JP4779565B2 - インバータ制御回路 - Google Patents

Description

本発明は、複数のスイッチ素子をフルブリッジ接続してなるブリッジ回路に対してそれらスイッチ素子にトリガ信号を印加してスイッチ素子をオンオフ（ターンオン、ターンオフ）制御して当該ブリッジ回路をインバータ制御するインバータ制御回路に関するものである。

特許文献１には複数のスイッチ素子をブリッジ接続してなるブリッジ回路に対して各ローサイド側スイッチ素子それぞれに電流検出抵抗を接続しこの電流検出抵抗の電圧降下から瞬時電流の値を検出し、この値に基づいてスイッチ素子のオンオフを制御するインバータ制御回路が開示されている。

特許文献２には、負側直流母線に１個の電流検出抵抗を接続し、この電流検出抵抗の両端電圧で各相の瞬時電流を検出し、その検出に係る信号を用いてインバータ制御を行うインバータ制御回路が開示されている。

これら特許文献に開示されているインバータ制御回路では、ブリッジ回路のスイッチ素子にトリガ信号が印加することによりオンオフ制御してブリッジ回路をインバータとして直流電力を交流電力に変換することができるようにしている。

このインバータ制御回路は電流検出抵抗の検出信号に基づいてインバータ内のスイッチ素子をトリガ信号によりオンオフするタイミングや周期等を制御して負荷をフィードバック制御することができる。

しかしながら、このようなモータ等の負荷の制御に際しては無駄な電力消費の抑制やその他の制御を行うに際して電流検出抵抗の検出信号をマイクロコンピュータに入力し、マイクロコンピュータにおいてはその検出信号を処理して例えば負荷の大小を判断するプロセスが複雑である上にコストがかかり、かつ、正確な制御を行うことはできなかった。

また、電流検出抵抗による場合、負荷の力行電流と回生電流との両方を検出する必要があったために、電流検出抵抗を複数準備することが必要となっていて高価であったという問題がある。

電流検出抵抗に代えてモータ電流を変流器で直接検出する場合、変流器が高価であること、変流器の周波数特性の影響で電流検出精度に誤差が生じやすいという欠点がある。
特開２００３−２７４６６７号公報 特開２００５−２０８１６号公報

本発明により解決する課題は、無駄な電力消費を抑制しながら負荷を正確に制御可能とすることである。

（１）本発明にかかるインバータ制御回路は、複数のスイッチ素子をブリッジ接続してなるブリッジ回路に対してそれらスイッチ素子にトリガ信号を印加してスイッチ素子をオンオフ制御して当該ブリッジ回路をインバータ制御するインバータ制御回路において、上記ブリッジ回路内のスイッチ素子のインバータ制御に対応した位相が異なる複数の擬似正弦波形信号を発生する擬似正弦波発生部と、これら擬似正弦波形信号それぞれを三角波形信号に基づいてパルス幅変調して上記トリガ信号を生成するトリガ信号生成回路と、ブリッジ回路内のスイッチ素子に流れる瞬時電流を検出し該検出にかかる検出信号を出力する瞬時電流検出部と、上記瞬時電流の検出信号から擬似正弦波形信号の所定の信号周期内における有効電流と、無効電流と、皮相電流と、力率とのうちの少なくとも１つを演算する演算部と、この演算部の演算出力に基づいて擬似正弦波発生部に対して擬似正弦波形信号の電圧および周波数のうちの少なくとも一方を制御する制御部と、を備え、上記演算部は、擬似正弦波形信号の所定周期を、０〜π／２（ｒａｄ）の第１の区間と、π／２〜π（ｒａｄ）の第２の区間にわけ、第１と第２の区間の積算平均の値を加算した第３の加算値を有効電流、第１と第２の区間の積算平均の値を減算した減算値を無効電流とする、ことを特徴とする。

本発明におけるインバータ制御とは入力する直流を交流に変換して出力する制御をいう。

本発明におけるインバータ制御回路は、インバータを含め、また、必要に応じて論理回路等や保護回路等を含めたＩＰＭ（インテリジェントパワーモジュール）に組み込んで構成する場合にも及ぶ。

ブリッジ回路は、４個のスイッチ素子でも６個のスイッチ素子で構成してもよく、その個数に限定されない。もちろん、それ以上のスイッチ素子で構成することもできる。

例えば、４個のスイッチ素子でブリッジ回路を構成する場合、ハイサイド側スイッチ素子とローサイド側スイッチ素子とを直列に接続しかつこの接続ノードが負荷の一端側に接続した第１のアームと、さらにハイサイド側スイッチ素子とローサイド側スイッチ素子とを直列に接続しかつこの接続ノードが負荷の他端側に接続した第２のアームとを備えて構成することができる。

