発明の実施の形態３による電力変換装置の主回路（レグ）を示す図である。実施の形態１では、出力電流I_outを検出するように電流センサ２６を設置したが、本実施の形態２では、図１０に示すように、上アームの半導体デバイス群２５ａに流れる電流Id_up、下アームの半導体デバイス群２５ｂに流れる電流Id_lowをそれぞれ直接検出するように電流センサ２９ａ、２９ｂを設けた。通常、出力電流I_out = - Id_up + Id_lowで、スイッチング状態によってId_upかId_lowのどちらかが零であるが、ＭＯＳＦＥＴがオフ時の漏れ電流が無視できないような場合は、図１０のように電流センサ２９ａ、２９ｂを使用すれば、精度が向上する。
この場合、それぞれ上アームと下アームに流れる電流値として、別々に電流Id_upおよびId_lowが検出できる。ここでは、V_onを求めるのに、出力電流I_outではなく、検出されたId_upおよびId_lowを用いる。検出されたId_upおよびId_lowは、いわばそれぞれのオン時間比率により重みづけされた電流値であるため、（１）式のようにそれぞれのオン時間比率を用いる必要がなく、
V_on = -Fvon(Id_up) + Fvon(Id_low) （４）
によりV_onの平均値を求めることができる。したがって、本実施の形態３における制御部２２の電圧降下算出部３２では、図１１に示すように、スイッチング制御部３３からオン時間に関するデータを受け取る必要が無い。
以上説明したように、本実施の形態３の電力変換装置によれば、半導体デバイス群２５ａ、２５ｂにおいて分流が生じる場合でも精度が良い電圧補正ができる。さらに、特許文献１のように上下各アームにおいて電流がスイッチング素子に流れているか還流ダイオードに流れているかを判別することなく、電流センサ２９ａ、２９ｂで検出した電流値を用いて電圧降下が算出でき、構成が単純になるという効果がある。
実施の形態４．
図１２は、本発明の実施の形態４による電力変換装置の主回路（レグ）を示す図である。基本構成は実施の形態１で示した図１、図３と同様である。実施の形態４では、実施の形態１の図２と異なり、図１２に示すように、上アームを例にすると、出力側変換器２のスイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ６１ａに、還流ダイオードとしてショットキーバリアダイオード６３ａを並列に接続している。この場合もＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード６２ａはＭＯＳＦＥＴの構造上付随するものであって、この寄生ダイオード６２ａも還流ダイオードとして動作する。よって、ＭＯＳＦＥＴ６１ａと、ショットキーバリアダイオード６３ａと、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード６２ａで、１組の半導体デバイス群６４ａを構成する。下アームも同様に半導体デバイス群６４ｂを構成する。このような構成は、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの性能が良くないため、還流ダイオードとしてショットキーバリアダイオードの性能を利用する目的でしばしば使用される。
このような半導体デバイス群の構成においては、分流経路が３方向となる。よって、制御部２２の構成は図３と同様であるが、図３の半導体デバイス群の電圧降下算出部３２に次のような特性を持たせる。
図１３は、ある使用温度でのＭＯＳＦＥＴとショットキーバリアダイオードとＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードと、それらが並列接続された半導体デバイス群の電圧降下−電流特性の例を示している。図１３において、オンしている半導体デバイス群の逆方向電流(=Id_upもしくは、Id_low)がI_1以下であれば、ＭＯＳＦＥＴのみに電流が流れるので線形特性を示している。一方、オンしている半導体デバイス群の逆方向電流がI_1を超えれば、ショットキーバリアダイオードが導通し、ＭＯＳＦＥＴとショットキーバリアダイオードで分流が発生し、電流に対して電圧降下の増加が抑制されるような特性を示す。さらに、オンしている半導体デバイス群の逆方向電流がI_2を超えれば、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードが導通し、ＭＯＳＦＥＴとショットキーバリアダイオードとＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードで分流が発生し、電流に対して電圧降下の増加がさらに抑制されるような特性を示す。
