JP2008259380A - 交流交流直接変換器の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】過変調領域において電圧指令を補正することにより、出力電流を抑制可能とした交流交流直接変換器の制御装置を提供する。
【解決手段】半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、多相交流電圧を任意の振幅、周波数の多相交流電圧に直接変換するマトリクスコンバータ等の交流交流直接変換器において、直接変換器に与える電圧指令ベクトルの絶対値を演算する演算手段６と、この演算手段６により演算した電圧指令ベクトルの絶対値が一定値以上である場合に過変調状態であることを判別する判別手段７と、この判別手段７による判別信号の発生時に、直接変換器の各相の電圧指令に補正ゲインを乗じる電圧指令補正手段８と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、多相交流電圧を任意の振幅、周波数の多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器の制御装置に関するものである。

従来、この種の交流交流直接変換器として、マトリクスコンバータが知られている。
図６は、マトリクスコンバータの主回路構成図であり、系統接続端子Ｒ，Ｓ，Ｔと出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間に、電流を双方向に通流可能な双方向スイッチＳ_ｒｕ，Ｓ_ｒｖ，Ｓ_ｒｗ，Ｓ_ｓｕ，Ｓ_ｓｖ，Ｓ_ｓｗ，Ｓ_ｔｕ，Ｓ_ｔｖ，Ｓ_ｔｗが接続され、これらの双方向スイッチをオン・オフさせて三相交流入力電圧を直接切り出すことにより、任意の振幅、周波数の三相交流電圧を得ている。

図７は、上記マトリクスコンバータの制御装置を示すブロック図である。この制御装置は、図８に示すような仮想整流器／インバータシステムを想定して、マトリクスコンバータを構成する双方向スイッチのオン・オフ指令を作成するものである。なお、図８において、２０はＰＷＭ制御される整流器（仮想整流器）、３０は同じくインバータ（仮想インバータ）、４０は直流中間コンデンサ、Ｓ_１ｒ〜Ｓ_６ｒ，Ｓ_１〜Ｓ_６は半導体スイッチング素子を示す。

前述した図７において、仮想整流器指令演算手段１１、仮想インバータ指令演算手段１２では、それぞれ従来の整流器・インバータと全く同様の方法で、仮想整流器２０の電流指令ｉ_ｒ ^＊，ｉ_ｓ ^＊，ｉ_ｔ ^＊及び仮想インバータ３０の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を演算する。スイッチングパターン演算手段１３，１４では、これらの電流指令、電圧指令に基づいて、図８に示した仮想整流器２０及び仮想インバータ３０の各スイッチング素子のスイッチングパターン（オン・オフ指令）を演算する。
指令合成手段１５では、仮想整流器２０及び仮想インバータ３０のオン・オフ指令を合成し、マトリクスコンバータの双方向スイッチを構成する各半導体スイッチング素子のオン・オフ指令を生成する。

例えば、図８におけるスイッチング素子Ｓ_１ｒ，Ｓ_２がオンとなっている状態は、入力側のＲ相と出力側のＶ相とが接続された状態に他ならない。この状態は、図６に示したマトリクスコンバータにおいて、双方向スイッチＳ_ｒｖがオンしていることに相当している。
上記の考えに基づいた数式１の演算を行うことにより、仮想整流器２０及び仮想インバータ３０のスイッチングパターンから一意にマトリクスコンバータのオン・オフ指令を得ることができる。なお、数式１に示す行列の各要素は、同一の符号を付した図６の双方向スイッチまたは図８の半導体スイッチング素子のスイッチング関数を意味しており、オンが「１」、オフが「０」に対応している。

上述した制御方法は、従来の整流器・インバータの制御をそのまま適用できるため、実現が非常に容易である。この種の技術は、例えば非特許文献１に開示されている。

また一般に、マトリクスコンバータの最大出力電圧は電源電圧の０．８６倍になることが知られており、整流器／インバータシステムと比較すると劣っている。そのため、用途によっては過変調領域での運転が必要となるが、例えば誘導電動機を駆動する場合に、過変調領域においては磁束を弱めて端子電圧を抑制する制御方法により、大きな歪みや回転むら、騒音等を発生させることなく電動機を運転することが可能となる。この種の技術は、非特許文献２や特許文献１により公知となっている。