スイッチ素子はトリガ信号の入力に応答して電気的にオンオフ制御することができる素子であり、例えばＩＧＢＴ等のトランジスタ、サイリスタ、トライアック等を例示することができる。

擬似正弦波形信号は、完全な正弦波形をもつ信号に限定されるものではなく、周期的かつ連続的に信号レベルが曲線的または直線的に漸次増加し次いで漸次減少するというごとく正弦波形もしくはこれに類似する波形を有する信号であればよい。

三角波形信号は、完全な三角波形をもつ信号に限定されるものではなくほぼ直線的に増加し次いで折り返し直線的に減少に転じというごとく三角波形またはこれに類似する波形を有する信号であればよい。

擬似正弦波形信号の所定の信号周期とは周期が０〜２π（ｒａｄ）の範囲で、２πを超えると０から信号周期が開始するものであり、０〜２π（ｒａｄ）の範囲内において、定められた範囲を繰り返す周期のことである。

瞬時電流、有効電流、無効電流、皮相電流、力率は一般の電気理論の定義に基づいて定めることができる名称である。

本発明のインバータ制御回路は、マイクロコンピュータの分野でソフトウエアプログラムに組み込むとともに、このマイクロコンピュータの出力をトリガ信号としてブリッジ回路に入力することによりインバータ制御することも含むことができる。もちろん、インバータ制御回路の一部もしくは全体をディスクリート部品で構成した場合も含むことができる。

本発明においては、例えば、力率を負荷の大小に応じて制御することができる。そのため、例えば、負荷を誘導電動機とした場合、制御部は、上記演算部からの力率が小さいとの演算結果に対しては擬似正弦波形信号の電圧振幅を減少して誘導電動機の印加電圧を減少させて電力消費を抑制するモードで制御し、上記演算部からの力率が大きいとの演算結果に対しては擬似正弦波形信号の電圧振幅を増加して誘導電動機のトルクを増大させて回転精度を出すモードに制御することができる。

また、有効電流、無効電流を高精度に高速に演算することができる。

特に、インバータ制御回路の擬似正弦波形信号の電圧振幅が増加し、結果的に、擬似正弦波形信号の正弦波形が台形波あるいは矩形波となり、また、負荷が誘導負荷で遅れ力率を持っていて、その影響で擬似正弦波形信号がπ〜３π／２（ｒａｄ）の範囲でローサイド側スイッチ素子にトリガ信号が入力されず電流が流れないことがあっても、正確に瞬時電流検出部で検出動作を行うことができる。

（２）本発明の好適な態様は、上記（１）において、上記第３の加算値を、当該第３の加算値を自乗した値と上記減算値を自乗した値との平方和で、除算した値を上記力率とするである。これによると、力率を高精度に高速に演算することができる。

（３）本発明の好適な態様は、上記（１）または（２）において、上記制御部は、上記演算部から入力する減算値が小さくなると、擬似正弦波形信号の電圧振幅を増加させることである。

（４）本発明の好適な態様は、上記（１）または（２）のいずれかにおいて、上記制御部は、上記演算部から入力する力率の大小に応じて擬似正弦波形信号の電圧振幅を増減させることである。力率が小さいときは負荷が小さいことが、また、力率が大きいときは負荷が大きいことがわかり、それに従い擬似正弦波形信号の電圧振幅を増減して、負荷を制御することができる。

（５）本発明の好適な態様は、上記（１）ないし（４）のいずれかにおいて、上記瞬時電流検出部は、ブリッジ回路内の任意の１つのスイッチ素子に接続された抵抗により構成されていることである。

１つの抵抗でインバータと負荷との間の出力線電流の大きさと力率を正確に求めることができる。特に、ブリッジ回路を構成する複数のスイッチ素子のうち、ローサイド側スイッチ素子の電流を検出することで、電流検出部の基準電位がインバータの接地レベルに対しほぼ一定であるため電気的な絶縁が不要で回路が簡単にできる。

（６）本発明の好適な態様は、上記（１）ないし（５）のいずれかにおいて、上記ブリッジ回路に接続される負荷が誘導電動機であり、上記制御部は、上記演算部からの力率が小さいとの演算結果に対しては擬似正弦波形信号の電圧振幅を減少して誘導電動機の印加電圧を減少させて電力消費を抑制するモードで制御し、上記演算部からの力率が大きいとの演算結果に対しては擬似正弦波形信号の電圧振幅を増加して誘導電動機のトルクを増大させて回転精度を出すモードに制御することである。