図３における、半導体デバイス群の電圧降下を算出する電圧降下算出部３２には、この図１３の特性Fvon()がテーブルもしくは数式、もしくはテーブルと数式の両方として組み込まれており、半導体デバイス群の電圧降下V_onを出力する。最終的には、電圧指令V_ref1を補正するようにV_onが加味され、最終的なV_refが導出され、このV_refに基づいて半導体デバイス群内のスイッチング素子のオン／オフ制御がスイッチング制御部３３により行われる。
図１３では逆方向電流の増加に対してＭＯＳＦＥＴ、ショットキーバリアダイオード、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの順番に電流が流れる例を示したが、これは一例であって、それぞれの特性により順番が異なる場合もある。
以上、還流ダイオードとして例えばショットキーバリアダイオードを用いた場合でも、本実施の形態４によれば、ＭＯＳＦＥＴとショットキーバリアダイオードとＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードで発生する電圧降下が補正され、精度高い出力電圧が得られるとともに、モータのトルク脈動を低減することができる。
上記の説明では、半導体デバイス群に、ＭＯＳＦＥＴとＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードとショットキーバリアダイオードを使用したが、ショットキーバリアダイオードの代わりにＰｉＮダイオードを使用しても、図１３に示すような特性と同様に、ＰｉＮダイオード特性が考慮されていれば、同様の効果が得られる。
デッドタイムの影響がある場合には、実施の形態２で説明したように、デッドタイム中の電流経路および半導体デバイス群の電圧降下特性を組み込めば、デッドタイムにて発生する電圧降下分も補正でき、更に精度の高い出力電圧が得られるのは、本実施の形態４でも同様である。
また、上記では、出力電流I_outを検出するように電流センサ６５を設置したが、実施の形態３で説明したのと同様、図１４に示すように、上アームの半導体デバイス群６４ａに流れる電流Id_up、下アームの半導体デバイス群６４ｂに流れる電流Id_lowをそれぞれ直接検出するように電流センサ６７ａ、６７ｂを設けても良い。通常、出力電流I_out = - Id_up + Id_lowでId_upかId_lowが零であるが、ＭＯＳＦＥＴがオフ時の漏れ電流が無視できないような場合は、図１４のように電流センサ６７ａ、６７ｂを使用すれば、精度が向上する。
また、実施の形態１で説明したのと同様に、半導体デバイスの温度変化が激しい条件においては、半導体デバイス群、もしくは個々の半導体デバイスの温度を検出する温度センサを取り付け、検出した温度での半導体デバイス群の特性、すなわち関数Fvon()を用いて半導体デバイス群で生じる電圧降下を算出するようにすれば、さらに精度が向上する。
実施の形態５．
図１５は、本発明の実施の形態５による電力変換装置の主回路（レグ）を示す図である。実施の形態４では、出力電流I_out、または上下各アームの電流Id_up、Id_lowを検出するように電流センサ２６を設置したが、本実施の形態５では、図１５に示すように、半導体デバイス群６４ａ、６４ｂを構成するＭＯＳＦＥＴや還流ダイオードなどの個々の半導体デバイスに流れる電流を直接検出するように、スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ６１ａ、６１ｂとＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード６２ａ、６２ｂを流れる電流Imの大きさと方向を検出する電流センサ６８ａ、６８ｂと、ショットキーバリアダイオード６３ａ、６３ｂの電流Isの大きさと方向を検出する電流センサ６９ａ、６９ｂを設けている。
この場合の電圧降下の補正値の算出について図１６を用いて説明する。上アームに注目する。電流センサ６８ａはＭＯＳＦＥＴ６１ａとＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード６２ａの半導体デバイス群に流れる電流Im_upを検出する。このため、電流センサ６８ａで検出した電流によりＭＯＳＦＥＴ６１ａとＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード６２ａの半導体デバイス群で生じる電圧降下は図１６の太実線で示すＭＯＳＦＥＴと寄生ダイオードとの半導体デバイス群特性Fvon_m()により求める。また、電流センサ６９ａはショットキーバリアダイオード６３ａに流れる電流Is_upを検出する。このため、電流センサ６９ａで検出した電流によりショットキーバリアダイオード６３ａで生じる電圧降下は図１６の太点線で示すショットキーバリアダイオード特性Fvon_s()により求める。
