JP4893150B2 - 交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法 - Google Patents

Description

本発明は、多相の交流電源から任意の電圧または周波数に変換した多相出力を得る交流−交流直接変換装置（マトリックスコンバータ）に係り、特に時々刻々と大きさ・位相が変化する空間ベクトルを入力／出力それぞれで表現し、使用する基本ベクトルを選択してデューティ演算する空間ベクトル変調方法に関する。

従来から存在するこの種の交流−交流直接変換装置は、自己消弧形の半導体素子を用いた双方向スイッチを高速に切換え、単相または多相の交流入力を任意の電圧または周波数の電力に変換する変換装置であり、図１に基本構成を示す。三相交流電源１のＲ、Ｓ、Ｔの各相に入力フィルタ（ＩｎｐｕｔＦｉｌｔｅｒ）２と双方向スイッチＳ１〜Ｓ９構成の交流−交流直接変換回路３を介挿し、制御装置（コントローラ）４によって各双方向スイッチを電源周波数よりも十分高い周波数でＰＷＭ制御することにより、入力電圧をモータなどの負荷Ｌｏａｄに直接に印加しながら任意の電圧または周波数に制御したＵ、Ｖ、Ｗの交流出力を得る。なお、双方向スイッチは、図示のように単方向スイッチを複数用いて構成する場合もある。

ここで、交流−交流直接変換装置の制御法には、大きく分けて仮想ＤＣリンク形（間接変換法）と直接ＡＣ−ＡＣ変換形との２つの方式がある。仮想ＤＣリンク方式では、仮想的に直流リンクを考えて仮想入力コンバータと仮想出力インバータを独立に制御できるように工夫したもので、従来の電流形ＰＷＭコンバータ＋電圧形ＰＷＭインバータの構成に似ており、制御の考え方が容易になる。一方で、入力側と出力側の各相が１：１で全て異なる相に結線するような６つのスイッチングパターンが発生しないという制約条件がある。直接ＡＣ−ＡＣ変換形では、上記のスイッチングパターンに制約条件が無い。

また、ＰＷＭ制御するスイッチングパターンを生成する変調方式としては、主にキャリア比較方式と空間ベクトル方式がある。キャリア比較方式は三角波キャリアと正弦波との大小比較によりスイッチングパターンを生成するもので、仮想ＤＣリンク方式に適用したキャリア比較方式としては、仮想コンバータのキャリア及び仮想ＰＷＭパルスから仮想インバータキャリアを生成することで、ＰＷＭ制御のスイッチング回数を少なくかつ同数にしてスイッチング損失やノイズを低減し、出力電圧の制御精度を向上させるものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。

仮想DCリンク形でキャリア比較による変調方式とする交流−交流直接変換装置で、仮想コンバータの仮想直流電圧の大きさをＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式で制御することで出力電圧の大きさを調整し、仮想インバータでは出力周波数のみを制御する方法も提案されている（例えば、非特許文献１参照）。この制御方法では、出力電圧が低出力領域の時に、電圧高低差の少ないパルスを用いるため、電圧高低差が大きいパルスに比べて、パルス幅を広くできる。また、コモンモード電圧が入力中間相電圧を基準にして変動する。これらによって、出力電圧の高調波低減やコモンモード電圧を低減できる。

空間ベクトル方式は、交流−交流直接変換装置の出力電圧指令値に応じて瞬時空間ベクトルを選択する方式であり、この選択によりスイッチングパターンが決定される。この空間ベクトル方式を採用した交流−交流変換装置も提案されている（例えば、非特許文献２参照）。この空間ベクトル方式においては、時間積分した磁束鎖交数ベクトルの指令値軌跡に近づくように、回転ベクトル、最大単振動ベクトルおよび零ベクトルとを組み合わせて出力電圧の空間ベクトルを選ぶことにより、高調波成分の小さい出力電圧波形を得ると共に、高電圧出力時に誘導電動機駆動時の磁気騒音、トルクリップルを低減することができる。

さらに、変調方式が空間ベクトルではないが、直接ＡＣ／ＡＣ変換形の交流−交流直接変換装置で、空間ベクトルを用いて２７つあるスイッチングパターンを適切に選ぶことで波形歪みを低減している（例えば、非特許文献３参照）。
特開２００５−１６８１９８号公報 仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式に基づいたマトリックスコンバータのＰＡＭ制御法、平成１７年電気学会産業応用部門大会、１−４３、１−２０３〜１−２０６ 石黒章夫、 古橋武、 石田宗秋、 大熊繁、 内川嘉樹：「空間ベクトルを用いたＰＷＭ制御サイクロコンバータの出力電圧制御法」、電学論Ｄ、 Ｖｏｌ．１１０、 Ｎｏ．６、 ｐｐ．６５５−６６３ （１９９０） Ｐ．Ｍｕｔｓｃｈｌｅｒ、Ｍ．Ｍａｒｃｋｓ："Ａ Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｍａｔｒｉｘ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ" ＩＥＥＥ ｔｒａｎｓ． ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ． Ｖｏｌ４９、Ｎｏ．２、ｐ３６２−（２００２）

例えば、特許文献１や非特許文献１では、変調方式がキャリア比較方式で出力電圧の制御精度の向上、または出力電圧の高調波低減やコモンモード電圧の低減を行っているが、スイッチングによる位相、大きさの遷移を空間ベクトルの挙動によって把握することができる空間ベクトル方式ではスイッチングパターンを生成するプロセスが異なり、適用できない。

また、非特許文献２においては、出力電圧の高調波低減と高出力時のモータ負荷のトルクリップルを低減できるが、入力電流を任意の正弦波に制御することができないため、装置入力側の高調波が非常に大きくなる。したがって、この手法は、入力が系統電源に接続されないような用途に限定されてしまう。また、コモンモード電圧の低減はできない。

一方、非特許文献３は、直接トルク制御／直接電力制御／切り換え制御則等を用いているが、入出力電流を直接切り換え制御するため、出力電流だけでなく入力電流も検出する必要がある。また、基本ベクトルの電圧誤差や位相差が大きくなるスイッチングパターンもあり、この場合には制御が遅くなることやスイッチング回数、スイッチング順序に無駄が生じ、高速な制御に不向きであることやコモンモード電圧の低減ができない。

本発明の目的は、キャリア比較方式とスイッチングパターンを生成するプロセスが異なる空間ベクトル方式による変調方式で、入出力電圧の高調波低減およびコモンモード電圧の低減を図ることができ、または入出力の磁束ベクトルの脈動抑制を図ることができる交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法を提供することにある。

