JP4905174B2 - 交流交流直接変換器の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、多相の交流電圧を任意の振幅・周波数の交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器の制御装置に関するものである。

この種の交流交流直接変換器として、マトリクスコンバータがよく知られている。
図７はマトリクスコンバータの主回路構成図であり、系統接続端子Ｒ，Ｓ，Ｔと出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間に、複数の半導体スイッチング素子を組み合わせて電流を双方向に通流可能とした双方向スイッチＳ_ｒｕ，Ｒ_ｓｕ，Ｓ_ｔｕ，Ｓ_ｒｖ，Ｓ_ｓｖ，Ｓ_ｔｖ，Ｓ_ｒｗ，Ｓ_ｓｗ，Ｓ_ｔｗをそれぞれ接続して構成されている。

上記マトリクスコンバータの制御方法には様々なものがあるが、ここでは、図９に示すような仮想整流器１００及び仮想インバータ２００からなるシステム（仮想整流器／仮想インバータシステム）を想定し、マトリクスコンバータの双方向スイッチ（双方向スイッチを構成する半導体スイッチング素子）のオン・オフ指令を作成する方法を例にとって説明する。
なお、図９において、３００は直流中間コンデンサ、Ｓ_１ｒ〜Ｓ_６ｒは仮想整流器１００を構成する半導体スイッチング素子、Ｓ_１〜Ｓ_６は仮想インバータ２００を構成する半導体スイッチング素子である。

図８は、仮想整流器／仮想インバータシステムの制御装置の構成を示すブロック図である。
図８において、仮想整流器指令演算手段２１、及び、出力周波数指令ｆ^＊が入力される仮想インバータ指令演算手段２３では、それぞれ従来の整流器・インバータと全く同様の方法で、図９に示した仮想整流器１００、仮想インバータ２００の電流指令ｉ_ｒ ^＊，ｉ_ｓ ^＊，ｉ_ｔ ^＊及び電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊をそれぞれ演算する。スイッチングパターン演算手段２２，２４では、上記の各指令に基づいて、仮想整流器１００、仮想インバータ２００を構成する各スイッチング素子のスイッチングパターン（オン・オフ指令）を演算する。指令合成手段２５では、上記演算手段２２，２４により演算された仮想整流器１００、仮想インバータ２００のオン・オフ指令を合成してマトリクスコンバータの双方向スイッチに対するオン・オフ指令を生成し、出力する。

例えば、図９におけるスイッチング素子Ｓ_１ｒ，Ｓ_２がオンとなっている状態は、入力側のＲ相と出力側のＶ相とが接続された状態に他ならない。この状態は、図７に示したマトリクスコンバータにおいて、双方向スイッチＳ_ｒｖがオンしていることに相当する。
上記の考えに基づいた数式１の演算を図８の指令合成手段２５が行うことにより、仮想整流器１００及び仮想インバータ２００のスイッチングパターンから一意にマトリクスコンバータのオン・オフ指令を得ることができる。

数式１に示した記号は、同一記号を付した図７の双方向スイッチ及び図９のスイッチング素子のスイッチング関数であり、各双方向スイッチまたはスイッチング素子がオンの場合は１、オフの場合は０となる。この制御方式によれば、従来の整流器・インバータの制御をそのまま適用できるため、実現が非常に容易である。この種の技術は、後述する非特許文献１に開示されている。

一方、マトリクスコンバータは、電源電圧を双方向スイッチにより直接スイッチングして電圧を出力するので、ＰＷＭ制御により電圧を出力できる範囲は、６相交流の包絡線範囲となる。従って、所望の出力電圧が得られる出力電圧指令の範囲は、最大で電源電圧（相電圧）の０．８６６倍となる。この範囲は、図１０に網掛けして示した範囲であり、以下ではＰＷＭ可能範囲ともいう。
電源電圧の０．８６６倍を超える電圧を出力する場合（いわゆる過変調領域での運転時）には、前記ＰＷＭ可能範囲の制約から、図１０に太線で示すように出力電圧の歪みが生じる。この歪みにより、出力周波数の奇数倍成分だけでなく、入出力の周波数で決まるマトリクスコンバータ特有の低周波成分が発生する。