図１６でわかるように、上アームの全電流Id_upがI_1以下の場合はショットキーバリアダイオード６３ａへの分流は発生せず、電流センサ６９ａで検出される電流は０である。このとき、Im_upはI_1以下であり、電流センサ６８ａで検出された電流Im_upの値から、図１６のFvon_m()により電圧降下Von_upを求める。Id_upがI_1以上になるとショットキーバリアダイオード６３ａへの分流が発生する。このとき、ショットキーバリアダイオード６３ａの電圧降下とＭＯＳＦＥＴ６１ａとＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード６２ａの半導体デバイス群で生じる電圧降下とが同じになるよう分流が発生する。ＭＯＳＦＥＴ６１ａと寄生ダイオード６２ａとの半導体デバイス群に流れる電流Im_upがI_2で、ショットキーバリアダイオード６３ａに流れる電流Is_upがI_3のとき、図１６の電圧降下V_1で示すように、両者が同じ電圧降下V_1を生じる。このように、Id_up＝I_2＋I_3となるように分流が生じる。このときは、ＭＯＳＦＥＴ６１ａとＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード６２ａとショットキーバリアダイオード６３ａとで構成する上アームの半導体デバイス群６４ａにおける電圧降下は、電流センサ６８ａで検出したIm_upの値からFvon_m()によっても求めることができるし、電流センサ６９ａで検出したIs_upの値からFvon_s()によっても求めることができる。両者で求めた電圧降下の値は同じ値となる。
例えばＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの特性を正確に関数もくしはテーブルで表現できない場合、電流がI_1以下の場合はＭＯＳＦＥＴ特性の関数Fvon_m()を採用し、電流がI_1以上ではショットキーバリアダイオード特性の関数Fvon_s()を採用すれば、実施の形態４よりも高精度なオン電圧が補正される効果がある。
実施の形態６．
図１７は、本発明の実施の形態６による電力変換装置の主回路（レグ）を示す図である。基本構成は実施の形態１で示した図１、図３と同様である。ただし、実施の形態６では、実施の形態１の図２と異なり、図１７に示すように、上アームを例にすると、出力側変換器２のスイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ９１ａに、還流ダイオードとしてショットキーバリアダイオード９３ａおよび、ＰｉＮダイオード９４ａを並列に接続している。この場合もＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード９２ａはＭＯＳＦＥＴの構造上付随するものであって、この寄生ダイオード９２ａも還流ダイオードとして動作する。よって、ＭＯＳＦＥＴ９１ａと、ショットキーバリアダイオード９３ａと、ＰｉＮダイオード９４ａと、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード９２ａで、１組の半導体デバイス群９５ａを構成する。同様に下アームも半導体デバイス群９５ｂを構成する。
なお、このような構成は、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの性能が良くないためＰｉＮダイオードがすでに並列に接続されたパッケージを使用し、さらに性能向上のためにショットキーバリアダイオードを利用する場合にしばしば使用される。このような半導体デバイス群の構成は、分流経路が４方向となる。よって、制御部２２の構成は実施の形態１と同様であるが、図３の半導体デバイス群の電圧降下を算出する電圧降下算出部３２に次のような特性を持たせる。
図１８は、ある使用温度でのＭＯＳＦＥＴとショットキーバリアダイオードとＰｉＮダイオードとＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードと、それらが並列接続された半導体デバイス群の電圧降下−電流特性の例を示している。図１８において、オンしている半導体デバイス群の逆方向電流(=Id_upもしくは、Id_low)がI_1以下であれば、ＭＯＳＦＥＴのみに電流が流れるので線形特性を示している。一方、オンしている半導体デバイス群の逆方向電流がI_1を超えれば、ショットキーバリアダイオードが導通し、ＭＯＳＦＥＴとショットキーバリアダイオードで分流が発生し、電流に対して電圧降下の増加が抑制されるような特性を示す。さらに、オンしている半導体デバイス群の逆方向電流がI_2を超えれば、ＰｉＮダイオードが導通し、ＭＯＳＦＥＴとショットキーバリアダイオードとＰｉＮダイオードで分流が発生し、電流に対して電圧降下の増加がさらに抑制されるような特性を示す。さらに、オンしている半導体デバイス群の逆方向電流がI_3を超えれば、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードが導通し、ＭＯＳＦＥＴとショットキーバリアダイオードとＰｉＮダイオードとＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードで分流が発生し、電流に対して電圧降下の増加がさらに抑制されるような特性を示す。