伊東淳一ほか５名，「キャリア比較方式を用いた仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式によるマトリックスコンバータの制御法」，電気学会Ｄ部門誌１２４巻５号，ｐ４５７−４６３，２００４年 佐藤以久也ほか５名，「マトリックスコンバータの電動機駆動性能改善に関する研究」，電気学会半導体電力変換研究会論文ＳＰＣ−０４−７５，２００４年 特開平５−２６０７６２号公報（段落［００１７］〜［００２０］、図１等）

マトリクスコンバータによって歪みのない正弦波が出力可能なのは、電源電圧の０．８６倍が上限であることが知られている。
非特許文献２や特許文献１に記載されているように、過変調領域で磁束を弱める制御を行うと、出力電圧を正弦波状に制御できるため電動機の回転むらや騒音の問題は解決できるが、磁束を弱める分、トルク電流が増加してしまうので、全体として出力電流が増加するという問題があった。

そこで、本発明の解決課題は、過変調領域において電圧指令を補正することにより、出力電流の増加を抑制可能とした交流交流直接変換器の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、多相交流電圧を任意の振幅、周波数の多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器において、
前記直接変換器に与える電圧指令ベクトルの絶対値を演算する演算手段と、
この演算手段により演算した電圧指令ベクトルの絶対値が一定値以上である場合に過変調状態であることを判別する判別手段と、
この判別手段による判別信号の発生時に、前記直接変換器の各相電圧指令に補正ゲインを乗じる電圧指令補正手段と、を備えたものである。

請求項２に係る発明は、請求項１記載の制御装置において、電圧指令ベクトルの絶対値に応じて前記補正ゲインを調整する手段を更に備えたものである。

本発明によれば、演算によって得られる元の各相電圧指令に対して、電圧指令ベクトルの絶対値に応じて決まる補正ゲインを乗じるだけで、過変調領域においても電圧指令と実際の出力電圧の基本波成分とを一致させることができる。その結果、過変調領域における出力電流の増加を抑制し、低コストで信頼性の高い駆動システムを実現することができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は本発明の第１の実施形態を示しており、請求項１に係る発明に相当する。なお、この実施形態では、交流交流直接変換器として図６に示したマトリクスコンバータを対象とし、このマトリクスコンバータを図８のような仮想整流器／インバータシステムとして制御する場合について説明する。

図１に示す制御装置は、図８における仮想整流器２０の電流指令ｉ_ｒ ^＊，ｉ_ｓ ^＊，ｉ_ｔ ^＊を演算する仮想整流器指令演算手段１と、上記電流指令に基づいて仮想整流器２０のスイッチング素子のスイッチングパターン（オン・オフ指令）を演算するスイッチングパターン演算手段３と、仮想インバータ３０の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を演算する仮想インバータ指令演算手段２と、後述する電圧指令補正手段８から出力される電圧指令ｖ_ｕ ^＊＊，ｖ_ｖ ^＊＊，ｖ_ｗ ^＊＊に基づいて仮想インバータ３０の各スイッチング素子のスイッチングパターン（オン・オフ指令）を演算するスイッチングパターン演算手段４と、仮想整流器２０及び仮想インバータ３０のオン・オフ指令を合成し、マトリクスコンバータの双方向スイッチを構成する各半導体スイッチング素子のオン・オフ指令を生成する指令合成手段５と、を備えている。

次に、本実施形態の図７との相違点を説明する。
この実施形態では、仮想インバータ指令演算手段２により演算した各相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を電圧指令補正手段８に入力し、所定の条件に応じて上記電圧指令を補正することにより最終的な電圧指令ｖ_ｕ ^＊＊，ｖ_ｖ ^＊＊，ｖ_ｗ ^＊＊を得ている。
ここで、表１は電圧指令補正手段８の動作を示している。