ここで、マトリクスコンバータによって電動機を駆動するケースを想定し、特に電動機の電圧定格が電源電圧と同等である場合には、マトリクスコンバータが、電源電圧の０．８６６倍を超える電圧を出力する必要がある。しかし、このような場合、前述した出力電圧の歪みによりトルクの脈動や回転ムラが発生し、騒音発生や電動機を破壊する原因になる。特に、入力周波数以下の成分によるトルク脈動は、その影響が顕著に現れる。

これらの問題を解決する制御方法として、非特許文献２や特許文献１には、過変調領域において電動機の磁束を弱めて端子電圧を抑制することにより、歪みを発生させずに運転する技術が開示されている。

伊東 淳一ほか５名，「キャリア比較方式を用いた仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式によるマトリックスコンバータの制御法」，電気学会論文誌Ｄ，第１２４巻第５号，ｐ.４５７−ｐ.４６３，２００４年５月号 佐藤 以久也ほか５名，「マトリックスコンバータの電動機駆動性能改善に関する研究」，電気学会半導体電力変換研究会論文，ＳＰＣ−０４−７５，２００４年 特開平５−２６０７６２号公報（段落［００１４］〜［００２０］、図１等）

非特許文献２や特許文献１に開示されている技術を用いれば、出力電圧を正弦波状に制御できるので、トルクの脈動や騒音などの問題は解決可能である。しかし、これらの従来技術では、マトリクスコンバータの出力電圧を電源電圧の０．８６６倍以下に抑えて変調領域内で正弦波電圧を出力するため、出力電流が大きく増加する。その結果、電動機の損失が増加して異常過熱を招いたりスイッチング素子などの故障を引き起こす恐れがあり、これらの不都合を回避するためには、容量の大きな電動機が必要になってシステムのコストを上昇させる原因となる。

そこで、本発明の解決課題は、電源電圧の０．８６６倍以上の電圧を出力する場合においても、低周波のトルク脈動や騒音を発生させず、しかも出力電流を増加させることなく電動機を駆動可能とした交流交流直接変換器の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、多相の交流電圧を任意の振幅・周波数の交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器において、
各相の第１の相電圧指令に対してその瞬時の絶対値が第１の基準値以下となるように制限する第１の絶対値制限手段と、
第１の絶対値制限手段の出力から零相成分を演算する手段と、
前記零相成分を第１の相電圧指令に加算して第２の相電圧指令を演算する手段と、
第２の相電圧指令に対してその瞬時の絶対値が第２の基準値以下となるように制限することにより第３の相電圧指令を演算する第２の絶対値制限手段と、を備え、
第３の相電圧指令を用いて前記半導体スイッチング素子のオン・オフ指令を演算するものである。

請求項２に係る発明は、請求項１記載に記載した制御装置において、第１の基準値及び第２の基準値を電源相電圧の振幅の０．７５倍に設定するものである。

請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した制御装置において、
前記交流交流直接変換器として、仮想整流器と、直流中間回路を介して前記仮想整流器に接続された仮想インバータと、からなる電力変換器を想定し、
前記第３の相電圧指令を用いて前記仮想インバータのスイッチングパターンを演算する手段と、
前記仮想整流器のスイッチングパターンを演算する手段と、
前記仮想インバータ及び前記仮想整流器の両スイッチングパターンを合成して前記交流交流直接変換器を構成する半導体スイッチング素子のオン・オフ指令を演算する手段と、を備えたものである。

本発明によれば、各相出力電圧指令の絶対値を考慮して出力電圧指令を補正することにより、交流交流直接変換器の理論限界である電源電圧の０．８６６倍までの正弦波電圧を出力することができる。また、出力電圧を台形波状とすることにより、変調領域のみを用いて電源電圧の０．８６６倍以上の電圧を出力可能である。このように変調領域のみを利用するため、電源電圧の０．８６６倍以上の電圧を出力する場合においても、交流交流直接変換器固有の低周波の出力歪みは発生しない。
特に電動機駆動を行う場合、低周波のトルク脈動を発生させないだけでなく、電源電圧の０．８６６倍以上の電圧が出力可能であるから、出力電流の増加も抑制することができる。その結果、容量に余裕を見込んだ電動機を用いる必要がなくなるため、交流交流直接変換器を用いた電力変換システムを安価に実現することができる。