本発明によると、無駄な電力消費を抑制しながら負荷を正確に制御することができる。

以下、添付した図面を参照して本発明の実施の形態に係るインバータ制御回路を詳細に説明する。

図１に、実施の形態１および実施の形態２に共通の電力変換装置を示す。この電力変換装置は、入力交流電源である三相電源１０と、三相電源１０の出力を整流、平滑し直流電源を生成するコンバータ１２と、この直流電源を任意の相数および周波数の交流電源に変換する三相方式のインバータ１４と、インバータ１４を制御する三相ＰＷＭ制御方式のインバータ制御回路１６とを備える。

この電力変換装置の負荷は、一例として三相誘導電動機（モータ）１８である。

なお、コンバータ１２とインバータ１４とで電力変換装置と称することができるし、これにインバータ制御回路１６を含めて電力変換装置と称することができる。

インバータ１４は、６個のＩＧＢＴ等からなるスイッチ素子Ｑ１−Ｑ６をフルブリッジに構成したブリッジ回路により構成されている。

インバータ１４は、インバータ制御回路１６の制御により直流電力を交流電力に変換してモータ１８を駆動することができる。

スイッチ素子Ｑ１−Ｑ６は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）とフライホイールダイオードとからなる。スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ６はハイサイド側スイッチ素子Ｑ１−Ｑ３とローサイド側スイッチ素子Ｑ４−Ｑ６とにわける。

Ｕ相のハイサイド側スイッチ素子Ｑ１とローサイド側スイッチ素子Ｑ４とでＵ相アーム、Ｖ相のハイサイド側スイッチ素子Ｑ２とローサイド側スイッチ素子Ｑ５とでＶ相アーム、Ｗ相のハイサイド側スイッチ素子Ｑ３とローサイド側スイッチ素子Ｑ６とでＷ相のアームを構成する。

Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各アームの接続ノードＰ１−Ｐ３は、各出力線を通じて、モータ１８が備える図示略の三相接続端子に個別に接続されている。

インバータ１４はインバータ制御回路１６に接続部Ｕ１，Ｕ２、Ｖ１，Ｖ２、Ｗ１，Ｗ２、Ｄ１，Ｄ２により接続されている。接続部Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１にハイサイド側スイッチ素子Ｑ１−Ｑ３それぞれのゲートが、接続部Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２にローサイド側スイッチ素子Ｑ４−Ｑ６それぞれのゲートが、接続部Ｄ１にローサイド側スイッチ素子Ｑ４，Ｑ５それぞれのエミッタが、接続部Ｄ２ローサイド側スイッチ素子Ｑ６のエミッタが，接続されている。

もちろん、インバータ１４とインバータ制御回路１６とを一体化することができるし、コネクタを用いて別体化することもできる。

（参考例）
参考例のインバータ制御回路１６を説明する。

図２に参考例のインバータ制御回路１６の詳細を示す。インバータ制御回路１６は、ブリッジ回路であるインバータ１４内の各スイッチ素子Ｑ１−Ｑ６それぞれにトリガ信号Ｓ１−Ｓ６を印加してスイッチ素子Ｑ１−Ｑ６をオンオフ制御してブリッジ回路をインバータ制御するようになっている。

インバータ制御回路１６を詳細に説明する。

Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の擬似正弦波発生部２０，２２，２４は、周波数および振幅が各相それぞれ等しく、位相がそれぞれ１２０度ずつずれた擬似正弦波形信号Ｓ７，Ｓ８，Ｓ９を生成する。

Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭパルス発生部２６，２８，３０それぞれの入力部は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の擬似正弦波発生部２０，２２，２４それぞれの出力部に対応して接続されている。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭパルス発生部２６，２８，３０それぞれは、一定周期の三角波形信号Ｓ１０，Ｓ１１，Ｓ１２と、入力された擬似正弦波形信号Ｓ７，Ｓ８，Ｓ９との大小を比較し、擬似正弦波形信号Ｓ７，Ｓ８，Ｓ９の方が大きければハイサイド側スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３をオンにするトリガ信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３を出力し、三角波形信号Ｓ１０，Ｓ１１，Ｓ１２の方が大きければローサイド側スイッチ素子Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６をオンにするトリガ信号Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６を出力する。これらトリガ信号Ｓ１−Ｓ６により上記各スイッチ素子Ｑ１−Ｑ６は擬似正弦波形信号Ｓ７，Ｓ８，Ｓ９の周波数および振幅に応じた交流を出力する。