前記の課題を解決するための本発明は、以下の方法を特徴とする。

（１）多相の交流電源から交流−交流直接変換器の双方向スイッチを直接ＡＣ／ＡＣ変換形の空間ベクトルによる変調でＰＷＭ制御する交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法であって、
多相交流出力の線間電圧を２相の静止αβ軸上に展開したベクトルの状態を、線間電圧指令値ベクトルＶｏ＊が存在するセクターの位相が遅れている単振動ベクトル軸をＸ軸、進んでいる単振動ベクトル軸をＹ軸と定義して、それぞれの軸で最大のベクトルＶＸｍａｘ、ＶＹｍａｘと、中間のベクトルＶＸｍｉｄ、ＶＹｍｉｄと、最小のベクトルＶＸｍｉｎ、ＶＹｍｉｎと、相電圧の中間電圧となる零ベクトルＶｚと、セクター内に１つ存在する回転ベクトルＶｒｏｔを基本ベクトルとし、このうち４つの単振動ベクトルＶＸｍａｘ、ＶＸｍｉｄ、ＶＹｍａｘ、ＶＹｍｉｄと１つの零ベクトルＶｚとを選択し、
前記選択した５つの基本ベクトルと、入力電流指令値Ｉｉ＊および出力線間電圧指令値Ｖｏｌ＊を静止αβ軸上に展開した入力電流指令値Ｉｉα＊、Ｉｉβ＊、出力線間電圧指令値Ｖｏｌα＊、Ｖｏｌβ＊および入力電圧検出値Ｖｉ、出力電流検出値Ｉｏから、該５つの基本ベクトルのデューティを求めて入力と出力の波形を同時に正弦波化することを特徴とする。

（２）多相の交流電源から交流−交流直接変換器の双方向スイッチを直接ＡＣ／ＡＣ変換形の空間ベクトルによる変調でＰＷＭ制御する交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法であって、
多相交流出力の線間電圧を２相の静止αβ軸上に展開したベクトルの状態を、線間電圧指令ベクトルＶｏ＊が存在するセクターの位相が遅れている単振動ベクトル軸をＸ軸、進んでいる単振動ベクトル軸をＹ軸と定義して、それぞれの軸で最大のベクトルＶＸｍａｘ、ＶＹｍａｘと、中間のベクトルＶＸｍｉｄ、ＶＹｍｉｄと、最小のベクトルＶＸｍｉｎ、ＶＹｍｉｎと、相電圧の中間電圧となる零ベクトルＶｚと、セクター内に１つ存在する回転ベクトルＶｒｏｔを基本ベクトルとし、このうち３つの単振動ベクトルと零ベクトルＶｚおよび回転ベクトルＶｒｏｔとを選択し、
前記選択した５つの基本ベクトルと、入力電流指令値Ｉｉ＊および出力線間電圧指令値Ｖｏｌ＊を静止αβ軸上に展開した入力電流指令値Ｉｉα＊、Ｉｉβ＊、出力線間電圧指令値Ｖｏｌα＊、Ｖｏｌβ＊および入力電圧検出値Ｖｉ、出力電流検出値Ｉｏから、該５つの基本ベクトルのデューティを求めて入力と出力の波形を同時に正弦波化することを特徴とする。

（３）多相の交流電源から交流−交流直接変換器の双方向スイッチを直接ＡＣ／ＡＣ変換形の空間ベクトルによる変調でＰＷＭ制御する交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法であって、
多相交流出力の線間電圧を２相の静止αβ軸上に展開したベクトルの状態を、線間電圧指令ベクトルＶｏ＊が存在するセクターの位相が遅れている単振動ベクトル軸をＸ軸、進んでいる単振動ベクトル軸をＹ軸と定義して、それぞれの軸で最大のベクトルＶＸｍａｘ、ＶＹｍａｘと、中間のベクトルＶＸｍｉｄ、ＶＹｍｉｄと、最小のベクトルＶＸｍｉｎ、ＶＹｍｉｎと、相電圧の中間電圧となる零ベクトルＶｚと、セクター内に１つ存在する回転ベクトルＶｒｏｔを基本ベクトルとし、このうち２つの回転ベクトルと零ベクトルＶｚ、および２つの回転ベクトルの位相に挟まれた２つの単振動ベクトルとを選択し、
前記選択した５つの基本ベクトルと、入力電流指令値Ｉｉ＊および出力線間電圧指令値Ｖｏｌ＊を静止αβ軸上に展開した入力電流指令値Ｉｉα＊、Ｉｉβ＊、出力線間電圧指令値Ｖｏｌα＊、Ｖｏｌβ＊および入力電圧検出値Ｖｉ、出力電流検出値Ｉｏから、該５つの基本ベクトルのデューティを求めて入力と出力の波形を同時に正弦波化することを特徴とする。

（４）前記選択した５つの基本ベクトルのスイッチング状態において、スイッチング回数が最小化するようにスイッチ切換の遷移パターンを決定することを特徴とする。

（５）前記選択した５つの基本ベクトルのスイッチング状態において、スイッチング回数を最小化しつつ、最大相と最小相間の直接転流を防止するようにスイッチ切換の遷移パターンを決定することを特徴とする。

（６）前記デューティの演算は、Ｍｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅの一般化逆行列を用いて演算することを特徴とする。

（７）前記デューティの演算は、Ｍｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅの一般化逆行列の解が、ひとつでも負となる場合、または５つの基本ベクトルのデューティの加算値が１とならない場合に、正当な解が得られるまで基本ベクトルの選択を切り換えることを特徴とする。

（８）前記デューティの演算は、Ｍｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅの一般化逆行列の解を予めテーブル展開して演算負荷を低減することを特徴とする。

（９）前記デューティの演算は、前記出力電流検出値Ｉｏに代えて、該出力電流検出値Ｉｏと入力電流指令値Ｉｉα＊、Ｉｉβ＊との係数比較によって計算的に該入力電流指令値Ｉｉα＊、Ｉｉβ＊を求めることを特徴とする。

以上のとおり、本発明によれば、入力・出力波形を正弦波に制御でき、出力電流センサ等を不要にし、演算負荷を軽減できる。また、双方向スイッチの最適化スイッチングにより入出力電圧の高調波低減およびコモンモード電圧の低減、脈動抑制を図ることができる。

図１の３相入力、３相出力の交流−交流直接変換装置を例に挙げ、以下に説明する。入力電源の短絡と出力電流の不連続を起こさないスイッチング条件を考えると、９つの双方向スイッチは表１に示す２７（３³）パターンの組み合わせに限定される。

この表１中、空間ベクトル上に存在する個々のベクトル（以下、基本ベクトル）について説明すると、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３は３相のうち２相のみを使ったスイッチングになる単振動ベクトルのグループ、Ｒ１は反時計方向回転ベクトルのグループ、Ｒ２は時計方向回転ベクトルのグループ、Ｚは出力電圧が常に零になる零ベクトルのグループである。

したがって、図１の交流−交流直接変換装置を正常に動作させるには、この２７パターンの中から任意の状態を選択して制御する必要がある。そこで、これら２７のスイッチングパターンを、３相／２相変換により３相交流から２相の静止αβ軸上に展開すると、出力電圧の空間ベクトルは図２のように表現でき（図２は、入力相電圧位相θ＝１５度の例）、以下に本発明に適用する直接ＡＣ−ＡＣ変換形の空間ベクトルによる変調方式を簡単に説明する。。

交流−交流直接変換装置の出力ＵＶ間の線間電圧Ｖｕｖを静止α軸方向として基準にし、図２のような出力電圧の空間ベクトルを構成する。図２は、入力相電圧位相θが１５度の例で、交流−交流直接変換装置はその瞬時の入力電圧の位相状態や大きさにより２７つある基本ベクトルが変動し、入力電圧が３相交流電源であれば、電源周波数（例えば５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）に同期して空間ベクトルも変動することになる。この点が、通常のインバータ制御と異なる点である（通常のインバータで用いられる空間ベクトルは、入力電圧が直流のため、長さや位相が固定された６角形となる）。