以下、本発明の実施形態を図に沿って説明する。まず、図１はこの実施形態に係る制御装置の構成を示すブロック図であり、従来技術と同様に、電動機を駆動するマトリクスコンバータ等の交流交流直接変換器を制御するためのものである。
本実施形態では、いかなる大きさの電圧指令が入力されても、変調領域のみを用いて電圧を出力する。このように変調領域のみを利用するため、従来技術のような低周波の出力歪みを発生させることなく、電源電圧の０．８６６倍以上の電圧が出力可能となる。
なお本実施形態では、仮想整流器／仮想インバータシステムを想定した制御によりマトリクスコンバータの制御を行う方式について記載しているが、本発明はマトリクスコンバータの制御に他の方式を用いる場合についても適用可能である。

図１において、図８と同一の構成要素には同一の記号を付してあり、図８と異なるのは、電圧指令補正手段１及び絶対値制限手段（便宜的に第２の絶対値制限手段という）２を付加した点にある。
電圧指令補正手段１は、仮想インバータ指令演算手段２３により演算した三相の相電圧指令（第１の相電圧指令という）ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に対して後述の絶対値制限操作を行った後に零相電圧成分を求め、この零相電圧成分を元の第１の相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に加算する補正を行うことにより、第２の相電圧指令ｖ_ｕ ^＊＊，ｖ_ｖ ^＊＊，ｖ_ｗ ^＊＊を出力する。次に、第２の絶対値制限手段２により、第２の相電圧指令ｖ_ｕ ^＊＊，ｖ_ｖ ^＊＊，ｖ_ｗ ^＊＊の瞬時の絶対値が第２の基準値以下となるように制限した第３の相電圧指令ｖ_ｕ ^＊＊＊，ｖ_ｖ ^＊＊＊，ｖ_ｗ ^＊＊＊を作成する。

そして、最終的には、第２の絶対値制限手段２から出力される第３の相電圧指令ｖ_ｕ ^＊＊＊，ｖ_ｖ ^＊＊＊，ｖ_ｗ ^＊＊＊を用いて、従来と同様にスイッチングパターン演算手段２４により仮想インバータ２００のスイッチングパターンを演算し、指令合成手段２５により、前記スイッチングパターンを仮想整流器１００のスイッチングパターンと合成して交流交流直接変換器の双方向スイッチに対するオン・オフ指令を生成する。

図２は、前記電圧指令補正手段１の構成を示すブロック図である。
各相に設けられた第１の絶対値制限手段１１ｕ，１１ｖ，１１ｗでは、第１の相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に対して、それぞれの瞬時の絶対値が常に第１の基準値以下となるような処理を行う。

図３は、第１の絶対値制限手段１１ｕ，１１ｖ，１１ｗの動作を示す波形図である。正弦波電圧指令のピーク値が第１の基準値Ａを超える場合、電圧指令のピーク値は基準値Ａと等しくなるように制限され、図３のように正弦波のピーク部分が欠けた台形波状の波形が出力される。
このような絶対値制限手段１１ｕ，１１ｖ，１１ｗは、例えばＣＰＵ等の演算処理によって容易に実現可能である。

また、図２における零相分演算手段１２では、三相分の絶対値制限手段１１ｕ，１１ｖ，１１ｗの出力を加算し、零相成分ｖ_０を演算する。そして、加算手段１３ｕ，１３ｖ，１３ｗにより、数式２のように、第１の相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊にｖ_０をそれぞれ加算して、第２の相電圧指令ｖ_ｕ ^＊＊，ｖ_ｖ ^＊＊，ｖ_ｗ ^＊＊を得る。
［数２］
ｖ_ｕ ^＊＊＝ｖ_ｕ ^＊＋ｖ_０
ｖ_ｖ ^＊＊＝ｖ_ｖ ^＊＋ｖ_０
ｖ_ｗ ^＊＊＝ｖ_ｗ ^＊＋ｖ_０

図１における第２の絶対値制限手段２では、第２の相電圧指令ｖ_ｕ ^＊＊，ｖ_ｖ ^＊＊，ｖ_ｗ ^＊＊の瞬時の絶対値を第２の基準値以下とする処理を行い、その結果を第３の相電圧指令ｖ_ｕ ^＊＊＊，ｖ_ｖ ^＊＊＊，ｖ_ｗ ^＊＊＊として出力する。第２の絶対値制限手段２の動作は、図３に示した第１の絶対値制限手段１１ｕ，１１ｖ，１１ｗの動作と全く同様である。
そして、最終的に、絶対値制限手段２の出力である第３の相電圧指令ｖ_ｕ ^＊＊＊，ｖ_ｖ ^＊＊＊，ｖ_ｗ ^＊＊＊を用いて、仮想インバータ２００のスイッチングパターンを演算する。