図３における、電圧降下算出部３２には、この図１８の特性がテーブルまたは数式、あるいはテーブルと数式の両方として組み込まれており、半導体デバイス群の電圧降下V_onを出力する。最終的には、電圧指令V_ref1を補正するようにV_onが加味され、最終的なV_refが導出され、このV_refに基づいて半導体デバイス群内のスイッチング素子のオン／オフ制御がスイッチング制御部３３により行われる。
なお、図１８では逆方向電流の増加に対してＭＯＳＦＥＴ、ショットキーバリアダイオード、ＰｉＮダイオード、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの順番に電流が流れる例を示したが、これは一例であって、それぞれの特性により順番が異なる場合もある。
以上、還流ダイオードとして例えばショットキーバリアダイオードとＰｉＮダイオードを用いた場合でも、本実施の形態６によれば、ＭＯＳＦＥＴとショットキーバリアダイオードとＰｉＮダイオードとＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードで発生する電圧降下が補正され、精度高い出力電圧が得られるとともに、モータのトルク脈動を低減することができる。
デッドタイムの影響がある場合には、実施の形態２で説明したように、デッドタイム中の電流経路および半導体デバイス群の電圧降下特性を組み込めば、デッドタイムにて発生する電圧降下分も補正でき、更に精度の高い出力電圧が得られるのは、本実施の形態６でも同様である。
また、上記では、出力電流I_outを検出するように電流センサを設置したが、実施の形態３で説明したのと同様、図１９に示すように、上アームの半導体デバイス群９５ａに流れる電流Id_up、下アームの半導体デバイス群９５ｂに流れる電流Id_lowをそれぞれ直接検出するように電流センサ９９ａ、９９ｂを接続しても良い。通常、出力電流I_out = - Id_up + Id_lowでId_upかId_lowが零であるが、ＭＯＳＦＥＴがオフ時の漏れ電流が無視できないような場合は、図１９のように電流センサを２個使用することで、精度が向上する。
さらに、実施の形態５で説明したのと同様、図２０に示すように、半導体デバイス群を構成するＭＯＳＦＥＴや還流ダイオードなどの個々の半導体デバイスに流れる電流を直接検出するように、スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ９１ａ、９１ｂとＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード９２ａ、９２ｂを流れる電流の大きさと方向を検出する電流センサ１０７ａ、１０７ｂと、ショットキーバリアダイオード９３ａ、９３ｂの電流の大きさと方向を検出する電流センサ１０８ａ、１０８ｂと、ＰｉＮダイオード９４ａ、９４ｂの電流の大きさと方向を検出する電流センサ１０９ａ、１０９ｂを接続しても良い。この場合、ＭＯＳＦＥＴとＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに流れる電流のみ分流特性に着目して電圧を算出すればよいので補正精度が向上する。
また、実施の形態１で説明したのと同様に、半導体デバイスの温度変化が激しい条件においては、半導体デバイス群、もしくは個々の半導体デバイスの温度を検出する温度センサを取り付け、検出した温度での半導体デバイス群の特性、すなわち関数Fvon()を用いて半導体デバイス群で生じる電圧降下を算出するようにすれば、さらに精度が向上する。
なお、上記実施の形態１〜６では、スイッチング素子にＭＯＳＦＥＴの使用を想定したが、スイッチング素子にＪＦＥＴを用いても同様に還流ダイオードとの間に分流が発生するため、上記実施の形態１〜６と同等の効果が得られる。
実施の形態７．
図２１は、本発明の実施の形態７による電力変換装置の主回路（レグ）を示す図である。基本構成は図１や図３と同様である。実施の形態７では、図２１に示すように、上アームを例にすると、出力側変換器２のスイッチング素子にＩＧＢＴ８１ａ、還流ダイオードにＰｉＮダイオード８２ａとショットキーバリアダイオード８３ａを使用し、半導体デバイス群８４ａを構成する。下アームも同様に半導体デバイス群８４ｂを構成する。このような構成は、ＰｉＮダイオードが還流ダイオードとして組み込まれたＩＧＢＴパッケージに、ＰｉＮダイオードよりも性能の良いショットキーバリアダイオードの性能を利用する目的でしばしば使用される。