すなわち、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭパルス発生部２６，２８，３０は、それぞれ、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の擬似正弦波発生部２０，２２，２４それぞれからの擬似正弦波形信号Ｓ７，Ｓ８，Ｓ９を三角波形信号Ｓ１０，Ｓ１１，Ｓ１２に基づいてパルス幅変調（ＰＷＭ）して順次に位相が異なるＵ相、Ｖ相およびＷ相トリガ信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３と、それらと反対位相のＵ相、Ｖ相およびＷ相トリガ信号Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６とを生成する。

これらＵ相、Ｖ相、Ｗ相トリガ信号Ｓ１−Ｓ６はドライバ３２を介して、ハイサイド側、ローサイド側のスイッチ素子Ｑ１−Ｑ６れぞれのゲートに印加される。ドライバ３２はハイサイド側スイッチ素子Ｑ１−Ｑ３のトリガ信号Ｓ１−Ｓ３の電位と、ローサイド側スイッチ素子Ｑ４−Ｑ６のトリガ信号Ｓ４−Ｓ６の電位とが直流電圧分異なるために必要である。

以上のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭパルス発生部２６，２８，３０は、トリガ信号Ｓ１−Ｓ６を生成するトリガ信号生成回路を構成する。

電流検出器３４は抵抗から構成され、Ｗ相ローサイド側スイッチ素子Ｑ６のエミッタに直列に接続されてＷ相ローサイド側スイッチ素子Ｑ６に流れる瞬時電流Ｉを検出し該検出にかかる検出信号を出力する。

電流検出器３４は、インバータ制御回路１６側ではなく、インバータ１４側に設けることができる。

０（ｒａｄ）、π／２（ｒａｄ）、π（ｒａｄ）、３π／２（ｒａｄ）の各位相検出部３６−４２は、それぞれ、Ｗ相擬似正弦波発生部２４のＷ相擬似正弦波形信号Ｓ９の０（ｒａｄ）、π／２（ｒａｄ）、π（ｒａｄ）、３π／２（ｒａｄ）の位相を検出する。

０〜π／２（ｒａｄ）、π／２〜π（ｒａｄ）、π〜３π／２（ｒａｄ）積算平均部４４−４８は、それぞれ、０〜π／２（ｒａｄ）を第１の区間、π／２〜π（ｒａｄ）を第２の区間、π〜３π／２（ｒａｄ）を第３の区間として、それぞれの区間の瞬時電流値を積算平均する。

ここで、電流検出器３４により検出された瞬時電流Ｉの最大振幅をＩｍとし、瞬時電流Ｉと瞬時電圧Ｖとの位相差をφとすると、瞬時電流はＩ＝Ｉｍｓｉｎ（θ―φ）で表すことができる。

したがって、０〜π／２（ｒａｄ）、π／２〜π（ｒａｄ）、π〜３π／２（ｒａｄ）積算平均部４４−４８それぞれの積算平均値を数１、数２、数３に示す。

第１の加算器５０は、０〜π／２（ｒａｄ）積算平均部４４とπ／２〜π（ｒａｄ）積算平均部４６それぞれの積算平均値（数１と数２）を加算する。この加算値（第１の加算値）は有効電流の値となる。この有効電流は、２Ｉｍｃｏｓφである。有効電流の式を数４に示す。

第２の加算器５２は、π／２〜π（ｒａｄ）積算平均部４６とπ〜３π／２（ｒａｄ）積算平均部４８それぞれの積算平均値を加算する。この加算値（第２の加算値）は無効電流の値となる。この無効電流は、２Ｉｍｓｉｎφである。無効電流の式を数５に示す。

自乗平方和演算器５４は、第１の加算値である有効電流の自乗値と、第２の加算値である無効電流の自乗値とを平方和する。この平方和は皮相電流であって２Ｉｍである。平方和の式を数６に示す。

力率演算器５６は、第１の加算器５０からの有効電流の値を自乗平方和演算器５４からの上記平方和で除算し、その除算した値を力率として出力する。この力率は、２Ｉｍｃｏｓφ／２Ｉｍ＝ｃｏｓφである。この力率演算の式を数７に示す。

制御部５８は、インバータ１４の出力である正弦波交流電圧の電圧および周波数を指示するものであり、第１の加算器５０、第２の加算器５２、自乗平方和演算器５４、力率演算器５６それぞれの演算結果（第１の加算器５０は２Ｉｍｃｏｓφ（有効電流）、第２の加算器５２は２Ｉｍｓｉｎφ（無効電流）、自乗平方和演算器５４は２Ｉｍ（平方和）、力率演算器５６はｃｏｓφ（力率））に従い、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各擬似正弦波発生部２０，２２，２４に対してそれぞれの擬似正弦波形信号Ｓ７，Ｓ８，Ｓ９の電圧を制御する。