以上の構成により、第１，第２の基準値を適切に設定することで、電源電圧の０．８６６倍までは指令通りの振幅を持つ正弦波電圧を出力可能である。また、電源電圧の０．８６６倍以上の出力電圧が要求される場合は、変調領域（図１０の網掛け部分）のみを用いて台形波状の電圧指令を出力する。この場合、出力電圧の振幅が制限されることになるが、電圧指令の波形を台形波状にすることにより、同一の振幅を持つ正弦波指令に対して出力電圧を増加させることができる。
また、電圧指令として変調領域のみを用いるため、従来技術では問題となるような固有の低周波の出力歪みは発生しない。更に、電圧指令に応じて正弦波、台形波という異なる形状の電圧を出力することになるが、切り替えのための特別なシーケンスは必要なく、実現は容易である。

次に、本発明の効果をシミュレーション結果から説明する。図４〜６は、相電圧指令の大きさを変化させた場合のシミュレーション波形であり、何れも上から第１の相電圧指令ｖ^＊、零相分電圧ｖ_０、第２及び第３の相電圧指令ｖ^＊＊，ｖ^＊＊＊、線間電圧ｖ_ｕｖを示している。
ただし、絶対値制限手段１１ｕ，１１ｖ，１１ｗ，１２に対して適用される第１，第２の基準値は、共に電源相電圧の振幅の０．７５倍とした。また、電源相電圧のピーク値を１．０ｐｕとして表している。

図４は、電源相電圧の０．６倍の振幅を持つ第１の相電圧指令ｖ^＊を与えた場合のシミュレーション波形を示す。この場合、ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊は第１、第２の基準値を超えることはないので、図２の零相分演算手段１２から出力されるｖ_０は０である。その結果、次の数式３が成り立つ。
［数３］
ｖ_ｕ ^＊＊＊＝ｖ_ｕ ^＊
ｖ_ｖ ^＊＊＊＝ｖ_ｖ ^＊
ｖ_ｗ ^＊＊＊＝ｖ_ｗ ^＊
以上により、電源相電圧の０．７５倍以下の振幅を持つ第１の相電圧指令を与えた場合は、第３の相電圧指令と第１の相電圧指令とは等しくなるため、マトリクスコンバータは第１の相電圧指令通りの正弦波電圧を出力することができる。

図５は、電源相電圧の０．８倍の振幅を持つ第１の相電圧指令を与えた場合のシミュレーション波形を示している。この場合、絶対値制限手段１１ｕ，１１ｖ，１１ｗが動作するため、第２の相電圧指令ｖ_ｕ ^＊＊，ｖ_ｖ ^＊＊，ｖ_ｗ ^＊＊及び第３の相電圧指令ｖ_ｕ ^＊＊＊，ｖ_ｖ ^＊＊＊，ｖ_ｗ ^＊＊＊は正弦波状ではなく、台形波状となっている。この場合には、振幅の絶対値が最大となる相の電圧指令を第１の基準値に固定する代わりに、零相分電圧ｖ_０により他の２相に補正を加えることにより、出力線間電圧を指令値通りの正弦波状に保つ動作が行われる。その結果、出力線間電圧は第１の相電圧指令から演算した線間電圧指令と一致し、指令値通りの電圧を出力することができる。以上の原理により、理論限界である電源電圧の０．８６６倍までの正弦波電圧を指令値通りに出力可能となる。

図６は、電源相電圧の０．９５倍の振幅を持つ第１の相電圧指令を与えた場合のシミュレーション波形を示している。この場合、電圧指令が交流交流直接変換器の出力可能な電圧の理論限界を超えているため、各相電圧指令に零相分電圧ｖ_０を加算する操作を行っても、正弦波状の電圧指令を出力できず、固有の低周波の歪みが発生する。
しかし、このような場合、本実施形態では図１における第２の絶対値制限手段２が動作し、第２の相電圧指令ｖ_ｕ ^＊＊，ｖ_ｖ ^＊＊，ｖ_ｗ ^＊＊の瞬時の絶対値を常に第２の基準値以下に制限する。その結果、第１の相電圧指令としてどのような値が入力されても、第３の相電圧指令ｖ_ｕ ^＊＊＊，ｖ_ｖ ^＊＊＊，ｖ_ｗ ^＊＊＊のピーク値は第２の基準値以下に制限されるので、ｖ_ｕ ^＊＊＊，ｖ_ｖ ^＊＊＊，ｖ_ｗ ^＊＊＊は台形波状の波形となり、実際の出力電圧も台形波状となる。