すなわち、電圧指令補正手段８は、過変調領域において各相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に一定の補正ゲインＫを乗じた値を電圧指令ｖ_ｕ ^＊＊，ｖ_ｖ ^＊＊，ｖ_ｗ ^＊＊として出力する。一方、変調領域では、もとの電圧指令通りの電圧を出力可能であるため、各相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を補正することなくそのまま出力する（補正ゲインＫを１とする）。

表１の動作を実現するために、仮想インバータ指令演算手段２により演算した電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊は、電圧指令ベクトル絶対値演算手段６に入力されている。この電圧指令ベクトル絶対値演算手段６では、各相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊から電圧指令ベクトルの絶対値を演算し、その演算結果を過変調判別手段７へ出力する。

過変調判別手段７では、電圧指令ベクトルの絶対値がある一定値を超えた場合に過変調状態であると判別し、その判別信号を電圧指令補正手段８に出力する。電圧指令補正手段８では、上記判別信号を受けて電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に補正ゲインＫを乗算し、電圧指令ｖ_ｕ ^＊＊，ｖ_ｖ ^＊＊，ｖ_ｗ ^＊＊としてスイッチングパターン演算手段４に出力する。
電圧指令補正手段８による上記の補正機能は、ソフトウェアの改良によって容易に実現可能である。

図２は、入力線間電圧及びＵ，Ｖ間の出力線間電圧ｖ_ｕｖを示す波形図であり、図２（Ａ）は従来技術、図２（Ｂ）は本実施形態によるものである。
従来技術において、正弦波の電圧指令が過変調領域に入ると、図２（Ａ）に示すように、正弦波のピークの部分が欠けた電圧ｖ_ｕｖが出力されることになり、実際に出力される電圧ｖ_ｕｖの基本波成分は電圧指令に対して減少し、出力電流が増加する。

これに対し、本実施形態では、過変調領域において電圧指令を補正ゲインＫにより定数倍する補正を行っている。この場合、出力電圧ｖ_ｕｖにおいて正弦波のピークの部分が欠けてしまうのは従来技術と同様であるが、図２（Ｂ）から明らかなように、出力する電圧波形の面積は増加しているので、出力電圧の実効値が増加すると共に、基本波成分も補正前に比べて増加していることがわかる。その結果、出力電圧の基本波成分が増加した分、同一のトルクを得るために必要な出力電流は減少することになる。

上記のように、本実施形態によれば、過変調領域では電圧指令を定数倍するという簡単な補正動作により、変調領域外の電圧も利用して出力電圧を増加させ、同一のトルクを得るための出力電流を低減することが可能となる。

次に、本発明の第２実施形態を説明する。
図１に示した第１実施形態では、過変調領域において電圧指令に一定の補正ゲインＫを乗じる操作を行うだけなので、従来技術に比べて出力電圧の基本波成分は増加するが、その基本波成分は電圧指令と必ずしも一致しない。そこで、第２実施形態はこの問題を解決して基本波成分を電圧指令に一致させるようにした。

図３は、この第２実施形態を示すブロック図であり、請求項２に係る発明に相当する。
図３において、電圧指令ベクトルの絶対値により過変調領域であることを判別し、電圧指令を補正する点は、第１実施形態と同一である。しかし、この第２実施形態では、電圧指令ベクトルの絶対値が入力される補正ゲイン調整手段９を更に設けてあり、電圧指令ベクトルの絶対値に応じて補正ゲインＫを調整する点が第１実施形態と異なっている。

図４は、上記補正ゲイン調整手段９の動作原理を示す図である。この補正ゲイン調整手段９は、電圧指令ベクトルの絶対値から、各相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に乗じる適切な補正ゲインＫを決定する。
図４に示すように、変調領域においては補正を行う必要がないため、補正ゲインとして常に１を出力する。