また、交流−交流直接変換装置において仮想的に直流リンクを考えて制御する方式では、仮想コンバータと仮想インバータに分離して考えることができるため、入力側と出力側で個別に６角形の固定長・固定位相の空間ベクトルを用いることができる。したがって、制御が従来通りに単純化して容易になるが、仮想直流リンクは仮想上２本の線で入力相と出力相を結線する必要があるので、入力３相と出力３相のすべてを用いて接続する状態（表１におけるＳＴＡＴＥ１９〜２４の６つのスイッチング状態）が表現できない。そこで、本発明ではこの６つのスイッチング状態を有効活用するために、直接ＡＣ／ＡＣ変換形の空間ベクトルによる変調方式で制御を考えていく。

先述した基本ベクトルについて、表１に示すように６つのグループに分け、位相角３０度の方向を正軸とした単振動ベクトルのグループを単振動ベクトルＳ１、位相角１５０度方向を正軸とした単振動ベクトルＳ２、位相角２７０度方向を正軸とした単振動ベクトルＳ３、長さは最大一定で反時計方向に回転する回転ベクトルＲ１、同じく長さ一定で時計方向に回転する回転ベクトルＲ２、および６角形の中心零点で固定された零ベクトルＺ、以上６つのグループに分ける。これら各々の基本ベクトルは、入力電圧の位相θに依存、つまり入力電圧の角速度ω_iに同期して変動する。また、ベクトルの長さ（６角形の大きさ）は入力線間電圧の大きさに対応する。

一方、入力電流の空間ベクトルについても同様の考え方で定義することができる。図３は、出力電流位相φ＝１５度のときの入力電流の空間ベクトルを示しており、入力Ｒ相電流を静止α軸基準としている。交流−交流直接変換装置（マトリックスコンバータのような電源周波数より十分高い周波数でスイッチの切り替え制御するもの）は、出力電圧制御は入力電圧を切り刻んでＰＷＭ制御する電圧形インバータの要領で行い、入力電流制御は誘導性負荷を想定した出力電流（負荷電流）を切り刻んでＰＷＭ制御する電流形コンバータと同様になる。したがって、入力電流の空間ベクトルは出力電流位相φ、つまり出力電流の角速度ω_oに依存して変動する基本ベクトルによって表現される。また、ベクトルの長さはそのときの負荷（出力電流の大きさ）に依存する。

ここで、図２の出力電圧の空間ベクトルと、図３の入力電流の空間ベクトルの違いに着目する。表１で示したグループ分けは、図２の出力電圧の空間ベクトルを形成する基本ベクトルの種類に対応しており、図３の入力電流には対応していない。図４は、入力電流の空間ベクトル（左）と、出力電圧の空間ベクトル（右）を比較した例である（入力電圧位相θ＝１５度、出力電流位相φ＝１５度の場合）。図４（ｂ）の出力電圧の空間ベクトルで単振動する基本ベクトルのグループは、図４（ａ）の入力電流の空間ベクトルでは同じ長さの基本ベクトルに展開される。図４の負荷条件／位相条件で例えると、出力電圧の基本ベクトルで３０度方向の単振動ベクトルＳ１軸は、入力側では６方向の軸それぞれにおける最大長の基本ベクトルに展開されている（図中のｉＲＴＴ，ｉＳＴＴ，ｉＳＲＲ，ｉＴＲＲ，ｉＴＳＳ，ｉＲＳＳ）。また、回転ベクトルに関しては、出力電流位相に従って回転し、軸の基準がずれているものの出力側と同様に、固定長ベクトルで表現される。

以下、本発明の実施形態になる直接ＡＣ−ＡＣ変換形の空間ベクトル変調方式について述べる。

（実施形態１）
非特許文献２のような手法を用いて出力線間電圧波形の改善およびスイッチング回数とコモンモード電圧の低減を制御目的とした場合、スイッチング回数低減により高調波が抑制されるものの入力電流は正弦波とならずに高調波を発生して、系統連系システムであれば電力系統に悪影響を与える。したがって、前記手法は系統連系システムでない用途や、別途高調波を減少させる何らかの装置を要するシステムに限定される。

本実施形態では、直接ＡＣ／ＡＣ変換形の空間ベクトル変調方式で、入力と出力の波形を同時に正弦波化する手法を提案する。

非特許文献２では、３つの基本ベクトルを用いて出力のみ空間ベクトル変調している。３つの出力電圧の基本ベクトルを調整することで、出力電圧の静止α軸方向、β軸方向の成分抽出、および前記３つの基本ベクトルのパルス出力時間（デューティ加算値）が演算周期時間Ｔに等しくなるように制御している。

一方で、入力電流も制御するためには、入力側のα軸とβ軸方向を制御する２つの自由度がさらに必要と考える。したがって、入出力両方の波形を任意に制御するためには、合計５つの基本ベクトルの制御が最低でも必要である。図５に示す入力および出力空間ベクトルのセクター領域分けの定義において、入力位相指令値θＩｉ＊の存在するセクターが「１」、かつ、出力線間電圧指令値Ｖｏｌ＊の存在するセクターが「１」のときを代表例として以下に説明する。

図６は、出力側空間ベクトルセクター「１」について、単振動ベクトルと回転ベクトル、および零ベクトルの合計８つを定義したものである。図に示すように単振動ベクトルＸ軸とＹ軸を定義し、回転ベクトル方向軸をＲ軸とする。Ｘ軸、Ｙ軸に関しては、１セクター内にそれぞれ３つのベクトルが存在するので、瞬時値の大きい順にｍａｘ、ｍｉｄ、ｍｉｎの添え字を与えて表現する（ＶＸｍａｘ、ＶＸｍｉｄ、ＶＸｍｉｎ、ＶＹｍａｘ、ＶＹｍｉｄ、ＶＹｍｉｎ）。回転ベクトル方向軸（Ｒ軸）は１セクター内に必ず１つのみ存在し、回転ベクトルＶｒｏｔとおく。零ベクトルＶｚは、入力相電圧の中間相を用いて表現し（例：入力相電圧の大きさの関係がＲ＞Ｓ＞Ｔの関係であるならば、Ｓ相が中間相なので表１のスイッチングステートＺ２：双方向スイッチの接続状態がＳＳＳを用いる）、零ベクトルＶｚに用いる中間相は入力位相指令値θＩｉ＊が存在する入力セクター「１〜１２」の領域によって決定される（入力セクター３、４、９、１０→ＲＲＲ、１、２、７、８→ＳＳＳ、５、６、１１、１２→ＴＴＴ）。入力相電圧の中間相を零ベクトルＶｚとすることにより、出力側の波形制御の電圧基準となる相が常に中間相となることから、コモンモード電圧の低減が可能となる。また、単振動ベクトルと回転ベクトルは、入力位相指令値θＩｉ＊が存在する入力セクターの領域とその位相状態から、スイッチングステートとそのベクトルの大きさ・位相が決定される。