以上のように制御部５８は、上記した演算結果が力率が小さいとする演算結果である場合、擬似正弦波形信号Ｓ７，Ｓ８，Ｓ９の電圧振幅を減少して誘導電動機１８の印加電圧を減少させて電力消費を抑制するモードで制御し、力率が大きいとの演算結果である場合、擬似正弦波形信号Ｓ７，Ｓ８，Ｓ９の電圧振幅を増加して誘導電動機１８のトルクを増大させて回転精度を出すモードに制御することができる。

また、制御部５８は、擬似正弦波形信号Ｓ７，Ｓ８，Ｓ９の周波数を上記演算とは別に外部からの指示に応じて制御し、例えば誘導電動機１８の回転速度を制御することができる。

図３を参照してＷ相を説明すると、図３（ａ）はＷ相の擬似正弦波形信号Ｓ９と三角波形信号Ｓ１２、図３（ｂ）はハイサイド側スイッチ素子Ｑ３のトリガ信号Ｓ３、図３（ｃ）はローサイド側スイッチ素子Ｑ６のトリガ信号Ｓ６を示す。

図３で示すように擬似正弦波形信号Ｓ９＞三角波形信号Ｓ１２においてハイサイド側スイッチ素子Ｑ３のトリガ信号Ｓ３はハイレベル、ローサイド側スイッチ素子Ｑ６のトリガ信号Ｓ６はローレベルであり、擬似正弦波形信号Ｓ９＜三角波形信号Ｓ１２においてハイサイド側スイッチ素子Ｑ３のトリガ信号Ｓ３はローレベル、ローサイド側スイッチ素子Ｑ６のトリガ信号Ｓ６はハイレベルであり、ハイサイド側スイッチ素子Ｑ３とローサイド側スイッチ素子Ｑ６それぞれのトリガ信号Ｓ３，Ｓ６は反対位相である。

図４は各区間の電流のイメージを示す図であり、０〜π／２（ｒａｄ）は積算平均部４４による第１の区間（０〜π／２）の、π／２〜π（ｒａｄ）は積算平均部４６による第２の区間（π／２〜π）の、π〜３π／２（ｒａｄ）は積算平均部４８による第３の区間（π〜３π／２）の瞬時電流を示している。

図５はＷ相ローサイド側スイッチ素子Ｑ６に流れる電流の検出波形の例を示し、図５（ａ）はW相擬似正弦波発生部２４で生成された擬似正弦波形信号の電圧波形（Ｓ９）、図５（ｂ）は積算平均部の第１の区間（０〜π／２）、第２の区間（π／２〜π）、第３の区間（π〜３π／２）、図５（ｃ）は電流検出器３４における電流波形であり、図５（ｄ）は電流の積算平均区間、図５（ｅ）は電流の積算平均結果をそれぞれ示す。図５（ａ）と図５（ｂ）とを比較して図５（ａ）の電圧の位相と図５（ｂ）の各区間の位相とが一致している。図５（ｃ）の電流検出器３４の電流の位相は図５（ａ）の電圧の位相より遅れている。そのため、図５（ｄ）で示すように、電流の積算平均は、第１の区間では電流が負側から正側にまたがり、第２の区間では電流は正側にあり、第３の区間で電流が正側から負側にまたがる。これに伴い、電流の積算平均の結果も図５（ｅ）で示すようになる。

以上の構成を備えたインバータ制御回路１６においては、インバータ１４の負荷が誘導電動機１８の場合、誘導電動機１８の負荷トルクが増加して電流または力率が増加すると、誘導電動機１８のすべりを小さくして回転安定性を増加させるいわゆるトルクブースト機能がある。

インバータでモータを運転する場合、回転子は同期速度（Ｎｓ＝１２０ｆ／Ｐ：ただし、Ｎｓは同期速度、ｆは電源周波数、Ｐはモータの極数）よりわずかにすべった回転速度で誘導作用を受けながら回転トルクを発生する。

汎用インバータの場合、Ｖ／ｆ比を一定にして可変速度運転を行う際に、一次回路インピーダンスの影響で電圧降下が発生し、低速域でトルクが減少する。

そこで、一次回路インピーダンスの影響を補償するため、端子電圧Ｖを制御しＶ／ｆを大きくすることで磁束を一定に保ち、大きなトルクが得られるようにしている。

すなわち、トルクブーストとはインバータで標準モータを運転した場合、出力周波数の変化に比例して電圧が変化するので、特に電圧が低い低周波数領域で電圧降下の影響が大きく、モータの発生トルクが商用電源時と比較して非常に小さくなる。そのため、低周波数領域では電圧降下に見合うように電圧を高くしてモータ出力トルクの減少を抑制する。この電圧を補償することをトルクブーストという。