一方、過変調領域においては、電圧指令と実際の出力電圧との関係が非線形になるので、電圧指令ベクトルの絶対値に応じて補正ゲインＫを適宜調整する。補正ゲインＫの決定方法としては、例えば、電圧指令と実際の出力電圧との関係を実機により数点測定することにより、電圧指令に対応した適切な補正ゲインＫを求めることが可能である。

例えば、過変調領域における電圧指令と実際の出力電圧との関係が図５のような場合を考える。いま、電圧指令がＶ_ａ ^＊の場合、出力したい電圧はＶ_ａ（＝Ｖ_ａ ^＊）であるが、実際に出力される電圧はＶ_ｂ（＜Ｖ_ａ）となる。一方で、実際の出力電圧がＶ_ａである時の電圧指令はＶ_ｃ ^＊（＞Ｖ_ａ ^＊）となっている。よって、電圧指令がＶ_ａ ^＊の場合に補正を行って真の電圧指令がＶ_ｃ ^＊となるようにすれば、電圧指令通りの電圧を実際に出力することができる。
つまり、補正ゲイン調整手段９では、電圧指令補正手段１０に与える補正ゲインＫを電圧指令（電圧指令ベクトルの絶対値）に応じて調整するものであり、この時の補正ゲインＫは数式２によって与えられる。

後は、以上の操作を数回繰り返し、電圧指令と補正ゲインＫとの関係を近似式として求めてソフトウェア上に実装すれば、補正ゲイン調整手段９によって電圧指令に応じた補正ゲインＫを自動的に計算することができる。

補正ゲイン調整手段９により決定された補正ゲインＫは電圧指令補正手段１０へ受け渡され、この補正ゲインＫを各相の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に乗じることによって真の電圧指令ｖ_ｕ ^＊＊，ｖ_ｖ ^＊＊，ｖ_ｗ ^＊＊が出力される。
その結果、過変調領域においても、電圧指令と実際の出力電圧の基本波成分とを常に一致させることができ、従来技術の問題点である出力電流の増加を抑制することが可能になる。

本発明の第１実施形態を示すブロック図である。 従来技術及び第１実施形態の作用を説明するための波形図である。 本発明の第２実施形態を示すブロック図である。 第２実施形態における補正ゲイン調整手段の動作原理を示す図である。 第２実施形態における電圧指令と実際の出力電圧との関係を示す図である。 マトリクスコンバータの主回路構成図である。 図６の制御装置のブロック図である。 仮想整流器／インバータシステムの主回路構成図である。

符号の説明

１：仮想整流器指令演算手段
２：仮想インバータ指令演算手段
３，４：スイッチングパターン演算手段
５：指令合成手段
６：電圧指令ベクトル絶対値演算手段
７：過変調判別手段
８，１０：電圧指令補正手段
９：補正ゲイン調整手段
Ｓ_ｒｕ，Ｓ_ｒｖ，Ｓ_ｒｗ，Ｓ_ｓｕ，Ｓ_ｓｖ，Ｓ_ｓｗ，Ｓ_ｔｕ，Ｓ_ｔｖ，Ｓ_ｔｗ：双方向スイッチ
Ｓ_１ｒ〜Ｓ_６ｒ，Ｓ_１〜Ｓ_６：半導体スイッチング素子

Claims (2)

1. 半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、多相交流電圧を任意の振幅、周波数の多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器において、
   前記直接変換器に与える電圧指令ベクトルの絶対値を演算する演算手段と、
   前記演算手段により演算した電圧指令ベクトルの絶対値が一定値以上である場合に過変調状態であることを判別する判別手段と、
   前記判別手段による判別信号の発生時に、前記直接変換器の各相電圧指令に補正ゲインを乗じる電圧指令補正手段と、
   を備えたことを特徴とする交流交流直接変換器の制御装置。
2. 請求項１記載の制御装置において、
   電圧指令ベクトルの絶対値に応じて前記補正ゲインを調整する手段を更に備えたことを特徴とする交流交流直接変換器の制御装置。

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