このような構成では、スイッチング素子であるＩＧＢＴ８１ａ、８１ｂは逆方向電流を流すことができないので、スイッチング素子と還流ダイオードの間では分流が発生しない。しかし、還流ダイオードである、ＰｉＮダイオードとショットキーバリアダイオードの間で分流が発生する。制御部２２の基本構成は図３と同様であるが、このような半導体デバイス群の構成は分流経路が還流ダイオード間となるので、図３の半導体デバイス群の電圧降下算出部３２に次のような特性を持たせる。
図２２は、ある使用温度でのＩＧＢＴとＰｉＮダイオードとショットキーバリアダイオードと、それらが並列接続された半導体デバイス群の電圧−電流特性の例を示している。図２２において、オンしている半導体デバイス群の逆方向電流(=Id_upもしくは、Id_low)が0A以下であれば、ＩＧＢＴにのみ電流が流れる。一方、0Aを越えると、ＩＧＢＴには電流が流れず、ショットキーバリアダイオードに電流が流れ始める。次にI_1を超えたところで、ＰｉＮダイオードにも電流が流れ始め、ショットキーバリアダイオードとＰｉＮダイオードの間で分流が発生し、電流に対して電圧降下の増加がさらに抑制されるような特性を示す。
図３における、電圧降下算出部３２には、この図２２の特性がテーブルもしくは数式、もしくはテーブルと数式の両方として組み込まれており、半導体デバイス群の電圧降下V_onを出力する。最終的には、電圧指令V_ref1を補正するようにV_onが加味され、最終的なV_refが導出され、このV_ref基づいて半導体デバイス群のオン／オフ制御が行われる。
図２２では逆方向電流の増加に対してＩＧＢＴ、ショットキーバリアダイオード、ＰｉＮダイオードの順番に電流が流れる例を示したが、これは一例であって、それぞれの特性により順番が異なる場合もある。
以上、ＩＧＢＴとショットキーバリアダイオードとＰｉＮダイオードとで構成される半導体デバイス群を用いた場合でも、本実施の形態７によれば、半導体デバイス群で発生する電圧降下が補正され、精度高い出力電圧が得られるとともに、モータのトルク脈動を低減することができる。
デッドタイムの影響がある場合には、実施の形態２で説明したように、デッドタイム中の電流経路および半導体デバイス群の電圧降下特性を組み込めば、デッドタイムにて発生する電圧降下分も補正でき、更に精度の高い出力電圧が得られるのは、本実施の形態７でも同様である。
また、上記では、出力電流I_outを検出するように電流センサ８５を設置したが、これまでの実施の形態で説明したのと同様に、上アームの半導体デバイス群８４ａに流れる電流Id_up、下アームの半導体デバイス群８４ｂに流れる電流Id_lowをそれぞれ直接検出するように電流センサを接続しても良い。通常、出力電流I_out = - Id_up + Id_lowでId_upかId_lowが零であるが、ＩＧＢＴがオフ時の漏れ電流が無視できないような場合は、電流センサを２個使用することで精度が向上する。
さらに、半導体デバイス群を構成するＩＧＢＴや還流ダイオードなどの個々の半導体デバイスに流れる電流を直接検出するように、スイッチング素子のＩＧＢＴ８１ａ、８１ｂを流れる電流の大きさと方向を検出する電流センサと、ＰｉＮダイオード８２ａ、８２ｂの電流の大きさと方向を検出する電流センサと、ショットキーバリアダイオード８３ａ、８３ｂの電流の大きさと方向を検出する電流センサを接続しても良い。この場合、個々の半導体デバイスに流れる電流に着目し個々の半導体デバイス特性のみを用いて電圧を算出すればよいので、補正精度が向上する。
また、半導体デバイスの温度変化が激しい条件においては、半導体デバイス群、もしくは個々の半導体デバイスの温度を検出する温度センサを取り付け、検出した温度での半導体デバイス群の特性、すなわち関数Fvon()を用いて半導体デバイス群で生じる電圧降下を算出するようにすれば、さらに精度が向上するのはこれまでの実施の形態と同様である。
実施の形態８．
上記実施の形態１〜７では、本発明の電力変換装置を可変速モータ駆動装置として使用する例を示したが、図２３に示すように系統に接続される電力変換装置２０にも使用可能である。この場合、系統電流が主な制御対象となるため、図２４における電圧指令作成部３１０において作成される電圧指令V_ref1は系統電流を制御するように作成される。例えば、実施の形態１〜７で説明した電力装置の入力側変換器１を電力変換装置２０に置き換えた場合、直流電圧をある一定値にするため、系統からの有効電流を適切な値となるように電圧指令作成部３１０が電圧指令V_ref1を作成する。具体的にはｐｑ制御などによってV_ref1が作成される。この場合も、電圧降下算出部３２０は、半導体デバイス群における電圧降下を上記実施の形態１〜７で説明したのと同様にして算出する。