本参考例では、負荷の電流、有効電流、無効電流および力率を容易に求めることができるため、これらの物理量を用いてトルクブーストを行うことができる。この方法には以下の方法がある。

（方法１）負荷電流が増大（モータ負荷が大きい）すると、擬似正弦波形信号の振幅を増加させる。（方法２）有効電流が増大すると、擬似正弦波形信号の振幅を増加させる。（方法３）無効電流が減少すると、擬似正弦波形信号の振幅を増加させる。（方法４）力率が増大すると、擬似正弦波形信号の振幅を増加させる。そして、負荷が誘導電動機１８の場合、一般に負荷トルクが増大するとすべりが増加し、１次トルク電流が増加することで電流、有効電流、および力率が増加し、無効電流は減少する。よって上記（方法１）から（方法４）を行うことで誘導電動機１８のすべりを小さくする機能を実現できる。

（実施の形態２）
図６は実施の形態２に係るインバータ制御回路１６を示す。図６において、図２と対応する部分に同一の符号を付している。実施の形態２では、参考例の３π／２位相検出部４２とπ〜３π／２積算平均部４８とが無く、また、参考例の第２の加算器５２に代えて０〜π／２積算平均部４４とπ／２〜π積算平均部４６との積算平均値を減算する減算器６０が設けられている。それ以外の構成は参考例と同様である。

参考例と同様に、０〜π／２（ｒａｄ）、π／２〜π（ｒａｄ）積算平均部４４，４６それぞれの積算平均値を数８、数９に示す。

加算器５０は、０〜π／２（ｒａｄ）積算平均部４４とπ／２〜π（ｒａｄ）積算平均部４６それぞれの積算平均値（数８と数９）を加算する。この加算値は有効電流の値となる。この有効電流は、２Ｉｍｃｏｓφである。有効電流の式を数１０に示す。

減算器６０は、０〜π／２（ｒａｄ）積算平均部４４の積算平均値とπ／２〜π（ｒａｄ）積算平均部４６の積算平均値とを減算する。この減算値は無効電流の値となる。この無効電流は、２Ｉｍｓｉｎφである。無効電流の式を数１１に示す。

自乗平方和演算器５４は、数１０の有効電流の自乗値と、数１１の無効電流の自乗値とを平方和する。この平方和（皮相電流）は、２Ｉｍである。平方和の式は数６と同様であるので略する。

力率演算器５６は、第１の加算器５０からの有効電流の値を自乗平方和演算器５４からの上記平方和で除算し、その除算した値を力率として出力する。この力率は、２Ｉｍｃｏｓφ／２Ｉｍ＝ｃｏｓφである。この力率演算の式は数７と同様であるので略する。

制御部５８は、インバータ１４の出力である正弦波交流電圧の電圧および周波数を指示するものであり、加算器５０、減算器６０、自乗平方和演算器５４、力率演算器５６それぞれの演算結果（加算器５０は２Ｉｍｃｏｓφ（有効電流）、減算器６０は２Ｉｍｓｉｎφ（無効電流）、自乗平方和演算器５４は２Ｉｍ（平方和）、力率演算器５６はｃｏｓφ（力率））に従い、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各擬似正弦波発生部２０，２２，２４に対してそれぞれの擬似正弦波形信号Ｓ７，Ｓ８，Ｓ９の電圧を制御する。周波数については参考例と同様である。

図７は図３に対応する図であり、図７（ａ）はＷ相の擬似正弦波形信号Ｓ９と三角波形信号Ｓ１２、図７（ｂ）はハイサイド側スイッチ素子Ｑ３のトリガ信号Ｓ３、図７（ｃ）はローサイド側スイッチ素子Ｑ６のトリガ信号Ｓ６を示す。

図７（ａ）で示すようにＷ相擬似正弦波形信号Ｓ３の瞬時値の絶対値が大きくなり、三角波形信号Ｓ６の振幅と等しいかまたはこれ以上となったとき、またはインバータ１４の出力を増加させ、インバータ１４のスイッチ素子Ｑ１−Ｑ６のスイッチング損失を小さくするためにＷ相擬似正弦波形信号Ｓ９を例えば台形波などにするためにＷ相擬似正弦波形信号Ｓ９の瞬時値が三角波形信号Ｓ１２と等しいかこれ以上となったとき、あるいはＷ相擬似正弦波形信号Ｓ９の瞬時値が三角波形信号Ｓ１２と等しいかこれ以下となったとき、ハイサイド側スイッチ素子Ｑ３またはローサイド側スイッチ素子Ｑ６のいずれかのみにトリガ信号Ｓ３，Ｓ６をかけることになる。