ところで、入出力波形を正弦波化するためには、図６で定義した基本ベクトル８つの中から５つを選択して空間ベクトル変調する必要がある。１セクター内における基本ベクトルの選択パターンは、₈Ｃ₅＝５６パターン存在することになり、この中から適宜、入出力波形が正弦波となるように基本ベクトルを選択して変調制御する。

本実施形態では、５つの基本ベクトルの選択手法として、図６の定義における単振動ベクトルＶＸｍａｘ、ＶＸｍｉｄ、ＶＹｍａｘ、ＶＹｍｉｄ、零ベクトルＶｏ＊Ｖｚの５つを常時使用する。この手法は、回転ベクトルＶｒｏｔを使用せずに電圧利用率の良い単振動ベクトル４つと零ベクトルのみで構成するため、結果的に従来の仮想ＤＣリンク形の空間ベクトル変調方式と同様に４つの単振動ベクトルと１つの零ベクトルである。図７は、入力相電圧位相θ＝１５度、出力電流位相φ＝１５度の場合を例として、この実施形態の入出力基本ベクトルの選択状態を表示したものである（入出力の各指令は、斜線で示すセクター領域に存在する）。入力側、出力側ともに、指令値ベクトル（電圧指令値ベクトルＶｏ＊と入力位相指令値θＩｉ＊）領域をまたぐ６０度位相差内の空間に５つの基本ベクトルが存在する。

上記のように選択した５つの基本ベクトルを用いた空間ベクトルのデューティ演算（空間ベクトル変調）に関しては、三角公式等を用いて幾何学的に解く手法や、逆行列を演算する手法で計算できる。

以下にデューティ演算について、逆行列を演算する手法を例に説明する。上述のように５つの基本ベクトルを選択した上で、入力電流指令値Ｉｉ＊を入力側空間ベクトルの静止αβ軸上に展開したＩｉα＊、Ｉｉβ＊を与え、出力線間電圧指令値Ｖｏ＊を出力が空間ベクトルの静止αβ軸上に展開したＶｏｌα＊、Ｖｏｌβ＊を与える。また、便宜上、５つの基本ベクトル「ＶＸｍａｘ、ＶＸｍｉｄ、ＶＹｍａｘ、ＶＹｍｉｄ、Ｖｚ」を出力側で「Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ５」、入力側で「Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４、Ｉ５」と定義し直す（例：図８）。入出力それぞれで、５つの基本ベクトルを静止αβ軸に分解し、「Ｉ１α、Ｉ２α、Ｉ３α、Ｉ４α、Ｉ５α」「Ｉ１β、Ｉ２β、Ｉ３β、Ｉ４β、Ｉ５β」、「Ｖ１α、Ｖ２α、Ｖ３α、Ｖ４α、Ｖ５α」「Ｖ１β、Ｖ２β、Ｖ３β、Ｖ４β、Ｖ５β」とする。求めるべき５つの基本ベクトルのデューティを「ｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４、ｄ５」とし、これらの加算値はｄ１＋ｄ２＋ｄ３＋ｄ４＋ｄ５＝１となるから、以上より数式（１）を導くことができる。

ここで、出力線間電圧指令値Ｖｏｌ＊に関しては駆動したい負荷に合わせて任意に与えればよいが、入力電流指令値Ｉｉ＊に関しては、交流−交流直接変換装置の原理上、その大きさは出力する負荷電流に依存して決定される。したがって、入力電流指令値Ｉｉ＊の大きさについては出力電圧指令値Ｖｏｌ＊の大きさと独立に制御することはできない。そこで、交流−交流直接変換装置の入力−出力間の三相瞬時有効電力は等しいという関係と、入力相電圧位相に対する入力電流位相の差（θＩｉ−θＶｉ）である入力位相指令θ＊で入力側の無効電力を調整する条件から、（２）式のようにＩｉα＊、Ｉｉβ＊に関する連立方程式を導く。

なお、Ｖｉは入力相電圧検出値、Ｖｏ＊は出力電圧指令の相電圧、Ｉｏは出力電流検出値で、それぞれαβ軸成分に変換している。

（２）式を解くと、（３）式のようになり、入力相電圧検出値Ｖｉ、出力線間電圧指令値Ｖｏｌ＊、出力電流検出値Ｉｏの情報を用いて、（１）式左辺のＩｉα＊、Ｉｉβ＊を計算的に求めることができる。

なお、Ｖｉｌは入力線間電圧である。

以上の手順から、５つの基本ベクトルのデューティｄ１〜ｄ５は、（１）式の逆行列を演算することで、（４）式のように求めることができる。

本実施形態では、上述の手順により、５つの基本ベクトルを決定し、デューティを演算（空間ベクトル変調）する手段を備えることで、直接ＡＣ−ＡＣ変換形の空間ベクトル変調の交流−交流直接変換装置で入力と出力の両方の波形を同時に正弦波に制御することができる。本実施形態における制御装置４の制御ブロックを図９に示すが、転流制御等の本制御内容自体に関連のない制御ブロックは省略している。

（実施形態２）
本実施形態では、実施形態１と同様に任意の５つの基本ベクトルを選択した上で、出力電流検出値Ｉｏを用いなくとも入出力波形を正弦波に制御できる手法を提案する。すなわち、入力相電圧検出値Ｖｉのみを用いて、出力はオープンループ制御とする。

デューティ演算までの手順は実施形態１と同様であるが、（３）式における出力電流検出値Ｉｏα、Ｉｏβを使用しない点が異なる。まず、（１）式の係数行列中の「Ｉ１α、Ｉ２α、Ｉ３α、Ｉ４α、Ｉ５α」「Ｉ１β、Ｉ２β、Ｉ３β、Ｉ４β、Ｉ５β」を、すべてＩｏα、Ｉｏβの関係式に変換して係数比較する。以下、（１）式の３行目Ｉｏαに関する式に着目して、図７のスイッチング状態（Ｉ１＝ＲＳＳ、Ｉ２＝ＲＳＲ、Ｉ３＝ＲＴＴ、Ｉ４＝ＲＴＲ、Ｉ５＝ＳＳＳ）を代表例として説明する。この状態における（１）式を展開すると、（５）式のように表現できる。

Ｉ１〜Ｉ５に適用されるスイッチング状態がどのような場合でも、（５）式のように静止αβ軸上に展開した出力電流検出値Ｉｏα、Ｉｏβの係数で表現できる。（５）式の左辺Ｉｉα＊に、（３）式のＩｉα＊を代入すると、左辺と右辺がＩｏα、Ｉｏβでそれぞれ係数比較できるため、出力電流検出値Ｉｏα、Ｉｏβを消去でき、（６）式を導くことができる。

このように、求めるべきｄ１〜ｄ５の他はすべて既知の数となり、Ｉｉβ＊についても同様に求めることができる。これにより、Ｖｏ＊に関する行も含めて行列形式で表現すると（７）式となる。