実施の形態９．
上記の実施の形態１〜８における、スイッチング素子及びダイオード素子は珪素によって形成されてもよく、また、珪素に比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体によって形成してもよい。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム又はダイヤモンドがある。
このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子やダイオード素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子やダイオード素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。
また耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。
更に電力損失が低いため、スイッチング素子やダイオード素子の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。
なお、スイッチング素子及びダイオード素子の両方がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましいが、いずれかの素子がワイドバンドギャップ半導体よって形成されていてもよく、上記実施の形態１〜８に記載の効果を得ることができる。
実施の形態１〜８では、ＰＷＭ制御を例にして説明したが、スイッチング素子のオン／オフの比によって電圧を制御する制御方式であれば、他の制御方式であっても同様に本発明を適用できる。例えば、一定幅のパルスの密度を変化させることにより電圧を制御するＰＤＭ（パルス密度変調）制御にも適用できる。このＰＤＭ制御においては、目標電圧に対してパルス密度を決定する制御周期毎に、オン／オフの比によってV_onの平均値を求め、次の制御周期のパルス密度を決定すれば良い。基本的に、ＰＷＭ制御の場合は１制御周期に１つのオン期間と１つのオフ期間が存在するが、ＰＤＭ制御の場合は１制御周期に複数のオン期間と複数のオフ期間が存在する。したがって、ＰＤＭ制御の場合は、オン期間の合計とオフ期間の合計の比がオン／オフの比となり、これを用いてV_onの平均値を求める。
２１：レグ ２２：制御部
２３ａ、２３ｂ、６１ａ、６１ｂ、８１ａ、８１ｂ、９１ａ、９１ｂ：スイッチング素子２４ａ、２４ｂ、６２ａ、６２ｂ、９２ａ、９２ｂ：寄生ダイオード
２５ａ、２５ｂ、６４ａ、６４ｂ、８４ａ、８４ｂ、９５ａ、９５ｂ：半導体デバイス群
２６、２９ａ、２９ｂ、６５、６７ａ、６７ｂ、６８ａ、６８ｂ、６９ａ、６９ｂ、８５、９６、９９ａ、９９ｂ、１０７ａ、１０７ｂ、１０８ａ、１０８ｂ、１０９ａ、１０９ｂ：電流センサ
３１、３１０：電圧指令作成部 ３２、３２０：電圧降下算出部
３３：スイッチング制御部
６３ａ、６３ｂ、８３ａ、８３ｂ、９３ａ、９３ｂ：ショットキーバリアダイオード
８２ａ、８２ｂ、９４ａ、９４ｂ：ＰｉＮダイオード
Td：デッドタイム Tsw：スイッチング半周期

Claims (15)

  1. スイッチング素子とスイッチング素子以外の半導体素子が並列に接続された半導体デバイス群が２個直列に接続されたレグにおいて、上記半導体デバイス群が直列接続された接続点が交流出力端子となり、上記レグの両端が直流端子となるように構成され、上記半導体デバイス群内の素子間で当該半導体デバイス群に流れる電流に分流が生じる電力変換装置において、
    上記半導体デバイス群を流れる電流を検出する電流センサと、
    出力する電圧指令値を算出する電圧指令作成部と、
    上記電流センサで検出された電流値と上記半導体デバイス群の分流特性を含む電圧降下特性とを用いて上記半導体デバイス群の電圧降下を算出する電圧降下算出部と、
    この電圧降下算出部で算出された電圧降下を用いて上記電圧指令作成部で作成される電圧指令値を補正し、上記スイッチング素子のオン／オフを制御するスイッチング制御部と、を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  2. 電圧降下算出部は、電流センサが検出する電流値を用いてスイッチング半周期のｎ（ｎは正の整数）倍期間における電圧降下を算出し、スイッチング制御部は上記電圧降下算出部で算出された電圧降下の値を用いて、上記スイッチング半周期のｎ倍期間よりも後のスイッチング半周期のｍ（ｍは正の整数）倍期間の電圧指令値として電圧指令作成部で作成された電圧指令値を補正してスイッチング素子のオン／オフを制御することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