このときはスイッチ素子Ｑ３にトリガ信号Ｓ３が入力されているときはスイッチ素子Ｑ３にのみ電流が流れ、スイッチ素子Ｑ６にトリガ信号Ｓ６が入力されているときはスイッチ素子Ｑ６にのみ電流が流れることになり、反対のスイッチ素子Ｑ６（またはスイッチ素子Ｑ３）には電流が流れない。

図８にＷ相ローサイド側スイッチ素子Ｑ６に流れる電流の波形例を示す。図８ではＷ相擬似正弦波形信号Ｓ９の位相（電圧位相）の４０°〜１４０°の区間ではＷ相ローサイド側スイッチ素子Ｑ６のみに電流が流れハイサイド側スイッチ素子Ｑ３には流れない。また２２０°〜３２０°の区間ではＷ相ハイサイド側スイッチ素子Ｑ３のみに電流が流れローサイド側スイッチ素子Ｑ６には流れない。

しかしながら、このときにもインバータ１４の負荷であるモータ１８には電流が流れており、この電流を推定するために、電流検出器（例ではＷ相ローサイド側スイッチ素子の電流を検出）３４に必ず電流が流れる区間である擬似正弦波形信号Ｓ９の０°〜１８０°の区間の電流を検出し、また擬似正弦波形信号Ｓ９の信号波形が対称であることを利用して（０〜π／２区間とπ〜３π／２区間の電流の積算値の平均は、絶対値が等しく符号が反対である）、π／２〜π積算平均部４６の積算平均値から、０〜π／２積算平均部４４の積算平均値を減算することで、インバータ１４の負荷電流を演算で求めることができる。

なお、インバータ１４の負荷が誘導性（遅れ力率）の負荷を想定したため、π／２〜π積算平均部４６の積算平均値から、０〜π／２積算平均部４４の積算平均値を減算することとしたが、インバータ１４の負荷が容量性（進み力率）の場合は無効電流がマイナスの値となるのを防ぐため０〜π／２積算平均部４４の積算平均値から、π／２〜π積算平均部４６の積算平均値を減算するとよい。

なお、図９および図１０を参照してＷ相のハイサイド側スイッチ素子Ｑ３とローサイド側スイッチ素子Ｑ６とに流れる電流の方向を説明する。

ハイサイド側スイッチ素子Ｑ３は第１トランジスタＴｒ１と第１ダイオードＤ１とで構成され、ローサイド側スイッチ素子Ｑ６は第２トランジスタＴｒ２と第２ダイオードＤ２とで構成される。

（Ａ）はモータ１８への電流の吐き出し方向、（Ｂ）はモータ１８からの電流の吸い込み方向を示す。

図９で示すように第１、第２トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２には（ａ）（ｂ）の向き、第１、第２ダイオードＤ１，Ｄ２には（ｂ）´、（ａ）´の向きに、ハイサイド側スイッチ素子Ｑ３とローサイド側スイッチ素子Ｑ６との接続ノードＰ３とモータ１８との間の出力線には（Ａ）では第１トランジスタＴｒ１と第２ダイオードＤ２からモータ１８に向けて（ａ）（ａ）´、（Ｂ）ではモータ１８から第２トランジスタＴｒ２と第１ダイオードＤ１に向けて電流が流れる。

ところで電流検出器３４で電流を検出するスイッチ素子Ｑ６のトリガー信号５６の状態（スイッチ素子Ｑ６のオン／オフ状態）と、上記（ａ）、（ｂ）、（ａ）´、（ｂ）´の関係を表１に示す。電流検出器３４に流れる電流は、（ａ）´または（ｂ）であるため、このとき表１に示すように、トリガー信号５６がオンのとき（スイッチ素子Ｑ６がオンのとき）のみである。

図１０は、電流検出器３４で電流を検出するスイッチ素子Ｑ６のトリガ信号を決定する擬似正弦波電圧、トリガ信号および、電流検出器３４に流れる電流と、上記（ａ）、（ｂ）、（ａ）´、（ｂ）´の関係を示す。

上記のように、電流検出器３４で電流を検出するスイッチ素子のトリガ信号が入力されない限り電流が検出できないのであるので、擬似正弦波が台形となりトリガー信号が入力されないときは電流が検出できない。しかし区間０〜π／２およびπ／２〜πの区間は擬似正弦波信号の極性が正の区間であり、この区間ではトリガ信号が必ずかかるため電流を検出することができる。