ここで、Ｋｖａ１〜Ｋｖａ５は、それぞれＫｖａａｎ（係数：ｎ＝１〜５）・Ｖｉ１ａ＋Ｋｖａｂｎ（係数：ｎ＝１〜５）・Ｖｉ１ｂである。Ｋｖｂ１〜Ｋｖｂ５は、それぞれＫｖｂａｎ（係数：ｎ＝１〜５）・Ｖｉ１ａ＋Ｋｖｂｂｎ（係数：ｎ＝１〜５）・Ｖｉ１ｂである。ｎはベクトル番号１〜５、ｄ１〜ｄ５は５つの基本ベクトルを用いた空間ベクトルのデューティ、Ｖｏｌα＊とＶｏｌβ＊は出力線間電圧指令、Ｉｉｘｘ（Ｉｉａａ：Ｉｉα＊を求める式のＩｏαの項に掛ける係数、Ｉｉａｂ：Ｉｉα＊を求める式のＩｏβの項に掛ける係数、Ｉｉｂａ：Ｉｉβ＊を求める式のＩｏαの項に掛ける係数、Ｉｉｂｂ：Ｉｉβ＊を求める式のＩｏβの項に掛ける係数）は入力電流指令計算値（（３）式より代入）、Ｋｉｘｘ１〜Ｋｉｘｘ５（ｘｘはａａ，ａｂ，ｂａ，ｂｂ）は係数である。

（７）式に示すように、デューティ係数行列は７×５の非正方行列となるので、Ｍｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅの一般化逆行列の計算手法を用いて（８）式のようにデューティを演算する。

なお、デューティ係数逆行列の「＋」は、Ｍｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅの一般化逆行列を意味する。

以上がデューティ演算（空間ベクトル変調）の手順である。本実施形態によれば、実施形態１に比べて、出力電流を検出せずにデューティ演算することが可能な手段を備えた直接ＡＣ−ＡＣ変換形の交流−交流直接変換装置になり、高精度な出力電流センサ等を不要にして、入出力波形を同時に正弦波化することができる。本実施形態における制御装置４の制御ブロックを図１０に示す。

なお、この手法は実施形態１のような５ベクトル選択手法（ＶＸｍａｘ、ＶＸｍｉｄ、ＶＹｍａｘ、ＶＹｍｉｄ、Ｖｚ）に限定されない。したがって、そのほかのベクトル選択であっても、このデューティ演算手法は成立する（後述する他の実施形態の選択手法にも適用できる）。

（実施形態３）
実施形態２のＭｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅの一般化逆行列はアルゴリズム実装上複雑となる場合が多く、演算にも時間を要する可能性がある。そこで、本実施形態では想定される５つの基本ベクトルの全組み合わせについて、演算数式を予めパターンテーブル化しておき、演算アルゴリズムの簡略化・高速化を図る。

通常、Ｍｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅの一般化逆行列を解く際には特異値分解法を用いることが多いが、ここでは（７）式のデューティ係数行列が最大列階数であるという前提の基で、Ｍｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅ条件から（９）式を用いて演算する。

なお、Ａはデューティ係数行列、ＡＴはＡの転置行列、Ａ＋はＡのＭｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅ一般化逆行列である。

したがって、デューティ係数行列の階数が５のとき、（７）式は（１０）式のように表現できる。

（１０）式の各係数Ｋｘｘｘ（Ｋｖａａｎ、Ｋｖａｂｎ、Ｋｖｂａｎ、Ｋｖｂｂｎ）は、選択した任意の５つの基本ベクトルの係数が代入されるが、全２７パターンあるスイッチング状態から５つのパターンを選択する組み合わせは制御方針により予めパターン数が決まっている。例えば、実施形態１のように基本ベクトル「ＶＸｍａｘ、ＶＸｍｉｄ、ＶＹｍａｘ、ＶＹｍｉｄ、Ｖｚ」を常に選択するようにした場合は、出力側の空間ベクトルの各セクター（セクター１〜セクター６）で１２パターンずつ存在するので、合計７２パターンの組み合わせに限られる。また、基本ベクトルの選択パターンによっては同じ係数を持つ場合があるので、さらに組み合わせ数を低減できる。

そこで、本実施形態では上述のように制御方針に従って限定された基本ベクトルの選択パターンを予め導き、それぞれにおいて（１０）式に示す演算式をテーブル展開した上でＭｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅの一般化逆行列演算を簡単化するデューティ演算手段を備えた直接ＡＣ−ＡＣ変換形の交流−交流直接変換装置となる。演算式を選択するための分岐数は増加するが、選択作業自体は入出力の空間ベクトルのセクター判別のみであり、分岐後の演算負荷は軽減され、演算の信頼性向上やＣＰＵ性能・コスト節約に繋がる。本実施形態における制御装置４の制御ブロックを図１１に示す。

（実施形態４）
実施形態１のように基本ベクトル「ＶＸｍａｘ、ＶＸｍｉｄ、ＶＹｍａｘ、ＶＹｍｉｄ、Ｖｚ」を常に選択するようにした場合において、１制御周期内のスイッチング順序を考慮する。例えば、図７のような入力セクター１、出力セクター１の時、使用する基本ベクトルはＲＴＲ、ＲＳＲ、ＲＴＴ、ＲＳＳ、ＳＳＳの５つのスイッチングステートとの切り分け状態となる。これら５つの基本ベクトルのデューティ演算（空間ベクトル変調）を１制御周期内で切り換えて、１制御周期の平均値を入出力各指令値となるように制御している。

これら５つのスイッチング状態の切換は、できる限り少ない相数で切り換えることが望ましい。図７の事例で考えると、ＲＴＴ→ＲＴＲ→ＲＳＲ→ＲＳＳ→ＳＳＳ、もしくはその反転であるＳＳＳ→ＲＳＳ→ＲＳＲ→ＲＴＲ→ＲＴＴのどちらかの遷移パターンを用いると、スイッチの切換は４回のスイッチングで必ず１相ごと（各相トータルで４つの切換）に行うことができる。上記２つの遷移パターン以外の配列であると、無駄な切換（２相以上の切換）にスイッチング回数が増加し、損失増加や高調波ノイズ増加に繋がる。また、上記２つの遷移パターンは１制御周期毎に交互に折り返して行う（・・・→ＲＴＴ→ＲＴＲ→ＲＳＲ→ＲＳＳ→ＳＳＳ→ＳＳＳ→ＲＳＳ→ＲＳＲ→ＲＴＲ→ＲＴＴ→・・・）ことで、任意セクター内におけるスイッチングを常に最適化することができる。

図７の事例以外のそのほかのセクターも同様に、４回のスイッチングで１相毎に切り換える２つの遷移パターンを導くことで、常にスイッチングの最小化パターンを選択できる。

本実施形態によれば、実施形態１〜３に比べて、１制御周期内の５つのスイッチング状態の配列を、スイッチングする素子数が最小化するようにスイッチ切換の遷移パターンを決定することにより、スイッチング損失の低減が可能なデューティ演算手段を備えた直接ＡＣ−ＡＣ変換形の交流−交流直接変換装置となる。

（実施形態５）
実施形態１の基本ベクトルの選択手法は、従来の仮想ＤＣリンク方式と結果的に同じ基本ベクトルを用いている。すなわち回転ベクトルを使用していないため、直接ＡＣ／ＡＣ変換形空間ベクトル変調法を用いることなく、仮想ＤＣリンク方式で表現できるスイッチング状態の選択パターンである。本実施形態では、この冗長とも考えられる回転ベクトルを用いて、実施形態１の選択手法よりも性能を改善できることを示す。