  3. 電流センサが交流出力端子を流れる電流を検出するように設けられ、電圧降下算出部は、レグにおける２個の半導体デバイス群のそれぞれの電圧降下を、上記電流センサにより検出された電流値と、スイッチング半周期のｎ倍期間に対してスイッチング制御部が出力する上記それぞれの半導体デバイス群のオン時間比とを用いて算出することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 電流センサが、レグにおける２個の半導体デバイス群のそれぞれの半導体デバイス群に流れる電流を検出するように設けられ、レグにおける２個の半導体デバイス群のそれぞれの電圧降下を、それぞれの半導体デバイス群に流れる電流値を用いて算出することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  5. 電圧降下算出部は、デッドタイム期間はスイッチング素子に電流が流れないとした半導体デバイス群の分流特性を含む電圧降下特性により電圧降下を算出することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
  6. スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴまたはＪＦＥＴであり、スイッチング素子以外の半導体素子が、上記ＭＯＳＦＥＴまたはＪＦＥＴに付随する寄生ダイオードであって、同期整流を行うよう構成されたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
  7. スイッチング素子以外の半導体素子としてさらに還流ダイオードを接続したことを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  8. スイッチング素子がＩＧＢＴであり、スイッチング素子以外の半導体素子が複数のダイオードが並列に接続された並列接続体であり、この複数のダイオード間で分流が発生することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
  9. スイッチング素子がワイドバンドギャップ半導体材料により形成されていることを特徴とする請求項１〜８いずれか１項に記載の電力変換装置。
  10. スイッチング素子以外の半導体素子がワイドバンドギャップ半導体材料により形成されていることを特徴とする請求項１〜９いずれか１項に記載の電力変換装置。
  11. ワイドバンドギャップ半導体材料は、炭化珪素、窒化ガリウム、またはダイヤモンドのうちいずれかであることを特徴とする請求項９または１０に記載の電力変換装置。
  12. スイッチング素子とスイッチング素子以外の半導体素子が並列に接続された半導体デバイス群が２個直列に接続されたレグにおいて、上記半導体デバイス群が直列接続された接続点が交流出力端子となり、上記レグの両端が直流端子となるように構成され、上記半導体デバイス群内の素子間で当該半導体デバイス群に流れる電流に分流が生じる電力変換装置の駆動方法において、
    上記交流出力端子に出力する電圧を指令する電圧指令値を算出し、
    上記半導体デバイス群を流れる電流値と上記半導体デバイス群の分流特性を含む電圧降下特性とを用いて上記半導体デバイス群の電圧降下を算出し、
    この算出された電圧降下を用いて上記電圧指令値を補正して、上記スイッチング素子のオン／オフを制御することを特徴とする電力変換装置の駆動方法。
  13. 半導体デバイス群を流れる電流値を用いてスイッチング半周期のｎ（ｎは正の整数）倍期間における電圧降下を算出し、
    この算出された電圧降下の値を用いて、上記スイッチング半周期のｎ倍期間よりも後のスイッチング半周期のｍ（ｍは正の整数）倍期間の電圧指令値として算出された電圧指令値を補正してスイッチング素子のオン／オフを制御することを特徴とする請求項１２記載の電力変換装置の駆動方法。
  14. レグにおける２個の半導体デバイス群のそれぞれの電圧降下を、交流出力端子を流れる電流値と、スイッチング半周期のｎ倍期間に対する上記それぞれの半導体デバイス群のオン時間比とを用いて算出することを特徴とする請求項１３に記載の電力変換装置の駆動方法。
  15. 半導体デバイス群は同期整流を行うように制御されることを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置の駆動方法。
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