本実施形態によれば、出力電圧のピーク値を制限することになるが、同一のピーク値を持つ正弦波に対して実効値を増加できるため、電源電圧の０．８６６倍以上の電圧を出力することができる。更に、過変調領域での運転を行うことはないため、電動機の低周波トルク脈動を発生させる電圧歪みは発生しない。
以上より、過変調領域において発生する固有の低周波の歪みを発生させることなく、交流交流直接変換器から電源電圧の０．８６６倍以上の電圧を出力することが可能になる。

なお、図４〜図６に示した動作例では、第１及び第２の基準値を電源相電圧の振幅の０．７５倍としたが、第１及び第２の基準値を電源相電圧の振幅の０．７５倍未満としても同様の効果が得られる。
但し、第１及び第２の基準値を電源相電圧の振幅の０．７５倍とした時に電圧利用率（＝出力電圧／入力電圧）が最も高く、直接変換器の理論限界である電源電圧の０．８６６倍まで正弦波出力が可能となり、この場合に本発明の効果が最大となる。
第１及び第２の基準値を電源相電圧の振幅の０．７５倍未満とすると、正弦波出力が可能な範囲が狭くなるため、負荷として電動機を駆動する場合に出力電流が増加するが、その場合でも、本発明では過変調領域を用いることがなく、固有の低周波の歪み成分は発生しないため、低周波のトルク脈動が発生するおそれもない。

本発明の実施形態を示す制御装置のブロック図である。 図１における電圧指令補正手段の構成図である。 図２における第１の絶対値制限手段の動作を示す波形図である。 本発明の実施形態によるシミュレーション結果を示す波形図である。 本発明の実施形態によるシミュレーション結果を示すシミュレーション波形図である。 本発明の実施形態によるシミュレーション結果を示すシミュレーション波形図である。 マトリクスコンバータの主回路構成図である。 仮想整流器／仮想インバータシステムの制御装置の従来技術を示すブロック図である。 仮想整流器／仮想インバータシステムの構成図である。 マトリクスコンバータの過変調時における出力電圧波形図である。

符号の説明

１：電圧指令補正手段
２：絶対値制限手段（第２の絶対値制限手段）
１１ｕ，１１ｖ，１１ｗ：絶対値制限手段（第１の絶対値制限手段）
１２：零相分演算手段
１３ｕ，１３ｖ，１３ｗ：加算手段
２１：仮想整流器指令演算手段
２２：スイッチングパターン演算手段
２３：仮想インバータ指令演算手段
２４：スイッチングパターン演算手段
２５：指令合成手段

Claims (3)

1. 半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、多相の交流電圧を任意の振幅・周波数の交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器において、
   各相の第１の相電圧指令に対してその瞬時の絶対値が第１の基準値以下となるように制限する第１の絶対値制限手段と、
   第１の絶対値制限手段の出力から零相成分を演算する手段と、
   前記零相成分を第１の相電圧指令に加算して第２の相電圧指令を演算する手段と、
   第２の相電圧指令に対してその瞬時の絶対値が第２の基準値以下となるように制限することにより第３の相電圧指令を演算する第２の絶対値制限手段と、を備え、
   第３の相電圧指令を用いて前記半導体スイッチング素子のオン・オフ指令を演算することを特徴とする交流交流直接変換器の制御装置。
2. 請求項１記載に記載した制御装置において、
   第１の基準値及び第２の基準値を電源相電圧の振幅の０．７５倍に設定することを特徴とする交流交流直接変換器の制御装置。
3. 請求項１または２に記載した制御装置において、
   前記交流交流直接変換器として、仮想整流器と、直流中間回路を介して前記仮想整流器に接続された仮想インバータと、からなる電力変換器を想定し、
   前記第３の相電圧指令を用いて前記仮想インバータのスイッチングパターンを演算する手段と、
   前記仮想整流器のスイッチングパターンを演算する手段と、
   前記仮想インバータ及び前記仮想整流器の両スイッチングパターンを合成して前記交流交流直接変換器を構成する半導体スイッチング素子のオン・オフ指令を演算する手段と、
   を備えたことを特徴とする交流交流直接変換器の制御装置。

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