図１２は、入力セクター１、出力セクター１の状態を示している。図７の実施形態１と異なり、時計方向回転ベクトルＶｒｏｔであるスイッチング状態ＲＴＳを用いている。出力空間ベクトル側においては、必ず１セクター内に１つの回転ベクトルＶｒｏｔが存在するため、そのベクトルを必ず選択する。また、実施形態１と同様にコモンモード電圧低減が可能な入力相電圧の中間相を用いた零ベクトルＶｚを選択する。残り３つのベクトルに関しては、セクター領域を挟む２つの単振動ベクトル軸にある６つのベクトル（図６でいうＶＸｍａｘ、ＶＸｍｉｄ、ＶＸｍｉｎ、ＶＹｍａｘ、ＶＹｍｉｄ、ＶＹｍｉｎ）から選択するが、その選択パターンは₆Ｃ₃＝２０パターン考えられる。ただし、単振動ベクトルのうち最も小さいベクトル（ＶＸｍｉｎ、ＶＹｍｉｎ）に関しては、入力空間ベクトル側で入力指令値に対して大きな位相差を持つ基本ベクトルとなるため、入力リプル低減のためには使用しない。例えば、図１２の例で説明すると、出力側のＳＴＴ、ＳＴＳを選択した場合、入力空間では９０度方向のベクトルとなり、入力セクター領域に対して、比較的に大きな位相差となってしまう。

したがって、実質は₄Ｃ₃＝４パターン「ＲＴＳ、ＳＳＳ、ＲＴＲ、ＲＳＲ、ＲＴＴ」、「ＲＴＳ、ＳＳＳ、ＲＴＲ、ＲＳＲ、ＲＳＳ」、「ＲＴＳ、ＳＳＳ、ＲＴＲ、ＲＴＴ、ＲＳＳ」、「ＲＴＳ、ＳＳＳ、ＲＳＲ、ＲＴＴ、ＲＳＳ」の組み合わせとこれらの反転パターンに限られる。この反転パターンも含めた８つの遷移パターンのうちいずれかを選択して制御すれば良いが、これらのパターン判別を決定づける要素は、入力位相θ、出力位相ｌ、出力電圧指令Ｖの大きさ等、複雑な条件を有する。

そこで、本実施形態では前記８つの遷移パターンすべてについて係数行列およびそのＭｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅの一般化逆行列を演算しておき、そのデューティｄ１〜ｄ５の解を求めておく。求めたデューティ解のうち一つでも負となったり、デューティ解の加算値が１とならないようなパターンがある場合は、選択された５つの基本ベクトルのスイッチング状態に無理があり、入出力波形を正弦波化することができないことを意味する。

したがって、そのようなパターンは除外し、正当な解が得られるパターンを４つの中から判別する。交流−交流直接変換装置の制御には、最終的に判別されたスイッチングパターンを適用する。なお、デューティ演算手法は実施形態１〜３と同様である。

本実施形態では、単振動ベクトルと比較して指令値との位相差が小さい回転ベクトルを利用することができるため、実施形態１や仮想ＤＣリンク方式の手法よりも、入力・出力波形の脈動低減や高調波低減が可能な基本ベクトルの選択手段を備えた直接ＡＣ−ＡＣ変換形の交流−交流直接変換装置となる。

（実施形態６）
本実施形態では、実施形態５の手法におけるスイッチングパターンを最適化する。実施形態５の入力セクター「１」、出力セクター「１」におけるスイッチング状態が「ＲＴＳ、ＳＳＳ、ＲＴＲ、ＲＳＲ、ＲＴＴ」、「ＲＴＳ、ＳＳＳ、ＲＴＲ、ＲＳＲ、ＲＳＳ」、「ＲＴＳ、ＳＳＳ、ＲＴＲ、ＲＴＴ、ＲＳＳ」、「ＲＴＳ、ＳＳＳ、ＲＳＲ、ＲＴＴ、ＲＳＳ」およびこれらの遷移パターンの反転とを合わせて８つの遷移パターンである場合に着目する。いま、この８つの遷移パターンを仮に以下のようにモード分けする。

モード１：「ＲＴＳ、ＳＳＳ、ＲＴＲ、ＲＳＲ、ＲＴＴ」
モード２：「ＲＴＳ、ＳＳＳ、ＲＴＲ、ＲＳＲ、ＲＳＳ」
モード３：「ＲＴＳ、ＳＳＳ、ＲＴＲ、ＲＴＴ、ＲＳＳ」
モード４：「ＲＴＳ、ＳＳＳ、ＲＳＲ、ＲＴＴ、ＲＳＳ」
これらについて、実施形態４のように、スイッチングする素子を１制御周期内で最小化し、スイッチ切り換えを１相ごとに行うような遷移パターンを考える。すると、モード１、モード４に関してはどのように並び替えても１相ごとのスイッチ切り換えが実現できない。そこで、モード１、モード４に関しては、零相ベクトルＳＳＳをＲＲＲもしくはＴＴＴに切り換える。零相ベクトルは、ＲＲＲ、ＳＳＳ、ＴＴＴのいずれを用いても零電圧を出力するので、相互に置き換えが可能である。ただし、本実施形態では、コモンモード電圧は犠牲にしている。

モード１：
「ＲＴＳ、ＲＲＲ、ＲＴＲ、ＲＳＲ、ＲＴＴ」のときは、ＲＲＲ→ＲＳＲ→ＲＴＲ→ＲＴＳ→ＲＴＴ、ＲＴＴ→ＲＴＳ→ＲＴＲ→ＲＳＲ→ＲＲＲの遷移パターンとする。

「ＲＴＳ、ＴＴＴ、ＲＴＲ、ＲＳＲ、ＲＴＴ」のときは、ＴＴＴ→ＲＴＴ→ＲＴＳ→ＲＴＲ→ＲＳＲ、ＲＳＲ→ＲＴＲ→ＲＴＳ→ＲＴＴ→ＴＴＴの遷移パターンとする。

モード２：
「ＲＴＳ、ＳＳＳ、ＲＴＲ、ＲＳＲ、ＲＳＳ」は、ＳＳＳ→ＲＳＳ→ＲＳＲ→ＲＴＲ→ＲＴＳ、ＲＴＳ→ＲＴＲ→ＲＳＲ→ＲＳＳ→ＳＳＳの遷移パターン、またはＳＳＳ→ＲＳＳ→ＲＴＳ→ＲＴＲ→ＲＳＲ、ＲＳＲ→ＲＴＲ→ＲＴＳ→ＲＳＳ→ＳＳＳの遷移パターンのどちらでもよい。

モード３：「ＲＴＳ、ＳＳＳ、ＲＴＲ、ＲＴＴ、ＲＳＳ」は、ＳＳＳ→ＲＳＳ→ＲＴＳ→ＲＴＲ→ＲＴＴ、ＲＴＴ→ＲＴＲ→ＲＴＳ→ＲＳＳ→ＳＳＳの遷移パターンとなる。

モード４：
「ＲＴＳ、ＲＲＲ、ＲＳＲ、ＲＴＴ、ＲＳＳ」のときは、ＲＲＲ→ＲＳＲ→ＲＳＳ→ＲＴＳ→ＲＴＴ、ＲＴＴ→ＲＴＳ→ＲＳＳ→ＲＳＲ→ＲＲＲの遷移パターンとする。