図１は電力変換装置のブロック図である。 図２は本発明の参考例に係るインバータ制御回路の回路図である。 図３（ａ）はインバータ制御回路の動作説明に供する擬似正弦波形信号、三角波形信号の波形を示す図、図３（ｂ）はトリガ信号Ｓ３の波形を示す図、図３（ｃ）はトリガ信号Ｓ６の波形を示す図である。 図４は積算平均部による積算平均を行う区間での積算平均状態を示す図である。 図５（ａ）は電流検出器にトリガする擬似正弦波形電圧、図５（ｂ）は積算平均部の積算平均を行う区間、図５（ｃ）は電流検出器に流れる電流、図５（ｄ）は電流の積算平均区間、図５（ｅ）は電流の積算平均結果を示す図である。 図６は本発明の実施の形態２に係るインバータ制御回路の回路図である。 図７（ａ）は擬似正弦波形信号と三角波形信号の波形図、図７（ｂ）はトリガ信号Ｓ３の波形図、図７（ｃ）はトリガ信号Ｓ６の波形図である。 図８はＷ相のローサイド側スイッチ素子とハイサイド側スイッチ素子それぞれに電流が流れない区間を示す図である。 図９はＷ相ローサイド側スイッチ素子を構成するトランジスタとダイオードとに流れる電流の向きを説明するための図である。 図１０は図９に対応し電流検出器の擬似正弦波電圧、トリガ信号、電流検出器に流れる電流、それぞれの波形を示す図である。

符号の説明

１４ インバータ
１６ インバータ制御回路
１８ 三相誘導電動機（モータ）
２０，２２，２４ 擬似正弦波発生部
２６，２８，３０ ＰＷＭパルス発生部
３２ ドライバ
３４ 電流検出器
３６，３８，４０，４２ 位相検出部
４４，４６，４８ 積算平均部
５０，５２ 加算器
５４ 自乗平方和演算器
５６ 力率演算器
５８ 制御部
６０ 減算器

Claims (6)

1. 複数のスイッチ素子をブリッジ接続してなるブリッジ回路に対してそれらスイッチ素子にトリガ信号を印加してスイッチ素子をオンオフ制御して当該ブリッジ回路をインバータ制御するインバータ制御回路において、
   上記ブリッジ回路内のスイッチ素子のインバータ制御に対応した位相が異なる複数の擬似正弦波形信号を発生する擬似正弦波発生部と、
   これら擬似正弦波形信号それぞれを三角波形信号に基づいてパルス幅変調して上記トリガ信号を生成するトリガ信号生成回路と、
   ブリッジ回路内のスイッチ素子に流れる瞬時電流を検出し該検出にかかる検出信号を出力する瞬時電流検出部と、
   上記瞬時電流の検出信号から擬似正弦波形信号の所定の信号周期内における有効電流と、無効電流と、皮相電流と、力率とのうちの少なくとも１つを演算する演算部と、
   この演算部の演算出力に基づいて擬似正弦波発生部に対して擬似正弦波形信号の電圧および周波数のうちの少なくとも一方を制御する制御部と、
   を備え、
   上記演算部は、擬似正弦波形信号の所定周期を、０〜π／２（ｒａｄ）の第１の区間と、π／２〜π（ｒａｄ）の第２の区間にわけ、第１と第２の区間の積算平均の値を加算した第３の加算値を有効電流、第１と第２の区間の積算平均の値を減算した減算値を無効電流とする、ことを特徴とするインバータ制御回路。
2. 上記第３の加算値を、当該第３の加算値を自乗した値と上記減算値を自乗した値との平方和で、除算した値を上記力率とする、ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御回路。
3. 上記制御部は、上記演算部から入力する減算値が小さくなると、擬似正弦波形信号の電圧振幅を増加させる、ことを特徴とする請求項１または２に記載のインバータ制御回路。
4. 上記制御部は、上記演算部から入力する力率の大小に応じて擬似正弦波形信号の電圧振幅を増減させる、ことを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載のインバータ制御回路。
5. 上記瞬時電流検出部は、ブリッジ回路内の任意の１つのスイッチ素子に接続された抵抗により構成されている、ことを特徴とする請求項１ないし４のうちのいずれかに記載のインバータ制御回路。
6. 上記ブリッジ回路に接続される負荷が誘導電動機であり、
   上記制御部は、
   上記演算部からの力率が小さいとの演算結果に対しては擬似正弦波形信号の電圧振幅を減少して誘導電動機の印加電圧を減少させて電力消費を抑制するモードで制御し、
   上記演算部からの力率が大きいとの演算結果に対しては擬似正弦波形信号の電圧振幅を増加して誘導電動機のトルクを増大させて回転精度を出すモードに制御する、
   ことを特徴とする、請求項１ないし５のうちのいずれかに記載のインバータ制御回路。

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