「ＲＴＳ、ＴＴＴ、ＲＳＲ、ＲＴＴ、ＲＳＳ」のときは、ＴＴＴ→ＲＴＴ→ＲＴＳ→ＲＳＳ→ＲＳＲ、ＲＳＲ→ＲＳＳ→ＲＴＳ→ＲＴＴ→ＴＴＴの遷移パターンとする。

以上のように、本実施形態では、実施形態５に示す５ベクトル選択手法を用いた場合において、使用する零ベクトルを切り換えることにより１相ごとのスイッチングを実現して、１制御周期内のスイッチングする素子を最小化することができる手段を備えた直接ＡＣ−ＡＣ変換形の交流−交流直接変換装置となる。

なお、本実施形態で示したセクター状態以外の事例であっても、同様の作業で最小化が可能である。

（実施形態７）
実施形態６は、実施形態５の手法におけるスイッチング回数の最小化のみを考慮して、遷移パターンを最適化した手段を備えた直接ＡＣ−ＡＣ変換形の交流−交流直接変換装置となる。しかし、コモンモード電圧、すなわちＰＷＭ制御する際に基準とするが入力相電圧および中間相の方が、スイッチ切り換え時のＰＷＭパルスの電圧落差を低減できるため、スイッチングノイズやスイッチング損失の低減が可能となる。

そこで、本実施形態では実施形態６の１相ごとのスイッチング効果に加え、入力相電圧の中間相を介したスイッチング遷移パターンを制約条件として与える。図１２の入力セクター「１」、出力セクター「１」の例では、入力相電圧の大きさ関係はＶｒ＞Ｖｓ＞Ｖｔであるので、中間相はＶｓ、すなわちＳ相である。したがって、上述の制約条件を満たすためにはＲ相とＴ相間の直接的なスイッチング遷移は回避しなければならない（必ずＳ相を介してスイッチングする）。

ここで、実施形態６で示した４つのモードについて、この制約条件を考慮して再度、零ベクトルの選択と遷移パターンを考えると、以下のように決定できる。

モード１：
「ＲＴＳ、ＲＲＲ、ＲＴＲ、ＲＳＲ、ＲＴＴ」のときは、ＲＲＲ→ＲＳＲ→ＲＴＲ→ＲＴＳ→ＲＴＴ、ＲＴＴ→ＲＴＳ→ＲＴＲ→ＲＳＲ→ＲＲＲの遷移パターンとする。

モード２：
「ＲＴＳ、ＳＳＳ、ＲＴＲ、ＲＳＲ、ＲＳＳ」のときは、ＳＳＳ→ＲＳＳ→ＲＳＲ→ＲＴＲ→ＲＴＳ、ＲＴＳ→ＲＴＲ→ＲＳＲ→ＲＳＳ→ＳＳＳの遷移パターン、またはＳＳＳ→ＲＳＳ→ＲＴＳ→ＲＴＲ→ＲＳＲ、ＲＳＲ→ＲＴＲ→ＲＴＳ→ＲＳＳ→ＳＳＳの遷移パターンとする。

モード３：
「ＲＴＳ、ＲＲＲ、ＲＴＲ、ＲＴＴ、ＲＳＳ」、「ＲＴＳ、ＳＳＳ、ＲＴＲ、ＲＴＴ、ＲＳＳ」、「ＲＴＳ、ＴＴＴ、ＲＴＲ、ＲＴＴ、ＲＳＳ」のいずれの零ベクトルを用いてスイッチング順序を考慮しても、制約条件に抵触するため、このモードは不可。

モード４：
「ＲＴＳ、ＲＲＲ、ＲＳＲ、ＲＴＴ、ＲＳＳ」のときは、ＲＲＲ→ＲＳＲ→ＲＳＳ→ＲＴＳ→ＲＴＴ、ＲＴＴ→ＲＴＳ→ＲＳＳ→ＲＳＲ→ＲＲＲの遷移パターンとする。

したがって、入力セクター「１」、出力セクター「１」のセクター領域ではモード３を使用してはならないが、結果的にこの領域範囲ではモード３を使用せずとも制御できる（他のモードでデューティ正当解が存在する）ため、モード３を禁止モードとすることにより、上記制約条件を満たすことができる。また、他のセクター領域では禁止すべきモードが変化するため、入力・出力セクターから禁止モードを判別して制御すればよい。

本実施形態では、任意の入出力セクターにおいて、４つのうち１つを禁止モードとすることで、１相ごとのスイッチングと最大相と最小相間の切換を防止することができるため、実施形態６よりも更に低ノイズ・低損失なスイッチングが可能な手段を備えた直接ＡＣ−ＡＣ変換形の交流−交流直接変換装置となる。

（実施形態８）
入出力の空間ベクトルが図４の状態で、入力指令値が入力セクター「１」に存在し、かつ、出力指令値の位相が回転ベクトルＲＴＳより大きく、ＲＳＴより小さい領域に存在するとき、すなわち図１３の状態の時は、出力空間において位相差のより小さい「ＲＳＴ、ＲＴＳ、ＲＴＴ、ＲＳＳ、零ベクトル」の５つを選択すると良い。

したがって、本実施形態では、図１３のように位相差が６０度より小さくなる可能性のある出力領域においては、単振動軸１つをまたいで回転ベクトル２つを使用するモードを適用する手段を備えた直接ＡＣ−ＡＣ変換形の交流−交流直接変換装置となる。そのほか、デューティ演算等は上述までの実施形態と同様である。この実施形態を併用することで、出力電圧の脈動の更なる低減が期待できる。

（実施形態９）
実施形態８のスイッチング最適化について、実施形態７と同様に考慮すると、以下の遷移パターンとすれば、最大相と最小相間の直接転流防止と１相ごとのスイッチングを実現できる。
「ＳＳＳ→ＲＳＳ→ＲＴＳ→ＲＳＴ→ＲＴＴ」、「ＲＴＴ→ＲＳＴ→ＲＴＳ→ＲＳＳ→ＳＳＳ」
本実施形態によれば、回転ベクトル２つを用いる場合のスイッチング順序を最適化することにより、スイッチング損失・ノイズの低減が可能な手段を備えた直接ＡＣ−ＡＣ変換形の交流−交流直接変換装置となる。

（実施形態１０）
上述の実施形態の手法において、Ｍｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅの一般化逆行列を用いてきたが、出力電圧が過変調領域であったり、想定外の動作や指令値が供給されて、すべてのモードにおいて正当なデューティ解が得られない場合は、次の手順でフェールセーフとして、故障や不安定動作を回避する。なお、どのような指令値入力であっても、表１の２７あるスイッチング状態の内、いずれかのスイッチング状態を出力するので、入力電源短絡防止や出力不連続を回避できるが、指令値であるデューティ指令が想定外の動作をすると、入出力波形にとっては過渡的な状態（無駄にスイッチングパターンの遷移を引き起こす、遷移前後の基本ベクトルの位相差やベクトルの大きさの変動が大きいなど）が続く可能性があり、交流−交流直接変換装置の動作が不安定になる可能性がある。

（手順１）まず、実施形態５および実施形態８のモードにおいてデューティ解が得られないときは、仮想ＤＣリンク方式と同様の実施形態２を適用する。

（手順２）上記の（手順１）でもデューティ解が得られないときは、一般的な従来の仮想ＤＣリンク形の空間ベクトル変調手法を並列に動作させておき、そちらの制御に切り換える。入出力の正弦波化はできないが連続的な動作（デューティ解が得られないときに仮想リンク形空間ベクトル変調に切り替え制御に空白を与えない）をさせることができる。

（手順３）上記の手順でも不安定な動作を引き起こす場合は、故障と判断して運転を停止する。

交流−交流直接変換装置の基本構成図。 出力電圧の基本空間ベクトル図。 入力電流の基本空間ベクトル図。 入力側空間ベクトル図（ａ）と出力側空間ベクトル図（ｂ）。 空間ベクトルの「入力側」セクターと「出力側」セクターの定義例。 出力セクター「１」における基本空間ベクトルの状態図。 入力側空間ベクトルと出力側空間ベクトルの状態図。 入力側と出力側の空間ベクトルの定義し直し例。 制御ブロック図（実施形態１）。 制御ブロック図（実施形態２）。 制御ブロック図（実施形態３）。 入力セクター１、出力セクター１の状態図。 入力セクター１、出力セクター１の状態図。

符号の説明

１ 交流電源
２ 入力ＬＣフィルタ
３ 交流−交流直接変換回路
４ 制御装置

Claims (9)

1. 多相の交流電源から交流−交流直接変換器の双方向スイッチを直接ＡＣ／ＡＣ変換形の空間ベクトルによる変調でＰＷＭ制御する交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法であって、
   多相交流出力の線間電圧を２相の静止αβ軸上に展開したベクトルの状態を、線間電圧指令値ベクトルＶｏ＊が存在するセクターの位相が遅れている単振動ベクトル軸をＸ軸、進んでいる単振動ベクトル軸をＹ軸と定義して、それぞれの軸で最大のベクトルＶＸｍａｘ、ＶＹｍａｘと、中間のベクトルＶＸｍｉｄ、ＶＹｍｉｄと、最小のベクトルＶＸｍｉｎ、ＶＹｍｉｎと、相電圧の中間電圧となる零ベクトルＶｚと、セクター内に１つ存在する回転ベクトルＶｒｏｔを基本ベクトルとし、このうち４つの単振動ベクトルＶＸｍａｘ、ＶＸｍｉｄ、ＶＹｍａｘ、ＶＹｍｉｄと１つの零ベクトルＶｚとを選択し、
   前記選択した５つの基本ベクトルと、入力電流指令値Ｉｉ＊および出力線間電圧指令値Ｖｏｌ＊を静止αβ軸上に展開した入力電流指令値Ｉｉα＊、Ｉｉβ＊、出力線間電圧指令値Ｖｏｌα＊、Ｖｏｌβ＊および入力電圧検出値Ｖｉ、出力電流検出値Ｉｏから、該５つの基本ベクトルのデューティを求めて入力と出力の波形を同時に正弦波化することを特徴とする交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。
2. 多相の交流電源から交流−交流直接変換器の双方向スイッチを直接ＡＣ／ＡＣ変換形の空間ベクトルによる変調でＰＷＭ制御する交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法であって、
   多相交流出力の線間電圧を２相の静止αβ軸上に展開したベクトルの状態を、線間電圧指令ベクトルＶｏ＊が存在するセクターの位相が遅れている単振動ベクトル軸をＸ軸、進んでいる単振動ベクトル軸をＹ軸と定義して、それぞれの軸で最大のベクトルＶＸｍａｘ、ＶＹｍａｘと、中間のベクトルＶＸｍｉｄ、ＶＹｍｉｄと、最小のベクトルＶＸｍｉｎ、ＶＹｍｉｎと、相電圧の中間電圧となる零ベクトルＶｚと、セクター内に１つ存在する回転ベクトルＶｒｏｔを基本ベクトルとし、このうち３つの単振動ベクトルと零ベクトルＶｚおよび回転ベクトルＶｒｏｔとを選択し、
   前記選択した５つの基本ベクトルと、入力電流指令値Ｉｉ＊および出力線間電圧指令値Ｖｏｌ＊を静止αβ軸上に展開した入力電流指令値Ｉｉα＊、Ｉｉβ＊、出力線間電圧指令値Ｖｏｌα＊、Ｖｏｌβ＊および入力電圧検出値Ｖｉ、出力電流検出値Ｉｏから、該５つの基本ベクトルのデューティを求めて入力と出力の波形を同時に正弦波化することを特徴とする交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。
3. 多相の交流電源から交流−交流直接変換器の双方向スイッチを直接ＡＣ／ＡＣ変換形の空間ベクトルによる変調でＰＷＭ制御する交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法であって、
   多相交流出力の線間電圧を２相の静止αβ軸上に展開したベクトルの状態を、線間電圧指令ベクトルＶｏ＊が存在するセクターの位相が遅れている単振動ベクトル軸をＸ軸、進んでいる単振動ベクトル軸をＹ軸と定義して、それぞれの軸で最大のベクトルＶＸｍａｘ、ＶＹｍａｘと、中間のベクトルＶＸｍｉｄ、ＶＹｍｉｄと、最小のベクトルＶＸｍｉｎ、ＶＹｍｉｎと、相電圧の中間電圧となる零ベクトルＶｚと、セクター内に１つ存在する回転ベクトルＶｒｏｔを基本ベクトルとし、このうち２つの回転ベクトルと零ベクトルＶｚ、および２つの回転ベクトルの位相に挟まれた２つの単振動ベクトルとを選択し、
   前記選択した５つの基本ベクトルと、入力電流指令値Ｉｉ＊および出力線間電圧指令値Ｖｏｌ＊を静止αβ軸上に展開した入力電流指令値Ｉｉα＊、Ｉｉβ＊、出力線間電圧指令値Ｖｏｌα＊、Ｖｏｌβ＊および入力電圧検出値Ｖｉ、出力電流検出値Ｉｏから、該５つの基本ベクトルのデューティを求めて入力と出力の波形を同時に正弦波化することを特徴とする交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。
4. 前記選択した５つの基本ベクトルのスイッチング状態において、スイッチング回数が最小化するようにスイッチ切換の遷移パターンを決定することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。
5. 前記選択した５つの基本ベクトルのスイッチング状態において、スイッチング回数を最小化しつつ、最大相と最小相間の直接転流を防止するようにスイッチ切換の遷移パターンを決定することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。
6. 前記デューティの演算は、Ｍｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅの一般化逆行列を用いて演算することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。
7. 前記デューティの演算は、Ｍｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅの一般化逆行列の解が、ひとつでも負となる場合、または５つの基本ベクトルのデューティの加算値が１とならない場合に、正当な解が得られるまで基本ベクトルの選択を切り換えることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。
8. 前記デューティの演算は、Ｍｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅの一般化逆行列の解を予めテーブル展開して演算負荷を低減することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。
9. 前記デューティの演算は、前記出力電流検出値Ｉｏに代えて、該出力電流検出値Ｉｏと入力電流指令値Ｉｉα＊、Ｉｉβ＊との係数比較によって計算的に該入力電流指令値Ｉｉα＊、Ｉｉβ＊を求めることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。
   

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